JPH03262939A - エコー経路変動検出方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［目　次］ 概要 産業上の利用分野 従来の技術（第１９＠） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（第１図） 作　用（第１〜５図） 実施例 第１実施例の説明（第６〜１５図） 第２実施例の説明（第１６〜１８図） その他 発明の効果 ［概　要］ 特性が未知の系に信号を送出し、その応答を受ける入力
端子で得た送出信号で生じたエコーから装置内にｆｆ［
した適応フィルタで系の伝達関数を推定するものにおい
て、この適応フィルタでのフィルタ係数の推定を乱す該
系内で発生した妨害信号と、系の特性変動とを区別して
、系の特性変動を検出するためのエコー経路変動検出方
法およびその装置に関し、 エコー経路変動をダブルトークと明確に区別し、しかも
エコー経路変動を素早く検出できるようにして、ハウリ
ング発生の危険を低減できるようにすることを目的とし
、 系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅延部分の
大きさを算出するとともに、応答の後部遅延部分の大き
さを算出し、系のインパルス応答の全体あるいはその前
部遅延部分の大きさと、応答の後部遅延部分の大きさと
の比から、系内で生じた妨害信号と鉄系の特性変動とを
区別して、系の特性変動を検出するように構成する。

［産業上の利用分野］ 本発明は、特性が未知の系に信号を送出し、その応答を
受ける入力端子で得た送出信号で生じたエコーから装置
内に設置した適応フィルタで系の伝達関数（インパルス
応答）を推定するものにおいて、この適応フィルタでの
フィルタ係数の推定を乱す該系内で発生した妨害信号と
、系の特性変動とを区別して、系の特性変動を検出する
ためのエコー経路変動検出方法およびその装置に関する
。

一般に、特性が未知の系に信号を送出するシステムを構
築するとき、この系の応答から系の伝達関数を推定する
ことが必要となることが多い。

そのような例として、上り下りを一つの通信路で交信す
る双方向同時伝送方式がある。これを実現するには、自
身の信号の送出で生じるエコーを相殺するエコーキャン
セラが必要となる。このエコーキャンセラは前述の適応
フィルタによって構成される。

ところで、かかるエコーキャンセラにおいては。

出力端子から通信路に送出した信号の一部が反射によっ
て入力端子に回り込むエコー（前述の未知の系に対する
応答に相当する）に等価な疑似エコーを装置内で合成す
ることが必要とされる。その合成のためには、系のもつ
エコー経路利得、すなわち、伝達関数を推定し、これと
等価な伝達関数をもつ適応フィルタを構成することが必
要となる。

かかる適応フィルタ係数の推定には、入力端子で得た系
の応答が用いられる。

しかしながら、その応答には、系内で独立に生じた信号
が含まれており、これが大きくなれば推定精度が劣化す
ることは避けられない。これをエコーキャンセラでは、
ダブルトークと称し、この場合は、推定精度の劣化を防
止するため、上記のような係数推定動作を一時停止する
のが一般的である。

しかし、問題はその係数推定動作が一時的に乱れるのは
系の伝達関数が変動した場合でも同様に起こることであ
る。この後者による乱れの場合には、係数推定動作を停
止してはならず、推定動作の続行こそ必要である。

そこで、両者を区別する方式の出現が強く期待されてい
るのである。

［従来の技術］ 上記のエコーキャンセラの構成例を第１９図に示す、す
なわち、この第１９図に示すエコーキャンセラは、残留
エコー演算器３１ｏ、複数のタップｍ（ｍ＝１〜■）を
有する適応フィルタ３２ｏ。

係数修正回路３３０をそなえており、受信用の出力端子
３０２には、スピーカ３４０が接続されるとともに、送
信用の入力端子３００には、マイクロホン３５０が接続
されている。

そして、スピーカ３４０とマイクロホン３５０との間の
系が未知の系として構成される。

ここで、残留エコー演算器３１０は、六方信号Ｙｊと適
応フィルタ３２０からの擬似エコーΣＨｊ（ｉ）　Ｘ　
ｊ　（ｉ）とを受けて残留エコーＥｊを演算するもので
、適応フィルタ３２０は、複数のタップｍ（ｍ＝１〜工
）を有し、出力信号（受話音声）Ｘｊと係数修正回路３
３０からのフィルタ係数Ｈｊ　（ｉ）とを受けて擬似エ
コーΣＨｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）を求めるものである。また
、係数修正回路３３０は、出力信号（受話音声）Ｘｊと
残留エコーＥｊからフィルタ係数Ｈｊ　（ｉ）を求める
ものである。

なお、第１９図において、Ｓｊは送話音声、Ｎｊは周囲
騒音、Σｈ　ｊ（ｉ）　Ｘｊ（ｉ）はエコーであるが、
上記のｊのついた信号は全て時刻ｊにおけるものである
や ところで、第１９図に示す構成のエコーキャンセラにお
いて、ダブルトークは、マイクロホン出力信号Ｙｊある
いは残留エコーＥｊのレベル変化から検出するのが一般
的である。

まず、マイクロホン出力信号レベル変化から検出する手
法の検出原理は次のとおりである。

即ち、マイクロホン出力信号Ｙｊは、 Ｙｊ＝（Ｓｊ＋Ｎｊ）＋Ｘｈｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）”（１
）（但し、Σ：Ｃ１−Ｉ＃ｌＨ口算） と表されることから、ダブルトークは「送話音声Ｓｊの
加算によるマイクロホン出力信号Ｙｊのレベル上昇」と
して見出される。

ところが、実際には、スピーカ出力信号Ｘｊの与えるエ
コーΣｈ　ｊ（ｉ）　Ｘｊ（ｉ）の方が送話音声ｓｊよ
りも大きい場合が多く、送話音声ががなり大きくなるま
でそれを見出すことができない。

そのことはダブルトーク検出に遅延をもたらし、係数推
定の乱れを大きくすることになる。

この検出の遅れは、残留エコーＥｊのレベル変化を検出
する方法を併用することで改善される。

すなわち、残留エコー Ｅｊ＝Ｙｊ−Σ１（ｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）＝（Ｓｊ＋Ｎｊ
）＋Σｈｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）−ΣＨｊ　（ｉ）Ｘｊ　（
ｉ）＝（Ｓｊ＋Ｎｊ）＋！Ａｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）　”　
（２）に含まれる推定誤差Δｊ（ｉ）は、エコーキャン
セラ収束時において、 ΣΔｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）４ｏ・・（３）となることから
、送話音声Ｓｊのわずかの加算でこれを検出できるよう
になるからである。

この併用法によれば、ダブルトーク検出の遅れは大幅に
改善される。

［発明が解決しようとする課題ゴ しかし、この第２の方式における欠点は式（２）から直
ちに分かるように、エコー経路変動（推定誤差Δｊ　（
ｉ）の増加）時においても、残留エコーＥｊのレベル上
昇が起こり、これとダブルトークが区別されないことで
ある。

特開昭６０−１２５０２５号公報に開示されたものはこ
の解決策として提案されている方式である。すなわち、 （１）残留エコーＥｊのレベル上昇でダブルトークある
いはエコー経路変動の発生を素早く検出し、これをダブ
ルトークとみなして係数修正を停止する。

（２）一定時間経過後、検出の遅い入力信号Ｙｊのレベ
ルにおいて、上昇が検出されたときには、上記（１）に
おけるレベル上昇はダブルトークと判定することができ
る。

（３）逆に、検出の遅い入力信号Ｙｊのレベルにおいて
、上昇が検出されなければ、それはエコー経路変動と判
定することができる。

ただし、エコー経路変動にその利得の増加が伴わないと
する条件が必要である。これが満たされない場合、両者
は識別されない。

これを更に改良したのが特開昭６１−５６５２６号公報
に開示された技術である。この方式の要点は「ダブルト
ークとエコー経路変動における持続時間の違い」を利用
するところにある。すなわち、ダブルトークによるレベ
ル変化は一時的であり、エコー経路変動によるそれは適
応フィルタ係数の修正が完了するまでの長時間にわたる
ことを利用するのである。そのとき、 （１）ダブルトークあるいはエコー経路変動によって残
留エコーＥｊが増加すると、まずは特開昭６０−１２５
０２５と同様、ダブルトークと判定し、係数修正動作を
停止させる。同時にダブルトーク検出閾値を「ダブルト
ークと判定し難い」方向に徐々に修正していく。

（２）この修正はいずれ非ダブルトークとの判定をもた
らすが、非ダブルトークと判定されるまでにダブルトー
クが終了しておれば、その間の係数修正動作の停止は正
しいダブルトーク処理であったことになる。

（３）一方、エコー経路変動による場合は、残留エコー
Ｅｊの多い状態が非ダブルトークと判定されるまで継続
するから、その時点においてエコー経路変動と判定され
る。

ここで、問題になるのは、ダブルトークとエコー経路変
動を識別する継続時間の設定である。特開昭６４−２９
０２７号公報に開示されたものはそのダブルトーク継続
時間は多数の実例から最大３秒程度と判断し、３秒以内
の残留エコーの増加をエコー経路変動と判定しないよう
にダブルトーク検出閾値を制御している。

しかしながら、上記において、全ダブルトークの継続時
間が３秒以下であるとする保証はなく、これを超えるダ
ブルトークは当然のことながら検出できない。

また、持続時間の違いを利用するかぎり、エコー経路変
動検出の遅れは避けられず、この遅延がハウリング発生
の危険を増大させる。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、
エコー経路変動をダブルトークと明確に区別し、しかも
エコー経路変動を素早く検出できるようにして、ハウリ
ング発生の危険を低減できるようにした、エコー経路変
動検出方法エコー経路変動検出方法およびその装置を提
供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 第１図は請求項１〜６記載の発明の原理ブロック図であ
る。

この第１図において、１００は系のインパルス応答を含
む信号を取り入れる入力端子であり、１０１はエコー経
路変動検出における判定結果を出力する出力端子である
。

１１０は第１算出手段で、この第１算出手段１１０は系
のインパルス応答の全体あるいはその前部遅延部分の大
きさを算出するものである。

１２０は第２算出手段で、この第２算出手段１２０は系
のインパルス応答の後部遅延部分の大きさを算出するも
のである。

１３０は比算出手段で、この比算出手段１３０は、上記
の第１，２算出手段１１０，１２０で得た結果の比を算
出するものである。ここで１、この比算出手段１３０は
上記の比を時間的に積分する機能も有している（請求項
２）、また、この比は。

適応フィルタで得られる擬似エコーおよびエコーと擬似
エコーとの差としての残留エコーの積情報と、送出信号
のパワー情報との関数で表される（請求項４）。

１４０は判定手段で、この判定手段１４０は、比算出手
段１３０で求めた比と、予め定めた判定閾値とを比較す
ることにより、エコー経路変動の発生を検出するもので
ある。なお、この判定手段１４０は、第１算出手段１１
０で求めた系のインパルス応答の全体あるいはその前部
遅延部分の大きさが負またはＯであると、系の特性変動
と判定する機能も有している（請求項３）。

なお、上記の比を、系のインパルス応答の全体あるいは
その前部遅延部分についての積情報を時間的に積分した
値と、系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅延
部分についてのパワー情報を時間的に積分した値とを掛
けたものと、応答の後部遅延部分についての積情報を時
間的に積分した値と、応答の後部遅延部分についてのパ
ワー情報を時間的に積分した値とを掛けたものとの比と
して求めることもできる（請求項５）。

［作　用コ 上述の請求項１，６記載の発明のエコー経路変動検出方
法およびその装置では、特性が未知の系に信号を送出し
、その応答を受ける入力端子で得た送出信号で生じたエ
コーから装置内に設置した適応フィルタで系の伝達関数
を推定するものにおいて、適応フィルタでのフィルタ係
数の推定を乱す系内で発生した妨害信号と、系の特性変
動とを区別して、系の特性変動を検出するに際し、第１
算出手段１１０にて、系のインパルス応答の全体あるい
はその前部遅延部分の大きさを算出するとともに、第２
算出手段１２０で、応答の後部遅延部分の大きさを算出
し、更に比算出手段１３０にて、系のインパルス応答の
全体あるいはその前部遅延部分の大きさと、応答の後部
遅延部分の大きさとの比を求め、判定手段１４０にて、
この比から、系内で生じた妨害信号と系の特性変動とを
区別して、系の特性変動を検出することが行なわれる（
請求項１，６）。

なお、上記の比を、適応フィルタで得られる擬似エコー
およびエコーと擬似エコーとの差としての残留エコーの
積情報と、送出信号のパワー情報との関数で表すことが
できる（請求項４）。

すなわち、本発明の原理は、マイクロホン出力信号Ｙｊ
とタップｍ（ｍ＝１〜Ｉ）を除いて合成した疑似エコー
ΣｍＨｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）との差分Ｅｊ（ｍ）から説明
される。差分Ｅｊ（ｉ＋）は Ｅｊ（■）＝Ｙｊ−Σｓ＋Ｈｊ　（ｉ）Ｘｊ　（ｉ）　
・・（４）＝Ｓｊ＋Ｎｊ＋Σｈｊ　（ｉ）Ｘｊ　（ｉ）
−ΣｍＨｊ　（ｉ）Ｘｊ　（ｉ）　−・（５）：ｈｊ（
ｍ）Ｘｊ（ａ）＋Ｓｊ＋Ｎｊ＋Σｍｈｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ
）−ΣｍＨｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）・・（６）＝ｈｊ　（ｍ
）Ｘｊ　（ａ＋）＋Ｓｊ＋Ｎｊ＋ΣｍΔｊ（ｉ）ｘｊ（
ｉ）・・（７）と整理される。上式において差分Ｅｊ（
ｓ＋）は適応フィルタのタップｍに対応するエコー経路
利得ｈｊ（＋）を含む第１項ｈｊ　（ｍ）Ｘｊ　（ｍ）
とその推定を妨害する外乱Ｓｊ＋Ｎｊ＋ＩｍＡｊ　（ｉ
）Ｘｊ　（ｉ）とからなり、それは推定の進行に合わせ
て Ｅａｊ　（ｍ）＝ｈｊ　（ｍ）Ｘｊ　（ｍ）＋Ｓｊ＋Ｎ
ｊ　・・（８）に漸近するものである。

一方、エコー経路利得ｈｊ（ｍ）はこの系のインパルス
応答であり、それは第２図に示す例のような減衰特性（
図の減衰特性の振幅は最大振幅値で正規化して表示して
いる）を示すと考えられる。

したがって、上式（７）を用いてエコー経路利得ｈｊ（
■）を推定したとすると、推定の初期においては誤差が
多く、そこから求めたエコー経路利得の形状は減衰特性
とはならず、その減衰特性は推定の進行にあわせて徐々
に現れ出すものと考えられる。そのことは逆に言えば、
エコー経路利得の形状をその推定値をもとに観察すると
き、それが減衰特性を示せば、エコー経路利得推定は推
定終了後の定常期にあり、そこに乱れが観測されたとき
には、エコー経路利得推定は過渡期になると判断するこ
とができることを示している。

この判断には、当然のことながら上式（８）に残る第２
項以下の送話音声Ｓｊと周囲騒音Ｎｊが妨害する。

これを抑え、エコー経路利得が与える減衰特性を見出す
手法を次に説明する。

それはまず、上記差分Ｅｊ（■）にＨｊ　（ｍ）Ｘｊ　
（ｉ＋）を乗じることから始められる。この乗算は Ｒｊ　（ｍ）　＝Ｅｊ　（ｓ＋）　ＸＨｊ　（ｇ＋）　
Ｘｊ　（ｍ）＝ｈｊ（ｍ）Ｈｊ（ｍ）Ｘｊ”　（■）＋
［Ｓｊ＋Ｎｊ＋ΣｍＡｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）］Ｈｊ（園）
Ｘｊ（ｍ＋）”　（９）と表され、それは Ｒａｊ　（ｍ）：ｈｊ”　（ｍ）　Ｘｊ”　（ｍ）＋　
（Ｓｊ＋Ｎｊ）ｈｊ　（ｍ）Ｘｊ　（ｍ）　・・（１０
）に漸近する。

ここで、タップｍ＝１〜Ｍについて１式（１０）の累積
加算（ΣＸで表す）を求め、それをパワーΣＭ　Ｘ　ｊ
”　（ｍ）で正規化すれば、Ｐａ＝ΣＨＲａｊ（ｍ）／
ΣＮＸｊ２（ａ＋）：ΣＭｈｊ”　（ｍ）＋ΣＭ　（Ｓ
ｊ”Ｎｊ）ｈｊ　（＋ａ）　Ｘｊ　（ａ＋）／ΣＭＸｊ
２（ａ＋）・・（１１） として、式（１０）の第１項からスピーカ出力信号Ｘｊ
を排することができる。

これはエコー経路利得の前部遅延部分のパワーを与える
。

同様に、ｍ　＝　Ｍ　＋　１〜Ｉについて累積加算すれ
ば、その値ｐｂはエコー経路利得の後部遅延部分のパワ
ーを与える。

したがって、エコー経路利得の減衰特性から係数推定の
収束後の上記パワーの比Ｑは Ｑ＝Ｐｂ／Ｐａ１１”（１２） となるものと予想される。

この判定を妨害するのが上式（１１）の第２項である。

しかしながら、この第２項は適応フィルタタップ出力Ｈ
ｊ（ｍ）Ｘｊ（ｍ）　［収束後は遅延ｍのエコー成分ｈ
ｊ（ｍ）Ｘｊ（ｍ）となる、ｍ＝１〜Ｍ］と送話音声Ｓ
ｊと周囲騒音Ｎｊの相関値であり、両信号間に相関はな
いと考えられることから、同第２項は十分に小さく、そ
れが上記判定に与える影響は無視することができると予
想される。

第３図は残響時間を５１２標本点としたときの残留エコ
ーＥｊの収束特性を示し、第４図は残響時間を５１２標
本点としダブルトーク（送話音声Ｓｊの生起）として最
大振幅±１０２４の白色雑音を時刻ｊ＝１５３６におい
て印加した場合のパワー比Ｑｊと残留エコーＥｊの変化
特性を示し、第５図は残響時間を５１２標本点とし時刻
ｊ＝１５３６でエコー経路を変化させた場合の残留エコ
ーＥｊとパワー比Ｑｊの変化特性を示す例である。

ここで、 Ｑｊ：［ΣＪｊ（ｍ）／ΣＪｊ”（ｍ）］バΣｘＲｊ（
ｍ）／ΣｉＸｊ”（ｍ）］・・（１３） ［但し、Σ２：ｍ＝２５７〜５１２の累積加算Σ□：ｍ
＝１〜２５６の累積加算］ このシミュレーションの結果は、「パワー比Ｑｊはダブ
ルトーク状態において変化せず、エコー経路変動に対し
ては素早く反応しこれを検出できる」ことを示している
。

また、パワーの比としては、　Ｑ＝Ｐａ／Ｐｂ）１を用
いても良い。

以上の説明は本発明の原理を示すものであって、様々な
変形が可能である。たとえば、式（１１）第２項をさら
に低減するため、次のような手法を採用する。

まず、上記比を時間的に積分した値から、系内で生じた
妨害信号と系の特性変動とを区別して、系の特性変動を
検出したり（請求項２）、系のインパルス応答の全体あ
るいはその前部遅延部分の大きさが負またはＯであると
、系の特性変動と判定したり（請求項３）、更に、上記
の比を、系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅
延部分についての積情報を時間的に積分した値と、系の
インパルス応答の全体あるいはその前部遅延部分につい
てのパワー情報を時間的に積分した値とを掛けたものと
、応答の後部遅延部分についての積情報を時間的に積分
した値と、応答の後部遅延部分についてのパワー情報を
時間的に積分した値とを掛けたものとの比として構威し
、この比の値から、系内で生じた妨害信号と系の特性変
動とを区別して、系の特性変動を検出したりするのであ
る（請求項５）。

すなわち、 まず、時間軸方向に積分した値を用いる場合（１求項２
）は、 Ｑｎｊ”ΣｎＱｊ・・（１４） ［但し、Σ１：ｊ＝ｊ＋ｎ−１の累積加算コをパワー比
として用い、送話音声Ｓｊの印加による影響を低減する
方法である。

ここで、式（１３）において、そのパワー比Ｑｊが収束
後も減衰特性を正しく示さないような事態の発生は、ダ
ブルトークによって１式（１１）の第２項が大きくなる
ときに限られる。このような誤り発生の危険が増加する
のは残響時間が短く、適応フィルタのタップ数が十分に
長く取れないために平均化が十分に行われないような場
合である。

従って、パワー比Ｑｊの時間軸方向での積分は適応フィ
ルタタップ数の増加と同様の効果をもち、その積分は第
２項の低減化をもたらすのである。

次に、Ｐａ≦Ｏならば、エコー経路変動とする場合（請
求項３）については、以下のとおりである。

式（１１）を見ると、その第１項はエコー経路利得のパ
ワーであるから、収束後においてそのｍ＝１からＭまで
の積分がＯまたは負となることは無反射状態でない限り
起こることはない。即ち、Ｐ　ａ　７５０となるのはエ
コー経路変動以外ありえない、従って、Ｐａ≦Ｏならば
、エコー経路変動であると判定できるのである。

なお、積分個数が多いほどエコー経路変動を判定する間
隔が広くなるため、Ｐａ≦Ｏを併用することによる検出
を早める効果は大きい。

最後は、計算の簡易化である（請求項５）。

式（１３）によるエコー経路変動の推定は、式（１１）
を見ても分かるように、その第１項をエコー経路利得の
パワーとすることが必要である。

これを崩す計算の簡略化はエコー経路変動検出の誤りを
発生させる危険を増大させることは明らかである。ある
いはその誤りを防ぐための検出閾値の上昇を招く。この
計算の簡易化が与える影響が最も少ない手法がパワーに
よる正規化演算の簡易化である。すなわち、時間軸方向
の積分に対して Ｑｎｊ＝ΣｎＱｊ ＝Σｎ［Σ２Ｒｊ（ｍｌ）／ΣＪｊ”　（ｍ）］／Σｎ
［ΣｉＲｊ（ｍ）／Σ□Ｘｊ”　（ｍ）］ま［ΣｎΣＪ
ｔ＋（ｍ）／ΣｎΣＪｊ”（鵬）］／［ΣｎΣ□Ｒｊ（
ｓ＋）／ΣｎΣｚＸｊ”　（ｍｌ）］＝［ΣｎΣＪｊ（
ｍ）ΣｎΣｚＸｊ”　（ｍ）］ｌ［ΣｎΣＪｊ”（ｍ）
ΣｎΣＪｊ（ｍ）］・・（１５） と近似することである。

これで除算が判定周期に１回だけとなって、計算の簡易
化が可能となる。

［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

（ａ）第１実施例の説明 第６図は本発明の第１実施例を示すブロック図である。

この第６図に示すエコー経路変動検出装置は、入力端子
２００．出力端子２０１．適応フィルタ２１０、加算器
２１１，２２０．乗算器２２１゜２２２．２５０，２５
１．タイミング発生回路２３０、累積加算回路２４０〜
２４３，２７０．割算器２５２９判定回路２６０をそな
えて構成されている。

ここで、入力端子２００はマイクロホン出力信号Ｙｊを
取り入れるもので、出力端子２０１はエコー経路変動検
出結果を出力するものである。

また、適応フィルタ２１０は、複数のタップｍ（ｍ＝１
〜工）を有し、出力信号（受話音声）Ｘｊと係数修正回
路からのフィルタ係数Ｈｊ（ｉ）とを受けて擬似エコー
ΣＨｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）を求めるものであるが、その他
、擬似エコーや出力信号のタップｍ成分Ｈｊ（■）Ｘｊ
（ｍ）、Ｘｊ（園）も出力できるようになっている。

減算器２１１は、マイクロホン出力信号Ｙｊと適応フィ
ルタ出力ΣＨｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）との差（残留エコー）
Ｅｊを求めるもので、加算器２２０は、減算器２１１か
らの残留エコーＥｊと適応フィルタ２１０からのタップ
ｍ成分Ｈｊ（ｍ）Ｘｊ（ｍ）とを加算するもので、乗算
器２２１は、加算器２２０の出力［Ｅｊ十Ｈｊ（■）Ｘ
ｊ（鵬）］と適応フィルタ２１０からのタップｍ成分Ｈ
ｊ（ｍ）Ｘｊ（■）とを乗算するもので、乗算器２２゛
２は、適応フィルタ２１０からのタップｍ成分Ｘｊ（■
）の自乗を演算するものである。

タイミング発生回路２３０はタイミング信号を累積加算
回路２４０〜２４３へ供給するものである。

累積加算回路２４０は乗算器２２１の出力Ｒｊ（■）に
ついてｍ　＝　２５７〜５１２の累積加算を行なってＩ
Ｊｊ（ｍ）を得るもので、累積加算回路２４１は乗算＄
２２２の出力Ｘ　ｊ”　（ａ）についてｍ＝２５７〜５
１２の累積加算を行なってΣ２　Ｘｊ”　（＋）を得る
ものもので、累積加算回路２４２は乗算！Ｉ２２１の出
力Ｒｊ（ｍ）についてｍ＝ｏ〜２５７の累積加算を行な
ってΣ１Ｒｊ（ｍ）を得・るもので、累積加算回路２４
３は乗算器２２２の出力Ｘ　ｊ”　（０１）についてｍ
＝ｏ〜２５７の累積加算を行なってΣｉＸｊ２（ｍ）を
得るものである。

乗算器２５０は累積加算部２４０，２４３からの出力を
掛けあわせてΣ２　Ｒｊ　（ｍ）Σ、Ｘｊ”　（ｍ）を
得るもので、乗算器２５１は集積加算部２４１，２４２
からの出力を掛けあわせてΣｚＸｊ”（１＠）ＩＪｊ（
■）を得るものである。

割算器２５２は乗算器２５０からの出力ΣＪｊ（ｍ）ｘ
、Ｘｊ”　（ｍ）を乗算器２５０からの出力１２Ｘｊ”
　（ｍ）ＩＪｊ（鳳）で割るもので、累積加算部２７０
はこの割算器２５２で得られたＩＪｊ（１）！、Ｘｊ２
（ｍ）／Ｚ２Ｘｊ”　（＋）Ｉ、Ｒｊ（ｌＩ）（＝Ｑｊ
）を時間的に累積加算するもので、その結果として、Σ
ｎＱｊが得られる。

判定回路２６０は、累積加算部２７０の出力ΣｎＱｊが
１以上の場合と、累積加算部２４２の出力Σ□Ｒｊ　（
ｍ）がＯ以下（又は２：２Ｘｊ”　（ｍ）ＩＪｊ（ｍ）
がＯ以下）の場合に、エコー経路変動が生じた判定する
もので、判定結果は出力端子２０１を通じて出力される
。

上述の構成により、減算器２１１の出力はエコー相殺後
に残る残留エコーＥｊとなるが、この出力は加算器２２
０でＨｊ（ｍ）Ｘｊ（ｍ）を加算せしめられ、更に乗算
器２２１で、同じＨｊ（＋＋）Ｘｊ（ｍ）を乗じられて
、式（９）の与えるＲｊ（ｍ）となる、その後は、この
Ｒｊ　（ｍ）と乗算器２２２の出力Ｘｊ”　（ｍ）を、
タイミング発生部２３０の指示に従い、式（１３）のＩ
Ｊｊ（■）を累積加算回路２４０で、Σ□ｘ　ｊ２を累
積加算回路２４１で、Σ１Ｒｊ（ｍ）を累積加算回路２
４２で、ΣｚＸｊ（■）を累積加算回路２４３でそれぞ
れ計算し、乗算器２５０，２５１および割算器２５２で
パワー比Ｑｊを求め、更には累積加算回路２７０でパワ
ー比Ｑｊを時間的に積分したのち、判定回路２６０４、
−おいて、Σ、Ｒｊ（１１）≦Ｏ（又はΣ２ｘｊ２（Ｉ
Ｉ）Ｉ、Ｒｊ（―）がＯ以下）、ΣｎＱｊ≧１をもって
、エコー経路変動を検出することが行なわれる。

ただし、シミュレーションの結果からも分かるように、
収束の過渡期において、ΣｎＱｊ＜１となることもあり
１判定結果の利用においては時定数あるいはハングオー
バ等判定結果保持が必要となる場合もある。

このように、この第１実施例では、パワー比を時間軸方
向に積分した値を用いているので１次のような作用効果
を奏する。この場合は、前記（１４）式 ％式％（１４） ［但し、Σ１：ｊ−ｊ＋ｎ−１の累積加算］をパワー比
として用い、送話音声Ｓｊの印加による影響を低減する
ものである。

すなわち、前述の式（１３）において、そのパワー比Ｑ
ｊが収束後も減衰特性を正しく示さないような事態の発
生は、ダブルトークによって式（１１）の第２項が大き
くなるときに限られるから、このような誤り発生の危険
が増加するのは残響時間が短く、適応フィルタのタップ
数が十分に長く取れないために平均化が十分に行われな
いような場合であるから、前述の如く、パワー比Ｑｊの
時間軸方向での積分は適応フィルタタップ数の増加と同
様の効果をもち、その積分は第２項の低減化をもたらす
のである。

第７図は送話音声Ｓｊの最大振幅を±４０９６と大きく
した場合の残留エコーＥｊとパワー比Ｑｊの変化を示し
たものであるが、この図の例においては、パワー比につ
いて時間積分処理を施していないので、送話音声Ｓｊ分
を十分に抑圧できない場合には、ダブルトークをエコー
経路変動を誤る可能性があることを示している。

これに対し、第８，９図は第７図の例においてその時間
方向の積分個数をｎ＝８とした場合のダブルトーク時の
特性およびエコー経路変動時の特性例を示し、第１０．
１１図は第７図の例においてその時間方向の積分個数を
ｎ＝１６とした場合のダブルトーク時の特性およびエコ
ー経路変動時の特性例であるが、この場合は、各図にお
いて。

送話音声Ｓｊによる影響が低減されていることが分かる
。

ところで、これらの第９．１１図からもわかるように、
エコー経路変動検出閾値をＱ工、ｊ≧１あるいはＱ　ｓ
　ｊ≧１とした場合、その検出に若干の遅延が生じるこ
とに気付く。従来例の与える３秒という遅延と比べれば
その遅延は無視できるほど小さいが、この遅延はパワー
Ｐａの性質を利用することで改善することができる。す
なわち、この実施例では、Ｐａ≦Ｏならばエコー経路変
動と判定しているので、次のような作用効果を奏する。

まず、前述の式（１１）を見ると、その第１項はエコー
経路利得のパワーであるから、収束後においてそのｍ＝
１からＭまでの積分が０または負となることは無反射状
態でない限り起こることはない。即ち、Ｐａ≦０となる
のはエコー経路変動以外ありえないことがわかるのであ
る。

第１２．１３図は時間軸方向における積分個数を８とし
た第８，９図の例においてＰａ≦ＯならばＱ、ｊ＝１と
おいて、これを表示したものである。

第８，９図及び第１２．１３図の例はエコー経路変動判
定を標本化周期ごとに行なっており、その検出遅延は第
１３図によれば、わずか８＃Ａ本化周期である。

第１４．１５図は時間軸方向における積分個数を１６と
した第１０．１１図の例においてＰａ≦０ならばＱｘｓ
ｊ＝１とおいてこれを表示したものである。

これらから、積分個数が多いほどエコー経路変動を判定
する間隔が広くなるため、Ｐａ≦Ｏを併用することによ
る検出を早める効果は大きいことがわかる。

（ｂ）第２実施例の説明 第１６図は本発明の第２実施例を示すブロック図である
。

この第１６図に示すエコー経路変動検出装置は、入力端
子２００．出力端子２０１．適応フィルタ２１０、加算
器２１１，２２０．乗算器２２１゜２２２．２５０，２
５１．タイミング発生回路２３０、累積加算回路２４０
〜２４３９割算器２５２、判定回路２６０をそなえて構
成されている。

ここで、入力端子２００．出力端子２０１．適応フィル
タ２１０．加算器２１１，２２０．乗算器２２１，２２
２は、前述の第１実施例のものと同じであるので、その
説明は省略する。

タイミング発生回路２３０は前述の第１実施例とは異な
ったタイミング信号を累積加算回路２４０〜２４３へ供
給するものである。

累積加算回路２４０は乗算器２２１の出力Ｒｊ（ｍ）に
ついてｍ＝２５７〜５１２及び時間的な累積加算を行な
ってΣｎΣ２　Ｒｊ（ｍ）を得るもので、累積加算回路
２４１は乗算器２２２の出力Ｘｊ２（＋ｎ）についてｍ
＝２５７〜５１２及び時間的な累積加算を行なってΣｎ
ΣＪｊ”（ｍ）を得るものもので、累積加算回路２４２
は乗算器２２１の出力Ｒｊ（■）についてｍ＝ｏ〜２５
７及び時間的な累積加算を行なってΣｎΣｘＲｊｃ■）
を得るもので、累積加算回路２４３は乗算器２２２の出
力Ｘｊ”（＋＋＋）についてｍ＝Ｏ〜２５７及び時間的
な累積加算を行なってΣｎΣ１ｘＪ”（ｍ）を得るもの
である。

乗算器２５０は集積加算部２４０．２４３からの出力を
掛けあわせてΣｎΣｚ　Ｒｊ　（＋ｗ）ΣｎΣ、Ｘｊ”
　（ｍ）を得るもので、乗算器２５１は累積加算部２４
１，２４２からの出力を掛けあわせてΣｎΣｚ　Ｘｊ”
　（ｉ＋）ΣｎΣ□Ｒｊ（ｍ）を得るものである。

割算器２５２は乗算器２５０からの出力ΣｎΣＺＲｊ（
ｍ）ΣｎΣｚ　ｘｊ”　（ｍ）を乗算器２５０からの出
力ΣｎΣｚ　Ｘｊ”（ｍ）ΣｎΣ□Ｒｊ　（ｍ）で割る
もので、その結果として、Ｑｎｊが得られる。

判定回路２６０は１割算器２５２の出力Ｑｎｊが１以上
の場合と、累積加算部２４２の出力ΣｎＥＪｊ（’ｍ）
がＯ以下（又はΣｎΣｘ　Ｘｊ’　（ｍ）ΣｎΣｘＲｊ
（ｍ）がＯ以下）の場合に、エコー経路変動が生じた判
定するもので、判定結果は出力端子２０１を通じて出力
される。

上述の構成により、減算器２１１の出力はエコー相殺後
に残る残留エコーＥｊとなるが、この出力は加算器２２
０でｌ（ｊ（ｍ）Ｘｊ（■）を加算せしめられ。

更に乗算器２２１で、同じＨｊ（ｉｒ）Ｘｊ（ｍ）を乗
じられて、式（９）の与えるＲｊ　（ｍ）となる。その
後は。

このＲｊ　（ｍ）と乗算器２２２の出力Ｘｊ”　（＋ａ
）を、タイミング発生部２３０の指示に従い１式（１５
）の分子に対応するΣｎΣ２ＲＪ（ＩＩ）を累積加算回
路２４０で、同じく分子に対応するΣｎΣ１Ｘｊ”を累
積加算回路２４１で、分母に対応するΣｎΣｘＲｊ（ｍ
）を累積加算回路２４２で、同じく分母に対応するΣｎ
Σ２　Ｘｊ　（ａ）を累積加算回路２４３でそれぞれ計
算し、乗算器２５０．２５１および割算器２５２でパワ
ー比Ｑｎｊを求めたのち、判定回路２６０において、Σ
ｎΣ□Ｒｊ　（＋ａ）≦０（又はΣｎΣｘ　Ｘ＋”　（
ｍ）Σ。Σ、Ｒｊ（ｍ）が０以下）、Ｑｎｊ≧１をもっ
て、エコー経路変動を検出することが行なわれる。

ただし、シミュレーションの結果からも分かるように、
収束の過渡期において、Ｑｎｊ＜１となることもあり、
判定結果の利用においては時定数あるいはハングオーバ
等判定結果保持が必要となる場合もある。

上述のように計算の簡易化を行なっているので、次のよ
うな作用効果を奏する。

まず、この実施例では、パワーによる正規化演算の簡易
化を行なっている。すなわち１時間軸方向の積分に対し
て、前述のとおり、 Ｑｎｊ”ΣｎＱｊ ＝［ΣｎΣ２Ｒｊ（ｍ）ΣｎΣ、Ｘｊ２（−）］／［Σ
ｎΣＪｊ”（＋ｏ）ΣｎΣＪｊ（ｍ）］・・（１５） と近似されている。これで除算が判定周期に１回だけと
なる。

第１７．１８図は時間軸方向の積分個数を８゜Ｐａ≦０
ならばＱ、ｊ＝１とした場合のダブルトーク時の特性お
よびエコー経路変動時の特性のシミュレーションの結果
である。この簡易化はその検出にほとんど影響しないこ
とが分かる。

また、この第２実施例でも、Ｐａ≦０ならばエコー経路
変動であると判定しているので、前述の第１実施例と同
様、検出を早める効果が大きい。

（ｃ）その他 ところで、本発明によってエコー経路変動が確実に素早
く検出可能となったことにより、たとえば学習同定法 Ｈｊ＋ｚ（＠）＝Ｈｊ（ｍ）”ＫＥｊＸｊ（ｍ）／Ｅ）
Ｉｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）”（１６）における収束後の係数
修正定数Ｋを収束の過渡期における値よりも小さくする
制御が可能となる。

このような制御はダブルトーク時における推定精度の劣
化を小さくし、ダブルトーク検出を不要とする構成が可
能となる。

さらに、その他、エコー経路変動時においては対応フィ
ルタ係数の修正タップ数を限定して収束を早めるなどの
手法の採用が可能となる。

また、前述の式（９）から ΣｔＲ＋（＋）”Σ□Ｅｊ　（ｍ）　Ｈｊ　（ｍ）Ｘｊ
　（ｉ＋）＝Σ、［Ｙｊ−ＩｍＨｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）］
Ｈｊ（＋）Ｘｊ（ｍ）＝ＹｊＬＨｊ（ｍｅ）Ｘｊ（ｍ） −４，［Ｈｊ　（ｍ）Ｘｊ　（ｍ）ＩｍＨｊ（ｉ）Ｘｊ
（ｉ）］・・（１６） ここで、ｍ＝１〜Ｍについて台底した疑似エコーを Ｐ１ｊ＝１．Ｈｊ（ｍ）Ｘｊ（ｍ）”（１７）とおいて
、 Σ、Ｒｊ（ｍ）＝’ＶｊＰ１ｊ−ｔ□［Ｈｊ（ｍ）Ｘｊ
（ｍ）ＩｍＨｊ（ｉ）Ｘｊ（ｉ）］＝ＹｊＰ１ｊＩ：Ｊ
ｊ（ＩＩ）Ｘｊ（ｍ）［Ｐｌｊ−Ｈｊ（ｍ）Ｘｊ（＊）
］＝（Ｙｊ−Ｐｌｊ）Ｐ１ｊ＋２：、Ｈｊ”　（ｍ）Ｘ
ｊ”　（ｍ）・・（１８） と計算してもよい。

さらに、上式（１８）において、集積加算をｍ＝１〜Ｎ
としても、収束後のエコー経路の特性が減衰関数的であ
ることを見出すことが可能であるから、その場合、上式
（１８）は ％式％（１９） また、集積加算Σ□とΣ２における加算合計が全エコー
経路となる必要はなく、累積加算Σ、についてはエコー
経路の前部の一部分、累積加算Σ２についてはエコー経
路の後部の一部分であってもよいことは明らかである。

この他１種々の変形や簡易化において、要はエコー経路
が減衰関数的であること、そして収束後は適応フィルタ
のタップごとの推定誤差においてその形状が現れること
、そして経路変動時にはそれが乱れ、エコー経路の形状
が不明瞭となることを利用してその変動を検出するとい
う本発明の原理に変更が生じないものでありさえすれば
よい。

また、上記の各実施例において、パワーの比としては、
Ｑ＝Ｐａ／Ｐｂ＞１を用いることもできる。

［発明の効果］ 以上詳述したように、請求項１，４．６記載の本発明の
エコー経路変動検出方法および装置によれば、エコー経
路変動をダブルトークとは無関係に検出できることによ
り、エコー経路変動時においても係数修正動作を停止さ
せることがなく、ハウリング発生の危険を低減できる利
点がある。

また、請求項２記載の本発明のエコー経路変動検出方法
によれば、パワー比を時間軸方向で積分しているので、
適応フィルタタップ数の増加と同様の効果をもち、これ
によりエコー経路変動を容易且つ確実に検出できる利点
がある。

さらに、本発明の請求項３記載のエコー経路変動検出方
法では、系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅
延部分の大きさが負またはＯであると、系の特性変動と
判定することが行なわれるので、判定速度を上げて、素
早い判定が可能になるという利点がある。

また、請求項５記載の本発明のエコー経路変動検出方法
では、判定に際して、計算の簡易化を行なっているので
、装置規模の小型化をはかりながら、素早い判定が可能
になるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は拡声電話機のマイクロホン・スピーカ間の音響
結合を説明する図。 第３図は残留エコー特性図、 第４図はダブルトーク時の特性図、 第５図はエコー経路変動時の特性図。 第６図は本発明の第１実施例を示すブロック図、第７図
はダブルトークとパワー比との関係を説明する図。 第８図はパワー比を時間方向に積分したものを用いた場
合のダブルトーク時の特性図。 第９図はパワー比を時間方向に積分したものを用いた場
合のエコー経路変動時の特性図、第１０図はパワー比を
時間方向に積分したものを用いた場合のダブルトーク時
の他の特性図、第１１図はパワー比を時間方向に積分し
たものを用いた場合のエコー経路変動時の他の特性図、
第１２図はＰａ≦０を用いた場合のダブルトーク時の特
性図。 第１３図はＰａ≦Ｏを用いた場合のエコー経路変動時の
特性図、 第１４図はＰａ≦Ｏを用いた場合のダブルトーク時の他
の特性図、 第１５図はＰａ５ｏを用いた場合のエコー経路変動時の
他の特性図。 第１６図は本発明の第２実施例を示すブロック図、 第１７図は簡易化計算を用いた場合のダブルトーク時の
特性図、 第１８図は簡易化計算を用いた場合のエコー経路変動時
の特性図、 第１９図はエコーキャンセラの構成例を示すブロック図
である。 図において、 １００は入力端子、 １０１は出力端子、 １１０は第１算出手段、 １２０は第２算出手段、 １３０は比算出手段、 １４０は判定手段、 ２００は入力端子、 ２０１は出力端子、 ２１０は適応フィルタ、 ２１１．２２０は加算器、 ２２１．２２２，２５０，２５１は乗算器、２３０はタ
イミング発生回路、 ２４０〜２４３，２７０は累積加算回路、２５２は割算
器、 ２６０は判定回路、 ３００は入力端子、 ３０２は出力端子、 １ ２ ３ ４ ５ Ｏは残留エコー演算器、 Ｏは適応フィルタ、 ０は計数修正回路、 Ｏはスピーカ。 Ｏはマイクロホンである。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）特性が未知の系に信号を送出し、その応答を受け
   る入力端子（１００、２００）で得た該送出信号で生じ
   たエコーから装置内に設置した適応フィルタ（２１０）
   で該系の伝達関数を推定するものにおいて、該適応フィ
   ルタ（２１０）でのフィルタ係数の推定を乱す該系内で
   発生した妨害信号と、該系の特性変動とを区別して、該
   系の特性変動を検出するに際し、 該系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅延部分
   の大きさを算出するとともに、 該応答の後部遅延部分の大きさを算出し、 該系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅延部分
   の大きさと、該応答の後部遅延部分の大きさとの比から
   、該系内で生じた妨害信号と該系の特性変動とを区別し
   て、該系の特性変動を検出することを 特徴とする、エコー経路変動検出方法。
2. （２）該比を時間的に積分した値から、該系内で生じた
   妨害信号と該系の特性変動とを区別して、該系の特性変
   動を検出することを特徴とする、請求項１記載のエコー
   経路変動検出方法。
3. （３）該系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅
   延部分の大きさが負または０であると、該系の特性変動
   と判定することを特徴とする請求項１記載のエコー経路
   変動検出方法。
4. （４）該比が、該適応フィルタ（２１０）で得られる擬
   似エコーおよび該エコーと該擬似エコーとの差としての
   残留エコーの積情報と、該送出信号のパワー情報との関
   数で表されることを特徴とする、請求項１記載のエコー
   経路変動検出方法。
5. （５）該比が、該系のインパルス応答の全体あるいはそ
   の前部遅延部分についての該積情報を時間的に積分した
   値と、該系のインパルス応答の全体あるいはその前部遅
   延部分についての該パワー情報を時間的に積分した値と
   を掛けたものと、該応答の後部遅延部分についての該積
   情報を時間的に積分した値と、該応答の後部遅延部分に
   ついての該パワー情報を時間的に積分した値とを掛けた
   ものとの比として構成され、この比の値から、該系内で
   生じた妨害信号と該系の特性変動とを区別して、該系の
   特性変動を検出することを特徴とする、請求項４記載の
   エコー経路変動検出方法。
6. （６）特性が未知の系に信号を送出し、その応答を受け
   る入力端子（１００、２００）で得た該送出信号で生じ
   たエコーから装置内に設置した適応フィルタ（２１０）
   で該系の伝達関数を推定するものにおいて、該系のイン
   パルス応答の全体あるいはその前部遅延部分の大きさを
   算出する第１算出手段（１１０）と、 該応答の後部遅延部分の大きさを算出する第２算出手段
   （１２０）と、 該第１算出手段（１１０）で算出された該系のインパル
   ス応答の全体あるいはその前部遅延部分の大きさと、該
   第２算出手段（１２０）で算出された該応答の後部遅延
   部分の大きさとの比を算出する比算出手段（１３０）と
   、 該比算出手段（１３０）で算出された該比から、該系内
   で生じた該適応フィルタ（２１０）でのフィルタ係数の
   推定を乱す妨害信号と該系の特性変動とを区別して、該
   系の特性変動を検出する判定手段（１４０）とをそなえ
   て構成されたことを 特徴とする、エコー経路変動検出装置。