JPH0758674A

JPH0758674A - ハウリング検出装置

Info

Publication number: JPH0758674A
Application number: JP20660893A
Authority: JP
Inventors: Yuriko Tsukahara; 由利子塚原; Shigenobu Minami; 重信南
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-08-20
Filing date: 1993-08-20
Publication date: 1995-03-03

Abstract

(57)【要約】【目的】ハウリングの誤検出をなくし、ハウリングの
検出精度を向上させることができるハウリング検出装置
の提供。【構成】位相利得シフト部４７への入力信号にハウリ
ング時に通信系内をループする信号である残差信号ｅ₁
（ｋ）と送出信号ｘ（ｋ）を用い、位相利得シフト部４
７において送出信号ｘ（ｋ）の位相および利得を適応的
に変化させたシフト信号を作成し、このシフト信号と残
差信号ｅ₁（ｋ）との差分（残差信号ｅ₂（ｋ））をと
り、差分の利得を残差信号ｅ₁（ｋ）の利得で正規化し
た値を用いてハウリングの検出を行っている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、拡声電話装置等に用い
られるハウリング検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】テレビ会議システム等に用いられる拡声
電話装置においては、スピーカからマイクロホンに回り
込むエコーや回線側から回り込むエコーを除去するた
め、エコーキャンセラが使用される。

【０００３】図１１はこのようなエコーキャンセラを用
いた拡声電話装置の構成を示す図である。

【０００４】同図において、１はスピーカ、２はマイク
ロホンである。そして、回線３から送出された信号は、
ハイブリッド回路４および利得ｇ_Rアンプ５を介してス
ピーカ１より出力される。一方、マイクロホン２から入
力された信号は、利得ｇ_Tのアンプ６およびハイブリッ
ド回路４を介して回線３へ送出される。

【０００５】符号７は、音響用エコーキャンセラであ
り、アダプティブフィルタ（ＡＦＡ）８および減算器９
からなる。音響用エコーキャンセラは、反響路の擬似反
響信号を生成し、マイクロホン２から入力される音声信
号から擬似反響信号を差し引く。７は、回線用エコー
キャンセラであり、アダプティブフィルタ（ＡＦＬ）８
および減算器９からなる。回線用エコーキャンセラ７
は、通信回線の擬似反響信号を生成し、ハイブリッド回
路４を介して送られてくる信号から擬似反響信号を差し
引く。

【０００６】符号１０は、音響用エコーキャンセラであ
り、アダプティブフィルタ（ＡＦＡ）１１および減算器
１２からなる。音響用エコーキャンセラ１０は、反響路
の擬似反響信号を生成し、マイクロホン２から入力され
る音声信号から擬似反響信号を差し引く。

【０００７】なお、スイッチ１３およびスイッチ１４
は、通信時には図中実線で示す位置にあり、通信初期時
には破線で示すトレーニング源（ＡＴＲ）１５およびト
レーニング源（ＬＴＲ）１６と接続された位置にある。
通信初期時には、音響用エコーキャンセラ１０は、トレ
ーニング源１５により学習が行われ、回線用エコーキャ
ンセラ７は、トレーニング源１６により学習が行われ
る。

【０００８】音響用エコーキャンセラ１０は、スピーカ
１とマイクロホン２との間の音響結合をαｄＢからＥＲ
ＬａｄＢに改善する。回線用エコーキャンセラ７は、回
線側結合をβｄＢからＥＲＬｌｄＢに改善する。

【０００９】ところで、こうしたエコーキャンセラによ
りハウリングを防止するためには、ＥＲＬｌ＋ＥＲＬａ＞ｇ_R＋ｇ_T を満たさなければならない。

【００１０】例えば、ｇ_R＝30ｄＢ、ｇ_T＝20ｄＢ、Ｅ
ＲＬｌ＝ＥＲＬａ＝40ｄＢの場合、上式が満たされるの
で、ハウリングは発生しない。

【００１１】しかし、相手電話機のフックオン等で回線
側のインピーダンスが急激に変化し、回線用エコーキャ
ンセラ７がこれに追随できず利得ＥＲＬｌが大幅に変化
し、ハウリングが発生する場合がある。

【００１２】例えば、ＥＲＬｌ＝０ｄＢになると、上述
した式が満足されず、ハウリングが発生する。

【００１３】そこで、本発明者等は、ハウリングの発生
を回避するため、図１２に示すようなハウリング検出装
置を提唱した。

【００１４】同図において、１７がハウリング検出装置
であり、位相利得シフト部（ＣＦＬ）１８、減算器１９
および単一トーン信号検出部２０から構成される。

【００１５】位相利得シフト部１８は、送出信号ｘ
（ｋ）の位相および利得をシフトした信号を生成する。
減算器１９は、ハイブリッド回路４から送出された反響
信号ｙ（ｋ）から位相利得シフト部１８の出力信号を差
し引く。単一トーン信号検出部２０は、減算器９の出力
信号ｅ₁（ｋ）と減算器１９の出力信号ｅ₂（ｋ）とを
比較する第１の比較回路２１と、送出信号ｘ（ｋ）とし
きい値ｘ_THとを比較する第２の比較回路２２と、これら
の出力の論理積をとるアンドゲート２３とから構成され
る。

【００１６】第１の比較回路２１は、絶対値回路（ＡＢ
Ｓ）２４、２５、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６、２
７、アンプ２８、コンパレータ２９から構成される。

【００１７】第２の比較回路２２は、絶対値回路３０、
ローパスフィルタ３１およびコンパレータ３２から構成
される。

【００１８】そして、減算器９の出力信号である残差信
号ｅ₁（ｋ）および減算器１９の出力信号である残差信
号ｅ₂（ｋ）は、第１の比較回路２１に入力される。

【００１９】第１の比較回路２１において、残差信号ｅ
₁（ｋ）は、絶対値回路２４によりレベルが検出され、
ローパスフィルタ２６により高周波成分が除去されコン
パレータ２９に入力される。また、残差信号ｅ₂（ｋ）
は、絶対値回路２５によりレベルが検出され、ローパス
フィルタ２７により高周波成分が除去され、アンプ２８
を介してコンパレータ２９に入力される。

【００２０】ここで、位相利得シフト部１８は、図１３
に示すように、コントローラ（ＣＯＮＴ）３３、ヒルベ
ルトフィルタ（ＨＩＬＴ）３４、加算器３５および乗算
器３６、３７から構成されており、複素ＬＭＳ（Least
Mean Square ）法を用い、Ｅ₂の電力が最小になるよう
に動作する。

【００２１】送出信号ｘ（ｋ）は、ヒルベルトフィルタ
３４を介してＸ_Iに変換されコントローラ３３にＸ_R＋
ｊＸ_Iとして入力される。但し、Ｘ_R（ｋ）＝ｘ
（ｋ）、Ｘ_I（ｋ）＝Ｈ（ｘ（ｋ））、ｊ＝ルート(-
1)、Ｈ（＊）は、＊を90°位相シフトしたものである。
従って、コントローラ３３には、Ｘ（ｋ）＝ｘ（ｋ）＋ｊＨ（ｘ（ｋ））なるＸ（ｋ）が入力される。

【００２２】ここで、タップ係数Ｃ（ｋ）をＣ（ｋ）＝Ｃ_R（ｋ）＋ｊＣ_I（ｋ）とすると、コントローラ３３からＣ_R（ｋ）、Ｃ
_I（ｋ）が乗算器３６、３７に送られる。そして、乗算
器３６、３７の演算結果は、加算器３５に入力され、擬
似反響信号Ｙ′ Ｙ′＝Ｙ′_R（ｋ）＋ｉＹ′_I（ｋ）が生成される。

【００２３】そして、反響路の大幅な変動等により回線
用エコーキャンセラ７による打ち消し量が劣化しハウリ
ングが発生すると、位相利得シフト部１８と減算器１９
とからなる第２のエコーキャンセラは、ハウリングが単
一トーンからなる狭帯域信号であるため、回線用エコー
キャンセラ７が反響路の変動に追随するより早く、ハウ
リングのみを打ち消す打ち消し量が増大する。この打ち
消し量の増大を単一トーン信号検出部２０によって検出
する。

【００２４】すなわち、減算器９の残差信号ｅ₁（ｋ）
のレベルが絶対値回路２４によって検出され、減算器１
９の残差信号ｅ₂（ｋ）が、絶対値回路２５によって検
出されており、残差信号ｅ₂（ｋ）のレベルが残差信号
ｅ₁（ｋ）のレベルよりｇｄＢ小さくなると、コンパレ
ータ２９の出力が“Ｈ”となる。また、送出信号ｘ
（ｋ）のレベルが絶対値回路３０により検出され、送出
信号ｘ（ｋ）のレベルがしきい値Ｘ_THを越えると、コン
パレータ３２の出力が“Ｈ”となる。そして、コンパレ
ータ２９およびコンパレータ３２の出力が共に“Ｈ”と
なると、アンドゲート２３の出力が“Ｈ”となり、ハウ
リング検出信号（ＨＯＷＬ）が得られる。このように従
来のハウリング検出装置においては、マイクロホンから
入力された信号が単一トーンであるかどうかを調べ、エ
コーキャンセラ（回線用エコーキャンセラ７）がハウリ
ングに追随するよりも早くこれを打ち消す回路（位相利
得シフト部１８と減算器１９とからなる第２のエコーキ
ャンセラ）を付加することで、ハウリングを検出してい
た。

【００２５】しかしながら、このような従来のハウリン
グ検出装置は、次のような問題点がある。

【００２６】すなわち、上述したハウリング検出装置に
おいては、回線用エコーキャンセラ７と入出力の条件を
揃えるため、残差信号ｅ₂（ｋ）をハイブリッド回路４
から送出された信号ｙ（ｋ）より求めているが、実際の
ハウリングは回線用エコーキャンセラ７によりエコーが
キャンセルされた後の残差信号ｅ₁（ｋ）が成長して発
生するものであるため、ハウリング時にｙ（ｋ）が単一
トーンの信号であるとは限らず、誤検出の原因となる。

【００２７】また、上述したハウリング検出装置におい
ては、回線用エコーキャンセラ７との残差の比較により
ハウリングの検出を行っているため、ボイススイッチな
ど適応フィルタを用いずにエコーを防止する場合には適
用することができない。

【００２８】さらに、上述した従来のハウリング検出装
置においては、回線用エコーキャンセラ７よりも位相利
得シフト部１８のほうが早く単一トーンに適応すること
を前提としてハウリングを検出しているが、実際にはハ
ウリングが成長するにはある程度の時間がかかるため、
雑音から単一波に移行する過渡期には、位相利得シフト
部１８は単一トーンに適応せず、その間に回線用エコー
キャンセラ７が誤学習を起こして、成長し始めた単一ト
ーンに適応する場合がある。このときは、回線用エコー
キャンセラ７のほうが位相利得シフト部１８よりも早く
単一トーンに適応することになり、ハウリングの検出が
できない。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、このような
課題を解決するためになされたもので、その第１の目的
は、ハウリングの誤検出をなくし、ハウリングの検出精
度を向上させることができるハウリング検出装置を提供
することにある。

【００３０】本発明の第２の目的は、エコーキャンセラ
のない通信系の場合でもハウリングを検出することがで
きるハウリング検出装置を提供することにある。

【００３１】本発明の第３の目的は、エコーキャンセラ
よりも位相利得シフト部の方が早く単一トーンに適応す
るという前提が成り立たない場合にも、ハウリングを検
出することができるハウリング検出装置を提供すること
にある。

【００３２】

【課題を解決するための手段】本発明のハウリング検出
装置は、相手方に送出される第１の信号および相手方か
ら送出された再生直前の第２の信号に基づいて前記第１
の信号の位相および利得をシフトさせたシフト信号を生
成する位相利得シフト手段と、前記第２の信号から前記
シフト信号を差し引く減算手段と、前記減算手段の出力
の電力を算出する第１の電力算出手段と、前記第２の信
号の電力を算出する第２の電力算出手段と、前記第１の
電力算出手段により算出された電力を、前記第２の電力
算出手段により算出された電力で正規化する正規化手段
と、前記正規化手段により正規化された値に基づいて、
ハウリングの有無を判定する判定手段とを具備する。ま
た、本発明の他のハウリング検出装置は、相手方に送出
される第１の信号および相手方から送出された信号に基
づいて擬似反響信号を生成する適応フィルタを備え、相
手方から送出された信号から前記擬似反響信号を差し引
くエコー除去手段と、前記適応フィルタの係数値に基づ
いて前記適応フィルタによる擬似反響学習状況の良否を
判定する誤学習検出手段とを具備する。

【００３３】

【作用】本発明では、位相利得シフト手段への入力信号
として、ハウリング時に通信系内をループする信号であ
る相手方に送出される第１の信号および相手方から送出
された再生直前の第２の信号を用い、位相利得シフト手
段により第２の信号の位相および利得を適応的に変化さ
せたシフト信号を生成し、このシフト信号と送出信号と
の差分をとる。そして、この差分の利得を、第２の信号
の利得で正規化した値を用いてハウリングを検出する。
本発明では、このようにハウリング時にループする信号
を用いてハウリングの検出を行うことで、誤検出をなく
し検出精度の向上を図ることができる。

【００３４】また、本発明では、エコーキャンセラによ
る残差との比較を行うのではなく、位相利得シフト手段
の出力と第２の信号の差分の利得を第２の信号の利得で
正規化した値を使ってハウリングの有無を検出している
ため、エコーキャンセラのない通信系の場合でもハウリ
ングを検出することができる。

【００３５】さらに、本来エコーパスに適応すべきエコ
ーキャンセラが、誤学習によってハウリング信号の周期
性に適応した場合に、エコーキャンセラの適応フィルタ
内のフィルタ係数に正常時とは乱れが生じる。本発明で
は、この乱れを監視し、誤学習を検出することにより、
従来方式のエコーキャンセラよりも位相利得シフト手段
のほうが早く単一トーンに適応するという前提が成り立
たない場合にも、ハウリングを検出することができる。

【００３６】

【実施例】以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づい
て説明する。

【００３７】図１は本発明の一実施例に係る拡声電話装
置の構成を示す図である。

【００３８】同図に示すように、回線４１から送出され
た受信信号ｙ（ｋ）は、ハイブリッド回路４２および回
線用エコーキャンセラ４３を介して残差信号ｅ₁（ｋ）
としてスピーカ側に出力される。一方、マイクロホン側
から入力された送出信号ｘ（ｋ）は、ハイブリッド回路
４２を介して回線４２へ送出される。

【００３９】回線用エコーキャンセラ４３は、アダプテ
ィブフィルタ（ＡＦＬ）４４および減算器４５からな
り、通信回線の擬似反響信号を生成し、ハイブリッド回
路４２を介して送られてくる受信信号ｙ（ｋ）から擬似
反響信号を差し引く。

【００４０】符号４６は本発明に係るハウリング検出装
置であり、位相利得シフト部（ＣＦＬ）４７、減算器４
８および単一トーン信号検出部４９からなる。

【００４１】位相利得シフト部４７は、送出信号ｘ
（ｋ）の位相および利得をシフトしたシフト信号を生成
する。

【００４２】減算器４８は、減算器４５の出力信号であ
る残差信号ｅ₁（ｋ）から位相利得シフト部４７の出力
信号を差し引く。

【００４３】単一トーン信号検出部４９は、減算器４５
の出力信号である残差信号ｅ₁（ｋ）と減算器４８の出
力信号である残差信号ｅ₂（ｋ）とを比較する第１の比
較回路５０と、送出信号ｘ（ｋ）としきい値Ｘ_THとを比
較する第２の比較回路５１と、これらの出力の論理積を
とるアンドゲート５３とから構成される。

【００４４】第１の比較回路５０は、絶対値回路（ＡＢ
Ｓ）５４、５５、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５６、５
７、正規化回路５８およびコンパレータ５９から構成さ
れる。第２の比較回路５１は、絶対値回路６０、ロー
パスフィルタ６１およびコンパレータ６２から構成され
る。

【００４５】そして、減算器４５の出力信号である残差
信号ｅ₁（ｋ）および減算器４８の出力信号である残差
信号ｅ₂（ｋ）は、第１の比較回路５０に入力される。

【００４６】第１の比較回路５０において、残差信号ｅ
₁（ｋ）は、絶対値回路５４によりレベルが検出され、
ローパスフィルタ５６により高周波成分が除去され、正
規化回路５８に入力される。残差信号ｅ₂（ｋ）は、絶
対値回路５５によりレベルが検出され、ローパスフィル
タ５７により高周波成分が除去され、正規化回路５８に
入力される。

【００４７】正規化回路５８においては、ローパスフィ
ルタ５７の出力（残差信号ｅ₂（ｋ）に関するもの。）
を、ローパスフィルタ５６の出力（残差信号ｅ₁（ｋ）
に関するもの。）で割り算をすることにより正規化した
値を計算する。

【００４８】正規化回路５８の出力は、コンパレータ５
９において、しきい値Ｅ_THと比較され、正規化回路５８
の出力の方がしきい値Ｅ_THより小さい場合に“Ｈ”が出
力される。

【００４９】一方、送出信号ｘ（ｋ）のレベルは、絶対
値回路６０により検出され、送出信号ｘ（ｋ）のレベル
がしきい値Ｘ_THを越えると、コンパレータ６２の出力が
“Ｈ”となる。

【００５０】そして、コンパレータ５９およびコンパレ
ータ６２の出力が、共に“Ｈ”となると、アンドゲート
５３の出力が“Ｈ”となり、ハウリング検出信号（ＨＯ
ＷＬ）が得られる。

【００５１】このように本実施例においては、位相利得
シフト部４７への入力信号にハウリング時に通信系内を
ループする信号である残差信号ｅ₁（ｋ）と送出信号ｘ
（ｋ）を用い、位相利得シフト部４７において送出信号
ｘ（ｋ）の位相および利得を適応的に変化させたシフト
信号を作成し、このシフト信号と残差信号ｅ₁（ｋ）と
の差分（残差信号ｅ₂（ｋ））をとり、差分の利得を残
差信号ｅ₁（ｋ）の利得で正規化した値を用いてハウリ
ングの検出を行っている。したがって、ハウリングの誤
検出をなくし、ハウリングの検出精度を向上させること
ができる。

【００５２】次に、本発明の第２の実施例に係る拡声電
話装置の構成を図２に示す。

【００５３】同図に示す拡声電話装置は、回線用エコー
キャンセラ４３がない点が図１に示した拡声電話装置と
異なる。

【００５４】同図に示す本実施例から分かるように、本
発明に係るハウリング検出装置では、従来例で示したハ
ウリング検出装置のようにエコーキャンセラによる残差
との比較を行うのではなく、位相利得シフト部４７から
の出力と受信信号の差分の利得を受信信号の利得で正規
化した値を使ってハウリングの有無を検出しているた
め、エコーキャンセラのない例えばボイススイッチを用
いた通信系の場合でもハウリングを検出することができ
る。

【００５５】次に、本発明の第３の実施例に係る拡声電
話装置の構成を図３に示す。

【００５６】同図に示すハウリング検出装置４６は、正
規化回路６３の構成が、図２に示したハウリング検出装
置の正規化回路５８と異なる。

【００５７】この正規化回路６３は、最上位ビット検出
回路６４、６５および減算器６６から構成される。

【００５８】ローパスフィルタ５６の出力は、最上位ビ
ット検出回路６４において、２進表現における最上位の
有意ビット位置が検出される。これは例えば、ローパス
フィルタ５６の出力が１５（２進表現１１１１）であれ
ば有意ビット位置は４、１６（２進表現１００００）で
あれば５のようにすればよい。また、最上位の次位のビ
ットが有意の時は有意ビット位置に１を足すのでもよ
い。この場合は、ローパスフィルタ５６の出力が１５で
も１６でも有意ビット位置は５、１１（２進表現１０１
１）であれば４になる。

【００５９】同様に、ローパスフィルタ５７の出力は、
最上位ビット検出回路６５において、２進表現における
最上位の有意ビット位置が検出される。

【００６０】そして、減算器６６において、最上位ビッ
ト検出回路６５により検出された有意ビット位置と、最
上位ビット検出回路６４により検出された有意ビット位
置との位置差が計算される。

【００６１】この位置差は、コンパレータ５９におい
て、しきい値Ｙ_THと比較され、ｅ₂の有意ビット位置−
ｙの有意ビット位置＜Ｙ_THのときに“Ｈ”となる。

【００６２】このように本実施例の正規化回路６３を用
いれば割り算を用いないで減算のみによって正規化を行
うことが可能となる。

【００６３】なお、この正規化回路６３は、図１に示し
た正規化回路５８に代えて用いることも可能である。

【００６４】次に、本発明の第４の実施例に係るハウリ
ング検出装置を図４に示す。

【００６５】同図に示すハウリング検出装置は、図１２
に示したハウリング検出装置１７に、ＡＦＬ誤学習検出
部６７を付加したものである。このＡＦＬ誤学習検出部
６７は、擬似反響生成部であるアダプティブフィルタ８
のフィルタ係数ωを用いて、アダプティブフィルタ８の
誤学習を検出するものである。

【００６６】ここで、誤学習検出の原理を以下に説明す
る。

【００６７】図５乃至７は誤学習検出の原理を説明する
ための図である。

【００６８】エコーパスは通常遅延時間が短いほどエコ
ーの利得が高く、遅延が長いほどエコーの利得が小さい
性質がある。適応フィルタとの比較のためにエコーパス
を一個のフィルタとみなしインパルスレスポンス表示で
考えると、フィルタタップが短い所ほど係数の絶対値が
大きく、フィルタタップが長い所ほど係数の絶対値が小
さい。図５はエコーパスを模したフィルタの係数値を示
したグラフである。従って、擬似反響生成部であるアダ
プティブフィルタ８が正常にエコーパスを学習している
ときには、エコーパスの性質に倣うはずである。図６は
ハウリングのない状態でのアダプティブフィルタ８の適
応フィルタの係数値を示した実験結果であって、上記の
性質をほぼ反映している。しかし、入力信号の周期性を
誤学習した場合は上記の性質がくずれ遅延時間による利
得の片寄りがみられなくなる。図７はハウリングが発生
した状態でフィルタを誤学習させたときのアダプティブ
フィルタ８の係数値を示した実験結果であって、フィル
タタップによらず係数値がばらついている。本発明に係
るＡＦＬ誤学習検出部６７は、このフィルタ係数の乱れ
を利用してハウリングを検出している。

【００６９】図８はＡＦＬ誤学習検出部６７の動作を示
すフローチャートである。

【００７０】ＡＦＬ誤学習検出部６７では、まずフィル
タ係数ωの前半Ｍｔタップまでの係数値の絶対値和をと
り、これをＳ１とする（ステップ８０１〜８０４）。次
に、ωのＭｔタップより後半の係数値の絶対値和をと
り、これをＳ２とする（ステップ８０５〜８０７）。そ
して、Ｓ１とＳ２との比をとりこれがしきい値ＳＴＨよ
りも小さい時、出力を“Ｈ”とする（ステップ８０８〜
８１１）。

【００７１】図９はＡＦＬ誤学習検出部６７の他の動作
を示すフローチャートである。

【００７２】このＡＦＬ誤学習検出部６７では、まずフ
ィルタ係数ωの後半Ｌｔタップの係数についてその絶対
値の最大値を探す（ステップ９０１〜９０６）。そし
て、この絶対値の最大値がしきい値ＭＴＨよりも大きい
時、出力を“Ｈ”とする（ステップ９０７〜９１０）。

【００７３】以上のようなＡＦＬ誤学習検出部６７の出
力は、単一トーン信号検出部２０の出力と共にオア回路
６８に入力され、オア回路６８の出力がハウリング検出
信号（ＨＯＷＬ）とされる。

【００７４】このように、本来エコーパスに適応すべき
アダプティブフィルタ８が誤学習によってハウリング信
号の周期性に適応した場合、アダプティブフィルタ８の
フィルタ係数に正常時とは異なる乱れが生じる。本発明
では、この乱れを監視し、誤学習を検出することによ
り、従来方式の「擬似反響生成部よりも位相利得シフト
部のほうが早く単一波に適応する」という前提が成り立
たない場合にも、ハウリングを検出することができる。

【００７５】なお、本発明は上述した実施例に限定され
るものではない。

【００７６】例えば、このＡＦＬ誤学習検出部６７は、
図１０に示すように、図４に示した単一トーン信号検出
部２０を持たないハウリング検出装置にも適応可能であ
る。また、図４に示した単一トーン信号検出部２０の代
わりに、第１の実施例に示した単一トーン検出部４９等
を用いることも可能である。さらに、図１３に示した位
相利得シフト部を用いるのではなく、例えば信号の０ク
ロスを調べ、その周期性を検出するものであってもよ
い。

【００７７】また、図１等に示した絶対値回路による電
力の検出は、他の電力の尺度、例えば二乗値であっても
よく、図１等に示したローパスフィルタはピーク値をと
るものであってもよい。

【００７８】さらに、図８および図９の処理は、各時点
ｋ毎に行う必要はなく、例えば４００サンプルに１回行
うようにしてもよい。

【００７９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ハ
ウリングの誤検出をなくし、ハウリングの検出精度を向
上させることができる。

【００８０】また、エコーキャンセラのない通信系の場
合であってもハウリングを検出することができる。

【００８１】さらに、擬似反響生成部よりも位相利得シ
フト部の方が早く単一トーンに適応するという前提が成
り立たない場合にも、ハウリングを検出することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係るハウリング検出装置
の構成を示す図である。

【図２】本発明の第２の実施例に係るハウリング検出
装置の構成を示す図である。

【図３】本発明の第３の実施例に係るハウリング検出
装置の構成を示す図である。

【図４】本発明の第４の実施例に係るハウリング検出
装置の構成を示す図である。

【図５】本発明に係る擬似反響生成部の適応フィルタ
の誤学習を説明するグラフである。

【図６】擬似反響生成部の適応フィルタの誤学習を説
明するグラフである。

【図７】擬似反響生成部の適応フィルタの誤学習を説
明するグラフである。

【図８】本発明の第４の実施例に係る誤学習検出部の
動作を示すフローチャートである。

【図９】本発明の第４の実施例に係る誤学習検出部の
他の動作を示すフローチャートである。

【図１０】本発明の他の実施例に係るハウリング検出
装置の構成を示す図である。

【図１１】エコーキャンセラを用いた従来の拡声電話
装置の構成を示す図である。

【図１２】従来のハウリング検出装置の構成を示す図
である。

【図１３】図１２に示すＣＦＬの構成を示す図であ
る。

【符号の説明】

４６…ハウリング検出装置、４７…位相利得シフト部、
４８…減算器、４９…単一トーン信号検出部、５０…第
１の比較回路、５１…第２の比較回路、５３…アンド回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】相手方に送出される第１の信号および相
手方から送出された再生直前の第２の信号に基づいて前
記第１の信号の位相および利得をシフトさせたシフト信
号を生成する位相利得シフト手段と、前記第２の信号から前記シフト信号を差し引く減算手段
と、前記減算手段の出力の電力を算出する第１の電力算出手
段と、前記第２の信号の電力を算出する第２の電力算出手段
と、前記第１の電力算出手段により算出された電力を、前記
第２の電力算出手段により算出された電力で正規化する
正規化手段と、前記正規化手段により正規化された値に基づいて、ハウ
リングの有無を判定する判定手段とを具備することを特
徴とするハウリング検出装置。
【請求項２】請求項１のハウリング検出装置におい
て、前記正規化手段が、前記第１の電力算出手段により算出
された電力と前記第２の電力算出手段により算出された
電力との比をとる割算器から構成されていることを特徴
とするハウリング検出装置。
【請求項３】請求項１のハウリング検出装置におい
て、前記正規化手段が、前記第１の電力算出手段により算出
された電力の２進表現における最高位の有意ビットの位
置を検出する第１の最高位ビット検出手段と、前記第２
の電力算出手段により算出された電力の２進表現におけ
る最高位の有意ビットの位置を検出する第２の最高位ビ
ット検出手段と、前記第１の最高位ビット検出手段の出
力と前記第２の最高位ビット検出手段の出力との差をと
る減算器とから構成されていることを特徴とするハウリ
ング検出装置。
【請求項４】相手方に送出される第１の信号および相
手方から送出された信号に基づいて擬似反響信号を生成
する適応フィルタを備え、相手方から送出された信号か
ら前記擬似反響信号を差し引くエコー除去手段と、前記適応フィルタの係数値に基づいて前記適応フィルタ
による擬似反響学習状況の良否を判定する誤学習検出手
段とを具備することを特徴とするハウリング検出装置。
【請求項５】請求項４のハウリング検出装置におい
て、前記誤学習検出手段が、前記適応フィルタの係数値を遅
延時間の前半と後半に分け、それぞれの電力を算出する
手段と、前記後半の電力を前半の電力で割り算をする手
段と、前記割り算の結果に基づいて前記適応フィルタに
よる擬似反響学習状況の良否を判定する手段とを具備す
ることを特徴とするハウリング検出装置。
【請求項６】請求項４のハウリング検出装置におい
て、前記誤学習検出手段が、前記適応フィルタの遅延時間の
後半の係数値についての電力の最大値を算出する手段
と、前記算出された電力の大きさに基づいて前記適応フ
ィルタによる擬似反響学習状況の良否を判定する手段と
を具備することを特徴とするハウリング検出装置。