JPS63274227A - エコーキヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は２線式線路を介する全２重データ通信に関し、
さらに詳しくいえば、位相の揺れを補正する回路を含む
エコーキャンセラに関する。

Ｂ、従来技術及びその問題点 モデムは、電話網によるデータ端末装置間接続の際に用
いられるものである。データ信号は２線式線路を介して
送信モデムから受信モデムに伝送される。長距離伝送の
場合は増幅器（中断器）が必要である。増幅器は一方向
でしか動作しないので、データの方向は２線式線路から
４線式線路に分けられる。２線式線路と４線式線路との
間の接続は、いわゆる混成回路によって行われる。同様
に、送信回路及び受信回路を有するモデムの出力端を２
線式線路に接続する際にも混成回路が必要である。

混成回路は３人力を有する２つの差動変圧器から成る終
端装置である。これらの入力は、４線式線路の各２線式
回線のためのものと、２ｆｓ式線路のためのものとがあ
る。これらの変圧器は周波数帯域幅全体にわたるインピ
ーダンスマツチングを実現するわけにはいかないので、
一部のデータ信号エネルギは他方向を越えて２線式線路
を介して送り手に戻ってくる。いわゆるエコーである。

モデムは２種類のエコーを受信する。すなわち、近距離
エコーと遠距離エコーである。近距離エコーはモデムの
混成回路を直接的に通ってそのモデムの受信回路に漏れ
る伝送データ信号に起因するものであり、一方、遠距離
エコーは４線式線路を通って遠端の混成回路で反射する
伝送データ信号に起因するものである。

したがって、このタイプのモデムには流出信号の流入信
号エコーをキャンセルするエコーキャンセラが設けられ
る。近距離エコーと遠距離はその性質が異なるので、そ
のエコーキャンセラの構成も自ずと異なる。なお、実際
のエコーについての　　　　　。

推定値を供給するよう、これらの両方のエコーキャンセ
ラの出力が設けられる。この推定値は流入信号から差し
引かれて、理論的には流入信号についてエコーはな（な
る。この推定値とエコーの実際の値との誤差信号は、一
般に、エコーキャンセラの係数を調整するのに用いられ
る。

電話網を利用する上記のタイプ伝送においては、周波数
シフトによって遠距離エコーもまた影響を受ける。実際
、電話網における装置内で、データ信号が頻繁に交換さ
れることがある。これらの装置は相互依存性が十分でな
いので、送信モデムに戻って（る信号はそのモデムの搬
送波周波数に維持されない。その結果、遠距離エコーの
位相はいわゆる位相の揺れ（ｐｈａａｅ−ｖｏｌｌ）に
よって影響を受ける。この位相は時間変数である。この
位相シフトは一般に小さく、約０．ＩＨｚである。その
ような位相シフトは、伝送が常に半２重式なためにエコ
ーキャンセラが連続的に作動するような場合は、エコー
キャンセラのアルゴリズムを調整することによって容易
に補償される。しかしながら、電話網の２線式線路を介
するデータ伝送においては、全２重式伝送の間、エコー
キャンセラノ係数の調整を、十分な速さと正確さでもっ
て行うことはできない。

そこで本発明はこの問題を解決することを目的としてい
る。

Ｃ６問題点を解決するための手段 この目的を達成するため、流出信号の送信と流入信号の
受信を同時に行うことのできる伝送媒体の２線式線路部
分に接続されたデータ伝送システムにおいて、上記流入
信号が遠隔システムからの受信信号と上記流出信号に応
答して上記伝送媒体によって発生されたエコー信号とか
ら成るような全２重モード又は遠隔システムからの受信
信号が存在せず上記流入信号が上記流出信号に応答して
上記伝送媒体によって発生されたエコー信号のみである
ような半２重モードのいずれでも作動できる場合に、位
相揺れの補正された推定エコー信号を生成しこれを上記
流入信号から差引くための本発明のエコーキャンセラは
、（ａ）推定された位相揺れ値である値Ｘだゆ推定エコ
ー信号の位相を回転して、位相揺れの補正された推定エ
コー信号を表わす複素信号を供給する位相回転手段と、
（ｂ）上記流入信号と上記位相揺れの補正された推定エ
コー信号の実数部との間の誤差信号に、該位相揺れの補
正された推定エコー信号の虚数部を乗じて、位相揺れの
変分を表わす値Ｙを供給する乗算手段と、（Ｃ）上記値
Ｙに応答して半２重モード又は全２重モードの両方にお
いて位相揺れの変分についての推定値である値２を供給
する推定手段と、（ｄ）上記値２に応答して上記推定さ
れた位相揺れ値Ｘを供給する位相フィルタ手段と、 から成る位相揺れ追跡装置を含むことを特徴とする。

以下、本発明の作用を実施例と共に説明する。

Ｄ、実施例 第８図は２線式線路を介する伝送で使用される従来のエ
コーキャンセリングシステムの構成を示す図である。複
素形式すなわち同相成分と直角成分であられされるデー
タ信号が、２！ＩＪ式線路１８（送信フィルタ１０を介
する）と、ＤＡコンバータ１２と、ローパスフィルタ１
４と、混成回路（Ｈ）１６に供給される。送信フィルタ
１０の出力は実際の信号であり１本の線で示され、一方
、その人力への複素信号は幅の広い線で示される。この
表示方法は第８図及び他の図も同様である。

エコーは１６の如き混成回路におけるインピーダンスの
不整合に起因するので、ａ１８を介して受信される流入
信号は異なる５つの信号から成る。

すなわち、遠隔モデムから送信される遠距離信号と、混
成回路１６を直接通る流出信号の漏れに起因する近距離
エコーと、遠隔の混成回路における送信信号の反射に起
因する遠距離エコーである。

近距離エコーと遠距離エコーはその性質が異なるので、
エコーキャンセラを２つに分けると都合がよい。すなわ
ち、近距離エコーキャンセラ２゜と遠距離エコーキャン
セラ２２である。これらのエコーキャンセラは一般に適
応型係数を有するディジタルトランスバーサルフィルタ
（往復遅延と等価なバルク遅延２４で分けられる）で実
現される。なお、近距離エコーキャンセラ及び遠距離エ
コーキャンセラは複素形式の入力信号を受は取って実際
の信号を出力する。

これらの両エコーキャンセラの出力は加算器２６で加算
される。この加算器２６の出力はＤＡコンバータ２８に
よってアナログ信号に変換される。

実際のエコー（近距離及び遠距離）についての推定値で
あるこのアナログ信号は、減算器６０において、混成回
路１６を介して線１８より受信される流入信号から差引
かれる。＃５２を介する減算器３０の出力は理論的には
エコーのない流入信号であり、したがって遠隔モデムか
ら送信されてきたデータを復元するために復調されデコ
ードされる。現実的には、実際のエコーの値とその推定
値との間に常に誤差が存在する。この誤差信号は、ＡＤ
コンバータ３４における変換の後、近距離エコーキャン
セ２２０及び遠距離エコーキャンセラ２２の係数を適応
させるための制御信号として使用される。

第８図に示したエコーキャンセリングには幾つかの欠点
がある。遠隔モデムからのアナログ流入信号のエネルギ
ーレベルは一般に一６ｄＢｍ　から４５　ｄＢｍの範囲
にあり、近距離エコー信号のエネルギーレベルも同じ範
囲にあるが（ただしこれは独立性を有する）、遠距離エ
コー信号のエネルギーレベルは上記流入信号よりも少な
くとも１０ｄＢｍ低い。３４の如きＡＤコンバータはエ
ネルギーレベル全体にわたって満足する精度を有するわ
けではない。たとえばＡＤコンバータが最大−６ｄＢｍ
のレベルの信号の受信に適合するものであるとすると、
−４３ｄＢｍの入力信号で有効ビットはわずか５ビツト
しか与えられない。これは、全（十分でない。したがっ
て、流入信号がどんなエネルギーレベルであってもＡＤ
コンバータのダイナミックレンジを十分に活用できるよ
う、このＡＤコンバータの前にＰＧＡ（プログラム可能
なゲイン増幅器）を設けることが必要となる。そのよう
なＰＧＡはまたＤＡコンバータ２８の後に、選択可能な
ゲインアツチネータを必要とする。

コンバータ６４の前に設けられたＰＧＡはエコーの実際
の値とその推定値との間の誤差を、モデムがトレーニン
グモードにあるときの入力として受けとることになる。

ＰＧＡＯ値は、ＡＤコンバータの出力信号のエネルギー
を測定することによつて、伝送開始の際にセットされる
。しかしながら、たとえばノイズバーストのために、こ
のエネルギー測定が不正確となって（特に高速の立上り
が要求される場合）ＰＧＡの調整が不良となる場合があ
る。したがって、ＡＤコンバータにどいて低エネルギー
レベルの信号が観測された場合、これがエコーキャンセ
ルが良好に行われた結果なのか、ＰＧＡの調整が不良で
あったことによるものなのかの区別がつかない。

以上に示した欠点は第２図に示す実施例によって克服さ
れる。この例においては、エコーキャンセラの係数を適
応化するのに使用される回線経路は、モデムの受信部よ
って処理される流入信号を受信するための回線経路から
分離されている。

混成回路からの流入信号はＰＧＡ４０の入力として直接
使用される。ＰＧＡ４０の出力はＡＤコンバータ４２に
よってディジタル形式に変換される。したがってコンバ
ータ４２の入力におけるエネルギーレベルはエコーキャ
ンセラによって提供されるキャンセレーションレートと
は無関係である。これにより、ＰＧＡ４０のセットに必
要な情報を永続的に提供することができる。一般に、Ｐ
ＧＡ４０は近距離エコーレベルに応じて初期トレーニン
グの際に一回セットされる。しかし、全て型式伝送で飽
和を回避する場合には、他のセツティングが必要になる
こともある。

近距離エコーキャンセラ２０からの推定値と遠距離エコ
ーキャンセラ２２かもの推定値とを加算することによっ
て得られる加算器２６からのディジタルの推定値は、減
算器４４においてコンバータ４２によって供給されるデ
ィジタル流入信号から差引かれる。その結果は、これら
のキャンセラ２０及び２２の係数を適応化するための制
御信号として用いられる。

第２図の実施例で従来技術の他の欠点が克服される。そ
れは、２８の如きＤＡコンバータが生成されたエコー信
号に関して５ｉｎＸ／Ｘのタイプの周波数歪を招来する
という欠点である。そのような歪はＡＤコンバータ６４
では補正されないので、係数調整のための制御信号は真
の信号をフィルタした形のものであり、エコーキャンセ
ルは不完全なものとなる。特にサンプリング周波数が低
い場合はそうである。第２図で示すように、推定された
エコー信号（加算器２６の出力）はディジタルフィルタ
４６でフィルタされる。とのフィルタの伝達関数はＸ／
ａｉｎＸのタイプである。フィルタ４６から供給される
フィルタされた信号ＤＡコンバータ１８へ送られる。Ｐ
ＧＡ４０のゲインの逆数となるゲインを有する選択可能
なゲインアツラネータ（ＳＧＡ）５０は、ＰＧＡ４Ｄの
効果を補償するよう、コンバータ４８の出力のところに
設けられる。５ＧＡ５０で減衰された信号は減算器５２
によって、混成回路からの流入信号から差し引かれ、そ
の結果であるエコーのない信号が復調のためモデムの受
信部に送られる。こうして、ＤＡコンバータで招来され
るａｉｎＸ／Ｘの形状が、エコーキャンセラの調整ルー
プとは独立した回線経路において補償される。これで、
上記欠点が克服される。実際には、フィルタ４６がこの
回線経路において遅延τを招来するので、これは遅延回
路５４によって、エコーキャンセラのの調整に用いられ
る回線経路において補償しなければならない。遅延τは
２Ｔ（ただし、Ｔはボ一時間である）、！：測測定れた
。

４線式搬送システムにおける周波数変動に起因する周波
数シフトによって遠距離エコーが影響を受ける場合があ
るので、位相の揺れを追跡することが必要である。位相
揺れ補正回路５６はｅｘｐ（ｊφ）の形の補正信号を供
給する。これは、乗算器５８において、推定遠距離エコ
ー信号の乗算定数として使用されるものである。この回
路５６については後に説明する。

第２図に示したＡＤコンバータ及びＤＡコンバータはそ
のモデムの送信クロックと同期して作動する。このクロ
ックは、サンプリング定理の制約を満足し、かつ変調レ
ートの整数倍である周派数でパルスを供給する。仮りに
変調レートが２４００ボーとすれば、サンプリング周波
数として可能性のある値は、７２００Ｈｚ、９６００Ｈ
ｚ等である。以下の説明では９６００Ｈｚが選択されて
いる。

近距離エコーキャンセラ２０又は遠距離エコーキャンセ
ラ２２はボ一時間当り１つのコンステレ−ジョンポイン
トに対応する複素信号を受信して（すなわち、本実施例
では１／２４００秒ごとに１つである）、ボ一時間車シ
実際の信号についての４つのサンプルを供給する（すな
わち、１／９６００秒ごとに１つである）。

広く使用されているタイプのエコーキャンセラは通過帯
域データ駆動フィルタと呼ばれている。そのようなフィ
ルタは、係数が適応型であるという点を除けば、モデム
の送信部フィルタと全く同じようにふるまう。所与の時
間長において、使用すべきフィルタの係数の数は、信号
周波数に対するサンプリング周波数の比に比例する。仮
シに全エコー期間が４５ミリ秒（１０８ボ一時間）とす
れば、９６００Ｈｚのサンプリング周波数で必要な適応
型係数の数は１０８Ｘ４＝４３２である。これらの係数
が各ボ一時間ごとに適応化しなければならないという要
件はモデムのプロセッサで管理するのは容易ではない。

その精度を落とすことなくエコーキャンセラの係数の数
を減少させるシステムが第３図に示されている。そのよ
うなシステムは補間回路を組み合わせた適応型トラスバ
ーサルフィルタを含む。データシンボルの座標系で構成
される複素信号は■／Ｔのレートで適応型フィルタ６ｏ
に入力される。

フィルタ６０は２つの出力６２及び６４を有する。

これらの出力からのサンプルはインターリービ、ングブ
ロック６６によってインターリーグされる。

このインターリーグは、出力６２からのサンプルが時間
ｎＴで取得され、出力６４からのサンプルが時間ｎ　Ｔ
　＋　Ｔ　／　２で取得されるようにして行われる。こ
れらのサンプルは次に補間回路６８への入力として用い
られる（そのレートは２／Ｔである）。

補間回路６８は２つの補間サンプルを時間ｎＴ＋Ｔ／４
及びｎＴ＋３Ｔ／４で出カフ０に出し、一方、出カフ２
は時間ｎＴ及びｎ　Ｔ　＋　Ｔ　／　２でサンプルを供
給する。

このシステムは、各ボ一時間で計算すべき係数の数が２
で除算され、補間回路の係数が一回計算される限りにお
いて、計算時間を大幅に節約する。

これについては後で説明する。

エコーキャンセラの係数の調整は一般にデータ伝送開始
の際（すなわち、ローカルモデムからトレーニングシー
ケンスカ遠隔モデムニ送うレ、一方、遠隔モデムが情報
を何ら送信しないとき）に実行される。この係数は、こ
れらの２つのモデム間で行われるデータ交換の間、凍結
される。

このエコーキャンセラに使用できる適応型トランスバー
サルフィルタを第４図に示した。複素データシンボルａ
ｎはＩ／Ｔのレートで、遅延セルＴで構成される遅延線
８０の入力に到着する。このフィルタには２つの部分が
存在する。すなわち。

“偶”フィルタと”奇”フィルタである。“偶”フィル
タは複素係数ｃ１、ｃ２、・・・、ｃｋに対応するタッ
プを有し、”奇”フィルタは複素係数ｄ１、ｄ２．・・
・ｄｋに対応するタップを有する。“偶”タップの出力
は加算器８２によって合計され、時間ｎＴで以下の式に
示す出力信号Ｓ（ｎ、０）が供給される。

”奇”タップの出力は加算器８４によって合計され出力
６４に、以下に示す出力信号Ｓ（ｎ、２）が時間ｎ　Ｔ
　＋　Ｔ　／　２で供給される。

Ｓ（ｎ、２）＝Σａｎ−ｊ＠ｄｊ 次に第５図を参照して補間回路６８を説明する。

補間はまずベースバンド信号の場合において考慮される
。第４図に示した適応型フィルタの供給する信号は時間
ｎＴ及びｎ　Ｔ　＋　Ｔ　／　２で補間回路の入力で受
信される。

信号サンプルのシーケンス −−−Ｘ（（ｎ＋１　）Ｔ／２　）、Ｘ（ｎＴ／２：）
、Ｘ（（ｎ−１）Ｔ／２）−−−が与えられたとき、信
号 Ｘ　（ｎ　Ｔ／２　＋　Ｔ／４　） の推定を導出することが目的である。そのような推定は
以下の如く実際の信号サンプルの線形結合として得られ
る。

Ｘ（ｎＴ／２＋Ｔ／４）＝ Ｌ Σｐ　ｋＸ　（（ｎ　ｋ　）　Ｔ／２　）　＋ｑ　ｋｘ
（（ｎ　＋に＋　１　）　Ｔ／　２）ｋ＝０ 上記の式は、単に、Ｔ／２（本実施例では１／４８００
秒）の間隔を有する２Ｌ＋２個のタップを備えた従来の
トランスバーサルフィルタの動作を表わすものである。

本フィルタは対称な形（ｐｋ二ｑ）をとる。したがって
、問題は、以下の平均に ２乗誤差を最小にする係数へのセットをみつけることに
帰着する。

（Ｘ（（ｎ　　ｋ）Ｔ／２）＋Ｘ（（ｎ＋に＋１）Ｔ／
２）））まただし、Ｅは可能性ある全ての伝送データシ
ーケンスにわたる数学的な期待値を表わす。

信号の自己相関関数による係数ｐｋの計算は当業者には
周知な技術であるので、これ以上の説明は省略する。

次に、通過帯域補間回路の係数は、以下に示す如く、単
に搬送波周波数ｆｃで変調することによってベースバン
ドのものから導出される。これは、以下の係数を有する
複素フィルタである。

ｐ（ｋ）”ｐｌ（ｋ）＋ｊＰ２（ｋ） ｐ（ｋ）＝ｐ１（ｋ）−ｊｐ２（ｋ） ただし、 ｐｌ（ｋ）＝ｐ　　ｃｏｓ２πｆｃ（Ｔ／４＋ＫＴ／２
）ｐ２（ｋ）＝ｐｋｓｉｎ２πｆｃ（Ｔ／４＋ＫＴ／２
）補間フィルタの入力が複素通過帯域信号Ｘｉ　（ｎＴ
／２）＋ｊＸ２（ｎＴ／２）の場合、補間されたサンプ
ルＸ１　（ｎＴ／２＋Ｔ／４　）　＋　ｊＸ２　（ｎＴ
／２＋Ｔ／４　）は次の式によって得られる。

Ｘｌ（ｎＴ／２＋Ｔ／４）＝ Σｐ１（ｋＸＸｌ　（（ｎ−ｋ）Ｔ／２〕＋Ｘ１（（ｎ
＋に＋１　）Ｔ／２））ｐ２（ｋＸＸ２（（ｎ　　ｋ）
Ｔ／２）Ｘ２（（ｎ＋に＋１）Ｔ／２）＞Ｘ２　（ｎＴ
／２　＋　Ｔ／　４　）　”Σｐ１（ｋ）（Ｘ２（（ｎ
−ｋ）Ｔ／２）＋Ｘ２（（ｎ十に＋１）’ｒ、／２）＞
＋ｐ２（ｋ）（Ｘｌ　（（ｎ−ｋ）Ｔ／２）−Ｘｌ　（
（ｎ十に＋１　）Ｔ／２）＞これは、対称（実数部）及
び非対称（虚数部）な係数を有する複素トランスバーサ
ルフィルタの動作を表わす。

Ｌ＝６の場合、係数ｐ１（ｋ）及びｐ２（ｋ）は以下の
第１表で与えられる。

第　　　１　　　表 Ｐｌ（０）：０．２４０２０！ｌ　ｐ２（０）＝０．５
７９９０２ｐ１（１）＝０．１７２３９８　ｐ２（１）
＝０．０７１４１０ｐ１（２）＝０．０８１６６０　ｐ
２（２）＝−０，０３３８２５ｐ１（３）＝０．０１６
５８８　ｐ２（３）＝−０，０４００４７ｐ１（４）＝
−０，００７４３７ｐ２（４）＝−０，０１７９５３ｐ
１（５）＝−０，００６５８７ｐ２（５）＝−０，００
２７２８ｐ１（６）＝−０，００１５７９ｐ２（６）＝
Ｏ，０ＤＯ６５４こうした補間回路は信号復元において
遅延を招来する。この遅延はシンボル間の整数倍に等し
くなければ７なら、ｐｌら第５図に示すように、この目
的のために１つの擬似的な遅延が付加されている。

この例では、補間回路の遅延は４Ｔである。

補間回路６８は出力９０に補間サンプルＸ（ｎＴ／十Ｔ
／４）を供給し、一方サンプルＸ　（ｎ　Ｔ　／　２　
）が出力９２かも得られる。

第６図には、近距離エコーキャンセラの補間回路１の入
力信号から減算器４４の出力で得られる制御信号までの
サンプルデータの流れを示した。

同じボ一時間内で、２つのサンプルＳ　（ｎ　＋６、Ｏ
）及びＳ（ｎ＋６．２）が補間回路６８に入力される。

補間回路は一方の出力に、補間されかつ遅延されたサン
プルＳ　（ｎ＋２．１）及びＳ（ｎ＋２．３）を供給し
、他方の出力に、遅延のみされたサンプルＳ（ｎ＋２．
０）及びＳ（ｎ＋２．２）を供給する。２つの補間され
ないサンプルの実数部はブロック１００において取得さ
れ、一方、２つの補間されたサンプルの実数部はブロッ
ク１０２において取得される。

補間回路へのサンプルのランクｎ＋６及びその出力にあ
るサンプルのランクｎ＋２は、補間回路によって招来さ
れる遅延が４ボ一時間であることを示している。

次に、補間されたサンプル及び補間されないサンプルが
インターリ−ピングブロック１０４でインターリーグさ
れて、ＤＡ変換に必要な、ボ一時間ごとの４つのサンプ
ルが供給される。すなわち、Ｒｅ５（ｎ＋２、ｐ）であ
る。　ただし、ｐは、０．１．２又は３である。

加算器２６において、遠距離エコーキャンセラからの対
応するサンプルに加算された後、サンプルＲｅｄ（ｎ＋
２、ｐ）はブロック５４で２Ｔだけ遅延される（これは
、フィルタ４６で招来される遅延に対応するものである
）。したがって、同じボ一時間内では、４つのサンプル
Ｒｅ５（ｎ１ｐ）が減算器４４に供給される。

サンプルａｅｓ（ｎ１ｐ）に付随して、ＡＤコンバータ
４２はボ一時間当り、実際の値を有する４つのサンプル
ｚ（ｎ１ｐ）を生成し、これより４つの誤差信号ｅ（ｎ
、ｐ）が減算器４４かも得られる。すなわち、 ｅ（”ｖ　ｐ）＝ｚ（ｎｓ　ｐ）−ＲｅＳ（ｎ、ｐ）で
ある。

近距離エコーキャンセラの係数ｃｋ及びｄｋ　（第４図
参照）は、平均２乗誤差 ＜Ｍ＝Ｅ＜ｅ２（ｎ、　Ｏ）＋ｅ２（ｎ、　２）＞を最
小にするように調整されなげればならない。

ここで、Ｅは可能性のあるデータシーケンス全体にわた
っての数学的な期待値である。補間されないサンプルに
対応する誤差信号は、エコーキャンセラの係数の調整に
は必要ないことに留意されたい。

第７図は遠距離エコーキャンセラに関するサンプルデー
タの流れを示す。近距離エコーキャンセラとの違いは、
遠距離エコーキャンセラが位相の揺れの影響を受けるエ
コーを除去しなければならないという点にある。

補間回路６８からの補間サンプル及び補間されないサン
プルは、ボ一時間当り４つの複素サンプルを供給するた
め、インターリ−ピングブロック１１０によってインタ
ーリーグされる。乗算器５８においてｅｘｐｊφ（ｎ、
ｐ）で各複素サンプルＳ（ｎ＋２、ｐ）を乗することに
よって時間的に変動する角度φ（ｎｓｐ）（ただし、ｐ
は、１．２．３又は４）でこれらのサンプルは回転する
。こうして得られる信号の実数部はブロック１１２にお
いて得られ、ＤＡ変換に必要な、ボ一時間当り４つのサ
ンプルが供給される。これ以下のオペレーションは第６
図に示した近距離エコーキャンセラの場合と同じである
。

減算器４４の出力から得られる誤差サンプルｅ（ｎ、ｐ
）は、遠距離エコーキャンセラの係数調整用の制御信号
として使用される前に、複素定数ｅｘｐ（−ｊφ）を乗
じなければならないことに留意されたい。これは、遠距
離エコーキャンセラの出力から得られるサンプルに乗じ
られた定数ｅｘｐ　ｊφを補償するためである。

本発明に基づく位相揺れ補正回路を第１図、第９図及び
第１０図を用いて説明する。

第１図に示すように、遠距離エコーキャンセラの補間回
路６８で生成された複素サンプルＳ　（ｎ＋２、ｐ）は
乗算器５８においてｅｘｐ　ｊφが乗じられる。φは、
本発明に基づいて位相揺れ補正回路で生成された位相揺
れの値である。

複素サンプルＳの実数部ＲｅＳは回路１１２で得られ、
遅延回路５４で２Ｔだけ遅延され、ＡＤコンバータ４２
によって供給されるディジタル流入信号から差し引かれ
る。こうしてボ一時間当り、４つのサンプルｅ（ｎ、ｐ
）が生成される。

ｅ（ｎ、ｐ）＝Ｚ（ｎ１ｐ）−ＲｅＳ（ｎ、ｐ）ｅｘｐ
　ｊφ複素サンプルの虚数部ＩｍＳは回路１２０で得ら
れる。

ここでε　を平均２乗誤差とすると、 ｔ２＝Ｅ＜ｅ２（ｎ、　０　）＋　ｅ２（ｎ、　１　）
＋ｅ”　（ｎ、　２）＋ｅ”（ｎ、　３））ただし、Ｅ
は可能性のあるデータシーケンス全体にわたっての数学
的な期待値を表わす。

位相制御信号は平均２乗誤差をφについて微分したもの
である。これは次の形の位相制御信号を生ずる。

、ｄ、ε２＝△φ＝ｅ（ｎｓ　ｐ）ＩｍＳ（ｎ、　ｐ）
したがって、回路１２０かも供給される複素サンプルの
虚数部は遅延回路１２２で２Ｔだけ遅延され、乗算器１
２４においてｅ（ｎ、ｐ）で乗じられる。

次に、ゼロ定常状態の位相誤差にロックするため、第２
次位相固定ループを使用しなければならない。そのよう
な位相固定ループは米国特許第６９７２０００号に記載
される如き位相フィルタで実現される。したがって、乗
算器１２４から供給される位相揺れの変分は位相フィル
タ１２６へΔφ推定器１２８を介して入力される。△φ
推定器１２８については後で説明する。位相フィルタ１
２６から供給される１位相揺れ値φは、乗算器５８にお
ける複素サンプルＳについての乗算定数として使用され
る前に、変換器１３０によってｅｘｐｊφに変換される
。

既に述べたように、位相揺れに起因する周波数シフトは
一般に小さく、約０．１Ｈｚである。しかしながら、も
しこれを修正しないと、そのような値が累積されて、流
入信号と全く位相のずれた推定エコー値を生成してしま
うことがある。こうなると、この推定エコー値は減算器
４４において流入信号に偶然加算されることにもなる。

したがって、信号が遠隔モデムから受信される際にたと
え全２重式伝送の場合であっても、位相揺れを追跡する
ことが必要となる。

減算器４４かも供給される信号ｅ（ｎ、ｐ）の値は、そ
の伝送が半２重か全２重かによって非常に異なる。半２
重の場合、遠隔信号は全くなくその値は小さい。一方、
全２重の場合、その値は主として遠隔信号に起因するも
のなので非常に大きい。したがって、Δφ推定器１２８
も、半２重及び全２重において異なる（第９図及び第１
０図）。

そこで半２重の場合は、トレーニングシーケ、ンスがロ
ーカルモデムから遠隔モデムに送られる際、第９図に示
すようなΔφ推定器が使用される。

多（の場合、ＰＧＡ４０及びコンバータ４２の入力は近
距離エコーレベルに応じてセットされる。

モデムの混成回路が線路のインピーダンスとたまたまよ
くうまく整合している場合には、遠距離信号レベルに応
じてセットされることもある。しかし、その遠距離信号
レベルよりも１０　ｄＢ低い遠距離エコーレベルに応じ
てセットされることはない。そこで、ゲインγ（乗算器
１４０）を導入する。

推定エコー及びその誤差ｅ（ｎ、ｐ）が両方ともその最
適値に達しないまでの一時的な時間が存在するので、可
変のゲインγを設けることが必要となろう。実際的では
ないが、１つの可能性は、遠距離エコーエネルギに応じ
てゲインγを適応化すること、又はテーブルによって選
択することであろう。本発明はこれ以外の可能性を示す
ものである。

本発明のアプローチは、６比例的”推定と２値”推定と
を混合することにある。推定遠距離エコー値の符号がブ
ロック１４２で得られ、一方、その誤差ｓ（ｎ、ｐ）の
符号がブロック１４４で得られる。これらの２つの符号
は乗算器１４６で乗算される。その結果（＋１又は−１
）はシフタ１４８でに個分の位置だけ左方にシフトされ
る（ｋ＝３が好ましい）。乗算器１４０からの値とシフ
タ１４８からの値は、位相フィルタ１２６への入力とし
て使用される変分Δφを供給するために、加算器１５０
で加算される。このようにして、遠距離エコーレベルが
比較的大きくかつ誤差信号も比較的大きい場合は比例的
推定が行われ、一方、遠距離エコーレベルもしくは誤差
レベル又はその双方が小さい場合は、２値推定が行われ
る。

ここで説明したように、モデムが全２重モードで作動す
るときは（すなわち、遠隔信号が存在するときは）、位
相揺れ補正は中断することができない。この場合の位相
揺れの追跡に関するアプローチを第１０図と共に説明す
る。

ボ一時間ごと・に４回計算されるｅ（ｎ、ｐ）とＩｍｐ
　Ｓ（ｎ、ｐ）との積である乗算器１２４かもの信号の
値は、Ｍ個のボ一時間中に累算器１６０で累算される。

Ｎ番目のボーごとに、累算器１６０の内容の符号がブロ
ック１６２で取得され、シフタ１６４で左方に１つ又は
２つの位置だけシフトされ、一方、累算器１６０がリセ
ットされる。シフタ１６４の出力に得られる値は変分Δ
φの正しい推定値として使用される。累算器１６０が作
動するＮ個のボ一時間の間、位相フィルタは自由に走行
している（すなわち、その入力信号はゼロである）こと
に留意されたい。

本実施例は、全２重の際に流入信号に含まれる遠隔デー
タ信号の影響は十分に多数のボ一時間でその値が累積さ
れるときは無視できるという事実に基づいている。Ｍ二
５１２で位相揺れの変分について非常に良好な推定が得
られることがわかった。′ Ｅ０発明の詳細 な説明したように本発明によれば、半２重モード及び全
２重モードの両方において位相揺れを補正した有用なエ
コーキャンセラを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の詳細を説明する図、第２図は
本発明の実施例の全体を説明する図、第５図は補間回路
を含むエコーキャンセラを示す図、第４図は第３図のエ
コーキャンセラに用いられる適応型トランスバーサルフ
ィルタを示す図、第５図は第６図のエコーキャンセラに
用いられる補間回路を示す図、第６図は近距離エコーキ
ャンセラにおけるデータの流れを示す図、第７図は遠距
離エコーキャンセラにおけるデータの流れを示す図、第
８図は従来のエコーキャンセリングシステムを示す図、
第９図は半２重モードにおけるΔφ推定器を示す図、第
１０図は全２重モードにおける△φ推定器を示す図であ
る。 出願人インタｉ九旧ナル・晩４ス・マ汁クズ拳コ一ゼト
→タン代理人　弁理士　　頓　　　宮　　　孝　　　−
（外１名） 第４図 トランスバ“−サＪレフィルり 鏡　。 全、２１！七−ト′にス・ｌｊＪ Δ１１轄建谷 第１０図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 流出信号の送信と流入信号の受信を同時に行うことので
   きる伝送媒体の２線式線路部分に接続されたデータ伝送
   システムにおいて、上記流入信号が遠隔システムからの
   受信信号と上記流出信号に応答して上記伝送媒体によっ
   て発生されたエコー信号とから成るような全２重モード
   又は遠隔システムからの受信信号が存在せず上記流入信
   号が上記流出信号に応答して上記伝送媒体によって発生
   されたエコー信号のみであるような半２重モードのいず
   れでも作動できる場合に、位相揺れの補正された推定エ
   コー信号を生成しこれを上記流入信号から差引くための
   エコーキャンセラであって、 （ａ）推定された位相揺れ値である値Ｘだけ推定エコー
   信号の位相を回転して、位相揺れの補正された推定エコ
   ー信号を表わす複素信号を供給する位相回転手段と、 （ｂ）上記流入信号と上記位相揺れの補正された推定エ
   コー信号の実数部との間の誤差信号に、該位相揺れの補
   正された推定エコー信号の虚数部を乗じて、位相揺れの
   変分を表わす値Ｙを供給する乗算手段と、 （ｃ）上記値Ｙに応答して半２重モード又は全２重モー
   ドの両方において位相揺れの変分についての推定値であ
   る値Ｚを供給する推定手段と、 （ｄ）上記値Ｚに応答して上記推定された位相揺れ値Ｘ
   を供給する位相フィルタ手段と、 から成る位相揺れ追跡装置を含むことを特徴とするエコ
   ーキャンセラ。