JPH0758924B2 - エコーキヤンセラ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は２線式線路を介する全２重データ通信に関し、
さらに詳しくいえば、位相の揺れを補正する回路を含む
エコーキヤンセラに関する。

B.従来技術及びその問題点 モデムは、電話網によるデータ端末装置間接続の際に用
いられるものである。データ信号は２線式線路を介して
送信モデムから受信モデムに伝送される。長距離伝送の
場合は増幅器（中断器）が必要である。増幅器は一方向
でしか動作しないので、データの方向は２線式線路から
４線式線路に分けられる。２線式線路と４線式線路との
間の接続は、いわゆる混成回路によつて行われる。同様
に、送信回路及び受信回路を有するモデムの出力端を２
線式線路に接続する際にも混成回路が必要である。

混成回路は３入力を有する２つの差動変圧器から成る終
端装置である。これらの入力は、４線式線路の各２線式
回線のためのものと、２線式線路のためのものとがあ
る。これらの変圧器は周波数帯域幅全体にわたるインピ
ーダンスマツチングを実現するわけにはいかないので、
一部のデータ信号エネルギは他方向を越えて２線式線路
を介して送り手に戻つてくる。いわゆるエコーである。

モデムは２種類のエコーを受信する。すなわち、近距離
エコーと遠距離エコーである。近距離エコーはモデムの
混成回路を直接的に通つてそのモデムの受信回路に漏れ
る伝送データ信号に起因するものであり、一方、遠距離
エコーは４線式線路を通つて遠端の混成回路で反射する
伝送データ信号に起因するものである。

したがつて、このタイプのモデムには流出信号の流入信
号エコーをキヤンセルするエコーキヤンセラが設けられ
る。近距離エコーと遠距離はその性質が異なるので、そ
のエコーキヤンセラの構成も自ずと異なる。なお、実際
のエコーについての推定値を供給するよう、これらの両
方のエコーキヤンセラの出力が設けられる。この推定値
は流入信号から差し引かれて、理論的には流入信号につ
いてエコーはなくなる。この推定値とエコーの実際の値
との誤差信号は、一般に、エコーキヤンセラの係数を調
整するのに用いられる。

電話網を利用する上記のタイプ伝送においては、周波数
シフトによつて遠距離エコーもまた影響を受ける。実
際、電話網における装置内で、データ信号が頻繁に交換
されることがある。これらの装置は相互依存性が十分で
ないので、送信モデムに戻つてくる信号はそのモデムの
搬送波周波数に維持されない。その結果、遠距離エコー
の位相はいわゆる位相の揺れ（phase−voll）によつて
影響を受ける。この位相は時間変数である。この位相シ
フトは一般に小さく、約0.1Hzである。そのような位相
シフトは、伝送が常に半２重式なためにエコーキヤンセ
ラが連続的に作動するような場合は、エコーキヤンセラ
のアルゴリズムを調整することによつて容易に補償され
る。しかしながら、電話網の２線式線路を介するデータ
伝送においては、全２重式伝送の間、エコーキヤンセラ
の係数の調整を、十分な速さと正確さでもつて行うこと
はできない。

そこで本発明はこの問題を解決することを目的としてい
る。

C.問題点を解決するための手段 この目的を達成するため、流出信号の送信と流入信号の
受信を同時に行うことのできる伝送媒体の２線式線路部
分に接続されたデータ伝送システムにおいて、上記流入
信号が遠隔システムからの受信信号と上記流出信号に応
答して上記伝送媒体によつて発生されたエコー信号とか
ら成るような全２重モード又は遠隔システムからの受信
信号が存在せず上記流入信号が上記流出信号に応答して
上記伝送媒体によつて発生されたエコー信号のみである
ような半２重モードのいずれでも作動できる場合に、位
相揺れの補正された推定エコー信号を生成しこれを上記
流入信号から差引くための本発明のエコーキャンセラ
は、（ａ）推定された位相揺れ値である値Ｘだけ推定エ
コー信号の位相を回転して、位相揺れの補正された推定
エコー信号を表わす複素信号を供給する位相回転手段
と、（ｂ）上記流入信号と上記位相揺れの補正された推
定エコー信号の実数部との間の誤差信号に、該位相揺れ
の補正された推定エコー信号の虚数部を乗じて、位相揺
れの変分を表わす値Ｙを供給する乗算手段と、（ｃ）上
記値Ｙに応答して半２重モード又は全２重モードの両方
において位相揺れの変分についての推定値である値Ｚを
供給する推定手段と、（ｄ）上記値Ｚに応答して上記推
定された位相揺れ値Ｘを供給する位相フイルタ手段と、 から成る位相揺れ追跡装置を含むことを特徴とする。

以下、本発明の作用を実施例と共に説明する。

D.実施例 第８図は２線式線路を介する伝送で使用される従来のエ
コーキヤンセリングシステムの構成を示す図である。複
素形式すなわち同相成分と直角成分であらわされるデー
タ信号が、２線式線路18（送信フイルタ10を介する）
と、DAコンバータ12と、ローパスフイルタ14と、混成回
路（Ｈ）16に供給される。送信フイルタ10の出力は実際
の信号であり１本の線で示され、一方、その入力への複
素信号は幅の広い線で示される。この表示方法は第８図
及び他の図も同様である。

エコーは16の如き混成回路におけるインピーダンスの不
整合に起因するので、線18を介して受信される流入信号
は異なる３つの信号から成る。すなわち、遠隔モデムか
ら送信される遠距離信号と、混成回路16を直接通る流出
信号の漏れに起因する近距離エコーと、遠隔の混成回路
における送信信号の反射に起因する遠距離エコーであ
る。

近距離エコーと遠距離エコーはその性質が異なるので、
エコーキヤンセラを２つに分けると都合がよい。すなわ
ち、近距離エコーキヤンセラ20と遠距離エコーキヤンセ
ラ22である。これらのエコーキヤンセラは一般に適応型
係数を有するデイジタルトランスバーサルフイルタ（往
復遅延と等価なバルク遅延24で分けられる）で実現され
る。なお、近距離エコーキヤンセラ及び遠距離エコーキ
ヤンセラは複素形式の入力信号を受け取つて実際の信号
を出力する。

これらの両エコーキヤンセラの出力は加算器26で加算さ
れる。この加算器26の出力はDAコンバータ28によつてア
ナログ信号に変換される。実際のエコー（近距離及び遠
距離）についての推定値であるこのアナログ信号は、減
算器30において、混成回路16を介して線18より受信され
る流入信号から差引かれる。線32を介する減算器30の出
力は理論的にはエコーのない流入信号であり、したがつ
て遠隔モデムから送信されてきたデータを復元するため
に復調されデコードされる。現実的には、実際のエコー
の値とその推定値との間に常に誤差が存在する。この誤
差信号は、ADコンバータ34における変換の後、近距離エ
コーキヤンセラ20及び遠距離エコーキヤンセラ22の係数
を適応させるための制御信号として使用される。

第８図に示したエコーキヤンセリングには幾つかの欠点
がある。遠隔モデムからのアナログ流入信号のエネルギ
ーレベルは一般に−6dBmから−43dBmの範囲にあり、近
距離エコー信号のエネルギーレベルも同じ範囲にあるが
（ただしこれは独立性を有する）、遠距離エコー信号の
エネルギーレベルは上記流入信号よりも少なくとも10dB
m低い。34の如きADコンバータはエネルギーレベル全体
にわたつて満足する精度を有するわけではない。たとえ
ばADコンバータが最大−6dBmのレベルの信号の受信に適
合するものであるとすると、−43dBmの入力信号で有効
ビツトはわずか５ビツトしか与えられない。これは、全
く十分でない。したがつて、流入信号がどんなエネルギ
ーレベルであつてもADコンバータのダイナミツクレンジ
を十分に活用できるよう、このADコンバータの前にPGA
（プログラム可能なゲイン増幅器）を設けることが必要
となる。そのようなPGAはまたDAコンバータ28の後に、
選択可能なゲインアツチネータを必要とする。

コンバータ34の前に設けられたPGAはエコーの実際の値
とその推定値との間の誤差を、モデムがトレーニングモ
ードにあるときの入力として受けとることになる。PGA
の値は、ADコンバータの出力信号のエネルギーを測定す
ることによつて、伝送開始の際にセツトされる。しかし
ながら、たとえばノイズバーストのために、このエネル
ギー測定が不正確となつて（特に高速の立上りが要求さ
れる場合）PGAの調整が不良となる場合がある。したが
つて、ADコンバータにおいて低エネルギーレベルの信号
が観測された場合、これがエコーキヤンセルが良好に行
われた結果なのか、PGAの調整が不良であつたことによ
るものなのかの区別がつかない。

以上に示した欠点は第２図に示す実施例によつて克服さ
れる。この例においては、エコーキヤンセラの係数を適
応化するのに使用される回線経路は、モデムの受信部よ
つて処理される流入信号を受信するための回線経路から
分離されている。

混成回路からの流入信号はPGA40の入力として直接使用
される。PGA40の出力はADコンバータ42によつてデイジ
タル形式に変換される。したがつてコンバータ42の入力
におけるエネルギーレベルはエコーキヤンセラによつて
提供されるキヤンセレーシヨンレートとは無関係であ
る。これにより、PGA40のセツトに必要な情報を永続的
に提供することができる。一般に、PGA40は近距離エコ
ーレベルに応じて初期トレーニングの際に一回セツトさ
れる。しかし、全て重式伝送で飽和を回避する場合に
は、他のセツテイングが必要になることもある。

近距離エコーキヤンセラ20からの推定値と遠距離エコー
キヤンセラ22からの推定値とを加算することによつて得
られる加算器26からのデイジタルの推定値は、減算器44
においてコンバータ42によつて供給されるデイジタル流
入信号から差引かれる。その結果は、これらのキヤンセ
ラ20及び22の係数を適応化するための制御信号として用
いられる。

第２図の実施例で従来技術の他の欠点が克服される。そ
れは、28の如きDAコンバータが生成されたエコー信号に
関してsinX/Xのタイプの周波数歪を招来するという欠点
である。そのような歪はADコンバータ34では補正されな
いので、係数調整のための制御信号は真の信号をフイル
タした形のものであり、エコーキヤンセルは不完全なも
のとなる。特にサンプリング周波数が低い場合はそうで
ある。第２図で示すように、推定されたエコー信号（加
算器26の出力）はデイジタルフイルタ46でフイルタされ
る。このフイルタの伝達関数はX/sinXのタイプである。
フイルタ46から供給されるフイルタされた信号DAコンバ
ータ18へ送られる。PGA40のゲインの逆数となるゲイン
を有する選択可能なゲインアツラネータ（SGA）50は、P
GA40の効果を補償するよう、コンバータ48の出力のとこ
ろに設けられる。SGA50で減衰された信号は減算器52に
よつて、混成回路からの流入信号から差し引かれ、その
結果であるエコーのない信号が復調のためモデムの受信
部に送られる。こうして、DAコンバータで招来されるsi
nX/Xの形状が、エコーキヤンセラの調整ループとは独立
した回線経路において補償される。これで、上記欠点が
克服される。実際には、フイルタ46がこの回線経路にお
いて遅延τを招来するので、これは遅延回路54によつ
て、エコーキヤンセラの調整に用いられる回線経路にお
いて補償しなければならない。遅延τは2T（ただし、Ｔ
はボー時間である）と測定された。

４線式搬送システムにおける周波数変動に起因する周波
数シフトによつて遠距離エコーが影響を受ける場合があ
るので、位相の揺れを追跡することが必要である。位相
揺れ補正回路56はexp（ｊφ）の形の補正信号を供給す
る。これは、乗算器58において、推定遠距離エコー信号
の乗算定数として使用されるものである。この回路56に
ついては後に説明する。

第２図に示したADコンバータ及びDAコンバータはそのモ
デムの送信クロツクと同期して作動する。このクロツク
は、サンプリング定理の制約を満足し、かつ変調レート
の整数倍である周派数でパルスを供給する。仮りに変調
レートが2400ボーとすれば、サンプリング周波数として
可能性のある値は、7200Hz、9600Hz等である。以下の説
明では9600Hzが選択されている。

近距離エコーキヤンセラ20又は遠距離エコーキヤンセラ
22はボー時間当り１つのコンステレーシヨンポイントに
対応する複素信号を受信して（すなわち、本実施例では
1/2400秒ごとに１つである）、ボー時間当り実際の信号
についての４つのサンプルを供給する（すなわち、1/96
00秒ごとに１つである）。

広く使用されているタイプのエコーキヤンセラは通過帯
域データ駆動フイルタと呼ばれている。そのようなフイ
ルタは、係数が適応型であるという点を除けば、モデム
の送信部フイルタと全く同じようにふるまう。所与の時
間長において、使用すべきフイルタの係数の数は、信号
周波数に対するサンプリング周波数の比に比例する。仮
りに全エコー期間が45ミリ秒（108ボー時間）とすれ
ば、9600Hzのサンプリング周波数で必要な適応型係数の
数は108×４＝432である。これらの係数が各ボー時間ご
とに適応化しなければならないという要件はモデムのプ
ロセツサで管理するのは容易ではない。

その精度を落とすことなくエコーキヤンセラの係数の数
を減少させるシステムが第３図に示されている。そのよ
うなシステムは補間回路を組み合わせた適応型トラスバ
ーサルフイルタを含む。データシンボルの座標系で構成
される複素信号はI/Tのレートで適応型フイルタ60に入
力される。フイルタ60は２つの出力62及び64を有する。
これらの出力からのサンプルはインターリービングブロ
ツク66によつてインターソーグされる。このインターリ
ーグは、出力62からのサンプルが時間nTで取得され、出
力64からのサンプルが時間nT＋T/2で取得されるように
して行われる。これらのサンプルは次に補間回路68への
入力として用いられる（そのレートは2/Tである）。補
間回路68は２つの補間サンプルを時間nT＋T/4及びnT＋3
T/4で出力70に出し、一方、出力72は時間nT及びnT＋T/2
でサンプルを供給する。

このシステムは、各ボー時間で計算すべき係数の数が２
で除算され、補間回路の係数が一回計算される限りにお
いて、計算時間を大幅に節約する。これについては後で
説明する。

エコーキヤンセラの係数の調整は一般にデータ伝送開始
の際（すなわち、ローカルモデムからトレーニングシー
ケンスが遠隔モデムに送られ、一方、遠隔モデムが情報
を何ら送信しないとき）に実行される。この係数は、こ
れらの２つのモデム間で行われるデータ交換の間、凍結
される。

このエコーキヤンセラに使用できる適応型トランスバー
サルフイルタを第４図に示した。複素データシンボルan
はI/Tのレートで、遅延セルＴで構成される遅延線80の
入力に到着する。このフイルタには２つの部分が存在す
る。すなわち、“偶”フイルタと“奇”フイルタであ
る。“偶”フイルタは複素係数c1、c2、・・・、ckに対
応するタツプを有し、“奇”フイルタは複素係数d1、d
2、・・・dkに対応するタツプを有する。“偶”タツプ
の出力は加算器82によつて合計され、時間nTで以下の式
に示す出力信号Ｓ（ｎ、０）が供給される。

“奇”タツプの出力は加算器84によつて合計され出力64
に、以下に示す出力信号Ｓ（ｎ、２）が時間nT＋T/2で
供給される。

次に第５図を参照して補間回路68を説明する。補間はま
ずベースバンド信号の場合において考慮される。第４図
に示した適応型フイルタの供給する信号は時間nT及びnT
＋T/2で補間回路の入力で受信される。

信号サンプルのシーケンス・・・ Ｘ〔(n+1)T/2〕、Ｘ〔nT/2〕、Ｘ〔(n-1)T/2〕・・・ が与えられたとき、信号 Ｘ〔nT/2＋T/4〕 の推定を導出することが目的である。そのような推定は
以下の如く実際の信号サンプルの線形結合として得られ
る。

上記の式は、単に、T/2（本実施例では1/4800秒）の間
隔を有する2L＋２個のタツプを備えた従来のトラスバー
サルフイルタの動作を表わすものである。本フイルタは
対称な形（p_k＝q_k）をとる。したがつて、問題は、以下
の平均２乗誤差を最小にする係数p_kのセツトをみつける
ことに帰着する。

ただし、Ｅは可能性ある全ての伝送データシーケンスに
わたる数学的な期待値を表わす。

信号の自己相関関数による係数p_kの計算は当業者には周
知な技術であるので、これ以上の説明は省略する。

次に、通常帯域補間回路の係数は、以下に示す如く、単
に搬送波周波数fcで変調することによつてベースバンド
のものから導出される。これは、以下の係数を有する複
素フイルタである。

ｐ（ｋ）＝p1（ｋ）＋jp2（ｋ） ｐ（ｋ）＝p1（ｋ）−jp2（ｋ） ただし、 p1（ｋ）＝p_kcos2πfc（T/4＋KT/2） p2（ｋ）＝p_ksin2πfc（T/4＋KT/2） 補間フイルタの入力が複素通過帯域信号X1（nT/2）＋jX
2（nT/2）の場合、補間されたサンプルX1（nT/2＋T/4）
＋jX2（nT/2＋T/4）は次の式によつて得られる。

これは、対称（実数部）及び非対称（虚数部）な係数を
有する複素トランスバーサルフイルタの動作を表わす。

Ｌ＝６の場合、係数p1（ｋ）及びp2（ｋ）は以下の第１
表で与えられる。

第 １ 表 p1（０）＝0.240203 p2（０）＝0.579902 p1（１）＝0.172398 p2（１）＝0.071410 p1（２）＝0.081660 p2（２）＝−0.033825 p1（３）＝0.016588 p2（３）＝−0.040047 p1（４）＝−0.007437 p2（４）＝−0.017953 p1（５）＝−0.006587 p2（５）＝−0.002728 p1（６）＝−0.001579 p2（６）＝0.000654 こうした補間回路は信号復元において遅延を招来する。
この遅延はシンボル間の整数倍に等しくなければならな
い。第５図に示すように、この目的のために１つの擬似
的な遅延が付加されている。この例では、補間回路の遅
延は4Tである。

補間回路68は出力90に補間サンプルＸ（nT/＋T/4）を供
給し、一方サンプルＸ（nT/2）が出力92から得られる。

第６図には、近距離エコーキヤンセラの補間回路１の入
力信号から減算器44の出力で得られる制御信号までのサ
ンプルデータの流れを示した。

同じボー時間内で、２つのサンプルＳ（ｎ＋６、０）及
びＳ（ｎ＋６、２）が補間回路68に入力される。補間回
路は一方の出力に、補間されかつ遅延されたサンプルＳ
（ｎ＋２、１）及びＳ（ｎ＋２、３）を供給し、他方の
出力に、遅延のみされたサンプルＳ（ｎ＋２、０）及び
Ｓ（ｎ＋２、２）を供給する。２つの補間されないサン
プルの実数部はブロツク100において取得され、一方、
２つの補間されたサンプルの実数部はブロツク102にお
いて取得される。補間回路へのサンプルのランクｎ＋６
及びその出力にあるサンプルのランクｎ＋２は、補間回
路によつて招来される遅延が４ボー時間であることを示
している。

次に、補間されたサンプル及び補間されないサンプルが
インターリーピングブロツク104でインターリーグされ
て、DA変換に必要な、ボー時間ごとの４つのサンプルが
供給される。すなわち、ReS（ｎ＋２、ｐ）である。た
だし、ｐは、０、１、２又は３である。

加算器26において、遠距離エコーキヤンセラからの対応
するサンプルに加算された後、サンプルReS（ｎ＋２、
ｐ）はブロツク54で2Tだけ遅延される（これは、フイル
タ46で招来される遅延に対応するものである）。したが
つて、同じボー時間内では、４つのサンプルReS（ｎ、
ｐ）が減算器44に供給される。

サンプルReS（ｎ、ｐ）に付随して、ADコンバータ42は
ボー時間当り、実際の値を有する４つのサンプルＺ
（ｎ、ｐ）を生成し、これより４つの誤差信号ｅ（ｎ、
ｐ）が減算器44から得られる。すなわち、 ｅ（ｎ、ｐ）＝Ｚ（ｎ、ｐ）−ReS（ｎ、ｐ） である。

近距離エコーキヤンセラの係数ck及びdk（第４図参照）
は、平均２乗誤差 〈e²〉＝Ｅ〈e²（ｎ、０）＋e²（ｎ、２）〉 を最小にするように調整されなければならない。ここ
で、Ｅは可能性のあるデータシーケンス全体にわたつて
の数学的な期待値である。補間されないサンプルに対応
する誤差信号は、エコーキヤンセラの係数の調整には必
要ないことに留意されたい。

第７図は遠距離エコーキヤンセラに関するサンプルデー
タの流れを示す。近距離エコーキヤンセラとの違いは、
遠距離エコーキヤンセラが位相の揺れの影響を受けるエ
コーを除去しなければならないという点にある。

補間回路68からの補間サンプル及び補間されないサンプ
ルは、ボー時間当り４つの複素サンプルを供給するた
め、インターリービングブロツク110によつてインター
リーグされる。乗算器58においてexpjφ（ｎ、ｐ）で各
複素サンプルＳ（ｎ＋２、ｐ）を乗ずることによつて時
間的に変動する角度φ（ｎ、ｐ）（ただし、ｐは、１、
２、３又は４）でこれらのサンプルは回転する。こうし
て得られる信号の実数部はブロツク112において得ら
れ、DA変換に必要な、ボー時間当り４つのサンプルが供
給される。これ以下のオペレーシヨンは第６図に示した
近距離エコーキヤンセラの場合と同じである。

減算器44の出力から得られる誤差サンプルｅ（ｎ、ｐ）
は、遠距離エコーキヤンセラの係数調整用の制御信号と
して使用される前に、複素定数exp（−ｊφ）を乗じな
ければならないことに留意されたい。これは、遠距離エ
コーキヤンセラの出力から得られるサンプルに乗じられ
た定数expjφを補償するためである。

本発明に基づく位相揺れ補正回路を第１図、第９図及び
第10図を用いて説明する。

第１図に示すように、遠距離エコーキヤンセラの補間回
路68で生成された複素サンプルＳ（ｎ＋２、ｐ）は乗算
器58においてexpjφが乗じられる。φは、本発明に基づ
いて位相揺れ補正回路で生成された位相揺れの値であ
る。

複素サンプルＳの実数部ReSは回路112で得られ、遅延回
路54で2Tだけ遅延され、ADコンバータ42によつて供給さ
れるデイジタル流入信号から差し引かれる。こうしてボ
ー時間当り、４つのサンプルｅ（ｎ、ｐ）が生成され
る。

ｅ（ｎ、ｐ）＝Ｚ（ｎ、ｐ）−ReS（ｎ、ｐ）expjφ 複素サンプルの虚数部ImSは回路120で得られる。

ここでε^２を平均２乗誤差とすると、 ε^２＝Ｅ〈e²(n、0)＋e²(n、1)＋e²(n、2)＋e²(n、3)〉 ただし、Ｅは可能性のあるデータシーケンス全体にわた
つての数学的な期待値を表わす。

位相制御信号は平均２乗誤差をφについて微分したもの
である。これは次の形の位相制御信号を生ずる。

したがつて、回路120から供給される複素サンプルの虚
数部は遅延回路122で2Tだけ遅延され、乗算器124におい
てｅ（ｎ、ｐ）で乗じられる。

次に、ゼロ定常状態の位相誤差にロツクするため、第２
次位相固定ループを使用しなければならない。そのよう
な位相固定ループは米国特許第3972000号に記載される
如き位相フイルタで実現される。したがつて、乗算器12
4から供給される位相揺れの変分は位相フイルタ126へΔ
φ推定器128を介して入力される。Δφ推定器128につい
ては後で説明する。位相フイルタ126から供給される位
相揺れ値φは、乗算器58における複素サンプルＳについ
ての乗算定数として使用される前に、変換器130によつ
てexpjφに変換される。

既に述べたように、位相揺れに起因する周波数シフトは
一般に小さく、約0.1Hzである。しかしながら、もしこ
れを修正しないと、そのような値が累積されて、流入信
号と全く位相のずれた推定エコー値を生成してしまうこ
とがある。こうなると、この推定エコー値は減算器44に
おいて流入信号に偶然加算されることにもなる。したが
つて、信号が遠隔モデムから受信される際にたとえ全２
重式伝送の場合であつても、位相揺れを追跡することが
必要となる。

減算器44から供給される信号ｅ（ｎ、ｐ）の値は、その
伝送が半２重か全２重かによつて非常に異なる。半２重
の場合、遠隔信号は全くなくその値は小さい。一方、全
２重の場合、その値は主として遠隔信号に起因するもの
なので非常に大きい。したがつて、Δφ推定器128も、
半２重及び全２重において異なる（第９図及び第10
図）。

そこで半２重の場合は、トレーニングシーケンスがロー
カルモデムから遠隔モデムに送られる際、第９図に示す
ようなΔφ推定器が使用される。

多くの場合、PGA40及びコンバータ42の入力は近距離エ
コーレベルに応じてセツトされる。モデムの混成回路が
線路のインピーダンスとたまたまよくうまく整合してい
る場合には、遠距離信号レベルに応じてセツトされるこ
ともある。しかし、その遠距離信号レベルよりも10dB低
い遠距離エコーレベルに応じてセツトされることはな
い。そこで、ゲインγ（乗算器140）を導入する。

推定エコー及びその誤差ｅ（ｎ、ｐ）が両方ともその最
適値に達しないまでの一時的な時間が存在するので、可
変のゲインγを設けることが必要となろう。実際的では
ないが、１つの可能性は、遠距離エコーエネルギに応じ
てゲインγを適応化すること、又はテーブルによつて選
択することであろう。本発明はこれ以外の可能性を示す
ものである。

本発明のアプローチは、“比較的”推定と“２値”推定
とを混合することにある。推定遠距離エコー値の符号が
ブロツク142で得られ、一方、その誤差ｅ（ｎ、ｐ）の
符号がブロツク144で得られる。これらの２つの符号は
乗算器146で乗算される。その結果（＋１又は−１）は
シフタ148でｋ個分の位置だけ左方にシフトされる（ｋ
＝３が好ましい）。乗算器140からの値とシフタ148から
の値は、位相フイルタ126への入力として使用される変
分Δφを供給するために、加算器150で加算される。こ
のようにして、遠距離エコーレベルが比較的大きくかつ
誤差信号も比較的大きい場合は比例的推定が行われ、一
方、遠距離エコーレベルもしくは誤差レベル又はその双
方が小さい場合は、２値推定が行われる。

ここで説明したように、モデムが全２重モードで作動す
るときは（すなわち、遠隔信号が存在するときは）、位
相揺れ補正は中断することができない。この場合の位相
揺れの追跡に関するアプローチを第10図と共に説明す
る。

ボー時間ごとに４回計算されるｅ（ｎ、ｐ）とImpS
（ｎ、ｐ）との積である乗算器124からの信号の値は、
Ｍ個のボー時間中に累算器160で累算される。Ｎ番目の
ボーごとに、累算器160の内容の符号がブロツク162で取
得され、シフタ164で左方に１つ又は２つの位置だけシ
フトされ、一方、累算器160がリセツトされる。シフタ1
64の出力に得られる値は変分Δφの正しい推定値として
使用される。累算器160が作動するＮ個のボー時間の
間、位相フイルタは自由に走行している（すなわち、そ
の入力信号はゼロである）ことに留意されたい。

本実施例は、全２重の際に流入信号に含まれる遠隔デー
タ信号の影響は十分に多数のボー時間でその値が累積さ
れるときは無視できるという事実に基づいている。Ｍ＝
512で位相揺れの変分について非常に良好な推定が得ら
れることがわかつた。

E.発明の効果 以上説明したように本発明によれば、半２重モード及び
全２重モードの両方において位相揺れを補正した有用な
エコーキヤンセラを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の詳細を説明する図、第２図は
本発明の実施例の全体を説明する図、第３図は補間回路
を含むエコーキヤンセラを示す図、第４図は第３図のエ
コーキヤンセラに用いられる適応型トランスバーサルフ
イルタを示す図、第５図は第３図のエコーキヤンセラに
用いられる補間回路を示す図、第６図は近距離エコーキ
ヤンセラにおけるデータの流れを示す図、第７図は遠距
離エコーキヤンセラにおけるデータの流れを示す図、第
８図は従来のエコーキヤンセリングシステムを示す図、
第９図は半２重モードにおけるΔφ推定器を示す図、第
10図は全２重モードにおけるΔφ推定器を示す図であ
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クインテイ・ミツチエル フランス国06610ラ・ガーデ、クオーテイ ー・サーンズ（番地なし) (56)参考文献 特開 昭56−149832（ＪＰ，Ａ)

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】アナログ形式の流出信号の送信と、アナロ
   グ形式の流入信号の受信を同時に行うことのできる伝送
   媒体の２線式線路部分に接続されたデータ伝送システム
   において、上記システムは半２重モードで動作し、上記
   アナログ形式の流入信号は上記アナログ形式の流出信号
   に応答して上記伝送媒体によって発生されたエコー信号
   である場合に、推定エコー信号を生成し、位相揺れの補
   正されたエコー信号を供給し、誤差信号を形成するため
   に上記アナログ形式の流入信号から上記位相揺れの補正
   されたエコー信号の実数部を差引くエコーキャンセラで
   あって、 推定された位相揺れ値である値Ｘだけ推定エコー信号の
   位相を回転して、位相揺れの補正された推定エコー信号
   を表す複素信号を供給する位相回転手段と、 上記誤差信号に、上記位相揺れの補正された推定エコー
   信号の虚数部を乗じて、位相揺れの変分を表す値Ｙを供
   給する第１の乗算手段と、 上記値Ｙに応答して位相揺れの変分についての推定値で
   ある値Ｚを供給する推定手段であって、該推定手段は半
   ２重モードで動作し、さらに 上記値Ｙに比例する値を供給する第２の乗算手段であっ
   て、該値は上記位相揺れの補正されたエコー信号及び上
   記誤差信号が第１の予定値より大きい場合に上記値Ｚと
   して取得され、 上記位相揺れの補正されたエコー信号の符号ビット及び
   上記誤差信号の符号ビットの乗算の結果を供給する第３
   の乗算手段であって、該結果は上記位相揺れの補正され
   たエコー信号もしくは上記誤差信号またはその両方が第
   ２の予定値より小さい場合に、上記値Ｚとして取得さ
   れ、ここで上記第２の予定値は上記第１の予定値より小
   さい値であり、 上記値Ｚに応答して上記推定された位相揺れ値Ｘを供給
   する位相フィルタ手段と、 から成る位相揺れ追跡装置を含むことを特徴とするエコ
   ーキャンセラ。
2. 【請求項２】アナログ形式の流出信号の送信と、アナロ
   グ形式の流入信号の受信を同時に行うことのできる伝送
   媒体の２線式線路部分に接続されたデータ伝送システム
   において、上記システムは全２重モードで動作し、上記
   流入信号は遠隔システムから受信したアナログ形式の信
   号と、上記アナログ形式の流出信号に応答して上記伝送
   媒体によって発生されたエコー信号である場合に、推定
   エコー信号を生成し、位相揺れの補正されたエコー信号
   を供給し、誤差信号を形成するために上記アナログ形式
   の流入信号から上記位相揺れの補正されたエコー信号の
   実数部を差引くエコーキャンセラであって、 推定された位相揺れ値である値Ｘだけ推定エコー信号の
   位相を回転して、位相揺れの補正された推定エコー信号
   を表す複素信号を供給する位相回転手段と、 上記誤差信号に、上記位相揺れの補正された推定エコー
   信号の虚数部を乗じて、位相揺れの変分を表す値Ｙを供
   給する乗算手段と、 上記値Ｙに応答して位相揺れの変分についての推定値で
   ある値Ｚを供給する推定手段であって、該推定手段は全
   ２重モードで動作し、さらに ボー時間ごとにＭ回上記値Ｙを累積する累積器と、 上記累算器の符号ビットの内容を取得する符号要素であ
   って、該符号ビットは上記値Ｚとして取得され、 上記値Ｚに応答して上記推定された位相揺れ値Ｘを供給
   する位相フィルタ手段と、 から成る位相揺れ追跡装置を含むことを特徴とするエコ
   ーキャンセラ