JPH0591082A - スペクトル拡散通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 受信信号に混入する干渉波と信号波の中心周
波数が異なる場合も干渉波を有効に抑圧できるスペクト
ル拡散通信装置を得ることを目的とする。 【構成】 送信側の変調部では、スペクトル拡散符号系
列、もしくは送信データとスペクトル拡散符号系列を乗
積して得るスペクトル拡散信号に観測チャネル挿入器に
より観測チャネルを挿入し、信号チャネルと出力ゼロ区
間の観測チャネルとが交互に存在するスペクトル拡散信
号を変調信号を得、受信側では、上記の変調波の検波信
号について観測チャネルのサンプル値から信号チャネル
に含まれる干渉波成分を推定し、信号チャネルのサンプ
ル値から上記の干渉波成分推定値を差し引き、次いで、
マッチドフィルタにより相関検出を行って後、データ判
定器により送信データ判定を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は干渉波に起因する誤り
率特性の劣化が少ないスペクトル拡散通信装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の干渉波に起因する誤り率
特性の劣化が少ないスペクトル拡散通信装置として、例
えば特開昭５８ー２００６４９に示されるものがあっ
た。図３０は上記の文献に示されたスペクトル拡散通信
装置の復調部のブロック構成図である。同図において、
１Ａ，１Ｂは相関器、３はＡＧＣ増幅器、４Ａ，４Ｂは
帯域通過フィルタ、５は検波器、１８は局部基準符号発
生器、１９は遅延線路、２０は復調器２１はスイッチ、
２２は減算器である。

【０００３】次に動作について説明する。受信信号Ｖｉ
は、２つの相関器１Ａ，１Ｂにおいて送信符号系列と同
一の局部基準符号系列Ｖ_C1，Ｖ_C2（例えば、系列長１０
２３ビットのＰＮ符号）と掛け合わされる。ここで、Ｖ
_C2は、例えばＶ_C1に対して系列長約５１０ビットに相当
する時間だけ遅らせるように遅延線路１９を構成してあ
る。４Ａ，４Ｂは情報信号の帯域とほぼ等しい通路帯域
をもった帯域フィルタ、２２は減算器、３はＡＧＣ増幅
器、５は相関器出力信号Ｖ_d1，Ｖ_d2のいずれかを検波す
る検波器でその出力はＡＧＣ増幅器３にフィードバック
されている。２０は通常の復調器で、例えば同期検出お
よび同期判定器、搬送波再生器、同期検波器、識別、再
生器を有し、送信側から伝送される情報データ信号Ｖ_I
を復調する。

【０００４】次いで、図３１を参照して図３０のスペク
トル拡散通信装置の干渉波抑圧の概要を説明する。図３
１（ａ）は送信側から伝送される送信データのスペクト
ルである。図３１（ｂ）は受信信号Ｖi のスペクトルで
あり、干渉波として狭帯域妨害波が受信信号に混入して
いる場合を示している。送信側の拡散符号系列と局部基
準符号系列Ｖ_C1のタイミングがあった場合には、相関器
１Ａの出力Ｖ_d1は図３１（ｃ）のように、信号のスペク
トルは圧縮され、妨害波のスペクトルは逆に拡げられ
る。この時、相関器１Ｂの出力Ｖ_d2は相関が取れないか
ら図３１（ｄ）のように入力信号が希望波であっても妨
害波であっても、信号及び妨害波のスペクトルは拡げら
れる。逆に、送信側の拡散符号系列と局部基準符号系列
Ｖ_C2のタイミングが合った場合には、信号Ｖ_d1，Ｖ_d2の
スペクトル分布は逆の状態になる。上記の相関器出力Ｖ
_d1，Ｖ_d2がそれぞれ狭帯域通過フィルタ４Ａ，４Ｂを通
過したあとのスペクトルを、夫々図３１（ｅ），（ｆ）
に示す。そして、減算器２２によりそれらの差分出力Ｖ
ａを生ずる。Ｖａは図３１（ｇ）に示すようにほとんど
が信号成分であり、極めて低電力密度の擬似雑音（相関
器１Ｂによって逆拡散された希望波信号成分）が僅かに
含まれている。このように妨害波が抑圧されたＶａを得
ることができる。狭帯域の希望波の代わりに他局からの
スペクトル拡散信号が受信信号Ｖi 中に混入する場合に
も同様に相関器１Ａ，１Ｂによって逆拡散後、減算器２
２で差し引かれて抑圧される。

【０００５】ところが、以下の例に示すような干渉波に
対しては、干渉波成分が依然として抑圧されずに残留す
るという課題がある。図３２は、図３０のスペクトル拡
散通信装置の復調部の干渉波抑圧の動作を説明するため
の図である。図３２（ａ）は図３０の受信信号Ｖi に混
入する狭帯域干渉波のベクトル軌跡を時間の推移と共に
示したものである。同図において、Ｉ，Ｑはそれぞれ同
相軸、直交軸を示している。また、同図に各時点の干渉
波のベクトルを直交成分で表示している。ここでは、信
号成分は同相軸に存在し、干渉波は正弦波状で、干渉波
電力は信号成分の搬送波電力の１００倍（電圧比で１０
倍）とし、また、干渉波と信号波の中心周波数差は、Ｔ
ｓを送信データ間隔として｛（π／４）／７｝・Ｔｓの
例について説明する。

【０００６】干渉波と信号波の中心周波数に差が存在す
る場合、干渉波のベクトル軌跡は、図３２（ａ）に示す
ように、時間と共に位相回転する。図３２（ｂ）には、
干渉波を同相軸上に投影した干渉波の同相軸成分を示し
てあり、これが誤り率特性を劣化させる一要因となる。
図３２（ｃ），（ｄ）には、それぞれ局部基準符号発生
器１８，１９が発生する局部基準符号系列Ｖ_C1，Ｖ_C2を
示している。ここで、符号系列は系列長７のＰＮ符号の
例を示している。図３０の相関器１Ａ，１Ｂおよび帯域
通過フィルタ４Ａ，４Ｂにおいて、干渉波同相軸成分
と、局部基準符号がＶ_C1，Ｖ_C2がそれぞれ乗積され平均
化される。図３２（ｃ），（ｄ）に示す干渉波のベクト
ルは、受信信号Ｖi に混入する干渉波と局部基準符号系
列を乗積した干渉波同相軸成分を示している。そして、
帯域通過フィルタにより、平均化されることにより上向
きと下向きのものが打ち消され、データ復調時には干渉
波同相軸成分が抑圧されるように作用する。その後に残
るベクトル成分が残留干渉波成分である。図３２（ｃ）
の場合、同相軸の残留干渉波成分は１０であるが、図３
２（ｄ）の場合には、次の値となる。 １０−１０×２^1/2 即ち、干渉波と信号波の中心周波数に差が存在する場合
に、局部基準符号Ｖ_C1とＶ_C2とで異なった干渉波成分が
検出されることになり、Ｖａの出力には次の値の干渉波
成分が依然として抑圧されずに残留する。 １０−（１０−１０×２^1/2）＝１０×２^1/2 これは、受信信号に混入する干渉波成分と局部基準符号
Ｖ_C1の相関特性と、上記の干渉波成分と遅延させた局部
基準符号Ｖ_C2との相関特性が必ずしも一致しないために
生ずる現象である。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の例のスペクトル
拡散通信装置は以上のように構成されているので、受信
信号に混入する干渉波と信号波の中心周波数に差がある
場合を含み、スペクトル拡散符号系列と干渉波の相関特
性と、時間遅延させたスペクトル拡散符号と干渉波の相
関特性とが一致しないような場合、干渉波が効果的に抑
圧されないという課題が残されていた。

【０００８】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたものであり、干渉波と信号波の中心周波数
に差がある場合を含み、スペクトル拡散符号と干渉波の
相関特性と、遅延させたスペクトル拡散符号と干渉波の
相関特性とが一致しないような場合でも、干渉波を有効
に抑圧することのできるスペクトル拡散通信装置を得る
ことを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１に係わるスペクトル拡散通信装置では、
送信側から送信データをスペクトル拡散して送信し、受
信側では検波信号に送信側と同一のスペクトル拡散符号
系列を用いて相関検出を行い送信データを復調するスペ
クトル拡散通信装置において、以下の要素を有する変調
部をＭ１、復調部をＤ１，Ｄ２として、Ｍ１及び、Ｄ１
とＤ２の少なくとも一つを備えるようにしたものであ
る。（ａ）以下の要素を有する変調部Ｍ１、（ａ１）ス
ペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル拡散符号発
生器、（ａ２）送信データと上記のスペクトル拡散符号
系列を乗積してスペクトル拡散信号を得る乗算器、（ａ
３）上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記のス
ペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネ
ル挿入手段、（ａ４）観測チャネルを挿入したスペクト
ル拡散信号を波形整形する波形整形フィルタ、（ａ５）
上記の波形整形フィルタ出力と搬送波を乗積して変調波
を得る変調器、（ｂ）以下の要素を有する復調部Ｄ１、
（ｂ１）検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、
（ｂ２）上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサ
ンプラ、（ｂ３）上記のサンプラ出力を観測チャネルサ
ンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列
変換器、（ｂ４）上記の観測チャネルサンプル値から、
信号チャネルに混入する干渉波成分を推定する推定手
段、（ｂ５）上記の信号チャネルサンプル値から、上記
の干渉波成分の推定値を減算するキャンセラ、（ｂ６）
上記のキャンセラ出力を送信側と同一のスペクトル拡散
符号系列を用いて相関検出するマッチドフィルタ、（ｂ
８）上記のマッチドフィルタ出力について送信データを
判定するデータ判定器、（ｃ）以下の要素を有する復調
部Ｄ２、（ｃ１）検波信号を波形整形する波形整形フィ
ルタ、（ｃ２）上記の波形整形フィルタ出力をサンプル
するサンプラ、（ｃ３）上記のサンプラ出力について送
信側のスペクトル拡散符号系列と同一の符号系列を用い
て相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、（ｃ４）
上記のチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延
器、（ｃ５）上記の遅延器の各段から出力される相関検
出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉
波成分を差引く相関キャンセラ、（ｃ６）上記の相関キ
ャンセラ出力について送信データを判定するデータ判定
器。請求項２に係わるスペクトル拡散通信装置では、送
信側から送信データを送信し、受信側では検波信号に送
信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出
を行い送信データを復調するスペクトル拡散通信装置に
おいて、以下の要素を有する変調部をＭ２、復調部をＤ
３，Ｄ４として、Ｍ２及び、Ｄ３とＤ４の少なくとも一
つを備えるようにしたものである。（ａ）以下の要素を
有する変調部Ｍ２、（ａ１）スペクトル拡散符号系列を
発生するスペクトル拡散符号発生器、（ａ２）送信デー
タと上記のスペクトル拡散符号系列を乗積してスペクト
ル拡散信号を得る２系統の乗算器、（ａ３）上記のスペ
クトル拡散符号系列、もしくは上記の２系統のスペクト
ル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネル挿入
手段、（ａ４）上記の２系統の観測チャネルを挿入した
スペクトル拡散信号の信号チャネルが互いに時間的に重
ならないよう一方のタイミングを制御するタイミングオ
フセッタ、（ａ５）上記の２系統のスペクトル拡散信号
をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、（ａ６）上
記の２系統の波形整形フィルタ出力を変調信号として互
いに直交する搬送波を変調する直交変調器、（ｂ）以下
の要素を有する復調部Ｄ３、（ｂ１）検波信号の同相軸
成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波形整形フィ
ルタ、（ｂ２）上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力
をそれぞれサンプルするサンプラ、（ｂ３）上記のサン
プラ出力値相互の時間関係を制御するタイミングオフセ
ッタ、（ｂ４）上記のそれぞれのサンプラ出力を観測チ
ャネルサンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類す
る直並列変換器、（ｂ５）上記のそれぞれの観測チャネ
ルサンプル値から信号チャネルの干渉波成分を推定する
推定手段、（ｂ６）上記のそれぞれの信号チャネルサン
プル値から上記の推定値を差し引くキャンセラ、（ｂ
７）上記のそれぞれのキャンセラ出力を送信側と同一の
スペクトル拡散符号系列により相関検出を行うマッチド
フィルタ、（ｂ８）上記のそれぞれのマッチドフィルタ
出力について送信データを判定するデータ判定器、
（ｃ）以下の要素を有する復調部Ｄ４、（ｃ１）検波信
号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波
形整形フィルタ、（ｃ２）上記のそれぞれの波形整形フ
ィルタ出力をそれぞれサンプルするサンプラ、（ｃ３）
上記の波形整形された検波信号の同相軸成分、直交軸成
分のサンプル値相互のタイミング関係を制御するタイミ
ングオフセッタ、（ｃ４）上記の相互のタイミング関係
が制御された同相軸成分、直交軸成分について送信側と
同一ののスペクトル拡散符号系列によりそれぞれ相関検
出を行うチャネルマッチドフィルタ、（ｃ５）上記のそ
れぞれのチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延
器、（ｃ６）上記の各遅延器の各段から出力される相関
検出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干
渉波成分を差引く相関キャンセラ、（ｃ７）上記の相関
キャンセラ出力について送信データを判定するデータ判
定器。請求項３に係わるスペクトル拡散通信装置では、
先に定義した変調部Ｍ１，Ｍ２の少なくとも一つを備え
るようにしたものである。請求項４に係わるスペクトル
拡散通信装置では、先に定義した復調部Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４の少なくとも一つを備えるようにしたものであ
る。

【００１０】

【作用】上記のように構成された請求項１の発明におけ
るスペクトル拡散通信装置は、送信側の変調部におい
て、スペクトル拡散符号系列、もしくは送信データとス
ペクトル拡散符号系列を乗積して得るスペクトル拡散信
号に、観測チャネルを挿入し、信号チャネルと観測チャ
ネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号を生成して
送信し、それを受信する受信側の復調部において、検波
信号の信号チャネルには信号成分と混入した干渉波成分
が存在し、観測チャネルには干渉波成分のみが存在する
ようになる。従って、上記の検波信号のサンプラ出力を
信号チャネルと観測チャネルに分け、信号チャネルのサ
ンプル値から、観測チャネルのサンプル値から推定手段
により求めた信号チャネルに存在する干渉波成分推定値
を差し引き、次いでマッチドフィルタにより送信側と同
一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行うこ
とにより、もしくは、検波信号のサンプラ出力をチャネ
ルマッチドフィルタにより送信側と同一のスペクトル拡
散符号系列を用いて相関検出を行い、次いで遅延器と相
関キャンセラにより、信号チャネルの相関検出値から、
相関タイミングに隣接するタイミングにおける観測チャ
ネルの相関検出値から求めた信号チャネルの相関検出後
に残留する干渉波成分を、差し引くことにより、干渉波
と信号波の中心周波数に差がある場合を含みスペクトル
拡散符号と干渉波の相関特性と、遅延させたスペクトル
拡散符号と干渉波の相関特性とが一致しないような場合
でも検波信号に混入する干渉波成分を抑圧することがで
きる。

【００１１】請求項２の発明におけるスペクトル拡散通
信装置は、送信側の変調部において、スペクトル拡散符
号系列、もしくは送信データとスペクトル拡散符号系列
を乗積して得るスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿
入し、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在する
スペクトル拡散信号を２系統設け、２系統の信号チャネ
ルが互いに時間的に重ならないようタイミングを制御し
た２つの変調信号により互いに直交する搬送波を変調し
て送信し、それを受信する受信側の復調部において、上
記直交する各検波軸出力について、２系統のタイミング
関係を送信側のタイミングを制御前に戻したものは、請
求項１の発明におけるスペクトル拡散通信装置の１系統
について説明した作用と同様であり、特に相違として
は、直交変調器出力が時間的に出力ゼロ区間のない信号
波形を有することにより、観測チャネルの挿入に伴う包
絡線変動を緩和する作用がある。請求項３におけるスペ
クトル拡散通信装置は、請求項１と請求項２におけるス
ペクトル拡散通信装置の変調部Ｍ１，Ｍ２のすくなくと
も一つを備えるものであり、説明済である。請求項４に
おけるスペクトル拡散通信装置は、請求項１と請求項２
におけるスペクトル拡散通信装置の復調部Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３，Ｄ４のすくなくとも一つを備えるものであり、説
明済である。

【００１２】

【実施例】以下に、先ず請求項１の発明のスペクトル拡
散通信装置の変調部の実施例１〜８について説明する。
次いで上記の実施例１〜８の変調部より出力する変調波
の送信信号を受信する復調部の実施例９〜１４について
説明する。

【００１３】実施例１．図１は請求項１の発明の実施例
１を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。図中、１０１は送信データ入力端子、１０
２は乗算器、１０３はスペクトル拡散符号発生器、１０
５は観測チャネル挿入器、１０８は波形整形フィルタ、
１０９は送信ベースバンド信号、１１０は変調器であ
る。

【００１４】次に動作について図１、図９、図１０を参
照して説明する。図１において、観測チャネル挿入器１
０５はスペクトル拡散符号発生器１０３の出力の図９
（ｂ）に示すスペクトル拡散符号系列１０４に観測チャ
ネルを挿入する。観測チャネルを挿入したスペクトル拡
散符号系列１０６は、図９（ｃ）に示すように、信号が
存在する区間と、信号が存在しない区間の２種類のチャ
ネルが存在し、信号が存在する区間を信号チャネルと呼
び、信号が存在しない区間を観測チャネルと呼ぶ。観測
チャネルの挿入方法としては、図９（ｂ）に示すような
スペクトル拡散符号系列１０４のパルス系列を図９
（ｃ）に示すＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符
号パルス系列１０６に変換する方法、あるいは図１０
（ｂ）に示すようなスペクトル拡散符号系列１０４の単
位パルス毎に出力ゼロ区間を挿入して図１０（ｃ）に示
すパルス系列１０６に変換する方法があるが、データ伝
送速度、占有周波数帯域、拡散符号等の兼ね合いによっ
て適宜選定すればよく、この発明において特に限定する
ものではない。

【００１５】ここでは、図９（ｂ）、図１０（ｂ）に示
すスペクトル拡散符号系列１０４として系列長７のＭ系
列を用いた例を示している。また、図９（ｃ）に示すＲ
Ｚ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号パルス系列１
０６では、ＲＺパルスのデューティ比５０％の例を示し
ている。また、図１０（ｃ）に示すスペクトル拡散符号
系列１０４の単位パルス毎に出力ゼロ区間を挿入したパ
ルス系列１０６では、出力ゼロ区間の時間幅とスペクト
ル拡散符号系列１０４の単位パルスの時間幅とを等しく
した例を示している。

【００１６】さて、変調部に入力される図９（ａ）に示
す送信データは、図９（ｃ）に示す観測チャネルを挿入
したスペクトル拡散符号系列１０６と乗算器１０２によ
り乗積し、図９（ｄ）に示す観測チャネルを挿入したス
ペクトル拡散信号１０７を得る。上記の観測チャネルを
挿入したスペクトル拡散信号１０７は波形整形フィルタ
１０８により波形整形して図９（ｅ）に示す変調信号を
得て、変調器１１０により例えば位相シフトキーイング
（以下、ＰＳＫと呼ぶ）変調し、ＰＳＫ変調波を出力す
る。観測チャネルの挿入方法の他の方法の場合は、変調
部に入力される図１０（ａ）に示す送信データは、図１
０（ｃ）に示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散
符号系列１０６と乗算器１０２により乗積し、図１０
（ｄ）に示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信
号１０７を得る。上記の観測チャネルを挿入したスペク
トル拡散信号１０７は波形整形フィルタ１０８により波
形整形して図１０（ｅ）に示す変調信号を得て、変調器
１１０により例えばＰＳＫ変調し、ＰＳＫ変調波を出力
する。ここで、波形整形フィルタは、送信側において特
に、信号帯域を制限する必要がない場合には、信号成分
（ベースバンド成分）を通過させるのに十分な帯域を有
する低域通過フィルタに置き換えてもよく、あるいは省
略も可能である。

【００１７】この実施例１に示した変調部より出力する
変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明
するように実施例９、実施例１２を示す図１１、図１６
の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧
することができる。

【００１８】実施例２．図２は請求項１の発明の実施例
２を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。送信データとスペクトル拡散符号系列１０
４を乗算器１０２により乗積して、スペクトル拡散信号
１１１を得た後、観測チャネル挿入器１０５により上記
のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入するよう構
成したものであり、実施例１と同様に、受信側では後に
説明するように実施例９、実施例２１を示す図１１、図
１６の復調部の構成により、検波信号に含まれる干渉波
成分を抑圧することができる。

【００１９】実施例３．図３は請求項１の発明の実施例
３を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。図中、１５１は第２の送信データ入力、１
５３は第２のスペクトル拡散符号発生器、１５５は第２
の観測チャネル挿入器、１５８は第２の波形整形フィル
タ、１２０は直交変調器である。実施例１との相違は、
２つの送信データそれぞれと、観測チャネルを挿入した
２系統のスペクトル拡散符号系列１０６，１５６を乗算
器１０２，１５２により乗積して、観測チャネルを挿入
した２系統のスペクトル拡散信号１０７，１５７を得
て、それぞれ波形整形した後、直交変調器１２０により
互いに直交する搬送波を変調して送信信号を得るよう構
成したものである。ここで、直交変調器１２０は、例え
ば２つの変調信号それぞれと、一方は搬送波発振器出力
と、他方は上記の搬送波発振器出力をπ／２移相器によ
り移相した出力と、乗積した後、アナログ的に加算する
加算器から構成されるものである。

【００２０】上記の実施例３に示す変調部より出力する
変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明
する実施例１０を示す図１２、もしくは、実施例１３を
示す図１９の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波
成分を抑圧することができる。

【００２１】実施例４．図４は請求項１の発明の実施例
４を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。実施例２との相違は、２つの送信データそ
れぞれについて、実施例２と同様の操作を行い、観測チ
ャネルを挿入した２系統のスペクトル拡散信号１０７，
１５７を得て、それぞれ波形整形した後、直交変調器１
２０により互いに直交する搬送波を変調して送信信号を
得るよう構成したものである。図４の各部の信号波形を
図２６（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｆ）に示し
ている。図２６（ｆ）に示すように直交変調器１２０の
出力では、４相位相シフトキーイング（以下、ＱＰＳＫ
と呼ぶ）信号と、観測チャネルとが交互になるスペクト
ル拡散信号が得られる。ここでは１０８，１５８の波形
整形フィルタの影響を省略し、また、直交変調器１２０
の出力信号を各直交軸に分解して示している。

【００２２】上記の実施例４に示した変調部より出力す
る変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、実施例
３と同様に、後に説明する実施例１０を示す図１２、も
しくは実施例１３を示す図１９の復調部であり、検波信
号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。

【００２３】実施例５．図５は請求項１の発明の実施例
５を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。既に説明した実施例３との相違は、一つの
送信データを、互いに独立の、もしくは互いに一定の位
相差を有する２つのスペクトル拡散符号系列１０４，１
５４を用いて、実施例３と同様の操作を行い、観測チャ
ネルを挿入した２系統のスペクトル拡散信号１０７，１
５７を得て、波形整形した後、直交変調器１２０によ
り、互いに直交する搬送波を変調して送信信号を得るよ
うに構成したものである。上記の実施例５に示した変調
部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調
部は、後に説明する実施例１１を示す図１３、もしくは
実施例１４を示す図２０の復調部であり、検波信号に含
まれる干渉波成分を抑圧することができる。実施例１，
２の１系統の場合と比較して、拡散利得が大きいスペク
トル拡散通信装置を得ることができる。

【００２４】実施例６．図６は請求項１の発明の実施例
６を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。既に説明した実施例４との相違は、一つの
送信データを、互いに独立の、もしくは互いに一定の位
相差を有する２つのスペクトル拡散符号系列１０４，１
５４を用いて、実施例４と同様の操作を行い、観測チャ
ネルを挿入した２系統のスペクトル拡散信号１０７，１
５７を得て、波形整形した後、直交変調器１２０によ
り、互いに直交する搬送波を変調して送信信号を得るよ
うに構成したものである。

【００２５】図６の変調部の各部の信号波形を図２６
（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｆ）に示す。図２
６（ｆ）に示すように直交変調器１２０の出力では、Ｑ
ＰＳＫ信号と、観測チャネルとが交互になるスペクトル
拡散信号が得られる。ここでは１０８，１５８の波形整
形フィルタの影響を省略し、また、直交変調器１２０の
出力信号を各直交軸に分解して示している。ここでは、
観測チャネル挿入器１０５，１５５による観測チャネル
の挿入方法はスペクトル拡散信号１１１，１６１のパル
スをＲＺ符号に変換する例を、また、スペクトル拡散符
号系列１０４，１５４は系列長７のＭ系列を用いた例を
示している。上記の変調部より出力する変調波の送信信
号を受信し復調する復調部は、後に説明する実施例１１
を示す図１３、もしくは実施例１４を示す図２０の復調
部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧するこ
とができる。実施例１，２の１系統の場合と比較して、
拡散利得が大きいスペクトル拡散通信装置を得ることが
できる。

【００２６】実施例７．図７は請求項１の発明の実施例
７を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。既に説明した実施例３と同様の構成で、但
し、２つの送信データについて、同一のスペクトル拡散
符号系列１０４を用いて、観測チャネルを挿入した２系
統のスペクトル拡散信号１０７，１５７を得て、波形整
形した後、直交変調器１２０により互いに直交する搬送
波を変調して送信信号を送るように構成したものであ
る。上記の変調部より出力する変調波の送信信号を受信
し復調する復調部は、後に説明する実施例１０を示す図
１２、もしくは実施例１３を示す図１９の復調部であ
り、実施例１０では２系統のマッチドフィルタ、実施例
１３では２系統のチャネルマッチドフィルタがそれぞれ
同一、且つ送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を保
持するものとして、検波信号に含まれる干渉波成分を抑
圧することができる。

【００２７】実施例８．図８は請求項１の発明の実施例
８を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構
成図である。既に説明した実施例４と同様の構成で、但
し、２つの送信データそれぞれを、同一のスペクトル拡
散符号系列１０４を用いてスペクトル拡散するものであ
る。動作についても、上記の構成部分を除いて実施例４
と同様である。上記の変調部より出力する変調波の送信
信号を受信し復調する復調部は実施例７と同様である。

【００２８】なお、図１から図８までに図示していない
が、送信データ、スペクトル拡散符号発生器、観測チャ
ネル挿入器のタイミング関係は全て制御クロックによっ
て制御されていることは言うまでもない。また、２系統
の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を用いる
実施例３，実施例４，実施例７，実施例８では一方の系
統をデータ変調用、他方の系統をパイロットチャネル用
に用いることもできる。

【００２９】次に、請求項１の発明のスペクトル拡散通
信装置の復調部の実施例９〜１４について説明する。既
に説明した実施例１〜８のスペクトル拡散通信装置の変
調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復
調部である。

【００３０】実施例９．図１１は請求項１の発明の実施
例９を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック
構成図である。実施例１，２を示すそれぞれ図１，２の
スペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の
送信信号を受信し復調する復調部である。図中、３０１
は検波信号が入力する端子、３０２は波形整形フィル
タ、３０４はサンプラ、３０６は直並列変換器（以下、
Ｓ／Ｐ変換器と呼ぶ）、３０７は信号チャネルサンプル
値、３０８は観測チャネルサンプル値、３０９は遅延
器、３１０は補間推定器、３１２は信号成分に含まれる
干渉波の補間推定値、３１３はキャンセラ、３１５はマ
ッチドフィルタ、３１７はデータ判定器、３１８は復調
データ出力端子である。なお、同図には示していない
が、これらの構成要素は制御クロックによって制御され
ており、制御クロックはマッチドフィルタ出力を用いた
タイミング再生系で行われる。タイミング再生系は、例
えば従来より用いられているＤＬＬ（ディレイロックル
ープ）等で構成される。

【００３１】次に動作について図１１、図１４を参照し
て説明する。図１４は図１１のスペクトル拡散通信装置
の復調部の干渉波抑圧動作を説明するための図である。
図１４（ａ）は受信信号に含まれる干渉波のベクトル軌
跡を時間と共に示した図である。ここで、信号と干渉波
の関係は従来の技術の説明において図３２に示したもの
と同一のものとしている。即ち、信号成分は同相軸のみ
に含まれており、干渉波の電力は信号が存在する区間の
搬送波電力（搬送波ピーク電力）の１００倍（電圧比で
１０倍）とし、干渉波と信号波の中心周波数の差は
｛（π／４）／７｝・Ｔｓ（但し、Ｔｓは送信データ間
隔）とした例について説明する。また、信号チャネルと
観測チャネルの時間比は１：１とし、また、説明の都合
上ここでは帯域制限の影響は省略している。図１４
（ｂ）は図１４（ａ）に示す干渉波ベクトルの同相軸Ｉ
と直交軸Ｑの成分を示し、同図の矩形パルス列は信号成
分を示す。ここで、信号成分の振幅は＋１または−１で
あり、図中には１０倍にスケーリングして示している。
図１１の入力端子３０１には図１４（ｃ）に示す同相軸
成分が入力する。図１４（ｃ）のベクトルに示す（ ）
内の数値は上記の干渉波の同相軸成分の振幅値である。
図１４（ｃ）からもわかるように、信号チャネルには信
号と干渉波成分が存在し、観測チャネルには干渉波成分
のみが存在する。

【００３２】次に、検波信号の信号チャネル、観測チャ
ネルがサンプラ３０４によりサンプルされ、Ｓ／Ｐ変換
器３０６により信号チャネルのサンプル値は遅延器３０
９へ、観測チャネルのサンプル値は補間推定器３１０へ
出力される。これは信号チャネルと観測チャネルが交互
に送信されるので１ビット／２ビットのＳ／Ｐ変換器で
実現できる。補間推定器３１０は加算器、乗算器、ある
いはディジタル・シグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、ＣＰ
Ｕを有して構成され、観測チャネルの干渉波成分サンプ
ル値から信号チャネルのサンプル値に含まれる干渉波成
分を補間推定する。補間推定の方法として、直線補間を
例にとって説明する。直線補間とは、信号チャネルの前
後の観測チャネルの干渉波成分サンプル値の平均値を、
該信号チャネルに含まれる干渉波成分の推定値とする方
法である。今、図１４（ｃ）の信号成分３３０４に含ま
れる干渉成分３３０２の推定値は、その前後の観測チャ
ネルの干渉成分サンプル値３３０１，３３０３の平均値
で与えられ、次の値になる。 （９．２＋３．８）／２＝６．５ 他の信号チャネルに含まれる干渉波成分も同様に補間推
定される。遅延器３０９は、補間推定値が出力されるま
での時間、信号チャネルのサンプル値を保持する。

【００３３】キャンセラ３１３は、図中に示す符号を含
み加算を行う加算器を有し、上記の信号チャネルのサン
プル値から上記の干渉波成分の補間推定値を差し引く。
図１４（ｄ）にキャンセラ３１３に入力する各成分を示
す。図１４（ｄ）に示す黒のベクトルは各信号チャネル
に含まれる干渉波成分、白抜きのベクトルは先に説明し
た該信号チャネルに含まれる干渉波成分の補間推定値を
示している。従って、キャンセラ出力３１４では、先の
信号チャネル３３０４に含まれる干渉波成分は抑圧され
て、次の値になる。 ７．１−６．５＝０．６ 同様にして、キャンセラ出力３１４では、図１４（ｅ）
に示すように信号チャネルに含まれる干渉波成分が効果
的に抑圧される。図１４（ｅ）の各信号チャネルに示す
（ ）内の数値はそれぞれのキャンセラ出力の干渉波成
分を示す。

【００３４】キャンセラ出力３１４は、さらにマッチド
フィルタ３１５により送信側と同一のスペクトル拡散符
号系列を用いて相関検出を行う。上記のマッチドフィル
タ３１５として、図１５に内部構成図を示すディジタル
マッチドフィルタを用いた例を示す。図１５において、
メモリ３１５０は送信側と同一のスペクトル拡散符号系
列を保持している。遅延器３１５１はキャンセラ出力３
１４の内容を一時保持し、メモリの内容と遅延器の各段
の内容を乗算器３１５２ないし３１５８により乗積し、
上記の各乗算器出力を加算器３１５９により総和し端子
３１６に出力する。図１４（ｆ）に示す（ ）内の数値
はそれぞれ図１５の乗算器３１５２ないし３１５８の各
出力値を示す。従って、加算器３１５９による各乗算器
出力の総和は次の値となり、干渉波成分が効果的に抑圧
されることがわかる。 ０．８（干渉成分）＋７．０（信号成分） 最後に、データ判定器３１７により送信データが判定さ
れ、復調データを出力端子３１８に得る。この実施例９
は相関検出前に干渉波を抑圧するので、マッチドフィル
タ３１５の負担が軽減され相対的にダイナミックレンジ
を広くとることができる利点がある。

【００３５】図１４では帯域制限の影響を省略して示し
たが、いま、送信側の変調部の、例えば図１の波形整形
フィルタ１０８と、受信側の復調部の図１１の波形整形
フィルタ３０２の総合特性が、単位パルス長Ｔ₀ に対し
てナイキスト条件を満たすような特性であれば、信号チ
ャネル、観測チャネルの中央点において両者は互いに影
響を及ぼさないので、図１４の概念がそのまま適用でき
る。

【００３６】この実施例９では図１１のマッチドフィル
タ３１５として、図１５に内部構成図を示すディジタル
マッチドフィルタを用いた例について説明したが、これ
に限定するものではなく、他の相関検出用デバイスを用
いてもよい。例えば、坪内和夫：“スペクトル拡散通信
の応用とデバイス”、電子情報通信学会論文誌，Ｖｏ
ｌ．Ｊ７４−Ｂ２ Ｎｏ．５，（１９９１．５）に紹介
されている相関検出用デバイスを用いても実現される。
また、補間推定器３１０の補間法として、直線補間を用
いた例について説明したが、これに限定するものではな
く、他の補間法を用いてもよい。例えば、山内二郎，森
口繁一，一松信共著：“電子計算機のための数値計算法
１”，培風館（１９７０．９）ｐｐ．６７−７０に示さ
れたラグランジェ補間、エイトキン補間等の数値計算ア
ルゴリズムを用いても実現される。

【００３７】実施例１０．図１２は請求項１の発明の実
施例１０を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロ
ック構成図である。実施例３、実施例４を示すそれぞれ
図３、図４のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力
する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。
既に説明した実施例９を示す図１１に示す構成の復調部
を、同相軸に対するものと、直交軸に対するものとの２
系統を備え、入力端子３０１、３５１にはそれぞれ検波
信号の同相軸成分、直交軸成分を入力し、実施例９と同
様の操作により、同相軸および直交軸それぞれの信号チ
ャネルに含まれる干渉波成分を抑圧することができる。
また、実施例７，８においてそれぞれ図７，８に示した
スペクトル拡散通信装置の変調部により生成され送信さ
れるスペクトル拡散信号についても、図１２に示す復調
部の２系統のマッチドフィルタ３１５，３６５を以下に
示す構成にすることにより、検波信号に含まれる干渉波
成分を抑圧することができる。即ち、図１２に示す復調
部の２系統のマッチドフィルタ３１５，３６５が共に送
信側と同一のスペクトル拡散符号系列をメモリに保持し
て、相関検出を行うように構成する。

【００３８】実施例１１．図１３は請求項１の発明の実
施例１１を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロ
ック構成図である。実施例５，６を示すそれぞれ図５，
６のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調
波の送信信号を受信し復調する復調部である。既に説明
した実施例１０の図１２に示す構成と同様の構成で、但
し、この場合同一の送信データが同相軸と直交軸の２系
統で送信されるので、図１３に示す復調部の２系統のマ
ッチドフィルタ３１５，３６５の相関検出出力は同一デ
ータが得られる。したがって、上記の２系統のマッチド
フィルタ３１５，３６５の出力を加算器３６６により加
算して後、データ判定器３１７により復調データを得る
構成にすることにより、実施例９の１系統の場合と比較
して、拡散利得の大きいスペクトル拡散通信装置を得る
ことができる。

【００３９】実施例１２．図１６は請求項１の発明の実
施例１２を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロ
ック構成図である。実施例１、実施例２を示すそれぞれ
図１、図２のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力
する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。
図１６において、４０６は送信側と同一のスペクトル拡
散符号系列を用いて相関検出を行うチャネルマッチドフ
ィルタ、４０８はチャネルマッチドフィルタ出力を保持
する遅延器、４１５は遅延器の各段から出力される相関
検出値を用いて、信号チャネルの相関検出後に残留する
干渉波成分を抑圧する相関キャンセラ、４１７は相関キ
ャンセラ出力について復調データの判定を行うデータ判
定器である。

【００４０】図１７は図１６に示すチャネルマッチドフ
ィルタ４０６の内部構成図である。サンプラ出力３０４
を入力とし遅延器４０６２にサンプラ出力を一時保持す
る。４０６１は送信側と同一のスペクトル拡散符号系列
を保持するメモリ、４０６３ないし４０６９はメモリ４
０６１の内容と遅延器４０６２の各段の内容とを乗積す
る乗算器、４０７０は上記の乗算器４０６３ないし４０
６９出力を総和する加算器である。

【００４１】図１８は図１６に示す相関キャンセラ４１
５の内部構成図である。相関キャンセラ４１５の各入力
端子には遅延器４０８の各段の出力信号４１２、４１
３、４１４を入力し、上記の出力信号４１２と４１４と
を加算する加算器４１５０と、上記の加算器４１５０の
出力の大きさを１／２にする減衰器４１５１とで平均値
算出器を構成し、上記の減衰器４１５１の出力信号と遅
延器４０８の出力信号４１３とを極性を含めて加算器４
１５２により加算を行い、相関キャンセラ４１５の出力
４１６を得る。

【００４２】次に動作について説明する。図２１は図１
６のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動
作を説明するための図である。ここでは波形整形フィル
タの影響を省略している。図２１（ａ）は図１７のチャ
ネルマッチドフィルタ４０６のメモリ４０６１の内容を
示しており、送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を
記憶している。ここでは、系列長７のＭ系列を用いた例
について示しているが、系列長によりメモリ４０６１、
遅延器４０６２の桁数もそれに応じた桁数とする。図２
１（ｂ），（ｄ），（ｆ）に、ｔ＝−Ｔ₀ ，ｔ＝０，ｔ
＝Ｔ₀ の３時刻における遅延器４０６２の内容を示し、
図２１（ｃ），（ｅ），（ｇ）に、乗算器４０６３ない
し４０６９の出力（加算器４０７０への出力）を示す。
ここで、ｔ＝０はタイミング再生系で生成する再生タイ
ミングに相当する。図２１（ａ）の４０６１の内容に付
した記号ａ〜ｇのそれぞれが、図１７のメモリ４０６１
に付した記号の桁に保持されていることを示している。
図２１（ｂ），（ｄ），（ｆ）において、サンプル値の
干渉波成分をベクトルで示し、スペクトル拡散信号を矩
形パルスで示している。ここで、矩形パルス列の振幅は
＋１，−１であり、図中には１０倍にスケーリングして
示している。図中の（ ）内の数値は干渉波成分の振幅
値を示す。

【００４３】図１７に示すチャネルマッチドフィルタ
は、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在するス
ペクトル拡散信号に対して相関検出を行えるように遅延
器からのタップ出力を一つおきに構成している点が、図
１５に示すマッチドフィルタの構成と異なる。従って、
図２１に示すように加算器４０７０への出力は遅延器の
内容のうち乗算器に結線されている桁のみで、４０６１
の内容（この例では系列長７のＭ系列である）の極性に
従って４０６２の内容の極性が決定される。加算器４０
７０では各乗算器出力を極性を含めて加算し総和を求め
る。図２１（ｃ），（ｅ），（ｇ）それぞれの総和は以
下の値となる。 −１．６（干渉波成分） （ｔ＝Ｔ₀ のとき） １０．０（干渉波成分）＋７．０（信号成分） （ｔ＝０のとき） ２０．０（干渉波成分） （ｔ＝−Ｔ₀ のとき）

【００４４】図１６において時刻ｔ＝０のチャネルマッ
チドフィルタ出力が遅延器４０８の桁４１０に保持され
る時、桁４１１、４０９には時刻ｔ＝−Ｔ₀ ，Ｔ₀ のチ
ャネルマッチドフィルタ出力が保持される。従って、相
関キャンセラ４１５において図１６、図１８の回路構成
により、加算器４１５２に＋の極性で入力されるのは、 １０．０（干渉成分）＋７．０（信号成分） であり、同じく加算器４１５２に−の極性で入力される
のは、 ｛（−１．６）＋２０．０｝（１／２）＝９．２（干渉
波成分） となり、加算器４１５２出力（相関キャンセラ４１５出
力）では、 ０．８（干渉波成分）＋７．０（信号成分） となる。従って、時刻ｔ＝０において相関検出後に残留
していた１０．０の干渉波が、０．８まで抑圧される。
一方、信号成分は相関キャンセラの影響を受けていな
い。この実施例１２の相関キャンセラ４１５は、相関パ
ルスの生ずる時間毎に動作すればよく、実施例９と比較
して信号処理が容易になる。また相関パルス単位での推
定は、相関パルス自体に平均操作が含まれるので、精度
よく干渉波成分の除去ができる。なお、図２１では波形
整形フィルタの影響を省略したが、例えば図１の送信側
の変調器の波形整形フィルタ１０８と、図１６の受信側
の復調器の波形整形フィルタ３０２の総合特性が単位矩
形パルス長Ｔ₀ に対してナイキスト条件を満たすような
特性であれば、信号チャネル、観測チャネルのサンプル
時点において両者は互いに影響を及ぼさないので図２１
の概念がそのまま適用できる。

【００４５】実施例１３．図１９は請求項１の発明の実
施例１３を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロ
ック構成図である。実施例３、実施例４をそれぞれ示す
図３、図４のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力
する直交変調波の送信信号を受信し復調する復調部であ
る。既に説明した実施例１２を示す図１６と同様の構成
を、検波信号の同相軸成分に対するものと、直交軸成分
に対するものとの２系統を備え、それぞれ実施例１２と
同様の操作により、実施例１２と同様に検波信号の信号
チャネルに含まれる干渉波成分が効果的に抑圧される。

【００４６】実施例１４．図２０は請求項１の発明の実
施例１４を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロ
ック構成図である。実施例５、実施例６を示すそれぞれ
図５，６のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力す
る変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。既
に説明した実施例１３を示す図１９の復調部の構成と同
様の構成で、但し、この場合、送信側では同一の送信デ
ータを同相軸と直交軸の２系統で送信するので、図２０
に示す復調部の２系統の相関キャンセラ４１５，４６５
出力は同一データとなる。従って、上記の２系統の相関
キャンセラ４１５，４６５出力を加算器３７０により加
算して後、データ判定器３１７により復調データを得る
ことにより、実施例１３と比較して、拡散利得の大きい
スペクトル拡散通信装置を得ることができる。

【００４７】以下に、請求項２の発明のスペクトル拡散
通信装置の変調部の実施例１５〜１８について説明す
る。次いで上記の変調部より出力する変調波の送信信号
を受信し復調する復調部の実施例１９〜２０について説
明する。

【００４８】実施例１５．図２２は請求項２の発明の実
施例１５を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロ
ック構成図である。既に説明した請求項１の実施例４を
示す図４の変調部のブロック構成図との相違点は、遅延
器を有するタイミングオフセッタ２０１を新たに設け
て、変調部の２系統の一方の観測チャネルを挿入したス
ペクトル拡散信号１５７を制御量に応じた時間だけ遅延
させるようにしたものである。

【００４９】次に動作について図２２、図２６を参照し
て説明する。図２６は図２２の変調部の動作を説明する
ための図であり、図２２の変調部の各部の波形をしてい
る。ここでは、スペクトル拡散符号系列１０４，１５４
として、系列長７のＭ系列を用いた例について、また、
観測チャネル挿入回路１０５，１５５の観測チャネル挿
入方法としては、図２６（ａ），（ｂ）に示すそれぞれ
スペクトル拡散信号１１１，１６１の単位パルスをデュ
ーティ比５０％のＲＺ符号に変換して、それぞれ図２６
（ｃ），（ｄ）に示すパルス列とした例について示して
いる。タイミングオフセッタ２０１は、図２６（ｄ）に
示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号１５７
を、図２６（ｅ）に示すようにＴ₀ だけタイミングオフ
セットさせ、図２６（ｃ），（ｅ）に示す２系統の観測
チャネルを挿入したスペクトル拡散信号１０７，２０７
の信号チャネルが互いに同時に存在しないようにする。
上記の図２６（ｃ），（ｅ）に示す２系統の観測チャネ
ルを挿入したスペクトル拡散信号１０７，２０７をそれ
ぞれ波形整形フィルタ１０８，１５８を介して、直交変
調器１２０により互いに直交する搬送波を変調する。

【００５０】直交変調器１２０の出力は、図２６（ｇ）
に示すような、搬送波軸が互いに直交し、かつ、時間的
には常に２系統のいずれかの信号チャネルが存在し、請
求項１の実施例４を示す図４の直交変調器１２０の出力
を示す図２６（ｆ）と異なり、出力ゼロ区間が存在しな
い送信波形を得る。なお、ここでは、波形整形フィルタ
の効果を省略し、また出力端子２１０の出力波形を各直
交成分に分解したものを示している。以上のようなこの
実施例１５に示す変調部より出力する変調波の送信信号
を受信し復調する復調部は、後に説明するように実施例
１９、実施例２０を示す図２７、図２９の復調部であ
り、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することがで
きる。また、特に時間的に常に信号チャネルが存在する
スペクトル拡散信号であるので、観測チャネル挿入に伴
う包絡線変動に起因する増幅器の非直線性の影響を抑圧
し、耐干渉特性が得られる。

【００５１】また、タイミングオフセッタ２０１のオフ
セット量は信号チャネルと観測チャネルが交互になる値
であればよく、図２６（ｇ）の場合にはＴ₀ の整数倍で
あればよいが、具体的なオフセット量については、この
発明で特に限定するものではない。今、タイミングオフ
セット量が送信データ間隔Ｔｓ以上の時には、２つの送
信データの間でインターリーブによる効果、即ちバース
ト状に発生する誤りをランダムな誤りに変換する効果も
期待できる。また、観測チャネル挿入回路１０５，１５
５の挿入方法として、スペクトル拡散信号の単位パルス
毎にＴc 時間幅の出力ゼロ区間の挿入を行っても、同じ
目的を達成できることは言うまでもない。

【００５２】実施例１６．図２３は請求項２の発明の実
施例１６を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロ
ック構成図である。既に説明した請求項１の実施例３を
示す図３の変調部のブロック構成図との相違点は、タイ
ミングオフセッタ２０１を新たに設けて、変調部の２系
統の一方の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号
を制御量に応じた時間だけ遅延させるようにしたもので
ある。直交変調器１２０の出力は実施例１５と同様に、
図２６（ｇ）に示す搬送波が互いに直交し、かつ時間的
には常に２系統のいずれかの信号チャネルが存在し、出
力ゼロ区間が存在しない送信信号となり、実施例１５と
同様の利点を有する。以上のような変調部より出力する
変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明
するように実施例１９、実施例２０に示す図２７、図２
９の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑
圧することができる。

【００５３】実施例１７．図２４は請求項２の発明の実
施例１７を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロ
ック構成図である。既に説明した請求項１の実施例８を
示す図８の変調部のブロック構成図との相違点は、タイ
ミングオフセッタ２０１を新たに設けて、変調部の２系
統の一方の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号
を制御量に応じた時間だけ遅延させるようにしたもので
ある。直交変調器１２０の出力は実施例１５と同様に搬
送波が互いに直交し、かつ時間的には常に２系統のいず
れかの信号チャネルが存在し、出力ゼロ区間が存在しな
い送信信号となり、実施例１５と同様の利点を有する。
以上のような送信信号に対して、受信側では実施例１
９，２０を示す図２７，２９の復調部において、それぞ
れ２系統のマッチドフィルタ、チャネルマッチドフィル
タに、それぞれ一つのスペクトル拡散符号系列を用いる
ことにより、後に説明するように検波信号に含まれる干
渉波成分を抑圧することができる。

【００５４】実施例１８．図２５は請求項２の発明の実
施例１８を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロ
ック構成図である。既に説明した請求項１の実施例７を
示す図７の変調部のブロック構成図との相違点は、タイ
ミングオフセッタ２０１を新たに設けて、変調部の２系
統の一方の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号
を制御量に応じた時間だけ遅延させるようにしたもので
ある。直交変調器１２０の出力は実施例１７と同様に搬
送波が互いに直交し、かつ時間的には常に２系統のいず
れかの信号チャネルが存在し、出力ゼロ区間が存在しな
い送信信号となり、実施例１５と同様の利点を有する。
以上のような送信信号に対して、受信側では実施例１
９，２０を示す図２７，２９の復調部において、それぞ
れ２系統のマッチドフィルタ、チャネルマッチドフィル
タに、それぞれ一つのスペクトル拡散符号系列を用いる
ことにより、後に説明するように検波信号に含まれる干
渉波成分を抑圧することができる。

【００５５】実施例１９．図２７は請求項２の発明の実
施例１９を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロ
ック構成図である。既に説明した実施例１５を示す図２
２、もしくは実施例１６を示す図２３のスペクトル拡散
通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信
し復調する復調部である。２系統の信号チャネルが互い
に直交する搬送波で送信されるので、検波信号の同相軸
および直交軸に対して動作する２系統の構成となる。送
信側から２系統の信号チャネルが互いに時間的に重なら
ないように送信されるので、新たに設けたタイミングオ
フセッタ５１９によりタイミングを制御して、送信側の
変調部の実施例１５を示す図２２、もしくは実施例１６
を示す図２３のタイミングオフセッタ２０１が制御する
前の２系統の信号チャネルの相互の時間関係に戻す。図
２８は、図２７のスペクトル拡散通信装置の復調部の干
渉波の抑圧動作を説明するための図である。図２８
（ａ）は受信信号の検波信号を示し、同相軸（Ｉ軸）
と、直交軸（Ｑ軸）の信号波成分に干渉波が混入してい
る。ここで、波形整形フィルタの影響は省略している。
ここで、２系統の信号チャネルのタイミング関係は、図
２６（ｇ）に示したものと同じで、直交軸の観測チャネ
ルを挿入したスペクトル拡散信号のタイミングがＴ₀ だ
けオフセットされている例を示している。また、干渉波
は信号の搬送波電力（搬送波ピーク電力）の１００倍
（電圧比で１０倍）の正弦波状とし、干渉波と信号波の
中心周波数の差を｛（π／４）／７｝・Ｔｓ（但し、Ｔ
ｓを送信データ間隔とする）とした例を示している。ま
た、信号波成分を表す矩形パルス列は振幅が＋１または
−１であり、図中には振幅を１０倍にスケーリングした
ものを示している。図２８（ｂ）は検波信号の同相軸成
分の第１のサンプラによるサンプル出力を示し、図２８
（ｃ）は検波信号の直交軸成分の第２のサンプラによる
サンプル出力を示す。図２８（ｄ）はタイミングオフセ
ッタ５１９により、上記の図２８（ｂ）に示す同相軸成
分の第１のサンプラによるサンプル出力をＴ₀ だけオフ
セットした状態を示し、図２８（ｃ）は直交軸成分の第
２のサンプラによるサンプル出力とのデータ相互の時間
関係を元に戻した結果を示している。なお、以上は実施
例１５を示す図２２、もしくは実施例１６を示す図２３
のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波
の送信信号を受信し復調する復調部の動作について説明
したが、実施例１７を示す図２４、実施例１８を示す図
２５のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変
調波の送信信号に対しても、復調部の２系統のマッチド
フィルタ５１５，５６５のメモリに同一の送信側と同じ
スペクトル拡散符号系列を保持させることにより、この
実施例と同様のことがいえる。

【００５６】実施例２０ 図２９は請求項２の発明の実施例２０を示すスペクトル
拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。既に説
明した実施例１５を示す図２２、もしくは実施例１６を
示す図２３のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力
する変調波の送信信号を受信し復調する他の構成の復調
部である。２系統の信号チャネルが互いに直交する搬送
波で送信されるので、検波信号の同相軸および直交軸に
対して動作する２系統の構成となる。送信側から２系統
の信号チャネルが互いに時間的に重ならないように送信
されるので、新たに設けたタイミングオフセッタ５１９
によりタイミングを制御して、送信側の変調部の実施例
１５を示す図２２、もしくは実施例１６を示す図２３の
タイミングオフセッタ２０１が制御する前の２系統の信
号チャネルの相互の時間関係に戻す。タイミングオフセ
ッタ５１９までの動作は、実施例１９を示す図２９の動
作と同一であり図２８（ａ），（ｂ），（ｃ）に示す各
部の信号波形も同一である。タイミングオフセッタ出力
５２０以降と、第２のサンプラ出力５５５以降の構成
は、既に説明した実施例１３を示す図１９の第１、第２
のサンプラ出力の３０５，３５５以降の構成と同一であ
り、各系統について、実施例１２に詳細説明した操作を
行うことにより、チャネルマッチドフィルタによる相関
検出後に残留する干渉波成分を相関キャンセラにより抑
圧することができる。

【００５７】なお、図２８では波形整形フィルタの影響
を省略したが、図２２の送信側の変調部の波形整形フィ
ルタ１０８と、図４０の受信側の復調部の波形整形フィ
ルタ５０２の総合の特性が単位矩形パルス長Ｔ₀ に対し
てナイキスト条件を満たすような特性であれば、信号チ
ャネル、観測チャネルのサンプル時点において、両者は
互いに影響を及ぼさないので図２８の概念がそのまま適
用できる。

【００５８】なお、以上の実施例では、各系統の信号チ
ャネルのデータ変調方式はディジタル位相変調を例に上
げ説明したが、送信データにより搬送波の周波数を変調
するディジタル周波数変調、あるいは送信データにより
搬送波の振幅を変調するディジタル振幅変調の場合も、
同様である。

【００５９】なお、受信信号には一般に干渉波の他に熱
雑音等も含まれるが、熱雑音等の影響は相関検出の過程
で拡散利得に応じて除去される。

【００６０】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、以下に
記載されるような効果を奏する。送信側の変調部におい
て、観測チャネルを挿入して、信号チャネルと観測チャ
ネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号により変調
した変調波を得、受信側の復調部では、上記の変調波の
検波信号について観測チャネルのサンプル値から信号チ
ャネルに含まれる干渉波成分を推定し、信号チャネルの
サンプル値から上記の干渉波成分の推定値を差し引き、
次いでマッチドフィルタにより相関検出を行うことによ
り、もしくは、上記の変調波の検波信号についてチャネ
ルマッチドフィルタにより相関検出を行い、次いで相関
キャンセラにより相関タイミングを用いて信号チャネル
の相関検出値から信号チャネルの相関検出値に残留する
干渉波成分推定値を差引くことにより、干渉波と信号波
の中心周波数に差がある場合、さらに干渉波とスペクト
ル拡散符号系列との相関特性と、干渉波と遅延させたス
ペクトル拡散符号系列との相関特性とが一致しないよう
な場合でも、干渉波を抑圧できるスペクトル拡散通信装
置を得ることができる。

【００６１】また、送信側の変調部において、上記と同
様の、観測チャネルを挿入して、信号チャネルと観測チ
ャネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号を２系統
設け、２系統の信号チャネルが互いに時間的に重ならな
いようタイミングを制御し、互いに直交する搬送波を変
調した変調波を得、受信側の復調部では、上記の変調波
の検波信号の２系統について、信号チャネルの相互の時
間関係を変調部におけるタイミング制御以前に戻し、２
系統それぞれについて観測チャネルのサンプル値から信
号チャネルに含まれる干渉波成分を推定し、信号チャネ
ルのサンプル値から上記の干渉波成分の推定値を差し引
き、次いでマッチドフィルタにより相関検出を行うこと
により、もしくは、上記の変調波の検波信号の２系統に
ついてそれぞれチャネルマッチドフィルタにより相関検
出を行い、次いで相関キャンセラにより信号チャネルの
相関検出値に残留する干渉波成分を差引くことにより、
干渉波と信号波の中心周波数に差がある場合、さらに干
渉波とスペクトル拡散符号系列との相関特性と、干渉波
と遅延させたスペクトル拡散符号系列との相関特性とが
一致しないような場合でも、干渉波を抑圧できる。さら
に、変調器出力は時間的に常に信号チャネルが存在し、
出力ゼロ区間がない波形をもつので、観測チャネル挿入
にともなう包絡線変動に起因する増幅器の非直線性の影
響を抑圧できるスペクトル拡散通信装置を得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図２】この発明の実施例２を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図３】この発明の実施例３を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図４】この発明の実施例４を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図５】この発明の実施例５を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図６】この発明の実施例６を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図７】この発明の実施例７を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図８】この発明の実施例８を示すスペクトル拡散通信
装置の変調部のブロック構成図である。

【図９】図１〜図８のスペクトル拡散通信装置の変調部
の動作を説明するための図である。

【図１０】図１〜図８のスペクトル拡散通信装置の変調
部の動作を説明するための図である。

【図１１】この発明の実施例９を示すスペクトル拡散通
信装置の復調部のブロック構成図である。

【図１２】この発明の実施例１０を示すスペクトル拡散
通信装置の復調部のブロック構成図である。

【図１３】この発明の実施例１１を示すスペクトル拡散
通信装置の復調部のブロック構成図である。

【図１４】図１１、図１２、図１３のスペクトル拡散通
信装置の復調部の干渉波の抑圧動作を説明するための図
である。

【図１５】図１１、図１２、図１３のマッチドフィルタ
の内部構成図である。

【図１６】この発明の実施例１２を示すスペクトル拡散
通信装置の復調部のブロック構成図である。

【図１７】図１６、図１９、図２０のチャネルマッチド
フィルタの内部構成図である。

【図１８】図１６、図１９、図２０の相関キャンセラの
内部構成図である。

【図１９】この発明の実施例１３を示すスペクトル拡散
通信装置の復調部のブロック構成図である。

【図２０】この発明の実施例１４を示すスペクトル拡散
通信装置の復調部のブロック構成図である。

【図２１】図１６のスペクトル拡散通信装置の復調部の
干渉波の抑圧動作を説明するための図である。

【図２２】この発明の実施例１５を示すスペクトル拡散
通信装置の変調部のブロック構成図である。

【図２３】この発明の実施例１６を示すスペクトル拡散
通信装置の変調部のブロック構成図である。

【図２４】この発明の実施例１７を示すスペクトル拡散
通信装置の変調部のブロック構成図である。

【図２５】この発明の実施例１８を示すスペクトル拡散
通信装置の変調部のブロック構成図である。

【図２６】図２６（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），
（ｆ）は図３〜図６の動作を説明するための図である。
図２６（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），
（ｇ）は図２２，２３の動作を説明するための図であ
る。

【図２７】この発明の実施例１９を示すスペクトル拡散
通信装置の復調部のブロック構成図である。

【図２８】図２７のスペクトル拡散通信装置の復調部の
干渉波の抑圧動作を説明するための図である。

【図２９】この発明の実施例２０を示すスペクトル拡散
通信装置の復調部のブロック構成図である。

【図３０】従来例のスペクトル拡散通信装置の復調部を
示すブロック構成図である。

【図３１】図３０のスペクトル拡散通信装置の干渉波抑
圧の概要を説明するための図である。

【図３２】図３０のスペクトル拡散通信装置の復調部の
干渉波の抑圧動作を説明するための図である。

【符号の説明】

１０２ 乗算器（第１の乗算器） １０３ スペクトル拡散符号発生器（第１のスペクトル
拡散符号発生器） １０５ 観測チャネル挿入器（第１の観測チャネル挿入
器） １０８ 波形整形フィルタ（第１の波形整形フィルタ） １１０ 変調器 １５２ 第２の乗算器 １５３ 第２の拡散符号発生器 １５５ 第２の観測チャネル挿入器 １５８ 第２の波形整形フィルタ １２０ 直交変調器 ２０１ タイミングオフセッタ ３０２ 波形整形フィルタ（第１の波形整形フィルタ） ３０４ サンプラ（第１のサンプラ） ３０６ Ｓ／Ｐ（直並列変換器）（第１のＳ／Ｐ） ３０９ 遅延器（第１の遅延器） ３１０ 補間推定器（第１の補間推定器） ３１３ キャンセラ（第１のキャンセラ） ３１５ マッチドフィルタ（第１のマッチドフィルタ） ３１７ データ判定器（第１のデータ判定器） ３５２ 第２の波形整形フィルタ ３５４ 第２のサンプラ ３５６ 第２のＳ／Ｐ（直並列変換器） ３５９ 第２の遅延器 ３６０ 第２の補間推定器 ３６３ 第２のキャンセラ ３６５ 第２のマッチドフィルタ ３６７ 第２のデータ判定器 ３７０ 加算器 ３１５０ メモリ ３１５１ 遅延器 ３１５２〜３１５８ 乗算器 ３１５９ 加算器 ４０６ チャネルマッチドフィルタ（第１のチャネルマ
ッチドフィルタ） ４０６１ メモリ ４０６２ 遅延器 ４０６３〜４０６９ 乗算器 ４０７０ 加算器 ４０８ 遅延器（第１の遅延器） ４１５ 相関キャンセラ（第１の相関キャンセラ） ４５６ 第２のチャネルマッチドフィルタ ４５８ 第２の遅延器 ４６５ 第２の相関キャンセラ ５０２ 第１の波形整形フィルタ ５０４ 第１のサンプラ ５０６ 第１のＳ／Ｐ（直並列変換器） ５０９ 第１の遅延器 ５１０ 第１の補間推定器 ５１３ 第１のキャンセラ ５１５ 第１のマッチドフィルタ ５１７ 第１のデータ判定器 ５１９ タイミングオフセッタ ５５２ 第２の波形整形フィルタ ５５４ 第２のサンプラ ５５６ 第２のＳ／Ｐ（直並列変換器） ５５９ 第２の遅延器 ５６０ 第２の補間推定器 ５６３ 第２のキャンセラ ５６５ 第２のマッチドフィルタ ５６７ 第２のデータ判定器 ６０６ 第１のチャネルマッチドフィルタ ６０８ 第１の遅延器 ６１５ 第１の相関キャンセラ ６５６ 第２のチャネルマッチドフィルタ ６５８ 第２の遅延器 ６６５ 第２の相関キャンセラ

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成４年３月９日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１０】

【作用】上記のように構成された請求項１の発明におけ
るスペクトル拡散通信装置は、送信側の変調部におい
て、スペクトル拡散符号系列、もしくは送信データとス
ペクトル拡散符号系列を乗積して得るスペクトル拡散信
号に、観測チャネルを挿入し、信号チャネルと観測チャ
ネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号を生成して
送信し、それを受信する受信側の復調部において、検波
信号の信号チャネルには信号成分と混入した干渉波成分
が存在し、観測チャネルには干渉波成分のみが存在する
ようになる。従って、上記の検波信号のサンプラ出力を
信号チャネルと観測チャネルに分け、信号チャネルのサ
ンプル値から、観測チャネルのサンプル値から推定手段
により求めた信号チャネルに存在する干渉波成分推定値
を差し引き、次いでマッチドフィルタにより送信側と同
一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行うこ
とにより、もしくは、検波信号のサンプラ出力をチャネ
ルマッチドフィルタにより送信側と同一のスペクトル拡
散符号系列を用いて相関検出を行い、次いで遅延器と相
関キャンセラにより、信号チャネルの相関検出値から、
相関タイミングに隣接するタイミングにおける観測チャ
ネルの相関検出値から推定した信号チャネルの相関検出
後に残留する干渉波成分を、差し引くことにより、干渉
波と信号波の中心周波数に差がある場合を含みスペクト
ル拡散符号と干渉波の相関特性と、遅延させたスペクト
ル拡散符号と干渉波の相関特性とが一致しないような場
合でも検波信号に混入する干渉波成分を抑圧することが
できる。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】なお、図１から図８までに図示していない
が、送信データ、スペクトル拡散符号発生器、観測チャ
ネル挿入器のタイミング関係は全て制御クロックによっ
て制御されていることは言うまでもない。また、２系統
の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を用いる
実施例３，実施例４，実施例７，実施例８では一方の系
統をデータ変調用、他方の系統をパイロット信号の送信
用に用いることもできる。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３２】次に、検波信号の信号チャネル、観測チャ
ネルがサンプラ３０４によりサンプルされ、Ｓ／Ｐ変換
器３０６により信号チャネルのサンプル値は遅延器３０
９へ、観測チャネルのサンプル値は補間推定器３１０へ
出力される。これは信号チャネルと観測チャネルが交互
に送信されるので１ビット／２ビットのＳ／Ｐ変換器で
実現できる。補間推定器３１０は例えば加算器、乗算
器、あるいはディジタル・シグナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ）、ＣＰＵ等を有して構成され、観測チャネルの干渉
波成分サンプル値から信号チャネルのサンプル値に含ま
れる干渉波成分を補間推定する。補間推定の方法とし
て、直線補間を例にとって説明する。直線補間とは、信
号チャネルの前後の観測チャネルの干渉波成分サンプル
値の平均値を、該信号チャネルに含まれる干渉波成分の
推定値とする方法である。今、図１４（ｃ）の信号成分
３３０４に含まれる干渉成分３３０２の推定値は、その
前後の観測チャネルの干渉成分サンプル値３３０１，３
３０３の平均値で与えられ、次の値になる。 （９．２＋３．８）／２＝６．５ 他の信号チャネルに含まれる干渉波成分も同様に補間推
定される。遅延器３０９は、補間推定値が出力されるま
での時間、信号チャネルのサンプル値を保持する。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３５】図１４では帯域制限の影響を省略して示し
たが、いま、送信側の変調部の、例えば図１の波形整形
フィルタ１０８と、受信側の復調部の図１１の波形整形
フィルタ３０２の総合特性が、単位パルス長Ｔ₀ に対し
てナイキスト条件を満たすような特性であれば、信号チ
ャネル、観測チャネルの中央点において両者は互いに帯
域制限による影響を及ぼさないので、図１４の概念がそ
のまま適用できる。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４２】次に動作について説明する。図２１は図１
６のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動
作を説明するための図である。ここでは波形整形フィル
タの影響を省略している。図２１（ａ）は図１７のチャ
ネルマッチドフィルタ４０６のメモリ４０６１の内容を
示しており、送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を
記憶している。ここでは、系列長７のＭ系列を用いた例
について示しているが、系列長によりメモリ４０６１、
遅延器４０６２の段数もそれに応じた段数とする。図２
１（ｂ），（ｄ），（ｆ）に、ｔ＝−Ｔ₀ ，ｔ＝０，ｔ
＝Ｔ₀ の３時刻における遅延器４０６２の内容を示し、
図２１（ｃ），（ｅ），（ｇ）に、乗算器４０６３ない
し４０６９の出力（加算器４０７０への出力）を示す。
ここで、ｔ＝０はタイミング再生系で生成する再生タイ
ミングに相当する。図２１（ａ）の４０６１の内容に付
した記号ａ〜ｇのそれぞれが、図１７のメモリ４０６１
に付した記号の段に保持されていることを示している。
図２１（ｂ），（ｄ），（ｆ）において、サンプル値の
干渉波成分をベクトルで示し、スペクトル拡散信号を矩
形パルスで示している。ここで、矩形パルス列の振幅は
＋１，−１であり、図中には１０倍にスケーリングして
示している。図中の（ ）内の数値は干渉波成分の振幅
値を示す。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４３】図１７に示すチャネルマッチドフィルタ
は、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在するス
ペクトル拡散信号に対して相関検出を行えるように遅延
器からのタップ出力を一つおきに構成している点が、図
１５に示すマッチドフィルタの構成と異なる。従って、
図２１に示すように加算器４０７０への出力は遅延器の
内容のうち乗算器に結線されている桁のみで、４０６１
の内容（この例では系列長７のＭ系列である）の極性に
従って４０６２の内容の極性が決定される。加算器４０
７０では各乗算器出力を極性を含めて同一時刻で加算し
総和を求める。図２１（ｃ），（ｅ），（ｇ）それぞれ
の総和は以下の値となる。 −１．６（干渉波成分） （ｔ＝Ｔ₀ のとき） １０．０（干渉波成分）＋７．０（信号成分） （ｔ＝０のとき） ２０．０（干渉波成分） （ｔ＝−Ｔ₀ のとき）

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４４】図１６において時刻ｔ＝０のチャネルマッ
チドフィルタ出力が遅延器４０８の段４１０に保持され
る時、桁４１１、４０９には時刻ｔ＝−Ｔ₀ ，Ｔ₀ のチ
ャネルマッチドフィルタ出力が保持される。従って、相
関キャンセラ４１５において図１６、図１８の回路構成
により、加算器４１５２に＋の極性で入力されるのは、 １０．０（干渉成分）＋７．０（信号成分） であり、同じく加算器４１５２に−の極性で入力される
のは、 ｛（−１．６）＋２０．０｝（１／２）＝９．２（干渉
波成分） となり、加算器４１５２出力（相関キャンセラ４１５出
力）では、 ０．８（干渉波成分）＋７．０（信号成分） となる。従って、時刻ｔ＝０において相関検出後に残留
していた１０．０の干渉波が、０．８まで抑圧される。
一方、信号成分は相関キャンセラの影響を受けていな
い。この実施例１２の相関キャンセラ４１５は、相関パ
ルスの生ずる時間毎に動作すればよく、実施例９と比較
して信号処理が容易になる。また相関パルス単位での推
定は、相関パルス自体に平均操作が含まれるので、精度
よく干渉波成分の除去ができる。なお、図２１では波形
整形フィルタの影響を省略したが、例えば図１の送信側
の変調器の波形整形フィルタ１０８と、図１６の受信側
の復調器の波形整形フィルタ３０２の総合特性が単位矩
形パルス長Ｔ₀ に対してナイキスト条件を満たすような
特性であれば、信号チャネル、観測チャネルのサンプル
時点において両者は互いに帯域制限による影響を及ぼさ
ないので図２１の概念がそのまま適用できる。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５１】また、タイミングオフセッタ２０１のオフ
セット量は信号チャネルと観測チャネルが交互になる値
であればよく、図２６（ｇ）の場合にはＴ₀ の整数倍で
あればよいが、具体的なオフセット量については、この
発明で特に限定するものではない。なお、タイミングオ
フセット量が送信データ間隔Ｔｓ以上の時には、２つの
送信データの間でインターリーブによる効果、即ちバー
スト状に発生する誤りをランダムな誤りに変換する効果
も期待できる。また、観測チャネル挿入回路１０５，１
５５の挿入方法として、スペクトル拡散信号の単位パル
ス毎にＴc 時間幅の出力ゼロ区間の挿入を行っても、同
じ目的を達成できることは言うまでもない。

【手続補正９】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５５】実施例１９．図２７は請求項２の発明の実
施例１９を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロ
ック構成図である。既に説明した実施例１５を示す図２
２、もしくは実施例１６を示す図２３のスペクトル拡散
通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信
し復調する復調部である。２系統の信号チャネルが互い
に直交する搬送波で送信されるので、検波信号の同相軸
および直交軸に対して動作する２系統の構成となる。送
信側から２系統の信号チャネルが互いに時間的に重なら
ないように送信されるので、新たに設けたタイミングオ
フセッタ５１９によりタイミングを制御して、送信側の
変調部の実施例１５を示す図２２、もしくは実施例１６
を示す図２３のタイミングオフセッタ２０１が制御する
前の２系統の信号チャネルの相互の時間関係に戻す。図
２８は、図２７のスペクトル拡散通信装置の復調部の干
渉波の抑圧動作を説明するための図である。図２８
（ａ）は受信信号の検波信号を示し、同相軸（Ｉ軸）
と、直交軸（Ｑ軸）の信号波成分に干渉波が混入してい
る。ここで、波形整形フィルタの影響は省略している。
ここで、２系統の信号チャネルのタイミング関係は、図
２６（ｇ）に示したものと同じで、直交軸の観測チャネ
ルを挿入したスペクトル拡散信号のタイミングがＴ₀ だ
けオフセットされている例を示している。また、干渉波
は信号の搬送波電力（搬送波ピーク電力）の１００倍
（電圧比で１０倍）の正弦波状とし、干渉波と信号波の
中心周波数の差を｛（π／４）／７｝・Ｔｓ（但し、Ｔ
ｓを送信データ間隔とする）とした例を示している。ま
た、信号波成分を表す矩形パルス列は振幅が＋１または
−１であり、図中には振幅を１０倍にスケーリングした
ものを示している。図２８（ｂ）は検波信号の同相軸成
分の第１のサンプラによるサンプル出力を示し、図２８
（ｃ）は検波信号の直交軸成分の第２のサンプラによる
サンプル出力を示す。図２８（ｄ）はタイミングオフセ
ッタ５１９により、上記の図２８（ｂ）に示す同相軸成
分の第１のサンプラによるサンプル出力をＴ₀ だけオフ
セットした状態を示し、図２８（ｃ）は直交軸成分の第
２のサンプラによるサンプル出力とのデータ相互の時間
関係を元に戻した結果を示している。タイミングオフセ
ッタ５２０以降と、第２のサンプラ出力５５５以降は、
それぞれ、既に示した実施例９と同様であり、各系統に
ついて信号チャネルに含まれる干渉成分を効果的に推
定、キャンセルすることができる。なお、以上は実施例
１５を示す図２２、もしくは実施例１６を示す図２３の
スペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の
送信信号を受信し復調する復調部の動作について説明し
たが、実施例１７を示す図２４、実施例１８を示す図２
５のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調
波の送信信号に対しても、復調部の２系統のマッチドフ
ィルタ５１５，５６５のメモリに同一の送信側と同じス
ペクトル拡散符号系列を保持させることにより、この実
施例と同様のことがいえる。

【手続補正１０】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５７】なお、図２８では波形整形フィルタの影響
を省略したが、図２２の送信側の変調部の波形整形フィ
ルタ１０８と、図４０の受信側の復調部の波形整形フィ
ルタ５０２の総合の特性が単位矩形パルス長Ｔ₀ に対し
てナイキスト条件を満たすような特性であれば、信号チ
ャネル、観測チャネルのサンプル時点において、両者は
互いに帯域制限による影響を及ぼさないので図２８の概
念がそのまま適用できる。

【手続補正１１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図２４

【補正方法】変更

【補正内容】

【図２４】

【手続補正１２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図２５

【補正方法】変更

【補正内容】

【図２５】

【手続補正１３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図２９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図２９】

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信側から送信データをスペクトル拡散
   して送信し、受信側では検波信号に送信側と同一のスペ
   クトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い送信データ
   を復調するスペクトル拡散通信装置において、以下の要
   素を有する変調部をＭ１、復調部をＤ１，Ｄ２として、
   Ｍ１及び、Ｄ１とＤ２の少なくとも一つを備えたことを
   特徴とするスペクトル拡散通信装置、 （ａ）以下の要素を有する変調部Ｍ１、 （ａ１）スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル
   拡散符号発生器、 （ａ２）送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を
   乗積してスペクトル拡散信号を得る乗算器、 （ａ３）上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記
   のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チ
   ャネル挿入手段、 （ａ４）観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ａ５）上記の波形整形フィルタ出力と搬送波を乗積し
   て変調波を得る変調器、 （ｂ）以下の要素を有する復調部Ｄ１、 （ｂ１）検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 （ｂ２）上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサ
   ンプラ、 （ｂ３）上記のサンプラ出力を観測チャネルサンプル値
   と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、 （ｂ４）上記の観測チャネルサンプル値から、信号チャ
   ネルに混入する干渉波成分を推定する推定手段、 （ｂ５）上記の信号チャネルサンプル値から、上記の干
   渉波成分の推定値を減算するキャンセラ、 （ｂ６）上記のキャンセラ出力を送信側と同一のスペク
   トル拡散符号系列を用いて相関検出するマッチドフィル
   タ、 （ｂ８）上記のマッチドフィルタ出力について送信デー
   タを判定するデータ判定器、 （ｃ）以下の要素を有する復調部Ｄ２、 （ｃ１）検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 （ｃ２）上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサ
   ンプラ、 （ｃ３）上記のサンプラ出力について送信側のスペクト
   ル拡散符号系列と同一の符号系列を用いて相関検出を行
   うチャネルマッチドフィルタ、 （ｃ４）上記のチャネルマッチドフィルタ出力を保持す
   る遅延器、 （ｃ５）上記の遅延器の各段から出力される相関検出値
   を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成
   分を差引く相関キャンセラ、 （ｃ６）上記の相関キャンセラ出力について送信データ
   を判定するデータ判定器。
2. 【請求項２】 送信側から送信データをスペクトル拡散
   して送信し、受信側では検波信号に送信側と同一のスペ
   クトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い送信データ
   を復調するスペクトル拡散通信装置において、以下の要
   素を有する変調部をＭ２、復調部をＤ３，Ｄ４として、
   Ｍ２及び、Ｄ３とＤ４の少なくとも一つを備えたことを
   特徴とするスペクトル拡散通信装置、 （ａ）以下の要素を有する変調部Ｍ２、 （ａ１）スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル
   拡散符号発生器、 （ａ２）送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を
   乗積してスペクトル拡散信号を得る２系統の乗算器、 （ａ３）上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記
   の２系統のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入す
   る観測チャネル挿入手段、 （ａ４）上記の２系統の観測チャネルを挿入したスペク
   トル拡散信号の信号チャネルが互いに時間的に重ならな
   いよう一方のタイミングを制御するタイミングオフセッ
   タ、 （ａ５）上記の２系統のスペクトル拡散信号をそれぞれ
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ａ６）上記の２系統の波形整形フィルタ出力を変調信
   号として互いに直交する搬送波を変調する直交変調器、 （ｂ）以下の要素を有する復調部Ｄ３、 （ｂ１）検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ｂ２）上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれ
   ぞれサンプルするサンプラ、 （ｂ３）上記のサンプラ出力値相互の時間関係を制御す
   るタイミングオフセッタ、 （ｂ４）上記のそれぞれのサンプラ出力を観測チャネル
   サンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並
   列変換器、 （ｂ５）上記のそれぞれの観測チャネルサンプル値から
   信号チャネルの干渉波成分を推定する推定手段、 （ｂ６）上記のそれぞれの信号チャネルサンプル値から
   上記の推定値を差し引くキャンセラ、 （ｂ７）上記のそれぞれのキャンセラ出力を送信側と同
   一のスペクトル拡散符号系列により相関検出を行うマッ
   チドフィルタ、 （ｂ８）上記のそれぞれのマッチドフィルタ出力につい
   て送信データを判定するデータ判定器、 （ｃ）以下の要素を有する復調部Ｄ４、 （ｃ１）検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ｃ２）上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれ
   ぞれサンプルするサンプラ、 （ｃ３）上記の波形整形された検波信号の同相軸成分、
   直交軸成分のサンプル値相互のタイミング関係を制御す
   るタイミングオフセッタ、 （ｃ４）上記の相互のタイミング関係が制御された同相
   軸成分、直交軸成分について送信側と同一ののスペクト
   ル拡散符号系列によりそれぞれ相関検出を行うチャネル
   マッチドフィルタ、 （ｃ５）上記のそれぞれのチャネルマッチドフィルタ出
   力を保持する遅延器、（ｃ６）上記の各遅延器の各段か
   ら出力される相関検出値を用いて信号チャネルの相関検
   出後に残留する干渉波成分を差引く相関キャンセラ、 （ｃ７）上記の相関キャンセラ出力について送信データ
   を判定するデータ判定器。
3. 【請求項３】 送信データをスペクトル拡散し送信する
   スペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有する
   変調部をＭ１，Ｍ２として、Ｍ１，Ｍ２の少なくとも一
   つを有することを特徴とするスペクトル拡散通信装置、 （ａ）以下の要素を有する変調部Ｍ１、 （ａ１）スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル
   拡散符号発生器、 （ａ２）送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を
   乗積してスペクトル拡散信号を得る乗算器、 （ａ３）上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記
   のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チ
   ャネル挿入手段、 （ａ４）観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ａ５）上記の波形整形フィルタ出力と搬送波を乗積し
   て変調波を得る変調器、 （ｂ）以下の要素を有する変調部Ｍ２、 （ｂ１）スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル
   拡散符号発生器、 （ｂ２）送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を
   乗積してスペクトル拡散信号を得る２系統の乗算器、 （ｂ３）上記ののスペクトル拡散符号系列、もしくは上
   記の２系統のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入
   する観測チャネル挿入手段、 （ｂ４）上記の２系統の観測チャネルを挿入したスペク
   トル拡散信号の信号チャネルが互いに時間的に重ならな
   いよう一方のタイミングを制御するタイミングオフセッ
   タ、 （ｂ５）上記の２系統のスペクトル拡散信号をそれぞれ
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ｂ６）上記の２系統の波形整形フィルタ出力を変調信
   号として互いに直交する搬送波を変調する直交変調器。
4. 【請求項４】 検波信号に送信側と同一のスペクトル拡
   散符号系列を用いて相関検出を行い送信データを復調す
   るスペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有す
   る復調部をＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４として、Ｄ１，Ｄ
   ２，Ｄ３，Ｄ４の少なくとも一つを有することを特徴と
   するスペクトル拡散通信装置、 （ａ）以下の要素を有する復調部Ｄ１、 （ａ１）検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 （ａ２）上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサ
   ンプラ、 （ａ３）上記のサンプラ出力を観測チャネルサンプル値
   と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、 （ａ４）上記の観測チャネルサンプル値から、信号チャ
   ネルに混入する干渉波成分を推定する推定手段、 （ａ５）上記の信号チャネルサンプル値から、上記の干
   渉波成分の推定値を減算するキャンセラ、 （ａ６）上記のキャンセラ出力を送信側と同一のスペク
   トル拡散符号系列を用いて相関検出するマッチドフィル
   タ、 （ａ７）上記のマッチドフィルタ出力について送信デー
   タを判定するデータ判定器、 （ｂ）以下の要素を有する復調部Ｄ２、 （ｂ１）検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 （ｂ２）上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサ
   ンプラ、 （ｂ３）上記のサンプラ出力について送信側のスペクト
   ル拡散符号系列と同一の符号系列を用いて相関検出を行
   うチャネルマッチドフィルタ、 （ｂ４）上記のチャネルマッチドフィルタ出力を保持す
   る遅延器、 （ｂ５）上記の遅延器の各段から出力される相関検出値
   を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成
   分を差引く相関キャンセラ、 （ｂ６）上記の相関キャンセラ出力について送信データ
   を判定するデータ判定器、 （ｃ）以下の要素を有する復調部Ｄ３、 （ｃ１）検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ｃ２）上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれ
   ぞれサンプルするサンプラ、 （ｃ３）上記のサンプラ出力値相互の時間関係を制御す
   るタイミングオフセッタ、 （ｃ４）上記のそれぞれのサンプラ出力を観測チャネル
   サンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並
   列変換器、 （ｃ５）上記のそれぞれの観測チャネルサンプル値から
   信号チャネルの干渉波成分を推定する推定手段、 （ｃ６）上記のそれぞれの信号チャネルサンプル値から
   上記の推定値を差し引くキャンセラ、 （ｃ７）上記のそれぞれのキャンセラ出力を送信側と同
   一のスペクトル拡散符号系列により相関検出を行うマッ
   チドフィルタ、 （ｃ８）上記のそれぞれのマッチドフィルタ出力につい
   て送信データを判定するデータ判定器、 （ｄ）以下の要素を有する復調部Ｄ４、 （ｄ１）検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ
   波形整形する波形整形フィルタ、 （ｄ２）上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれ
   ぞれサンプルするサンプラ、 （ｄ３）上記の波形整形された検波信号の同相軸成分、
   直交軸成分のサンプル値相互のタイミング関係を制御す
   るタイミングオフセッタ、 （ｄ４）上記の相互のタイミング関係が制御された同相
   軸成分、直交軸成分について送信側と同一ののスペクト
   ル拡散符号系列によりそれぞれ相関検出を行うチャネル
   マッチドフィルタ、 （ｄ５）上記のそれぞれのチャネルマッチドフィルタ出
   力を保持する遅延器、 （ｄ６）上記の各遅延器の各段から出力される相関検出
   値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波
   成分を差引く相関キャンセラ、 （ｄ７）上記の相関キャンセラ出力について送信データ
   を判定するデータ判定器。