JP2006509438A - 位相／ゲイン不均衡概算または補償 - Google Patents

Abstract

本発明は、ＱＰＳＫ変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用して位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器に関する。本発明において、位相不均衡またはゲイン不均衡は同期化前に概算され或いは補償される。したがって、更なる接続段階において位相不均衡およびゲイン不均衡が損失をもたらす可能性はない。

Description

本発明は、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器、および、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器に適用可能な方法に関する。

受信器で使用される送信技術は、ＱＳＰＫ変調（四相位相変調）および複素スクランブルコードに基づく変調方式を基本としている。

ユニバーサル移動電話システムすなわちＵＭＴＳは、ＩＴＵ（国際電気通信連合）によって規定された枠組みの中で開発された主要な新しい「第３世代」（３Ｇ）のモバイル通信システムのうちの１つであり、ＩＭＴ−２０００として知られている。

位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための方法は、一般に、
基準信号生成、適応障害解除（ａｄａｐｔｉｖｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）、ブラインドソース分離（ｂｌｉｎｄ ｓｏｕｒｃｅ ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）、または、フーリエ領域における最小２乗法に依存している。そのような方法は、例えば、「ｌｏｗ−ｉｆ受信器におけるデジタルＩ／Ｑ不均衡補償」（ｊａｃｋ Ｐ． Ｇｌａｓ（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ）−１９９８−ＩＥＥＥ）、「振幅・位相不均衡補正からの情報を用いたクアドラチャー受信器におけるＱＰＳＫ復調器の性能の向上」（Ｈｕｎｇ Ｍｇｙｅｎ（エアロスペース社）−２０００−ＩＥＥＥ）、「ブラインドソース分離に基づくＩ／Ｑ不均衡補償」（Ｖａｌｋａｍａ， Ｒｅｎｆｏｒｓ， Ｋｏｉｖｕｎｅｎ−２０００−ＩＥＥＥ）、「通信受信器におけるＩ／Ｑ不均衡補償のための先進的な方法」（Ｍ． Ｖａｌｋａｍａ， Ｍ． Ｒｅｎｆｒｏｓ， Ｖ． Ｋｏｉｖｕｎｅｎ−信号処理に関するＩＥＥＥ報告書、第４９刊、Ｎｏ，１０，２００１年１０月）から知られている。

国際公開第０１５０６１６号は、受信信号における位相誤差を補正するための受信器を開示している。しかしながら、この受信器は、受信信号における位相不均衡またはゲイン不均衡の効果的な概算または補償を行なわない。

本発明の目的は、位相不均衡またはゲイン不均衡の効果的な概算または補償を行なうことである。

本発明の典型的な実施形態において、この目的は、ＱＰＳＫ変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用して位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器であって、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための手段を復調器が備えている受信器によって解決される。

請求項１に記載された本発明の典型的な実施形態に係るそのような受信器によれば、例えば複素スクランブルコードの特性を利用することにより、受信器の性能全体に影響を与える可能性がある位相不均衡またはゲイン不均衡を、初期段階で、すなわち、同期化の前に、概算して補償することができる。したがって、更なる接続段階で位相不均衡または振幅不均衡が損失をもたらす可能性がなくなる。また、不均衡の時間変化が生じる帯域幅が送信帯域幅よりも小さい場合、復調器はこれらの時間変化をトラッキングすることもできる。

本発明に係る位相／ゲイン不均衡概算・補償は、例えばＵＭＴＳ変調方式に合うように調整される。すなわち、本発明に係る位相／ゲイン不均衡概算・補償は、ＲＦ受信器または復調器における位相−ゲイン不均衡といった不完全性を受信器の早い段階で概算して補償するために、ＵＭＴＳ変調方式の特定の特性を利用しても良い。

請求項２に記載された本発明の他の典型的な実施形態においては、復調後に位相不均衡またはゲイン不均衡によって影響される受信信号のＩ，Ｑ成分が決定される。Ｉ成分およびＱ成分の相互相関（＜Ｉ，Ｑ＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率、または、Ｉ成分およびＱ成分の相互相関と、Ｉ成分の平方の平均値とＱ成分の平方の平均値との積の平方根（＜Ｉ^２＞＜Ｑ^２＞^１／２）との間の比率、または、Ｑ成分の平方の平均値（＜Ｑ^２＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率が決定される。

請求項３に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態においては、信号のローパスフィルタリングを行なうためのローパスフィルタが設けられる。そのようにすることにより、平均値を計算する間、位相不均衡またはゲイン不均衡の概算における誤差を非常に効果的に減らすことができる。

請求項４に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態において、受信器は、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を補償するための手段を備えている。

請求項５に記載された本発明の他の典型的な実施形態において、受信器はＷＣＤＭＡ（ＵＭＴＳ）受信器（広帯域符号分割多元接続受信器）である。ＷＣＤＭＡ（ＵＭＴＳ）受信器で利用される基本原理として、チャンネルは送信帯域幅に対して周波数選択的であり、これにより、同期化前に位相／ゲイン不均衡を非常に正確に概算することができる。

請求項６に記載された本発明の他の典型的な実施形態においては、位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し行なわれ、それにより、非常に正確な結果が得られる。

請求項７に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態においては、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための方法が提供される。この方法は、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算することにより、複素スクランブルコードの特性およびＵＴＭＬ変調方式全体を受信器の初期段階で有利に利用することができる。

請求項８に記載された本発明の典型的な実施形態においては、最小限の計算能力だけを必要とする非常に簡単な方法が提供される。この方法では、位相およびゲインの両方を概算して補償するための反復策が可能になり有益である。

請求項９に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態においては、フィードフォワード方式またはフィードバック方式が定められる。

請求項１０に記載された他の本発明の典型的な実施形態においては、位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し実行され、これにより、非常に効果的な補償／概算が行なわれる。

また、本発明においては、請求項１１に記載されるように、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するためのコンピュータプログラムも提供される。

位相不均衡またはゲイン不均衡が同期化前に概算されまたは補償される点が本発明の要点であると見なすことができる。したがって、更なる接続段階で位相不均衡およびゲイン不均衡が損失をもたらす可能性はない。また、方法は、位相およびゲインにおける時間的なドリフトが生じる帯域幅が送信帯域幅よりも小さい場合、位相およびゲインにおける時間的なドリフトをトラッキングすることもできる。この方法の利点は、ゲイン不一致も存在する場合に、位相不均衡の概算および補償とゲイン不均衡の概算および補償との両方で使用できるという点である。

本発明のこれらの態様および他の態様は、以下に記載された実施形態から明らかであり、これらの実施形態を参照して前記態様について説明する。以下、図面を参照しながら、これらの実施形態について説明する。

図面の以下の説明において、同じ要素または対応する要素に関しては、同じ参照符号が使用されている。

図１は、本発明の一態様にしたがった位相不均衡の概算および補償のためのフィードフォワード方式を用いた装置を示している。後述するように、図１の装置がその動作で用いる復調方法は、送信された成分（ｉ，ｑ）の相関行列が対角行列であるという事実に依存している。結果として、ＩおよびＱが同位相であり且つ受信された信号の直交成分である場合（方程式（１）に示されるようにＩ＝ｋ・ｉ、Ｑ＝ｋ・（−ｉ・ｓｉｎφ＋ｑ・ｃｏｓφ））、ＩとＱとの間の相関関係は、フェーディングマルチパスのシナリオによる伝搬後であっても、位相不均衡に起因する項だけを含んでいる。これは、ＱＰＳＫ変調方式の特性および複素スクランブルコードに起因している。これについては、ＵＭＴＳシステムに関し、以下に詳細に示されている。

ＵＭＴＳにしたがって送信される波形
ダウンリンクにおけるＵＭＴＳ送信方式は、
−ＱＰＳＫ変調
−複素スクランブルコード
に基づいている。

ＱＰＳＫ変調方式は、基本的に、送信される２つのチップをそれぞれ第４星座のシンボルにマッピング（変換）する。ＱＰＳＫシンボルは複素数のように厄介なものであっても良く、また、ＱＰＳＫシンボルに対する複素スクランブルコードの適用は、複素数間の乗算によって表わすことができる。すなわち、シンボル（瞬間ｎ）ｓ（ｎ）＝（ｓ１（ｎ），ｓ２（ｎ））にスクランブルをかけるため、以下の規則にしたがってスクランブルコード要素のためのシンボルｃ（ｎ）＝（ｃ１（ｎ），ｃ２（ｎ））が乗じられなければならない。
Ｓ・ｃ＝（ｓ１（ｎ）・ｃ１（ｎ）−ｓ２（ｎ）・ｃ２（ｎ），ｓ１（ｎ）・ｃ２（ｎ）＋ｓ２（ｎ）・ｃ１（ｎ）） （１）

複素スクランブルコードを構成する２つのシーケンスすなわちｓ１（ｎ）およびｓ２（ｎ）は、一群のゴールドコード内で選択されるとともに、第１の近似において以下の特性を有している。
ｓ１（ｎ）＊ｓ１（ｎ＋ｍ）＝０，ｍ≠０
ｓ１（ｎ）＊ｓ２（ｎ＋ｍ）＝０，∀ｍ （２）
ここで、＊は相関演算を示している。

前記方程式（２）が第１の近似において適用され、相関区間をコードの十分な長さまで延ばすことができるが部分区間まで延ばすこともできる点に注意することが重要である。

実際には、方程式（１）から与えられた送信信号の成分ｉ，ｑが考慮される場合には、以下の方程式（３）を得ることができる。
ｉ（ｎ）＝ｓ１（ｎ）・ｃ１（ｎ）−ｓ２（ｎ）・ｃ２（ｎ）
ｑ（ｎ）＝ｓ１（ｎ）・ｃ２（ｎ）−ｓ２（ｎ）・ｃ１（ｎ） （３）
ｉ（ｎ）＊ｑ（ｎ）＝＜ｉ（ｎ）・ｑ（ｎ＋ｍ）＞＝０

これらの関係は、ゴールドシーケンスの最大長において適用されるが、含められた区間が十分な長さを有するように選択される場合には、含められる区間においても適用される。ＵＭＴＳの場合、関連する帯域幅において、十分な長さを約２５６チップまで即ちパイロットシンボルの持続時間まで延ばすことができることは共通の理解である。

受信信号の同位相の直交成分は相関されない。

以下においては、マルチパス（多経路）フェーディング環境による伝搬後、位相不均衡が存在しない場合に、受信信号の同位相の直交成分が依然として相関されないことが示されている。

この時点で、すなわち、デコーディング前において、信号は、声とデータと制御情報との混合である。信号は、受信器において、以下のように書き表わすことができる。

ここで、各経路（パス）において、チャンネル減衰、応答遅延時間、相回転が考慮される。以下のものにおいて、ＩおよびＱは受信信号の同位相の直交成分である。Ｉ_ｉおよびＱ_ｉはｉ−経路上の受信された成分であり、ｉ_ｉ（ｔ−τ_ｉ）およびｑ_ｉ（ｔ−τ_ｉ）は、経路ｉに起因する送信信号ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）の同位相の直交成分のｉ−ｅｓｉｍａレプリカを表わしており、τ_ｉは送信経路の応答遅延時間である。

ｒ_ｉ（ｔ）のＩ成分およびＱ成分は以下のように表わすことができる。
Ｉ_ｉ＝ｇ_ｉ［ｉ_ｉ（ｔ−τ_ｉ）・ｃｏｓ（φ_ｉ）＋ｑ_ｉ（ｔ−τ_ｉ）・ｓｉｎ（φ_ｉ）］
Ｑ_ｉ＝ｇ_ｉ［ｉ_ｉ（ｔ−τ_ｉ）・（−ｓｉｎ（φ_ｉ））＋ｑ_ｉ（ｔ−τ_ｉ）・ｃｏｓ（φ_ｉ）］

これにより、自動相関行列の要素に関しては以下のようになる。
＜Ｉ_ｉ ^２＞＝＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｉ_ｉ ^２＞・＜ｃｏｓ（φ_ｉ）^２＞＋＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｑ_ｉ ^２＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ）^２＞−２＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｉ_ｉｑ_ｉ＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｉ）＞
＜Ｑ_ｉ ^２＞＝＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｉ_ｉ ^２＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ）^２＞＋＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｑ_ｉ ^２＞・＜ｃｏｓ（φ_ｉ）^２＞−２＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｉ_ｉｑ_ｉ＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｉ）＞
＜Ｉ_ｉ・Ｑ_ｉ＞＝＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｉ_ｉ ^２＞・＜−ｓｉｎ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｉ）＞＋＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｑ_ｉ ^２＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｉ）＞−＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｉ_ｉｑ_ｉ＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ）^２＞−＜ｇ_ｉ ^２＞・＜ｉ_ｉｑ_ｉ＞・＜ｃｏｓ（φ_ｉ）^２＞
なお、＜ｉ_ｉ ^２＞＝＜ｑ_ｉ ^２＞＝Ｐ／２は、各Ｉにおいて適用される。ここで、Ｐは各シンボルにおける送信された出力である。

また、＜ｉ_ｉ・ｑ_ｉ＞＝０は、送信信号の同位相の直交成分の直交特性において適用される。

また、各経路ｉにおけるチャンネル減衰を表わす項ｇ_ｉは時間に依存している。しかしながら、これらの依存性は、平均演算が延ばされる期間に対してゆっくりであり、送信信号の時間的な変化に関連付けられないと仮定することができる。結果として、平均演算のチャンネル項は、以下のように分離して書き表わすことができる。
＜ｇ_ｉ ^２＞＝ｇ_ｉ ^２（ｔ）

各経路における位相情報を与えるｓｉｎ（φ_ｉ）およびｃｏｓ（φ_ｉ）に関して同じ分離が行なわれる。

したがって以下のようになる。
＜Ｉ_ｉ ^２＞＝＜Ｑ_ｉ ^２＞＝ｇ_ｉ ^２（ｔ）＊Ｐ／２

すなわち、受信された出力は、送信された出力およびチャンネルゲインによって決定される。

したがって以下のようになる。
＜Ｉ_ｉ・Ｑ_ｉ＞＝０

すなわち、１つの経路上で受信された信号は、直交する同位相の直交成分を有している。

送信中に出力（１ビット当りの出力）が正規化される場合（すなわち、Ｐ／２＝１）、同じ経路上の同位相の直交成分同士の間の相関関係を考慮すると、以下の行列が得られる。

ここで、

異なる経路に起因する項間の相関関係
以下においては、異なる経路に起因する項間の相関関係について考える。

異なる経路の要素間の相互相関は、以下のように書き表わすことができる。
＜Ｉ_ｉ・Ｉ_ｊ＞＝＜ｇ_ｉ・ｇ_ｊ＞・＜ｉ_ｉ，ｉ_ｊ＞・＜ｃｏｓ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｊ）＞＋＜ｇ_ｉｇ_ｊ＞・＜ｑ_ｉｑ_ｊ＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ） ｓｉｎ（φ_ｊ）＞−＜ｇ_ｉ，ｇ_ｊ＞・＜ｉ_ｉｑ_ｉ＞＜ｓｉｎ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｊ）＞＋＜ｇ_ｉｇ_ｊ＞・＜ｑ_ｉｑ_ｊ＞＜ｃｏｓ（φ_ｉ） ｓｉｎ（φ_ｊ）＞
＜Ｉ_ｉ・Ｑ_ｊ＞＝＜ｇ_ｉ・ｇ_ｊ＞・＜ｉ_ｉ，ｉ_ｊ＞・＜−ｓｉｎ（φ_ｉ）ｃｏｓ（φ_ｊ）＞＋＜ｇ_ｉｇ_ｊ＞・＜ｑ_ｉｑ_ｊ＞・＜ｓｉｎ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｊ）＞−＜ｇ_ｉ，ｇ_ｊ＞・＜ｉ_ｉｑ_ｊ＞＜ｓｉｎ（φ_ｉ） ｓｉｎ（φ_ｊ）＞＋＜ｇ_ｉｇ_ｊ＞・＜ｑ_ｉｑ_ｊ＞＜ｃｏｓ（φ_ｉ） ｃｏｓ（φ_ｊ）＞
ここで、時間的な平均において、チャンネルに起因する項ｇ_ｉ，φ_ｉおよびこれらの項に関する統計的演算は分けられた。＜Ｑ_ｉ・Ｑ_ｊ＞および＜Ｑ_ｊ・Ｉ_ｉ＞に関して同様の式を得ることができる。

したがって、
＜ｉ_ｉ・ｉ_ｊ＞＝＜ｑ_ｉ・ｑ_ｊ＞＝＜ｑ_ｉ・ｉ_ｊ＞＝０
ここで、ｉ≠ｊであり、短い項および長い項の両方においてこれら全ての項がゼロである。

したがって、受信器における成分Ｉと成分Ｑとの間の相関行列が対角行列であると結論付けることができる。また、主対角線上の要素は時間的に変化するチャンネルに依存している。しかしながら、それは、後述する方程式（７）から導き出すことができ、また、相関関係を計算するための時間的平均がとられる時間的延長に対してチャンネルがゆっくり変化しており、この依存性がｓｉｎ（φ）に関する最後の式の分子および分母の両方に存在していることから、前記依存性によってゲイン／位相不均衡の概算値が影響を受けることがないという事実から導き出すことができる。

図１に示されるように、本発明の一態様に係る位相不均衡概算および補償のためのフィードフォワード方式においては、入力複素信号ｒ（ｔ）が図１に図示されない受信局で受信されて更に処理され、それにより、複素信号ｒ（ｔ）が受信器または復調器３の入力接続部１，２に対して供給される。その後、複素信号ｒ（ｔ）が復調される。入力接続部１と入力接続部２との間において、信号Ａｃｏｓ（ωｔ）は、入力信号を復調するために受信器で使用される波形を表わしている。以下においては、ライン４上の信号Ｉおよびライン５上の信号Ｑを、復調された複素信号ｒ（ｔ）のＩ成分およびＱ成分と称する。Ｉ信号またはＩ成分は信号ｒ（ｔ）の「同位相」成分であり、Ｑ信号またはＱ成分は直交成分である。

Ｉ成分およびＱ成分は、位相不均衡またはゲイン不均衡によって影響されるとともに、ライン４，５に接続されたライン６，７に対して供給される。Ｉ成分およびＱ成分は、Ｉ，Ｑの相互相関をとるための手段８、例えば乗算器等に供給される。また、Ｉ成分は、Ｉの直交（二乗）をとる手段９、例えばＩとＩとを掛け合わせる乗算器に対して供給される。その後、結果として得られる信号は、ライン１０，１１によりそれぞれローパスフィルタ１２，１３を通過して送られる。位相不均衡の概算のため、ＩおよびＱの相互相関とＩの二乗の平均値との間の比率が例えば除算器等の比率生成手段１４によって生成され、引き続いて、この比率はローパスフィルタ１５に通される。その後、結果として得られた信号は、ライン１６を介して位相／ゲイン補償器１７に対して供給される。この位相／ゲイン補償器１７は、Ｉ成分およびＱ成分の位相不均衡またはゲイン不均衡を補償する。その後直ちに、概算されて補償されたＩ，Ｑ成分ｉ_ｃ，ｑ_ｃは、ライン１８，１９のそれぞれによって送られ、例えばＵＭＴＳ同期装置等の同期化のための手段２０に対して供給される。同期化の後、信号は、例えばＵＭＴＳ受信器のための標準的な構成に関して更に処理できる状態となり、時間ダイバーシティを利用するためにレイク受信器に対して供給することができるとともに、その後、チャンネルデコーダに対して供給して残余誤差を補正し／明らかにすることができる。

参照符号２１は、ライン５に接続された乗算器または二乗化装置を示している。乗算器２１の出力はローパスフィルタ２２に接続されている。ローパスフィルタ２２の出力は他の除算器２３に対して接続されている。除算器２３は、ローパスフィルタ１３，２２からの出力信号を受けるとともに、２つの入力信号の比率を出力する。除算器２３の出力は他のローパスフィルタ２４に接続されており、ローパスフィルタ２４は位相／ゲイン補償器１７に対して接続されている。

以下、本発明の典型的な実施形態にしたがって、図１の受信器の動作原理および図１の受信器の動作方法について説明する。

位相不均衡概算
典型的な実施形態に係る位相不均衡概算方法は、復調器の後に方程式（４）に示されるように不均衡を伴うことなく不均衡によって影響されるＩ，Ｑ成分をｉ，ｑ成分の関数として書き表わすことができるという所見に基づいている。
Ｉ＝ｋ・ｉ
Ｑ＝ｋ・（−ｉ・ｓｉｎφ＋ｑ・ｃｏｓφ） （４）

方程式（４）は、復調器のＩ−ブランチの位相が受信信号のｉ成分の位相にあわせられる場合に適用される。

（ｉ，ｑ）は、ＵＭＴＳのための送信信号、すなわち、パルチパスフェーディングチャンネルを通じた伝搬に起因する影響を含まない信号であると仮定する。複素スクランブルコード特性および採用された変調方式から、以下の方程式（５）を推論することができる。
＜ｉ・ｑ＞＝＜ｑ・ｉ＞＝０
＜ｉ・ｉ＞＝＜ｑ・ｑ＞＝Ｐ／２ （５）

したがって、（ｉ，ｑ）の相関行列は既に前述したように対角行列であり、主対角線上の項は送信出力から依存している。

（４）（５）から、以下のように書き表すことができる。
＜Ｉ・Ｑ＞＝−ｋ・＜ｉ^２＞ｓｉｎφ
＜Ｉ^２＞＝ｋ＜ｉ^２＞ （６）
＜Ｉ・Ｑ＞はローパスフィルタ１２の出力信号であり、＜Ｉ^２＞はローパスフィルタ１３の出力信号である。両方の信号は比率生成手段１４に入力される。

先に示したように、以下のように推論できる。
ｓｉｎφ＝−＜Ｉ・Ｑ＞／＜Ｉ^２＞ （７）
ここで、＜Ｉ・Ｑ＞はＩおよびＱの相互相関として規定され、＜Ｉ^２＞はＩの二乗として規定され、＜Ｑ^２＞はＱの直交（二乗）すなわち平方として規定される。

マルチフェーディング環境にわたって伝搬する場合、理想的なＱＰＳＫ（四相位相変調）星座は、各経路毎に回転され／減衰され／遅延される。これは、受信器の前で（ｉ，ｑ）の相互相関特性に影響を及ぼす。また、信号は本質的に定常にはならず、（ｉ，ｑ）サンプルの統計値は、同じ信号の遅延バージョン同士の間に相関関係が存在し得るという事実により更に複雑になる。これらの作用が影響を及ぼさないということは前述したが、受信された成分（ｉ_ｒ，ｑ_ｒ）における相互相関の残りの存在は単に位相不均衡によるものである。

位相不均衡を補償するため、結果として得られる信号が位相／ゲイン補償器１７に入力される。位相／ゲイン補償器１７は以下の方程式を適用する。
ｉ_ｃ＝Ｉ
ｑ_ｃ＝（Ｑ＋Ｉ・ｓｉｎφ）／ｃｏｓφ （８）
ここで、
ｃｏｓφ＝（（＜Ｉ^２＞^２−＜Ｉ・Ｑ＞^２）／＜Ｉ^２＞^２）^１／２ （９）
ｉ_ｃ，ｑ_ｃは、ライン１８，１９上における位相／ゲイン補償器１７の出力信号である。

位相不均衡の存在下でのゲイン概算
以下、位相不均衡に加えて振幅不一致も存在するケースへと方法を拡張する。

振幅不一致も存在するケースでは、前記方程式を以下のように書き表すことができる。
Ｉ＝ｇ（ｔ）（ｋ_ｌ・ｉ）
Ｑ＝ｇ（ｔ）（ｋ_２・（−ｉ・ｓｉｎφ＋ｑ・ｃｏｓφ）
＜Ｉ，Ｑ＞＝ｋ_１・ｋ_２・＜ｇ（ｔ）^２＞＜ｑ^２＞ｓｉｎ（φ）
＜ＩＱ＞＝−ｋ_１・ｋ_２＜ｇ（ｔ）^２＞＜ｉ^２＞ｓｉｎφ＝−ｋ_１・ｋ_２＜ｇ（ｔ）^２＞＜ｑ^２＞ｓｉｎ（φ）
＜Ｑ・Ｑ＞＝ｋ_２ ^２・＜ｇ（ｔ）^２＞（＜ｉ^２＞ｃｏｓ（φ）^２＋＜ｑ^２＞ｓｉｎ（φ）^２）＝ｋ_２・＜ｑ^２＞
＜Ｉ・Ｉ＞＝ｋ_１ ^２・＜ｇ（ｔ）^２＞＜ｉ^２＞

これらの方程式から、以下のようになる。
＜ｉ，Ｑ＞／（＜Ｉ^２＞＜Ｑ^２＞）^１／２＝−ｓｉｎ（φ）
＜Ｑ^２＞／＜Ｉ^２＞＝ｋ_２ ^２／ｋ_１ ^２ （１０）

この場合、比率＜Ｑ^２＞／＜Ｉ^２＞は除算器２３の出力信号である。ローパスフィルタ２３によるローパスフィルタリングの後、比率＜Ｑ^２＞／＜Ｉ^２＞が位相／ゲイン補償器１７に対して供給される。

なお、時間へのチャンネルの依存度を表わす時間係数ｇ（ｔ）を簡略化することができる。これは、方程式（７）の一般的形式と見なすことができる方程式（１０）の分子および分母の両方でｇ（ｔ）が現われるからである。いずれにしても自己相関行列において力率が消失するため、力率も除去される。

位相不均衡のフィードバック方式
図２は、本発明の一態様に係るフィードバック位相不均衡概算・補償装置を示している。図２に示されるように、入力複素信号ｒ（ｔ）が図２に図示されない受信局で受信されて更に処理され、それにより、複素信号ｒ（ｔ）が復調器３の入力接続部１，２に対して供給される。その後、複素信号ｒ（ｔ）が復調される。入力接続部１と入力接続部２との間において、Ａｃｏｓ（ωｔ）は、入力信号を復調するために受信器で使用される波形を表わしている。

位相不均衡またはゲイン不均衡によって影響される復調された複素信号ｒ（ｔ）のライン４上のＩ成分およびライン５上のＱ成分は、位相／ゲイン補償器１７に対して供給された後、ライン１８，１９に供給される。位相／ゲイン補償器１７の出力信号がｉ_ｃ，ｑ_ｃで示されている。ｉ_ｃ信号およびｑ_ｃ信号は、ライン６，７により、Ｉ，Ｑ成分の相互相関をとるための手段８、例えば乗算器等に供給される。また、ｉ_ｃ信号は、Ｉ成分の直交（二乗）すなわち平方をとるための手段９、例えばｉ_ｃをそれ自体と掛け合わせる乗算器に対して供給される。その後、結果として得られる信号は、ライン１０，１１によりそれぞれローパスフィルタ１２，１３に供給される。

位相不均衡の概算のため、ＩおよびＱの相互相関とＩの二乗との間の比率が例えば除算器等の比率生成手段１４によって生成され、その後、結果として得られる信号は、ライン１６に設けられた積算器２５によって積算され、ライン４，５とライン１８，１９との間に配置された位相／ゲイン補償器１７にフィードバックされる。位相／ゲイン補償器１７は、Ｉ，Ｑ成分の位相不均衡またはゲイン不均衡を補償し／概算する。その後直ちに、概算されて補償されたＩ，Ｑ成分ｉ_ｃ，ｑ_ｃはそれぞれ、ライン１８，１９にフィードバックされ、例えばＵＭＴＳ同期装置等の同期化のための手段２０に対して供給される。

以下、図２の装置を動作させるための本発明の方法の典型的な実施形態およびその動作原理について説明する。

本発明に係るフィードバック位相不均衡概算・補償装置およびこのフィードバック位相不均衡概算・補償装置を動作させるための本発明に係る方法において、位相／ゲイン補償器１７の補償された出力は不均衡概算値を供給する。補償および位相概算のための式において幾つかの簡略化を導入した。これは、ループ内の次の繰り返しにおいて位相誤差が少なくなり、角度の値を用いた正弦の近似および１を用いた余弦の近似が概算であることから可能となる。以下、方法の原理について記載して説明する。

以下の方程式は、位相φの概算のために使用することができる。
φ＝−＜Ｉ・Ｑ＞／＜Ｉ^２＞ （１１）

位相／ゲイン補償器１７で実行される位相補償は、以下の方程式を用いて表わすことができる。
ｉ_ｃ＝Ｉ （１２）
ｑ_ｃ＝（Ｑ＋Ｉ・φ） （１３）

位相補償フィードバック方法において導入できる更なる簡略化は、位相において以下の式を使用することである。
φ＝−ｋ＊＜Ｉ・Ｑ＞ （誤差に関して正規化されていない式）
ここで、ｋは定数である。これは、位相不均衡がゼロの時にこの項がゼロに等しくなることから可能になる。したがって、この項によって表わされる信号は、その後、フィードバック方式において誤差として使用することができる。

本発明の一態様において、フィードバック方式を実施するための更に有効な方法は、反復法によるものである。この態様においては、ローパスフィルタと積算とを１つの計算ステップにまとめて実施しても良い。以下、これについて詳細に説明する。

位相不均衡における反復実施
以下、ｉ_ｃ（ｎ），ｑ_ｃ（ｎ）は、位相補償されて受信された同位相成分および直交成分である。

１）瞬間ｎにおいては、以下の誤差関数が計算される
ｅ＝ｉ_ｃ（ｎ）・ｑ_ｃ（ｎ）
２）その後、以下の方程式を使用して、フィルタリングされて積算された誤差のための式が得られる。
ｅ_ｆ＝ｅ＋ρ・ｅ
ここで、ρは収束速度と安定性とを一致させることにより選択される。
３）その後、次の（その後の）ｉ_ｃ（ｎ＋１），ｑ_ｃ（ｎ＋１）が次のｉ（ｎ＋１），ｑ（ｎ＋１）受信サンプルから以下のように計算される。
ｉ_ｃ（ｎ＋１）＝ｉ（ｎ＋１）
ｑ_ｃ（ｎ＋１）＝ｑ（ｎ＋１）＋ｉ（ｎ＋１）・ｅ_ｆ
その後、方法がステップ１）に戻って繰り返される。なお、ｅ_ｆにおける最後の値は、ゲイン係数（利得係数）ｋに関して乗算された位相不均衡の概算された正弦を表わしている。

ゲイン不均衡におけるフィードバック方式
図３は、フィードバック方式を用いたゲイン補償のための装置を示している。

ライン１８上の信号ｉ_ｃは、ライン７を介して、直交（二乗）すなわち平方をとるための手段３０に対して供給される。二乗をとるための手段３０の出力信号は、ローパスフィルタ３１によってフィルタ処理された後、減算器等の減算を行なう手段３２に対して供給される。図３にはこの信号が信号Ａとして示されている。

ライン１９上の信号ｑ_ｃは、ライン６を介して、直交（二乗）すなわち平方をとるための手段９に対して供給される。二乗をとるための手段１３の出力信号は、ローパスフィルタ３１によってフィルタ処理された後、減算を行なう手段３２に対して供給される。図３にはこの信号が信号Ｂとして示されている。減算を行なう手段３２は、ローパスフィルタ３１の出力信号が図３にＢ−Ａで示されるローパスフィルタの出力信号から差し引かれるように構成されている。

図３に示される装置は以下のように動作する。受信された入力は、復調された後、ループの各繰り返しにおいてゲイン補償される。ゲイン補償された成分が二乗されてフィルタ処理されて減算されることにより誤差関数が形成され、この誤差関数は、積算された後にゲイン補償ブロック１７へ供給され、入力信号と共に処理される。

方法の理論的根拠を与える方程式は以下の通りである。

まず、以下の方程式から始まる。

ここで、ｘは以下のように規定することができる。

したがって、以下のようになる。

ここで、以下の近似が使用される。
ｘ＝ｋ_１＋ｋ_２≒２・ｋ_１

ゲイン補償された成分が以下のように得られる。
ｉ_ｃ＝Ｉ
ｑ_ｃ＝Ｑ・ｇ （１７）

なお、この導出は、それがループの次の繰り返しで実現されるという条件下でｋ_１とｋ_２との間の差の減少に伴って更に正確になる近似に基づいている。

更なる簡略化は、方法を適用するために以下を考慮することにより得られる。

ｘ_１＝ｋ_１ ^２−ｋ_２ ^２ （誤差に関して正規化されていない式）
実際に、この最後の式は、ゲインの均衡がとれた成分においてはゼロであり、ノイズの存在下で幾つかの問題を与え得る比率演算を含まない。

ゲイン不均衡概算・補償のための反復実施
ローパスフィルタリングおよび積算演算を行なうための更に有効な方法は、本発明の典型的な実施形態にしたがって以下のステップにより表わされる。
１）瞬間ｎにおいては、以下の項が計算される
ｅ＝ｉ_ｃ（ｎ）^２・ｑ_ｃ（ｎ）^２
２）その後、以下の方程式を使用して、フィルタリングされて積算された誤差のための式が得られる。
ｅ_ｆ＝ｅ＋ρ・ｅ
ここで、ρは収束速度と安定性とを一致させることにより選択される。
３）そして、ゲインｇを以下のように得ることができる（ｋは所定の定数）。
ｇ＝１−ｋ・ｅ_ｆ
４）その後、計算されたゲインが次のｉサンプルおよびｑサンプルに対して適用される。
ｉ_ｃ（ｎ＋１）＝ｉ（ｎ＋１）
ｑ_ｃ（ｎ＋１）＝ｑ（ｎ＋１）・ｇ
５）その後、方法がステップ１）に戻って繰り返される。
なお、ｇの最後の値はゲインにおける概算値を表わしている。この反復法は、位相不均衡が存在しおよび位相不均衡が存在しない場合に有効である。

位相・ゲイン不均衡：フィードバック／反復方法
図２および図３に示される２つのループを直列に結びつけて、位相およびゲインの同時補償を得ることができる。特に、図２に示されるループの出力が図３に示されるループの入力であっても良く、最終的な出力が位相およびゲインの両方で補償される。これは、方程式（１０）において位相不均衡およびゲイン不均衡が独立しているためである。また、複雑度を減らすために誤差に関して正規化されていない式が使用される場合にこの独立性が適用されない場合には、ループの直列の結びつきが非常に効率的に演算することを明らかにすることができる。実際に、この最後のケースでは、残りの位相不均衡は、ループの次の繰り返しにおいてゲイン不均衡の概算に影響を与えるが、この影響は、位相誤差がゼロになると、ゼロになる。したがって、誤差に関して正規化されていない式を使用することにより形成される結合は、収束速度に関して逆の影響を形成するが、収束それ自体に影響を与えない。

図１１および図１２は、位相およびゲインが同時に補償される２つの結び付けられた繰り返しループを用いて得られた結果を示している。

以下に示されるように、正規化されない誤差に基づく前述した反復法によれば、非常に効果的で且つより一般的な概算および／またはゲイン／位相不均衡の補償を行なうことができる。実際には、まず、以下の方程式から始める。
Ｉ＝ｋ_１・ｉ （１８）
Ｑ＝−ｋ_３・ｉ・ｓｉｎφ＋ｋ_２ｑ・ｃｏｓφ
ここで、ｋ_３はｑブランチ上で入れられたｉの一部に関して使用され、以下のように表わすことができる。
＜Ｉ・Ｑ＞＝ｋ_１ｋ_３ｓｉｎ（φ）＜ｉ^２＞
＜Ｉ^２＞−＜Ｑ^２＞＝＜ｉ^２＞（ｋ_１ ^２−ｋ_３ ^２ｓｉｎ２φ）−ｋ_２ ^２ｑ^２ｃｏｓφ （１９）

これらの方程式（１９）から分かるように、最初の方程式が、２つの位相不均衡成分およびゲイン不均衡成分のうちの一方が任意の因数と掛け合わされる場合に適用される。また、＜ＩＱ＞は、位相不均衡がゼロの場合にだけゼロとなる誤差を与える。一方、位相不均衡が存在しない場合には、以下の場合に限り２番目の方程式がゼロになる。
＜Ｉ^２＞−＜Ｑ^２＞＝（＜ｉ^２＞ｋ_１ ^２−＜ｑ^２＞ｋ_２ ^２）＝０ （２０）
＜ｉ^２＞／＜ｑ^２＞＝ｋ_１ ^２／ｋ_２ ^２

このようにすれば、方程式（１１）で与えられる位相不均衡成分に関して位相のための方程式が適用されるカスケード方式を形成することができる。この第１のループの出力は第２のループに供給され、第２のループは、方程式（１２）（１３）で与えられる処理を適用して、ゲイン不均衡を概算して補償する。この方式は、位相およびゲインの不均衡を方程式（１８）によって与えられる式で表わすことができる場合にはいつでも、計算的に有効な方法で位相およびゲインの不均衡の両方を補償する。

図４はＵＭＴＳ受信器の構成要素を示している。出力信号をＡ／Ｄ変換器４１に対して入力する無線周波数（ｒｆ）復調器４０が存在する。Ａ／Ｄ変換器４１の出力は、ダウンサンプラ４３に接続されたＲＲＣフィルタ４２に対して入力される。信号は、ダウンサンプラ４３から更なる処理に対して出力される。ライン４４，４５，４６は、位相および／またはゲイン不均衡概算および／または補償のための前述した方法を適用できるＵＭＴＳ受信器内の位置を示している。図４から分かるように、位相および／またはゲイン不均衡概算／補償は、Ａ／Ｄ変換器４１とＲＲＣフィルタ４２との間すなわちＲＲＣフィルタ４２の前で適用されても良く、ＲＲＣフィルタ４２とダウンサンプラ４３との間すなわちダウンサンプラ４３の前で適用されても良く、また、ダウンサンプラ４３の後で且つ更なる処理の前に適用されても良い。したがって、本発明においては、本発明に係る受信器の設計において大きな自由度が与えられる。

本発明の方法および装置の性能
図５〜図７は、標準的な仕様から引用されたＵＭＴＳ受信器に関する一般的な条件に基づくシミュレーションによって得られる、長さが異なるフィルタにおける真の値と概算誤差との間の比率を示している。０〜５度に達する位相不均衡誤差および図１のローパスフィルタ２の長さがＸ軸およびＹ軸に示されている。ローパスフィルタの長さの単位は１パイロットシンボルすなわち２５６チップである。図１のローパスフィルタ１の長さは常に２５６チップであるとする。Ｚ−値Ｅは、実際の不均衡の概算値の変化の平方根を示している。それは、補償後の残余位相誤差の平均的な大きさに関連付けられる。

図５において、考慮される条件は、４経路、３ｋｍ／ｈの速度、ｌｏｒｘ／ｌｏｃ＝−３ｄＢに対応している。

図６において、考慮される条件は、４経路、１２０ｋｍ／ｈの速度、ｌｏｒｘ／ｌｏｃ＝−３ｄＢに対応している。

図７において、考慮される条件は、４経路、２５０ｋｍ／ｈの速度、ｌｏｒｘ／ｌｏｃ＝−３ｄＢに対応している。

３つの全てのシミュレーションは、５０パイロットシンボルを超える図１のローパスフィルタ２のフィルタ長さ、または、２度を超える位相誤差において、Ｅに関して非常に良好な結果を示している。

図８は、ＡＷＧＮ（相加性ホワイトガウスノイズ）伝搬条件が考慮され且つ他の損失が含まれない場合におけるＢＥＲ（ビット誤り率）に対する位相不均衡の影響を示している。０〜４度の間でＢＥＲが幾分ゆっくりと増大する。ＢＥＲの増加は４〜７度までは緩やかであり、７〜１０度までＢＥＲが速く増大する。０〜５度の範囲で分かるように、位相不均衡は約６０％のＢＥＲの増大を示すことができる。

図９は一般的な条件で得られる性能を示している。位相誤差は、積分長さとともに指数関数的に減少する。１６パイロットシンボルに対応する１６×２５６チップの積分長さを選択することにより、位相誤差が９０％平均で減少する。

図１０は、５Ｈｚの一定周波数で位相が変化するケースに関する結果を示している。このケースは、方法のトラッキング能力を表わすために使用される。考慮された条件は、４経路、１２０ｋｍ／ｈの速度に対応している。ノイズの影響、すなわち、所望の信号に対する＋３ｄＢのセル間の混信が含まれている。積算周期は１６スロットであり、得られる平均２乗誤差は、５度のピーク位相誤差において０．５７である。

図１１および図１２は、位相不均衡およびゲイン不均衡の両方が存在する場合に適用される反復処理の性能を示している。図１１は、図４の矢印４４で示される位置での方法の反復適用において速度＝３ｋｍ／ｈおよび３つの等価な経路を用いて概算された位相を示している。ゲイン不均衡に関する最初の条件は、位相に関して０．８度および５度である。方程式（１８）の項ｋ_３は０．５に等しい。

図１は、図４の矢印４４で示される位置での方法の反復適用において速度＝３ｋｍ／ｈおよび３つの等価な経路を用いたゲインにおける誤差を示している。ゲイン不均衡に関する最初の条件は、位相に関して０．８度および５度である。方程式（１８）の項ｋ_３は０．５に等しい。

図１１および図１２から分かるように、約３００パイロットシンボルすなわち２０ｍｓｅｃの間隔に対応する２フレームの後、位相における５度の誤差およびゲインにおける０．８の誤差は、位相に関しては約０．０２度まで減少され、ゲインに関しては０．０１まで減少される。

本発明の方法および装置は、情報シンボルを変調するために複素スクランブルコードが使用されるＵＭＴＳ／ＷＣＤＭＡに特に良く適している。しかしながら、本発明の方法および装置は、ＱＰＳＫ変調、複素スクランブルコードに基づく変調方式、送信帯域幅に対するチャンネルの周波数選択を用いる任意の送信において適用されても良い。

本発明に係る装置は、アルテラＥＰＬＤ等のＥＰＬＤによって、あるいは、適当な演算装置によって形成されても良い。本発明の方法は、Ｃ＋＋等の適切なプログラミング言語のソフトウェアプログラムコードとして実施されるとともに、コンパクトディスク等のコンピュータで読み取り可能な記憶装置上に記憶されても良い。

位相不均衡を概算して補償するための本発明の一態様に係るフィードフォワード方式を示している。 位相不均衡を概算しおよび／または補償するための本発明の一態様に係るフィードバック方式を示している。 本発明の一態様に係るゲイン補償のためのフィードバック方式を示している。 本発明に係る方法における好ましい適用の要点を概略的に示している。 フィルタ長さが異なり且つ速度が３ｋｍ／ｈの場合におけるシミュレーション結果を示している。 フィルタ長さが異なり且つ速度が１２０ｋｍ／ｈの場合におけるシミュレーション結果を示している。 フィルタ長さが異なり且つ速度が２５０ｋｍ／ｈの場合におけるシミュレーション結果を示している。 ＢＥＲに対する位相不均衡の影響を示している。 ５度の初期位相誤差とローパスフィルタの積分長さとの間の関係において、平方根誤差のシミュレーション結果を示している。 時間的に変化する位相（５Ｈｚ）における概算を示している。 本発明に係る方法の反復実施にしたがった概算された位相を示している。 本発明に係る方法の反復実施にしたがったゲイン誤差を示している。

符号の説明

１，２ 入力接続部
３ 復調器
４〜７，１０〜１１，１６，１８〜１９ ライン
８ 相互相関手段
９ 直交手段
１２，１３ ローパスフィルタ
１４ 比率生成手段
１５ ローパスフィルタ
１７ 位相／ゲイン補償器
２０ 同期化手段
２２，２４，３１ ローパスフィルタ
２３ 除算器
３０ 二乗手段
３２ 減算手段
４０ 無線周波数
４１ Ａ／Ｄ変換器
４２ ＲＲＣフィルタ
４３ ダウンサンプラ

Claims (13)

1. 位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器であって、ＱＰＳＫ変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用し、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための手段を備えている、受信器。
2. 同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための前記手段は、第２の比率、第３の比率、第４の比率から成るグループから選択される少なくとも１つの第１の比率を生成するための手段を備え、前記第２の比率は、入力Ｉ／Ｑ変調信号のＩ成分およびＱ成分の相互相関（＜Ｉ，Ｑ＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率であり、前記第３の比率は、Ｉ成分およびＱ成分の相互相関と、Ｉ成分の平方の平均値とＱ成分の平方の平均値との積の平方根（＜Ｉ^２＞＜Ｑ^２＞^１／２）との間の比率であり、前記第４の比率は、Ｑ成分の平方の平均値（＜Ｑ^２＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率である、請求項１に記載の受信器。
3. 同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための前記手段は、信号のローパスフィルタリングを行なうためのローパスフィルタを備えている、請求項１に記載の受信器。
4. 第２の比率、第３の比率、第４の比率から成るグループから選択される少なくとも１つの第１の比率に基づいて同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を補償するための手段を更に備え、前記第２の比率は、入力Ｉ／Ｑ変調信号のＩ成分およびＱ成分の相互相関（＜Ｉ，Ｑ＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率であり、前記第３の比率は、Ｉ成分およびＱ成分の相互相関と、Ｉ成分の平方の平均値とＱ成分の平方の平均値との積の平方根（＜Ｉ^２＞＜Ｑ^２＞^１／２）との間の比率であり、前記第４の比率は、Ｑ成分の平方の平均値（＜Ｑ^２＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率である、請求項１に記載の受信器。
5. 前記受信器がＷＣＤＭＡ（ＵＭＴＳ）受信器であり、この受信器内でフィードフォワード方式またはフィードバック方式が確立される、請求項１に記載の受信器。
6. 位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し行なわれる、請求項１に記載の受信器。
7. ＱＰＳＫ変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための方法であって、復調方法は、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するステップを含んでいる、方法。
8. 第２の比率、第３の比率、第４の比率から成るグループから選択される少なくとも１つの第１の比率を決定するステップを更に含み、前記第２の比率は、入力Ｉ／Ｑ変調信号のＩ成分およびＱ成分の相互相関（＜Ｉ，Ｑ＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率であり、前記第３の比率は、Ｉ成分およびＱ成分の相互相関と、Ｉ成分の平方の平均値とＱ成分の平方の平均値との積の平方根（＜Ｉ^２＞＜Ｑ^２＞^１／２）との間の比率であり、前記第４の比率は、Ｑ成分の平方の平均値（＜Ｑ^２＞）とＩ成分の平方の平均値（＜Ｉ^２＞）との間の比率である、請求項７に記載の方法。
9. フィードフォワード方式またはフィードバック方式が確立されるように少なくとも１つの前記第１の比率に基づいて位相不均衡またはゲイン不均衡を補償するステップを更に含んでいる、請求項７に記載の方法。
10. 位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し行なわれる、請求項７に記載の方法。
11. ＱＰＳＫ変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するためのコンピュータプログラムであって、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するステップを含んでいる、コンピュータプログラム。
12. ＱＰＳＫ変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を繰り返し補償する方法であって、
    ａ）受信されたＩ／Ｑ変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分のサンプルに基づいて誤差関数を決定するステップと、
    ｂ）誤差関数をフィルタ処理するステップと、
    ｃ）フィルタ処理された前記誤差関数を積算するステップと、
    ｄ）積算されてフィルタ処理された前記誤差関数を、積算されてフィルタ処理された前記誤差関数と速度および安定性に基づくパラメータとの積に対して加えることにより、修正誤差関数を決定するステップと、
    ｅ）受信されたＩ／Ｑ変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分の次のサンプルと前記修正誤差関数とに基づいて、受信信号のＩ／Ｑ成分の補正出力信号を決定するステップと、
    ｆ）ステップａ）に戻るステップと、
    を含む方法。
13. ＱＰＳＫ変調、および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を繰り返し補償する方法であって、
    ａ）受信されたＩ／Ｑ変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分の二乗されたサンプルに基づいて誤差関数を決定するステップと、
    ｂ）誤差関数をフィルタ処理するステップと、
    ｃ）フィルタ処理された前記誤差関数を積算するステップと、
    ｄ）積算されてフィルタ処理された前記誤差関数を、積算されてフィルタ処理された前記誤差関数と速度および安定性に基づくパラメータとの積に対して加えることにより、修正誤差関数を決定するステップと、
    ｅ）前記修正誤差関数と因数との積に基づいてゲインを決定するステップと、
    ｆ）受信されたＩ／Ｑ変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分の次のサンプルと前記ゲインとに基づいて、受信信号のＩ／Ｑ成分の補正出力信号を決定するステップと、
    ｇ）ステップａ）に戻るステップと、
    を含む方法。

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