JP2006509438A - 位相/ゲイン不均衡概算または補償 - Google Patents
位相/ゲイン不均衡概算または補償 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006509438A JP2006509438A JP2004558271A JP2004558271A JP2006509438A JP 2006509438 A JP2006509438 A JP 2006509438A JP 2004558271 A JP2004558271 A JP 2004558271A JP 2004558271 A JP2004558271 A JP 2004558271A JP 2006509438 A JP2006509438 A JP 2006509438A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- component
- phase
- ratio
- imbalance
- gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
- H04L27/3863—Compensation for quadrature error in the received signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
- H04L27/3872—Compensation for phase rotation in the demodulated signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
本発明は、QPSK変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用して位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器に関する。本発明において、位相不均衡またはゲイン不均衡は同期化前に概算され或いは補償される。したがって、更なる接続段階において位相不均衡およびゲイン不均衡が損失をもたらす可能性はない。
Description
本発明は、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器、および、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器に適用可能な方法に関する。
受信器で使用される送信技術は、QSPK変調(四相位相変調)および複素スクランブルコードに基づく変調方式を基本としている。
ユニバーサル移動電話システムすなわちUMTSは、ITU(国際電気通信連合)によって規定された枠組みの中で開発された主要な新しい「第3世代」(3G)のモバイル通信システムのうちの1つであり、IMT−2000として知られている。
位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための方法は、一般に、
基準信号生成、適応障害解除(adaptive interference cancellation)、ブラインドソース分離(blind source separation)、または、フーリエ領域における最小2乗法に依存している。そのような方法は、例えば、「low−if受信器におけるデジタルI/Q不均衡補償」(jack P. Glas(Bell Labs)−1998−IEEE)、「振幅・位相不均衡補正からの情報を用いたクアドラチャー受信器におけるQPSK復調器の性能の向上」(Hung Mgyen(エアロスペース社)−2000−IEEE)、「ブラインドソース分離に基づくI/Q不均衡補償」(Valkama, Renfors, Koivunen−2000−IEEE)、「通信受信器におけるI/Q不均衡補償のための先進的な方法」(M. Valkama, M. Renfros, V. Koivunen−信号処理に関するIEEE報告書、第49刊、No,10,2001年10月)から知られている。
基準信号生成、適応障害解除(adaptive interference cancellation)、ブラインドソース分離(blind source separation)、または、フーリエ領域における最小2乗法に依存している。そのような方法は、例えば、「low−if受信器におけるデジタルI/Q不均衡補償」(jack P. Glas(Bell Labs)−1998−IEEE)、「振幅・位相不均衡補正からの情報を用いたクアドラチャー受信器におけるQPSK復調器の性能の向上」(Hung Mgyen(エアロスペース社)−2000−IEEE)、「ブラインドソース分離に基づくI/Q不均衡補償」(Valkama, Renfors, Koivunen−2000−IEEE)、「通信受信器におけるI/Q不均衡補償のための先進的な方法」(M. Valkama, M. Renfros, V. Koivunen−信号処理に関するIEEE報告書、第49刊、No,10,2001年10月)から知られている。
国際公開第0150616号は、受信信号における位相誤差を補正するための受信器を開示している。しかしながら、この受信器は、受信信号における位相不均衡またはゲイン不均衡の効果的な概算または補償を行なわない。
本発明の目的は、位相不均衡またはゲイン不均衡の効果的な概算または補償を行なうことである。
本発明の典型的な実施形態において、この目的は、QPSK変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用して位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器であって、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための手段を復調器が備えている受信器によって解決される。
請求項1に記載された本発明の典型的な実施形態に係るそのような受信器によれば、例えば複素スクランブルコードの特性を利用することにより、受信器の性能全体に影響を与える可能性がある位相不均衡またはゲイン不均衡を、初期段階で、すなわち、同期化の前に、概算して補償することができる。したがって、更なる接続段階で位相不均衡または振幅不均衡が損失をもたらす可能性がなくなる。また、不均衡の時間変化が生じる帯域幅が送信帯域幅よりも小さい場合、復調器はこれらの時間変化をトラッキングすることもできる。
本発明に係る位相/ゲイン不均衡概算・補償は、例えばUMTS変調方式に合うように調整される。すなわち、本発明に係る位相/ゲイン不均衡概算・補償は、RF受信器または復調器における位相−ゲイン不均衡といった不完全性を受信器の早い段階で概算して補償するために、UMTS変調方式の特定の特性を利用しても良い。
請求項2に記載された本発明の他の典型的な実施形態においては、復調後に位相不均衡またはゲイン不均衡によって影響される受信信号のI,Q成分が決定される。I成分およびQ成分の相互相関(<I,Q>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率、または、I成分およびQ成分の相互相関と、I成分の平方の平均値とQ成分の平方の平均値との積の平方根(<I2><Q2>1/2)との間の比率、または、Q成分の平方の平均値(<Q2>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率が決定される。
請求項3に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態においては、信号のローパスフィルタリングを行なうためのローパスフィルタが設けられる。そのようにすることにより、平均値を計算する間、位相不均衡またはゲイン不均衡の概算における誤差を非常に効果的に減らすことができる。
請求項4に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態において、受信器は、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を補償するための手段を備えている。
請求項5に記載された本発明の他の典型的な実施形態において、受信器はWCDMA(UMTS)受信器(広帯域符号分割多元接続受信器)である。WCDMA(UMTS)受信器で利用される基本原理として、チャンネルは送信帯域幅に対して周波数選択的であり、これにより、同期化前に位相/ゲイン不均衡を非常に正確に概算することができる。
請求項6に記載された本発明の他の典型的な実施形態においては、位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し行なわれ、それにより、非常に正確な結果が得られる。
請求項7に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態においては、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための方法が提供される。この方法は、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算することにより、複素スクランブルコードの特性およびUTML変調方式全体を受信器の初期段階で有利に利用することができる。
請求項8に記載された本発明の典型的な実施形態においては、最小限の計算能力だけを必要とする非常に簡単な方法が提供される。この方法では、位相およびゲインの両方を概算して補償するための反復策が可能になり有益である。
請求項9に記載された本発明の更に他の典型的な実施形態においては、フィードフォワード方式またはフィードバック方式が定められる。
請求項10に記載された他の本発明の典型的な実施形態においては、位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し実行され、これにより、非常に効果的な補償/概算が行なわれる。
また、本発明においては、請求項11に記載されるように、位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するためのコンピュータプログラムも提供される。
位相不均衡またはゲイン不均衡が同期化前に概算されまたは補償される点が本発明の要点であると見なすことができる。したがって、更なる接続段階で位相不均衡およびゲイン不均衡が損失をもたらす可能性はない。また、方法は、位相およびゲインにおける時間的なドリフトが生じる帯域幅が送信帯域幅よりも小さい場合、位相およびゲインにおける時間的なドリフトをトラッキングすることもできる。この方法の利点は、ゲイン不一致も存在する場合に、位相不均衡の概算および補償とゲイン不均衡の概算および補償との両方で使用できるという点である。
本発明のこれらの態様および他の態様は、以下に記載された実施形態から明らかであり、これらの実施形態を参照して前記態様について説明する。以下、図面を参照しながら、これらの実施形態について説明する。
図面の以下の説明において、同じ要素または対応する要素に関しては、同じ参照符号が使用されている。
図1は、本発明の一態様にしたがった位相不均衡の概算および補償のためのフィードフォワード方式を用いた装置を示している。後述するように、図1の装置がその動作で用いる復調方法は、送信された成分(i,q)の相関行列が対角行列であるという事実に依存している。結果として、IおよびQが同位相であり且つ受信された信号の直交成分である場合(方程式(1)に示されるようにI=k・i、Q=k・(−i・sinφ+q・cosφ))、IとQとの間の相関関係は、フェーディングマルチパスのシナリオによる伝搬後であっても、位相不均衡に起因する項だけを含んでいる。これは、QPSK変調方式の特性および複素スクランブルコードに起因している。これについては、UMTSシステムに関し、以下に詳細に示されている。
UMTSにしたがって送信される波形
ダウンリンクにおけるUMTS送信方式は、
−QPSK変調
−複素スクランブルコード
に基づいている。
ダウンリンクにおけるUMTS送信方式は、
−QPSK変調
−複素スクランブルコード
に基づいている。
QPSK変調方式は、基本的に、送信される2つのチップをそれぞれ第4星座のシンボルにマッピング(変換)する。QPSKシンボルは複素数のように厄介なものであっても良く、また、QPSKシンボルに対する複素スクランブルコードの適用は、複素数間の乗算によって表わすことができる。すなわち、シンボル(瞬間n)s(n)=(s1(n),s2(n))にスクランブルをかけるため、以下の規則にしたがってスクランブルコード要素のためのシンボルc(n)=(c1(n),c2(n))が乗じられなければならない。
S・c=(s1(n)・c1(n)−s2(n)・c2(n),s1(n)・c2(n)+s2(n)・c1(n)) (1)
S・c=(s1(n)・c1(n)−s2(n)・c2(n),s1(n)・c2(n)+s2(n)・c1(n)) (1)
複素スクランブルコードを構成する2つのシーケンスすなわちs1(n)およびs2(n)は、一群のゴールドコード内で選択されるとともに、第1の近似において以下の特性を有している。
s1(n)*s1(n+m)=0,m≠0
s1(n)*s2(n+m)=0,∀m (2)
ここで、*は相関演算を示している。
s1(n)*s1(n+m)=0,m≠0
s1(n)*s2(n+m)=0,∀m (2)
ここで、*は相関演算を示している。
前記方程式(2)が第1の近似において適用され、相関区間をコードの十分な長さまで延ばすことができるが部分区間まで延ばすこともできる点に注意することが重要である。
実際には、方程式(1)から与えられた送信信号の成分i,qが考慮される場合には、以下の方程式(3)を得ることができる。
i(n)=s1(n)・c1(n)−s2(n)・c2(n)
q(n)=s1(n)・c2(n)−s2(n)・c1(n) (3)
i(n)*q(n)=<i(n)・q(n+m)>=0
i(n)=s1(n)・c1(n)−s2(n)・c2(n)
q(n)=s1(n)・c2(n)−s2(n)・c1(n) (3)
i(n)*q(n)=<i(n)・q(n+m)>=0
これらの関係は、ゴールドシーケンスの最大長において適用されるが、含められた区間が十分な長さを有するように選択される場合には、含められる区間においても適用される。UMTSの場合、関連する帯域幅において、十分な長さを約256チップまで即ちパイロットシンボルの持続時間まで延ばすことができることは共通の理解である。
受信信号の同位相の直交成分は相関されない。
以下においては、マルチパス(多経路)フェーディング環境による伝搬後、位相不均衡が存在しない場合に、受信信号の同位相の直交成分が依然として相関されないことが示されている。
ここで、各経路(パス)において、チャンネル減衰、応答遅延時間、相回転が考慮される。以下のものにおいて、IおよびQは受信信号の同位相の直交成分である。IiおよびQiはi−経路上の受信された成分であり、ii(t−τi)およびqi(t−τi)は、経路iに起因する送信信号i(t),q(t)の同位相の直交成分のi−esimaレプリカを表わしており、τiは送信経路の応答遅延時間である。
ri(t)のI成分およびQ成分は以下のように表わすことができる。
Ii=gi[ii(t−τi)・cos(φi)+qi(t−τi)・sin(φi)]
Qi=gi[ii(t−τi)・(−sin(φi))+qi(t−τi)・cos(φi)]
Ii=gi[ii(t−τi)・cos(φi)+qi(t−τi)・sin(φi)]
Qi=gi[ii(t−τi)・(−sin(φi))+qi(t−τi)・cos(φi)]
これにより、自動相関行列の要素に関しては以下のようになる。
<Ii 2>=<gi 2>・<ii 2>・<cos(φi)2>+<gi 2>・<qi 2>・<sin(φi)2>−2<gi 2>・<iiqi>・<sin(φi) cos(φi)>
<Qi 2>=<gi 2>・<ii 2>・<sin(φi)2>+<gi 2>・<qi 2>・<cos(φi)2>−2<gi 2>・<iiqi>・<sin(φi) cos(φi)>
<Ii・Qi>=<gi 2>・<ii 2>・<−sin(φi) cos(φi)>+<gi 2>・<qi 2>・<sin(φi) cos(φi)>−<gi 2>・<iiqi>・<sin(φi)2>−<gi 2>・<iiqi>・<cos(φi)2>
なお、<ii 2>=<qi 2>=P/2は、各Iにおいて適用される。ここで、Pは各シンボルにおける送信された出力である。
<Ii 2>=<gi 2>・<ii 2>・<cos(φi)2>+<gi 2>・<qi 2>・<sin(φi)2>−2<gi 2>・<iiqi>・<sin(φi) cos(φi)>
<Qi 2>=<gi 2>・<ii 2>・<sin(φi)2>+<gi 2>・<qi 2>・<cos(φi)2>−2<gi 2>・<iiqi>・<sin(φi) cos(φi)>
<Ii・Qi>=<gi 2>・<ii 2>・<−sin(φi) cos(φi)>+<gi 2>・<qi 2>・<sin(φi) cos(φi)>−<gi 2>・<iiqi>・<sin(φi)2>−<gi 2>・<iiqi>・<cos(φi)2>
なお、<ii 2>=<qi 2>=P/2は、各Iにおいて適用される。ここで、Pは各シンボルにおける送信された出力である。
また、<ii・qi>=0は、送信信号の同位相の直交成分の直交特性において適用される。
また、各経路iにおけるチャンネル減衰を表わす項giは時間に依存している。しかしながら、これらの依存性は、平均演算が延ばされる期間に対してゆっくりであり、送信信号の時間的な変化に関連付けられないと仮定することができる。結果として、平均演算のチャンネル項は、以下のように分離して書き表わすことができる。
<gi 2>=gi 2(t)
<gi 2>=gi 2(t)
各経路における位相情報を与えるsin(φi)およびcos(φi)に関して同じ分離が行なわれる。
したがって以下のようになる。
<Ii 2>=<Qi 2>=gi 2(t)*P/2
<Ii 2>=<Qi 2>=gi 2(t)*P/2
すなわち、受信された出力は、送信された出力およびチャンネルゲインによって決定される。
したがって以下のようになる。
<Ii・Qi>=0
<Ii・Qi>=0
すなわち、1つの経路上で受信された信号は、直交する同位相の直交成分を有している。
異なる経路に起因する項間の相関関係
以下においては、異なる経路に起因する項間の相関関係について考える。
以下においては、異なる経路に起因する項間の相関関係について考える。
異なる経路の要素間の相互相関は、以下のように書き表わすことができる。
<Ii・Ij>=<gi・gj>・<ii,ij>・<cos(φi) cos(φj)>+<gigj>・<qiqj>・<sin(φi) sin(φj)>−<gi,gj>・<iiqi><sin(φi) cos(φj)>+<gigj>・<qiqj><cos(φi) sin(φj)>
<Ii・Qj>=<gi・gj>・<ii,ij>・<−sin(φi)cos(φj)>+<gigj>・<qiqj>・<sin(φi) cos(φj)>−<gi,gj>・<iiqj><sin(φi) sin(φj)>+<gigj>・<qiqj><cos(φi) cos(φj)>
ここで、時間的な平均において、チャンネルに起因する項gi,φiおよびこれらの項に関する統計的演算は分けられた。<Qi・Qj>および<Qj・Ii>に関して同様の式を得ることができる。
<Ii・Ij>=<gi・gj>・<ii,ij>・<cos(φi) cos(φj)>+<gigj>・<qiqj>・<sin(φi) sin(φj)>−<gi,gj>・<iiqi><sin(φi) cos(φj)>+<gigj>・<qiqj><cos(φi) sin(φj)>
<Ii・Qj>=<gi・gj>・<ii,ij>・<−sin(φi)cos(φj)>+<gigj>・<qiqj>・<sin(φi) cos(φj)>−<gi,gj>・<iiqj><sin(φi) sin(φj)>+<gigj>・<qiqj><cos(φi) cos(φj)>
ここで、時間的な平均において、チャンネルに起因する項gi,φiおよびこれらの項に関する統計的演算は分けられた。<Qi・Qj>および<Qj・Ii>に関して同様の式を得ることができる。
したがって、
<ii・ij>=<qi・qj>=<qi・ij>=0
ここで、i≠jであり、短い項および長い項の両方においてこれら全ての項がゼロである。
<ii・ij>=<qi・qj>=<qi・ij>=0
ここで、i≠jであり、短い項および長い項の両方においてこれら全ての項がゼロである。
したがって、受信器における成分Iと成分Qとの間の相関行列が対角行列であると結論付けることができる。また、主対角線上の要素は時間的に変化するチャンネルに依存している。しかしながら、それは、後述する方程式(7)から導き出すことができ、また、相関関係を計算するための時間的平均がとられる時間的延長に対してチャンネルがゆっくり変化しており、この依存性がsin(φ)に関する最後の式の分子および分母の両方に存在していることから、前記依存性によってゲイン/位相不均衡の概算値が影響を受けることがないという事実から導き出すことができる。
図1に示されるように、本発明の一態様に係る位相不均衡概算および補償のためのフィードフォワード方式においては、入力複素信号r(t)が図1に図示されない受信局で受信されて更に処理され、それにより、複素信号r(t)が受信器または復調器3の入力接続部1,2に対して供給される。その後、複素信号r(t)が復調される。入力接続部1と入力接続部2との間において、信号Acos(ωt)は、入力信号を復調するために受信器で使用される波形を表わしている。以下においては、ライン4上の信号Iおよびライン5上の信号Qを、復調された複素信号r(t)のI成分およびQ成分と称する。I信号またはI成分は信号r(t)の「同位相」成分であり、Q信号またはQ成分は直交成分である。
I成分およびQ成分は、位相不均衡またはゲイン不均衡によって影響されるとともに、ライン4,5に接続されたライン6,7に対して供給される。I成分およびQ成分は、I,Qの相互相関をとるための手段8、例えば乗算器等に供給される。また、I成分は、Iの直交(二乗)をとる手段9、例えばIとIとを掛け合わせる乗算器に対して供給される。その後、結果として得られる信号は、ライン10,11によりそれぞれローパスフィルタ12,13を通過して送られる。位相不均衡の概算のため、IおよびQの相互相関とIの二乗の平均値との間の比率が例えば除算器等の比率生成手段14によって生成され、引き続いて、この比率はローパスフィルタ15に通される。その後、結果として得られた信号は、ライン16を介して位相/ゲイン補償器17に対して供給される。この位相/ゲイン補償器17は、I成分およびQ成分の位相不均衡またはゲイン不均衡を補償する。その後直ちに、概算されて補償されたI,Q成分ic,qcは、ライン18,19のそれぞれによって送られ、例えばUMTS同期装置等の同期化のための手段20に対して供給される。同期化の後、信号は、例えばUMTS受信器のための標準的な構成に関して更に処理できる状態となり、時間ダイバーシティを利用するためにレイク受信器に対して供給することができるとともに、その後、チャンネルデコーダに対して供給して残余誤差を補正し/明らかにすることができる。
参照符号21は、ライン5に接続された乗算器または二乗化装置を示している。乗算器21の出力はローパスフィルタ22に接続されている。ローパスフィルタ22の出力は他の除算器23に対して接続されている。除算器23は、ローパスフィルタ13,22からの出力信号を受けるとともに、2つの入力信号の比率を出力する。除算器23の出力は他のローパスフィルタ24に接続されており、ローパスフィルタ24は位相/ゲイン補償器17に対して接続されている。
以下、本発明の典型的な実施形態にしたがって、図1の受信器の動作原理および図1の受信器の動作方法について説明する。
位相不均衡概算
典型的な実施形態に係る位相不均衡概算方法は、復調器の後に方程式(4)に示されるように不均衡を伴うことなく不均衡によって影響されるI,Q成分をi,q成分の関数として書き表わすことができるという所見に基づいている。
I=k・i
Q=k・(−i・sinφ+q・cosφ) (4)
典型的な実施形態に係る位相不均衡概算方法は、復調器の後に方程式(4)に示されるように不均衡を伴うことなく不均衡によって影響されるI,Q成分をi,q成分の関数として書き表わすことができるという所見に基づいている。
I=k・i
Q=k・(−i・sinφ+q・cosφ) (4)
方程式(4)は、復調器のI−ブランチの位相が受信信号のi成分の位相にあわせられる場合に適用される。
(i,q)は、UMTSのための送信信号、すなわち、パルチパスフェーディングチャンネルを通じた伝搬に起因する影響を含まない信号であると仮定する。複素スクランブルコード特性および採用された変調方式から、以下の方程式(5)を推論することができる。
<i・q>=<q・i>=0
<i・i>=<q・q>=P/2 (5)
<i・q>=<q・i>=0
<i・i>=<q・q>=P/2 (5)
したがって、(i,q)の相関行列は既に前述したように対角行列であり、主対角線上の項は送信出力から依存している。
(4)(5)から、以下のように書き表すことができる。
<I・Q>=−k・<i2>sinφ
<I2>=k<i2> (6)
<I・Q>はローパスフィルタ12の出力信号であり、<I2>はローパスフィルタ13の出力信号である。両方の信号は比率生成手段14に入力される。
<I・Q>=−k・<i2>sinφ
<I2>=k<i2> (6)
<I・Q>はローパスフィルタ12の出力信号であり、<I2>はローパスフィルタ13の出力信号である。両方の信号は比率生成手段14に入力される。
先に示したように、以下のように推論できる。
sinφ=−<I・Q>/<I2> (7)
ここで、<I・Q>はIおよびQの相互相関として規定され、<I2>はIの二乗として規定され、<Q2>はQの直交(二乗)すなわち平方として規定される。
sinφ=−<I・Q>/<I2> (7)
ここで、<I・Q>はIおよびQの相互相関として規定され、<I2>はIの二乗として規定され、<Q2>はQの直交(二乗)すなわち平方として規定される。
マルチフェーディング環境にわたって伝搬する場合、理想的なQPSK(四相位相変調)星座は、各経路毎に回転され/減衰され/遅延される。これは、受信器の前で(i,q)の相互相関特性に影響を及ぼす。また、信号は本質的に定常にはならず、(i,q)サンプルの統計値は、同じ信号の遅延バージョン同士の間に相関関係が存在し得るという事実により更に複雑になる。これらの作用が影響を及ぼさないということは前述したが、受信された成分(ir,qr)における相互相関の残りの存在は単に位相不均衡によるものである。
位相不均衡を補償するため、結果として得られる信号が位相/ゲイン補償器17に入力される。位相/ゲイン補償器17は以下の方程式を適用する。
ic=I
qc=(Q+I・sinφ)/cosφ (8)
ここで、
cosφ=((<I2>2−<I・Q>2)/<I2>2)1/2 (9)
ic,qcは、ライン18,19上における位相/ゲイン補償器17の出力信号である。
ic=I
qc=(Q+I・sinφ)/cosφ (8)
ここで、
cosφ=((<I2>2−<I・Q>2)/<I2>2)1/2 (9)
ic,qcは、ライン18,19上における位相/ゲイン補償器17の出力信号である。
位相不均衡の存在下でのゲイン概算
以下、位相不均衡に加えて振幅不一致も存在するケースへと方法を拡張する。
以下、位相不均衡に加えて振幅不一致も存在するケースへと方法を拡張する。
振幅不一致も存在するケースでは、前記方程式を以下のように書き表すことができる。
I=g(t)(kl・i)
Q=g(t)(k2・(−i・sinφ+q・cosφ)
<I,Q>=k1・k2・<g(t)2><q2>sin(φ)
<IQ>=−k1・k2<g(t)2><i2>sinφ=−k1・k2<g(t)2><q2>sin(φ)
<Q・Q>=k2 2・<g(t)2>(<i2>cos(φ)2+<q2>sin(φ)2)=k2・<q2>
<I・I>=k1 2・<g(t)2><i2>
I=g(t)(kl・i)
Q=g(t)(k2・(−i・sinφ+q・cosφ)
<I,Q>=k1・k2・<g(t)2><q2>sin(φ)
<IQ>=−k1・k2<g(t)2><i2>sinφ=−k1・k2<g(t)2><q2>sin(φ)
<Q・Q>=k2 2・<g(t)2>(<i2>cos(φ)2+<q2>sin(φ)2)=k2・<q2>
<I・I>=k1 2・<g(t)2><i2>
これらの方程式から、以下のようになる。
<i,Q>/(<I2><Q2>)1/2=−sin(φ)
<Q2>/<I2>=k2 2/k1 2 (10)
<i,Q>/(<I2><Q2>)1/2=−sin(φ)
<Q2>/<I2>=k2 2/k1 2 (10)
この場合、比率<Q2>/<I2>は除算器23の出力信号である。ローパスフィルタ23によるローパスフィルタリングの後、比率<Q2>/<I2>が位相/ゲイン補償器17に対して供給される。
なお、時間へのチャンネルの依存度を表わす時間係数g(t)を簡略化することができる。これは、方程式(7)の一般的形式と見なすことができる方程式(10)の分子および分母の両方でg(t)が現われるからである。いずれにしても自己相関行列において力率が消失するため、力率も除去される。
位相不均衡のフィードバック方式
図2は、本発明の一態様に係るフィードバック位相不均衡概算・補償装置を示している。図2に示されるように、入力複素信号r(t)が図2に図示されない受信局で受信されて更に処理され、それにより、複素信号r(t)が復調器3の入力接続部1,2に対して供給される。その後、複素信号r(t)が復調される。入力接続部1と入力接続部2との間において、Acos(ωt)は、入力信号を復調するために受信器で使用される波形を表わしている。
図2は、本発明の一態様に係るフィードバック位相不均衡概算・補償装置を示している。図2に示されるように、入力複素信号r(t)が図2に図示されない受信局で受信されて更に処理され、それにより、複素信号r(t)が復調器3の入力接続部1,2に対して供給される。その後、複素信号r(t)が復調される。入力接続部1と入力接続部2との間において、Acos(ωt)は、入力信号を復調するために受信器で使用される波形を表わしている。
位相不均衡またはゲイン不均衡によって影響される復調された複素信号r(t)のライン4上のI成分およびライン5上のQ成分は、位相/ゲイン補償器17に対して供給された後、ライン18,19に供給される。位相/ゲイン補償器17の出力信号がic,qcで示されている。ic信号およびqc信号は、ライン6,7により、I,Q成分の相互相関をとるための手段8、例えば乗算器等に供給される。また、ic信号は、I成分の直交(二乗)すなわち平方をとるための手段9、例えばicをそれ自体と掛け合わせる乗算器に対して供給される。その後、結果として得られる信号は、ライン10,11によりそれぞれローパスフィルタ12,13に供給される。
位相不均衡の概算のため、IおよびQの相互相関とIの二乗との間の比率が例えば除算器等の比率生成手段14によって生成され、その後、結果として得られる信号は、ライン16に設けられた積算器25によって積算され、ライン4,5とライン18,19との間に配置された位相/ゲイン補償器17にフィードバックされる。位相/ゲイン補償器17は、I,Q成分の位相不均衡またはゲイン不均衡を補償し/概算する。その後直ちに、概算されて補償されたI,Q成分ic,qcはそれぞれ、ライン18,19にフィードバックされ、例えばUMTS同期装置等の同期化のための手段20に対して供給される。
以下、図2の装置を動作させるための本発明の方法の典型的な実施形態およびその動作原理について説明する。
本発明に係るフィードバック位相不均衡概算・補償装置およびこのフィードバック位相不均衡概算・補償装置を動作させるための本発明に係る方法において、位相/ゲイン補償器17の補償された出力は不均衡概算値を供給する。補償および位相概算のための式において幾つかの簡略化を導入した。これは、ループ内の次の繰り返しにおいて位相誤差が少なくなり、角度の値を用いた正弦の近似および1を用いた余弦の近似が概算であることから可能となる。以下、方法の原理について記載して説明する。
以下の方程式は、位相φの概算のために使用することができる。
φ=−<I・Q>/<I2> (11)
φ=−<I・Q>/<I2> (11)
位相/ゲイン補償器17で実行される位相補償は、以下の方程式を用いて表わすことができる。
ic=I (12)
qc=(Q+I・φ) (13)
ic=I (12)
qc=(Q+I・φ) (13)
位相補償フィードバック方法において導入できる更なる簡略化は、位相において以下の式を使用することである。
φ=−k*<I・Q> (誤差に関して正規化されていない式)
ここで、kは定数である。これは、位相不均衡がゼロの時にこの項がゼロに等しくなることから可能になる。したがって、この項によって表わされる信号は、その後、フィードバック方式において誤差として使用することができる。
φ=−k*<I・Q> (誤差に関して正規化されていない式)
ここで、kは定数である。これは、位相不均衡がゼロの時にこの項がゼロに等しくなることから可能になる。したがって、この項によって表わされる信号は、その後、フィードバック方式において誤差として使用することができる。
本発明の一態様において、フィードバック方式を実施するための更に有効な方法は、反復法によるものである。この態様においては、ローパスフィルタと積算とを1つの計算ステップにまとめて実施しても良い。以下、これについて詳細に説明する。
位相不均衡における反復実施
以下、ic(n),qc(n)は、位相補償されて受信された同位相成分および直交成分である。
以下、ic(n),qc(n)は、位相補償されて受信された同位相成分および直交成分である。
1)瞬間nにおいては、以下の誤差関数が計算される
e=ic(n)・qc(n)
2)その後、以下の方程式を使用して、フィルタリングされて積算された誤差のための式が得られる。
ef=e+ρ・e
ここで、ρは収束速度と安定性とを一致させることにより選択される。
3)その後、次の(その後の)ic(n+1),qc(n+1)が次のi(n+1),q(n+1)受信サンプルから以下のように計算される。
ic(n+1)=i(n+1)
qc(n+1)=q(n+1)+i(n+1)・ef
その後、方法がステップ1)に戻って繰り返される。なお、efにおける最後の値は、ゲイン係数(利得係数)kに関して乗算された位相不均衡の概算された正弦を表わしている。
e=ic(n)・qc(n)
2)その後、以下の方程式を使用して、フィルタリングされて積算された誤差のための式が得られる。
ef=e+ρ・e
ここで、ρは収束速度と安定性とを一致させることにより選択される。
3)その後、次の(その後の)ic(n+1),qc(n+1)が次のi(n+1),q(n+1)受信サンプルから以下のように計算される。
ic(n+1)=i(n+1)
qc(n+1)=q(n+1)+i(n+1)・ef
その後、方法がステップ1)に戻って繰り返される。なお、efにおける最後の値は、ゲイン係数(利得係数)kに関して乗算された位相不均衡の概算された正弦を表わしている。
ゲイン不均衡におけるフィードバック方式
図3は、フィードバック方式を用いたゲイン補償のための装置を示している。
図3は、フィードバック方式を用いたゲイン補償のための装置を示している。
ライン18上の信号icは、ライン7を介して、直交(二乗)すなわち平方をとるための手段30に対して供給される。二乗をとるための手段30の出力信号は、ローパスフィルタ31によってフィルタ処理された後、減算器等の減算を行なう手段32に対して供給される。図3にはこの信号が信号Aとして示されている。
ライン19上の信号qcは、ライン6を介して、直交(二乗)すなわち平方をとるための手段9に対して供給される。二乗をとるための手段13の出力信号は、ローパスフィルタ31によってフィルタ処理された後、減算を行なう手段32に対して供給される。図3にはこの信号が信号Bとして示されている。減算を行なう手段32は、ローパスフィルタ31の出力信号が図3にB−Aで示されるローパスフィルタの出力信号から差し引かれるように構成されている。
図3に示される装置は以下のように動作する。受信された入力は、復調された後、ループの各繰り返しにおいてゲイン補償される。ゲイン補償された成分が二乗されてフィルタ処理されて減算されることにより誤差関数が形成され、この誤差関数は、積算された後にゲイン補償ブロック17へ供給され、入力信号と共に処理される。
方法の理論的根拠を与える方程式は以下の通りである。
ここで、以下の近似が使用される。
x=k1+k2≒2・k1
x=k1+k2≒2・k1
ゲイン補償された成分が以下のように得られる。
ic=I
qc=Q・g (17)
ic=I
qc=Q・g (17)
なお、この導出は、それがループの次の繰り返しで実現されるという条件下でk1とk2との間の差の減少に伴って更に正確になる近似に基づいている。
更なる簡略化は、方法を適用するために以下を考慮することにより得られる。
x1=k1 2−k2 2 (誤差に関して正規化されていない式)
実際に、この最後の式は、ゲインの均衡がとれた成分においてはゼロであり、ノイズの存在下で幾つかの問題を与え得る比率演算を含まない。
実際に、この最後の式は、ゲインの均衡がとれた成分においてはゼロであり、ノイズの存在下で幾つかの問題を与え得る比率演算を含まない。
ゲイン不均衡概算・補償のための反復実施
ローパスフィルタリングおよび積算演算を行なうための更に有効な方法は、本発明の典型的な実施形態にしたがって以下のステップにより表わされる。
1)瞬間nにおいては、以下の項が計算される
e=ic(n)2・qc(n)2
2)その後、以下の方程式を使用して、フィルタリングされて積算された誤差のための式が得られる。
ef=e+ρ・e
ここで、ρは収束速度と安定性とを一致させることにより選択される。
3)そして、ゲインgを以下のように得ることができる(kは所定の定数)。
g=1−k・ef
4)その後、計算されたゲインが次のiサンプルおよびqサンプルに対して適用される。
ic(n+1)=i(n+1)
qc(n+1)=q(n+1)・g
5)その後、方法がステップ1)に戻って繰り返される。
なお、gの最後の値はゲインにおける概算値を表わしている。この反復法は、位相不均衡が存在しおよび位相不均衡が存在しない場合に有効である。
ローパスフィルタリングおよび積算演算を行なうための更に有効な方法は、本発明の典型的な実施形態にしたがって以下のステップにより表わされる。
1)瞬間nにおいては、以下の項が計算される
e=ic(n)2・qc(n)2
2)その後、以下の方程式を使用して、フィルタリングされて積算された誤差のための式が得られる。
ef=e+ρ・e
ここで、ρは収束速度と安定性とを一致させることにより選択される。
3)そして、ゲインgを以下のように得ることができる(kは所定の定数)。
g=1−k・ef
4)その後、計算されたゲインが次のiサンプルおよびqサンプルに対して適用される。
ic(n+1)=i(n+1)
qc(n+1)=q(n+1)・g
5)その後、方法がステップ1)に戻って繰り返される。
なお、gの最後の値はゲインにおける概算値を表わしている。この反復法は、位相不均衡が存在しおよび位相不均衡が存在しない場合に有効である。
位相・ゲイン不均衡:フィードバック/反復方法
図2および図3に示される2つのループを直列に結びつけて、位相およびゲインの同時補償を得ることができる。特に、図2に示されるループの出力が図3に示されるループの入力であっても良く、最終的な出力が位相およびゲインの両方で補償される。これは、方程式(10)において位相不均衡およびゲイン不均衡が独立しているためである。また、複雑度を減らすために誤差に関して正規化されていない式が使用される場合にこの独立性が適用されない場合には、ループの直列の結びつきが非常に効率的に演算することを明らかにすることができる。実際に、この最後のケースでは、残りの位相不均衡は、ループの次の繰り返しにおいてゲイン不均衡の概算に影響を与えるが、この影響は、位相誤差がゼロになると、ゼロになる。したがって、誤差に関して正規化されていない式を使用することにより形成される結合は、収束速度に関して逆の影響を形成するが、収束それ自体に影響を与えない。
図2および図3に示される2つのループを直列に結びつけて、位相およびゲインの同時補償を得ることができる。特に、図2に示されるループの出力が図3に示されるループの入力であっても良く、最終的な出力が位相およびゲインの両方で補償される。これは、方程式(10)において位相不均衡およびゲイン不均衡が独立しているためである。また、複雑度を減らすために誤差に関して正規化されていない式が使用される場合にこの独立性が適用されない場合には、ループの直列の結びつきが非常に効率的に演算することを明らかにすることができる。実際に、この最後のケースでは、残りの位相不均衡は、ループの次の繰り返しにおいてゲイン不均衡の概算に影響を与えるが、この影響は、位相誤差がゼロになると、ゼロになる。したがって、誤差に関して正規化されていない式を使用することにより形成される結合は、収束速度に関して逆の影響を形成するが、収束それ自体に影響を与えない。
図11および図12は、位相およびゲインが同時に補償される2つの結び付けられた繰り返しループを用いて得られた結果を示している。
以下に示されるように、正規化されない誤差に基づく前述した反復法によれば、非常に効果的で且つより一般的な概算および/またはゲイン/位相不均衡の補償を行なうことができる。実際には、まず、以下の方程式から始める。
I=k1・i (18)
Q=−k3・i・sinφ+k2q・cosφ
ここで、k3はqブランチ上で入れられたiの一部に関して使用され、以下のように表わすことができる。
<I・Q>=k1k3sin(φ)<i2>
<I2>−<Q2>=<i2>(k1 2−k3 2sin2φ)−k2 2q2cosφ (19)
I=k1・i (18)
Q=−k3・i・sinφ+k2q・cosφ
ここで、k3はqブランチ上で入れられたiの一部に関して使用され、以下のように表わすことができる。
<I・Q>=k1k3sin(φ)<i2>
<I2>−<Q2>=<i2>(k1 2−k3 2sin2φ)−k2 2q2cosφ (19)
これらの方程式(19)から分かるように、最初の方程式が、2つの位相不均衡成分およびゲイン不均衡成分のうちの一方が任意の因数と掛け合わされる場合に適用される。また、<IQ>は、位相不均衡がゼロの場合にだけゼロとなる誤差を与える。一方、位相不均衡が存在しない場合には、以下の場合に限り2番目の方程式がゼロになる。
<I2>−<Q2>=(<i2>k1 2−<q2>k2 2)=0 (20)
<i2>/<q2>=k1 2/k2 2
<I2>−<Q2>=(<i2>k1 2−<q2>k2 2)=0 (20)
<i2>/<q2>=k1 2/k2 2
このようにすれば、方程式(11)で与えられる位相不均衡成分に関して位相のための方程式が適用されるカスケード方式を形成することができる。この第1のループの出力は第2のループに供給され、第2のループは、方程式(12)(13)で与えられる処理を適用して、ゲイン不均衡を概算して補償する。この方式は、位相およびゲインの不均衡を方程式(18)によって与えられる式で表わすことができる場合にはいつでも、計算的に有効な方法で位相およびゲインの不均衡の両方を補償する。
図4はUMTS受信器の構成要素を示している。出力信号をA/D変換器41に対して入力する無線周波数(rf)復調器40が存在する。A/D変換器41の出力は、ダウンサンプラ43に接続されたRRCフィルタ42に対して入力される。信号は、ダウンサンプラ43から更なる処理に対して出力される。ライン44,45,46は、位相および/またはゲイン不均衡概算および/または補償のための前述した方法を適用できるUMTS受信器内の位置を示している。図4から分かるように、位相および/またはゲイン不均衡概算/補償は、A/D変換器41とRRCフィルタ42との間すなわちRRCフィルタ42の前で適用されても良く、RRCフィルタ42とダウンサンプラ43との間すなわちダウンサンプラ43の前で適用されても良く、また、ダウンサンプラ43の後で且つ更なる処理の前に適用されても良い。したがって、本発明においては、本発明に係る受信器の設計において大きな自由度が与えられる。
本発明の方法および装置の性能
図5〜図7は、標準的な仕様から引用されたUMTS受信器に関する一般的な条件に基づくシミュレーションによって得られる、長さが異なるフィルタにおける真の値と概算誤差との間の比率を示している。0〜5度に達する位相不均衡誤差および図1のローパスフィルタ2の長さがX軸およびY軸に示されている。ローパスフィルタの長さの単位は1パイロットシンボルすなわち256チップである。図1のローパスフィルタ1の長さは常に256チップであるとする。Z−値Eは、実際の不均衡の概算値の変化の平方根を示している。それは、補償後の残余位相誤差の平均的な大きさに関連付けられる。
図5〜図7は、標準的な仕様から引用されたUMTS受信器に関する一般的な条件に基づくシミュレーションによって得られる、長さが異なるフィルタにおける真の値と概算誤差との間の比率を示している。0〜5度に達する位相不均衡誤差および図1のローパスフィルタ2の長さがX軸およびY軸に示されている。ローパスフィルタの長さの単位は1パイロットシンボルすなわち256チップである。図1のローパスフィルタ1の長さは常に256チップであるとする。Z−値Eは、実際の不均衡の概算値の変化の平方根を示している。それは、補償後の残余位相誤差の平均的な大きさに関連付けられる。
図5において、考慮される条件は、4経路、3km/hの速度、lorx/loc=−3dBに対応している。
図6において、考慮される条件は、4経路、120km/hの速度、lorx/loc=−3dBに対応している。
図7において、考慮される条件は、4経路、250km/hの速度、lorx/loc=−3dBに対応している。
3つの全てのシミュレーションは、50パイロットシンボルを超える図1のローパスフィルタ2のフィルタ長さ、または、2度を超える位相誤差において、Eに関して非常に良好な結果を示している。
図8は、AWGN(相加性ホワイトガウスノイズ)伝搬条件が考慮され且つ他の損失が含まれない場合におけるBER(ビット誤り率)に対する位相不均衡の影響を示している。0〜4度の間でBERが幾分ゆっくりと増大する。BERの増加は4〜7度までは緩やかであり、7〜10度までBERが速く増大する。0〜5度の範囲で分かるように、位相不均衡は約60%のBERの増大を示すことができる。
図9は一般的な条件で得られる性能を示している。位相誤差は、積分長さとともに指数関数的に減少する。16パイロットシンボルに対応する16×256チップの積分長さを選択することにより、位相誤差が90%平均で減少する。
図10は、5Hzの一定周波数で位相が変化するケースに関する結果を示している。このケースは、方法のトラッキング能力を表わすために使用される。考慮された条件は、4経路、120km/hの速度に対応している。ノイズの影響、すなわち、所望の信号に対する+3dBのセル間の混信が含まれている。積算周期は16スロットであり、得られる平均2乗誤差は、5度のピーク位相誤差において0.57である。
図11および図12は、位相不均衡およびゲイン不均衡の両方が存在する場合に適用される反復処理の性能を示している。図11は、図4の矢印44で示される位置での方法の反復適用において速度=3km/hおよび3つの等価な経路を用いて概算された位相を示している。ゲイン不均衡に関する最初の条件は、位相に関して0.8度および5度である。方程式(18)の項k3は0.5に等しい。
図1は、図4の矢印44で示される位置での方法の反復適用において速度=3km/hおよび3つの等価な経路を用いたゲインにおける誤差を示している。ゲイン不均衡に関する最初の条件は、位相に関して0.8度および5度である。方程式(18)の項k3は0.5に等しい。
図11および図12から分かるように、約300パイロットシンボルすなわち20msecの間隔に対応する2フレームの後、位相における5度の誤差およびゲインにおける0.8の誤差は、位相に関しては約0.02度まで減少され、ゲインに関しては0.01まで減少される。
本発明の方法および装置は、情報シンボルを変調するために複素スクランブルコードが使用されるUMTS/WCDMAに特に良く適している。しかしながら、本発明の方法および装置は、QPSK変調、複素スクランブルコードに基づく変調方式、送信帯域幅に対するチャンネルの周波数選択を用いる任意の送信において適用されても良い。
本発明に係る装置は、アルテラEPLD等のEPLDによって、あるいは、適当な演算装置によって形成されても良い。本発明の方法は、C++等の適切なプログラミング言語のソフトウェアプログラムコードとして実施されるとともに、コンパクトディスク等のコンピュータで読み取り可能な記憶装置上に記憶されても良い。
1,2 入力接続部
3 復調器
4〜7,10〜11,16,18〜19 ライン
8 相互相関手段
9 直交手段
12,13 ローパスフィルタ
14 比率生成手段
15 ローパスフィルタ
17 位相/ゲイン補償器
20 同期化手段
22,24,31 ローパスフィルタ
23 除算器
30 二乗手段
32 減算手段
40 無線周波数
41 A/D変換器
42 RRCフィルタ
43 ダウンサンプラ
3 復調器
4〜7,10〜11,16,18〜19 ライン
8 相互相関手段
9 直交手段
12,13 ローパスフィルタ
14 比率生成手段
15 ローパスフィルタ
17 位相/ゲイン補償器
20 同期化手段
22,24,31 ローパスフィルタ
23 除算器
30 二乗手段
32 減算手段
40 無線周波数
41 A/D変換器
42 RRCフィルタ
43 ダウンサンプラ
Claims (13)
- 位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための受信器であって、QPSK変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用し、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための手段を備えている、受信器。
- 同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための前記手段は、第2の比率、第3の比率、第4の比率から成るグループから選択される少なくとも1つの第1の比率を生成するための手段を備え、前記第2の比率は、入力I/Q変調信号のI成分およびQ成分の相互相関(<I,Q>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率であり、前記第3の比率は、I成分およびQ成分の相互相関と、I成分の平方の平均値とQ成分の平方の平均値との積の平方根(<I2><Q2>1/2)との間の比率であり、前記第4の比率は、Q成分の平方の平均値(<Q2>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率である、請求項1に記載の受信器。
- 同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するための前記手段は、信号のローパスフィルタリングを行なうためのローパスフィルタを備えている、請求項1に記載の受信器。
- 第2の比率、第3の比率、第4の比率から成るグループから選択される少なくとも1つの第1の比率に基づいて同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を補償するための手段を更に備え、前記第2の比率は、入力I/Q変調信号のI成分およびQ成分の相互相関(<I,Q>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率であり、前記第3の比率は、I成分およびQ成分の相互相関と、I成分の平方の平均値とQ成分の平方の平均値との積の平方根(<I2><Q2>1/2)との間の比率であり、前記第4の比率は、Q成分の平方の平均値(<Q2>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率である、請求項1に記載の受信器。
- 前記受信器がWCDMA(UMTS)受信器であり、この受信器内でフィードフォワード方式またはフィードバック方式が確立される、請求項1に記載の受信器。
- 位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し行なわれる、請求項1に記載の受信器。
- QPSK変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するための方法であって、復調方法は、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するステップを含んでいる、方法。
- 第2の比率、第3の比率、第4の比率から成るグループから選択される少なくとも1つの第1の比率を決定するステップを更に含み、前記第2の比率は、入力I/Q変調信号のI成分およびQ成分の相互相関(<I,Q>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率であり、前記第3の比率は、I成分およびQ成分の相互相関と、I成分の平方の平均値とQ成分の平方の平均値との積の平方根(<I2><Q2>1/2)との間の比率であり、前記第4の比率は、Q成分の平方の平均値(<Q2>)とI成分の平方の平均値(<I2>)との間の比率である、請求項7に記載の方法。
- フィードフォワード方式またはフィードバック方式が確立されるように少なくとも1つの前記第1の比率に基づいて位相不均衡またはゲイン不均衡を補償するステップを更に含んでいる、請求項7に記載の方法。
- 位相不均衡またはゲイン不均衡の概算が繰り返し行なわれる、請求項7に記載の方法。
- QPSK変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を概算しまたは補償するためのコンピュータプログラムであって、同期化前に位相不均衡またはゲイン不均衡を概算するステップを含んでいる、コンピュータプログラム。
- QPSK変調および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を繰り返し補償する方法であって、
a)受信されたI/Q変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分のサンプルに基づいて誤差関数を決定するステップと、
b)誤差関数をフィルタ処理するステップと、
c)フィルタ処理された前記誤差関数を積算するステップと、
d)積算されてフィルタ処理された前記誤差関数を、積算されてフィルタ処理された前記誤差関数と速度および安定性に基づくパラメータとの積に対して加えることにより、修正誤差関数を決定するステップと、
e)受信されたI/Q変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分の次のサンプルと前記修正誤差関数とに基づいて、受信信号のI/Q成分の補正出力信号を決定するステップと、
f)ステップa)に戻るステップと、
を含む方法。 - QPSK変調、および複素スクランブルコードに基づく変調方式を使用する受信器内で位相不均衡またはゲイン不均衡を繰り返し補償する方法であって、
a)受信されたI/Q変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分の二乗されたサンプルに基づいて誤差関数を決定するステップと、
b)誤差関数をフィルタ処理するステップと、
c)フィルタ処理された前記誤差関数を積算するステップと、
d)積算されてフィルタ処理された前記誤差関数を、積算されてフィルタ処理された前記誤差関数と速度および安定性に基づくパラメータとの積に対して加えることにより、修正誤差関数を決定するステップと、
e)前記修正誤差関数と因数との積に基づいてゲインを決定するステップと、
f)受信されたI/Q変調信号の位相補償された同位相成分および直交成分の次のサンプルと前記ゲインとに基づいて、受信信号のI/Q成分の補正出力信号を決定するステップと、
g)ステップa)に戻るステップと、
を含む方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP02102707 | 2002-12-09 | ||
PCT/IB2003/005779 WO2004054194A1 (en) | 2002-12-09 | 2003-11-28 | Phase/gain imbalance estimation or compensation |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006509438A true JP2006509438A (ja) | 2006-03-16 |
Family
ID=32479794
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004558271A Withdrawn JP2006509438A (ja) | 2002-12-09 | 2003-11-28 | 位相/ゲイン不均衡概算または補償 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8036317B2 (ja) |
EP (1) | EP1573995A1 (ja) |
JP (1) | JP2006509438A (ja) |
CN (1) | CN1723669A (ja) |
AU (1) | AU2003302864A1 (ja) |
WO (1) | WO2004054194A1 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009071833A (ja) * | 2007-09-14 | 2009-04-02 | Fujitsu Ltd | 位相不均衡観測装置、振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる装置 |
JP2009544251A (ja) * | 2006-07-14 | 2009-12-10 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信用マルチキャリア受信機 |
JP2010516107A (ja) * | 2007-01-05 | 2010-05-13 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 高いパフォーマンスの局 |
JP2014053815A (ja) * | 2012-09-07 | 2014-03-20 | Lapis Semiconductor Co Ltd | 受信機及び受信方法 |
Families Citing this family (32)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7154966B2 (en) * | 2003-06-30 | 2006-12-26 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and system for M-QAM detection in communication systems |
US7106811B2 (en) * | 2003-11-12 | 2006-09-12 | Interdigital Technology Corporation | Wireless communication method and apparatus for performing post-detection constellation correction |
US7310387B2 (en) * | 2003-12-26 | 2007-12-18 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Apparatus for compensating DC offsets, gain and phase imbalances between I-channel and Q-channel in quadrature transceiving system |
US8208530B2 (en) * | 2005-03-14 | 2012-06-26 | Broadcom Corporation | Apparatus and method for correcting IQ imbalance |
SG128531A1 (en) * | 2005-07-06 | 2007-01-30 | Oki Techno Ct Singapore Pte | A dpsk demodulator and method |
DE102006030582B4 (de) * | 2006-07-03 | 2010-12-02 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Kompensation eines Phasen- und/oder Amplitudenfehlers in einem Empfänger |
US8295418B2 (en) * | 2007-03-15 | 2012-10-23 | Qualcomm Incorporated | Adjacent channel interference detection for wireless communication |
GB0705544D0 (en) * | 2007-03-22 | 2007-05-02 | Nokia Corp | Radio receiver or transmitter and method for reducing an IQ gain imbalance |
WO2008146096A1 (en) * | 2007-05-31 | 2008-12-04 | Freescale Semiconductor, Inc. | Integrated circuit, wireless communication unit and method for determining quadrature imbalance |
US8014444B1 (en) | 2007-10-30 | 2011-09-06 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | System and method for DC offset, amplitude and phase imbalance correction for I and Q baseband calibration |
US20090122918A1 (en) * | 2007-11-06 | 2009-05-14 | Augusta Technology, Inc. | Methods for Compensating for I/Q Imbalance in OFDM Systems |
GB0723892D0 (en) * | 2007-12-06 | 2008-01-16 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Adaptive IQ alignment apparatus |
JP5219537B2 (ja) * | 2008-02-08 | 2013-06-26 | 株式会社アドバンテスト | ゲインインバランス測定装置、位相差対応値測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体 |
JP5407403B2 (ja) | 2009-02-18 | 2014-02-05 | 富士通株式会社 | 信号処理装置および光受信装置 |
US8340530B2 (en) * | 2009-03-10 | 2012-12-25 | Tyco Electronics Subsea Communications Llc | Local oscillator frequency offset compensation in a coherent optical signal receiver |
US8948313B2 (en) * | 2010-01-20 | 2015-02-03 | LG-Erricsson Co., Ltd. | Method and apparatus for adjusting a symbol decision threshold at a receiver in a communication network |
WO2012109793A1 (en) | 2011-02-17 | 2012-08-23 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Skew estimator, skew compensator and coherent receiver |
US8817834B2 (en) * | 2011-05-02 | 2014-08-26 | Maxlinear, Inc. | Method and system for I/Q mismatch calibration and compensation for wideband communication receivers |
EP2549707A1 (en) * | 2011-07-19 | 2013-01-23 | ST-Ericsson SA | Iq imbalance estimation in receiver systems |
CN102340479B (zh) * | 2011-10-25 | 2014-04-02 | 北京华力创通科技股份有限公司 | Iq不平衡补偿装置和方法 |
TWI448090B (zh) * | 2012-02-17 | 2014-08-01 | Inst Information Industry | 具有同相-正交不平衡補償之接收機及其同相-正交不平衡補償方法 |
EP2779563B1 (en) * | 2013-03-15 | 2018-05-30 | BlackBerry Limited | Iq error correction |
US9281907B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-03-08 | Analog Devices, Inc. | Quadrature error correction using polynomial models in tone calibration |
US8811538B1 (en) | 2013-03-15 | 2014-08-19 | Blackberry Limited | IQ error correction |
CN104052695B (zh) * | 2013-03-15 | 2017-05-17 | 联发科技(新加坡)私人有限公司 | 配置频率相依i/q不平衡补偿滤波器的方法及其装置 |
US9350487B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-05-24 | Analog Devices, Inc. | System and method quadrature error detection and correction |
US9300444B2 (en) | 2013-07-25 | 2016-03-29 | Analog Devices, Inc. | Wideband quadrature error correction |
US11012201B2 (en) | 2013-05-20 | 2021-05-18 | Analog Devices, Inc. | Wideband quadrature error detection and correction |
US9577689B2 (en) | 2014-02-18 | 2017-02-21 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and methods for wide bandwidth analog-to-digital conversion of quadrature receive signals |
CN104811215B (zh) * | 2015-04-14 | 2017-10-10 | 华南理工大学 | 一种iq不平衡补偿装置和方法 |
US11012273B1 (en) | 2019-12-31 | 2021-05-18 | Hughes Network Systems, Llc | Compensating for frequency-dependent I-Q phase imbalance |
US11374803B2 (en) | 2020-10-16 | 2022-06-28 | Analog Devices, Inc. | Quadrature error correction for radio transceivers |
Family Cites Families (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0273030A3 (en) | 1982-12-13 | 1988-09-21 | General Electric Company | Lateral insulated-gate rectifier structures |
US6125136A (en) | 1997-12-31 | 2000-09-26 | Sony Corporation | Method and apparatus for demodulating trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals |
US7010061B2 (en) | 1999-12-30 | 2006-03-07 | Infineon Technologies Ag | Configurable all-digital coherent demodulator system for spread spectrum applications |
US6289048B1 (en) * | 2000-01-06 | 2001-09-11 | Cubic Communications, Inc. | Apparatus and method for improving dynamic range in a receiver |
US6940916B1 (en) * | 2000-01-27 | 2005-09-06 | Pmc-Sierra, Inc. | Wideband analog quadrature modulator/demodulator with pre-compensation/post-compensation correction |
US6442217B1 (en) * | 2000-05-22 | 2002-08-27 | Sicom, Inc. | Digital communication receiver with digital, IF, I-Q balancer |
US6297691B1 (en) * | 2000-06-09 | 2001-10-02 | Rosemount Inc. | Method and apparatus for demodulating coherent and non-coherent modulated signals |
US6934341B2 (en) * | 2000-08-29 | 2005-08-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for plurality signal generation |
US6434375B1 (en) | 2000-09-13 | 2002-08-13 | Neoreach, Inc. | Smart antenna with no phase calibration for CDMA reverse link |
JP4505981B2 (ja) * | 2000-10-24 | 2010-07-21 | ソニー株式会社 | スペクトル拡散受信機 |
US20020097812A1 (en) * | 2000-12-01 | 2002-07-25 | John Wiss | In-phase and quadrature-phase rebalancer |
US6960962B2 (en) * | 2001-01-12 | 2005-11-01 | Qualcomm Inc. | Local oscillator leakage control in direct conversion processes |
GB0103669D0 (en) * | 2001-02-15 | 2001-03-28 | Central Research Lab Ltd | A method of estimating the carrier frequency of a phase-modulated signal |
US7158558B2 (en) * | 2001-04-26 | 2007-01-02 | Interuniversitair Microelektronica Centrum (Imec) | Wideband multiple access telecommunication method and apparatus |
US7346134B2 (en) * | 2001-05-15 | 2008-03-18 | Finesse Wireless, Inc. | Radio receiver |
US6987954B2 (en) * | 2001-05-15 | 2006-01-17 | Research In Motion Limited | Feedback compensation detector for a direct conversion transmitter |
US6785529B2 (en) * | 2002-01-24 | 2004-08-31 | Qualcomm Incorporated | System and method for I-Q mismatch compensation in a low IF or zero IF receiver |
US6892060B2 (en) * | 2002-06-28 | 2005-05-10 | Institute Of Microelectronics | Fully integrated self-tuned image rejection downconversion system |
US7627055B2 (en) * | 2003-02-27 | 2009-12-01 | Nokia Corporation | Error adjustment in direct conversion architectures |
-
2003
- 2003-11-28 WO PCT/IB2003/005779 patent/WO2004054194A1/en not_active Application Discontinuation
- 2003-11-28 EP EP03812649A patent/EP1573995A1/en not_active Withdrawn
- 2003-11-28 CN CN200380105418.9A patent/CN1723669A/zh active Pending
- 2003-11-28 US US10/536,641 patent/US8036317B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-11-28 JP JP2004558271A patent/JP2006509438A/ja not_active Withdrawn
- 2003-11-28 AU AU2003302864A patent/AU2003302864A1/en not_active Abandoned
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009544251A (ja) * | 2006-07-14 | 2009-12-10 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信用マルチキャリア受信機 |
US8295371B2 (en) | 2006-07-14 | 2012-10-23 | Qualcomm Incorporated | Multi-carrier receiver for wireless communication |
JP2010516107A (ja) * | 2007-01-05 | 2010-05-13 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 高いパフォーマンスの局 |
US9253009B2 (en) | 2007-01-05 | 2016-02-02 | Qualcomm Incorporated | High performance station |
JP2009071833A (ja) * | 2007-09-14 | 2009-04-02 | Fujitsu Ltd | 位相不均衡観測装置、振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる装置 |
JP2012231546A (ja) * | 2007-09-14 | 2012-11-22 | Fujitsu Ltd | 振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる装置 |
JP2014053815A (ja) * | 2012-09-07 | 2014-03-20 | Lapis Semiconductor Co Ltd | 受信機及び受信方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20060039506A1 (en) | 2006-02-23 |
WO2004054194A1 (en) | 2004-06-24 |
US8036317B2 (en) | 2011-10-11 |
CN1723669A (zh) | 2006-01-18 |
AU2003302864A1 (en) | 2004-06-30 |
EP1573995A1 (en) | 2005-09-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2006509438A (ja) | 位相/ゲイン不均衡概算または補償 | |
US6956895B2 (en) | Method and arrangement for reducing frequency offset in a radio receiver | |
US7949037B2 (en) | Base station for carrier offset recovery | |
JP4782638B2 (ja) | 通信前前置位相回転を用いるcdma通信 | |
RU2276460C2 (ru) | Способ и устройство для измерения качества формы сигнала | |
JP3386738B2 (ja) | フレーム同期回路及びフレームタイミング抽出方法 | |
JP2006054900A (ja) | スペクトラム拡散受信機のチップ等化器、該チップ等化器で用いられる雑音指数演算方法及びフィルタ係数決定方法 | |
WO2000048346A2 (en) | A non-coherent, non-data-aided pseudo-noise synchronization and carrier synchronization for qpsk or oqpsk modulated cdma system | |
KR100788012B1 (ko) | 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서의 옵셋 보정 | |
US7539167B2 (en) | Spread spectrum receiver and method for carrier frequency offset compensation in such a spread spectrum receiver | |
JP3698996B2 (ja) | 通信システムにおける受信機 | |
KR100760793B1 (ko) | 동기 수신기에서의 직교 및 이득 에러의 정정 | |
AU775780B2 (en) | Estimating interference in a communication system | |
JPH0746284A (ja) | フェージング補償装置 | |
JPH0591082A (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
JP2002247007A (ja) | 干渉除去装置、無線端末装置、干渉除去方法 | |
JPS6342526A (ja) | 伝送路歪等化装置 | |
EP1313280A1 (en) | Method for correcting phase errors in a received signal and corresponding receiver | |
JPH1084397A (ja) | バースト信号復調用キャリア再生装置 | |
JPH02288642A (ja) | 動作点推定器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061127 |
|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20071010 |