TWI448090B - 具有同相－正交不平衡補償之接收機及其同相－正交不平衡補償方法 - Google Patents

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Description

具有同相-正交不平衡補償之接收機及其同相-正交不平衡補償 方法
本發明係關於一種具有同相-正交不平衡補償之接收機及其同相-正交不平衡補償方法；更具體而言，本發明係關於一種具有低計算複雜度及低收斂時間之具有同相-正交不平衡補償之接收機及其同相-正交不平衡補償方法。
因應現代人對於無線高速傳輸的渴望，不具有高速傳輸之無線通訊系統已逐漸不被市場所接受，而高速傳輸之功能理所當然地成為未來無線通訊系統之一必要條件。為了達到無線高速傳輸之目的，射頻震盪器勢必因應地提升其震盪頻率。然而，隨著射頻震盪器之震盪頻率的提升，射頻震盪器之同相-正交(Inphase-Quadrature；I-Q)不平衡效應亦將相對地增加。
所謂的同相-正交不平衡指的是同相-正交通道之間存在著振幅不平衡及/或相位不平衡之現象；由於同相-正交不平衡會嚴重地影響無線通訊系統的效能，故不具有同相-正交不平衡補償之無線通訊系統將難以提供良好的通訊品質。
傳統的同相-正交不平衡補償方法大致上可以分為以下兩類：(1)藉由已知的時域或頻域的前置訊號(Preamble Signal)或是領航訊號(Pilot Signal)進行偵測及補償；以及(2)利用時域的濾波器(Filter)進行補償。
然而，前者的計算複雜度大，容易浪費過多的硬體資源；而後 者的收斂時間(Latency)長，容易造成等待時間過長。
有鑑於此，如何提供一具有低計算複雜度及收斂時間短之同相-正交不平衡補償方法，俾補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起之同相-正交不平衡效應，確為該領域之業者亟需解決之問題。
本發明之目的在於提供一種具有同相-正交不平衡補償之接收機及其同相-正交不平衡補償方法。具體而言，本發明透過二個具有相同頻率之已知訊號彼此間之一交叉比率相異特性，計算出一同相-正交不平衡補償參數，並藉由該同相-正交不平衡補償參數補償後續之接收訊號之一同相-正交不平衡。基於該交叉比率相異特性，本發明之同相-正交不平衡補償方法可在低計算複雜度及收斂時間短之條件下進行補償，故已有效解決傳統的同相-正交不平衡補償方法不是具有高計算複雜度就是伴隨收斂時間長之問題。
為達上述目的，本發明提供一種具有同相-正交不平衡補償之接收機。該接收機包含一計算單元及一電性連結至該計算單元之補償單元。
該計算單元自一第一接收訊號計算一第一理想共軛接收鏡像與一第一理想接收值之一第一比值，其中該第一接收訊號具有一頻率。該計算單元自一第二接收訊號計算一第二理想共軛接收鏡像與一第二理想接收值之一第二比值，其中該第二接收訊號具有該頻率。該計算單元計算一交叉比率參數，其中該交叉比率參數為該第一比值與該第二比值之一第三比值，該第三比值為一數值， 且該數值不等於零及一。該計算單元根據該交叉比率參數、該第一理想接收值、該第一理想共軛接收鏡像、該第二理想接收值、該第二理想共軛接收鏡像、該第一接收訊號、及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數。
該補償單元根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，其中該第三接收訊號具有該頻率。
為達上述目的，本發明更提供一種用於一接收機之同相-正交不平衡補償方法。該接收機包含一計算單元及一電性連結至該計算單元之補償單元。該同相-正交不平衡補償方法包含下列步驟：(1)令該計算單元自一第一接收訊號計算一第一理想共軛接收鏡像與一第一理想接收值之一第一比值，其中該第一接收訊號具有一頻率；(2)令該計算單元自一第二接收訊號計算一第二理想共軛接收鏡像與一第二理想接收值之一第二比值，其中該第二接收訊號具有該頻率；(3)令該計算單元計算一交叉比率參數，其中該交叉比率參數為該第一比值與該第二比值之一第三比值，該第三比值為一數值，且該數值不等於零及一；(4)令該計算單元根據該交叉比率參數、該第一理想接收值、該第一理想共軛接收鏡像、該第二理想接收值、該第二理想共軛接收鏡像、該第一接收訊號、及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數；以及 (5)令該補償單元根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，其中該第三接收訊號具有該頻率。
於參閱圖式及隨後描述之實施方式後，所屬技術領域具有通常知識者便可瞭解本發明之其他目的，以及本發明之技術手段及實施態樣。
以下將透過實施例來解釋本發明之內容，本發明的實施例並非用以限制本發明須在如實施例所述之任何特定的環境、應用或特殊方式方能實施。因此，關於實施例之說明僅為闡釋本發明之目的，而非用以限制本發明。須說明者，以下實施例及圖式中，與本發明非直接相關之元件已省略而未繪示，且圖式中各元件間之尺寸關係僅為求容易瞭解，非用以限制實際比例。
本發明之第一實施例為一具有同相-正交不平衡補償之接收機1。有關第一實施例之說明請參閱第1圖，其中第1圖為接收機1之一示意圖。如第1圖所示，接收機1包含一計算單元11及一補償單元13，其中計算單元11電性連結至補償單元13。基於說明減化原則，例如接收單元、解碼單元、時域-頻域轉換單元等單元/元件/模組，並未具體繪示於本實施例之接收機1之中。
於本實施例，接收機1用以接收發射機9發出之訊號。進一步言，接收機1自發射機9接收一第一接收訊號20、一第二接收訊號22及一第三接收訊號24。然而，於其他實施例，接收機1自發射機9接收之訊號數量可增加，且不受限於本實施例所述。
於本實施例，第一接收訊號20、第二接收訊號22及第三接收訊號24具有一相同頻率，且第一接收訊號20及第二接收訊號22各自為一同步訊號。然而，於其他實施例，第一接收訊號20及第二接收訊號22可各自為一前置訊號、各自為一領航訊號、或各自為一接收機1已知之訊號，且不受限於本實施例所述。
由於同步訊號、前置訊號或領航訊號對於接收機1而言為一已知的訊號，故接收機可得知第一接收訊號20之一第一理想接收值20a及一第一理想共軛接收鏡像20b，以及得知第二接收訊號22之一第二理想接收值22a及一第二理想共軛接收鏡像22b。進一步言，第一理想接收值20a表示第一接收訊號20自發射機9發射前之正頻率成份，也就是未經各種雜訊、干擾以及通道衰減之正頻率成分；而第一理想共軛接收鏡像20b表示第一接收訊號20自發射機9發射前之負頻率成份之共軛值，也就是未經雜訊、各種干擾以及通道衰減之負頻率成份之共軛值。同理，第二理想接收值22a表示第二接收訊號22自發射機9發射前之正頻率成份；而第二理想共軛接收鏡像22b表示第二接收訊號22自發射機9發射前之負頻率成份之共軛值。
於接收機1自發射機9接收第一接收訊號20後，計算單元11自第一接收訊號20計算第一理想共軛接收鏡像20b與第一理想接收值20a之一第一比值。此外，於接收機1自發射機9接收第二接收訊號22後，計算單元11自第二接收訊號22計算第二理想共軛接收鏡像22b與第二理想接收值22a之一第二比值。接著，計算單元11計算一交叉比率參數，其中該交叉比率參數為該第一比 值與該第二比值之一第三比值。
於滿足該交叉比率參數為一數值，且該數值不等於零及一之條件下，計算單元11根據該交叉比率參數、第一理想接收值20a、第一理想共軛接收鏡像20b、第二理想接收值22a、第二理想共軛接收鏡像22b、第一接收訊號20、及第二接收訊號22計算一同相-正交不平衡補償參數40。接著，於計算單元11提供同相-正交不平衡補償參數40至補償單元13後，補償單元13根據同相-正交不平衡補償參數40補償一第三接收訊號24，俾消除第三接收訊號24之一同相-正交不平衡效應。
須說明者，本實施例之接收機1適用於各種無線通訊系統，而應用至正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing；OFDM)系統為一較佳之實施方式。因此，以下將以正交分頻多工系統為一示範性例子，進一步說明本實施例之接收機1為何具有低計算複雜度及收斂時間短之優勢。於此範例中，接收機1及發射機9皆符合一正交分頻多工系統規格。
為便於說明，首先假設通道對於訊號不產生影響。據此，於正交分頻多工系統中，藉由一天線接收一具有一頻率之基頻訊號，於經過快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform；FFT)後可表示如下： 其中，R3 (k)為第三接收訊號24，I3 (k)為I-Q通道中I通道的成分，Q3 (k)為I-Q通道中Q通道的成分，Z3 (k)為第三接收訊號24之一第三理想接收值24a，為第三接收訊號24之一第三理想共軛接收鏡像24b，g為I-Q通道中的振幅誤差，θ 為I-Q通道中的相位誤差，k為該頻率。
另一方面，根據方程式(1)，第三接收訊號24之共軛接收鏡像可進一步表示如下： 其中，為第三接收訊號24之共軛接收鏡像，Z3 (k)為第三接收訊號24之第三理想接收值24a，為第三接收訊號24之第三理想共軛接收鏡像24b，g為I-Q通道中的振幅誤差，θ 為I-Q通道中的相位誤差，α * 為α 的共軛值，β * 為β 的共軛值，k為該頻率。
因此，根據方程式(1)及(2)，補償單元13可根據以下式子對第三接收訊號24進行補償： 其中，G 為一增益，Z3 (k)為第三接收訊號24之第三理想接收值24a，R 3 (k )為第三接收訊號24，D 為同相-正交不平衡補償參數40，D* 為D的共軛值，為第三接收訊號24之一第三共軛接收鏡像，k 為該頻率。
進一步言，增益G 對於接收機1而言為一個可移除之數值，也就是增益G 並不影響同相-正交不平衡之補償。舉例而言，增益G 可透過接收機1之解碼單元、等化單元等(未繪示於圖)處理而移除。據此，補償單元13只需藉由將第三接收訊號24減去第三接收訊號24之共軛接收鏡像與同相-正交不平衡補償參數40的乘積，即可取得第三接收訊號24之第三理想接收值24a。換言之，只需一個減法及乘法運算，補償單元13即可補償第三接收訊號24之同相-正交不平衡效應，俾大幅簡化計算複雜度以及降低運算量。
進一步言，針對同相-正交不平衡，接收機1不但在補償過程中具有上述簡化計算複雜度以及降低運算量之優點，且於計算同相-正交不平衡補償參數40時，亦具有相同之優點。具體而言，接收機1並不需各自算出α 及β 之數值，再根據α 及β 之數值計算同相-正交不平衡補償參數40。
以下將進一步說明接收機1如何計算同相-正交不平衡補償參數40。於正交分頻多工系統中，假設考慮通道對於訊號的影響，第一接收訊號20及其一第一共軛接收鏡像可根據方程式(1)及(2)分別表示如下：
其中，R1 (k)為第一接收訊號20，為第一接收訊號20之該第一共軛接收鏡像，Z1 (k)為第一接收訊號20之第一理想接收值20a，為第一 接收訊號20之第一理想共軛接收鏡像20b，H(k)為一通道響應，H* (-k)為該通道響應之一共軛鏡像，k為該頻率。
相似地，第二接收訊號22及其一第二共軛接收鏡像可根據方程式(1)及(2)分別表示如下：
其中，R2 (k)為第二接收訊號22，為第二接收訊號22之該第二共軛接收鏡像，Z2 (k)為第二接收訊號22之第二理想接收值22a，為第二接收訊號22之第二理想共軛接收鏡像22b，H(k)為一通道響應，H* (-k)為該通道響應之一共軛鏡像，k為該頻率。
由於第一接收訊號20及第二接收訊號22對於接收機1為已知，故Z1 (k)、、Z2 (k)及對於接收機1為已知。此外，由於第一接收訊號20及第二接收訊號22具有相同的頻率，因此所經歷的通道響應H(k)相同。據此，由方程式(4)至(7)所組成之四元一次聯立方程式，存有四個未知變數，分別是α 、β 、H(k)及H* (-k)。
進一步言，雖然針對方程式(4)至(7)所組成之四元一次聯立方程式進行反矩陣計算可解出α 及β 之數值，但因反矩陣運算之計算複雜度高，故將造成運算量大量提升。因此，本實施例之接收機1並不透過直接計算出α 、β 之數值的方式，取得同相-正交不平衡補償參數40；而是透過以下方式計算出同相-正交不平衡補償參數40。
具體而言，透過化簡方程式(4)至(7)所組成之四元一次聯立方程式，同相-正交不平衡補償參數40可表示為下式： 其中，D 為同相-正交不平衡補償參數40，CRI (k )為該交叉比率參數，CRI * (-k )為CRI (k )之一共軛鏡像。
於是，根據方程式(8)可以得知，計算同相-正交不平衡補償參數40(也就是D)可不須先行解出α 、β 之數值。取而代之，可以藉由已知的該交叉比率參數CRI (k )、第一理想接收值20a(也就是Z1 (k))、第一理想共軛接收鏡像20b(也就是)、第二理想接收值22a(也就是Z2 (k))、第二理想共軛接收鏡像22b(也就是)、第一接收訊號20(也就是R1 (k))及其第一共軛接收鏡像(也就是)、及第二接收訊號22(也就是R2 (k))及其第二共軛接收鏡像(也就是)計算出同相-正交不平衡補償參數40。
須說明者，欲透過方程式(8)計算出同相-正交不平衡補償參數40需滿足交叉比率參數CRI (k )為一數值，且該數值不等於零及一。由於達成上述條件之門檻低，各種無線通訊系統之設計者皆能輕易設計滿足上述條件之二個訊號。舉例而言，長期演進(Long Term Evolution；LTE)系統中的第一同步訊號(Primary synchronization signal；PSS)以及第二同步訊號(Secondary synchronization signal；SSS)本身即滿足上述條件。
結合上述說明，於滿足該交叉比率參數CRI (k )為一數值，且該數值不等於零及一之條件下，根據方程式(8)，接收機1之計算單元11可輕易計算出同相-正交不平衡補償參數40；而根據方程式(3)，接收機1之補償單元13可輕易補償同相-正交不平衡效應。
本發明之第二實施例為一用於一接收機之同相-正交不平衡補償方法，該接收機包含一計算單元及一電性連結至該計算單元之補償單元。須說明者，該接收機可為第一實施例之接收機1，且該計算單元及該補償單元可為第一實施例之接收機1之計算單元11及該補償單元13。有關本實施例之說明請參閱第2圖，第2圖為本實施例之一流程圖。
如第2圖所示，於步驟S21，令該計算單元自一第一接收訊號計算一第一理想共軛接收鏡像與一第一理想接收值之一第一比值，其中該第一接收訊號具有一頻率。於步驟S23，令該計算單元自一第二接收訊號計算一第二理想共軛接收鏡像與一第二理想接收值之一第二比值，其中該第二接收訊號具有該頻率。於步驟S25，令該計算單元計算一交叉比率參數，其中該交叉比率參數為該第一比值與該第二比值之一第三比值，該第三比值為一數值，且該數值不等於零及一。
於步驟S27，令該計算單元根據該交叉比率參數、該第一理想接收值、該第一理想共軛接收鏡像、該第二理想接收值、該第二理想共軛接收鏡像、該第一接收訊號、及該第二接收訊號計算一同 相-正交不平衡補償參數。於步驟S29，令該補償單元根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，其中該第三接收訊號具有該頻率。
須說明者，除了上述步驟，第二實施例亦能執行第一實施例所描述之所有操作及功能，所屬技術領域具有通常知識者可直接瞭解第二實施例如何基於上述第一實施例以執行此等操作及功能，故不贅述。
綜上所述，本發明之具有同相-正交不平衡補償之接收機及其同相-正交不平衡補償方法透過二個具有相同頻率之已知訊號彼此間之一交叉比率相異特性，計算出一同相-正交不平衡補償參數，並藉由該同相-正交不平衡補償參數補償後續之接收訊號之一同相-正交不平衡效應。基於該交叉比率相異特性，本發明之同相-正交不平衡補償方法可在低計算複雜度及收斂時間短之條件下進行補償，故能夠有效解決傳統的同相-正交不平衡補償方法不是具有高計算複雜度就是伴隨收斂時間長之問題。
上述之實施例僅用來例舉本發明之實施態樣，以及闡釋本發明之技術特徵，並非用來限制本發明之保護範疇。任何熟悉此技術者可輕易完成之改變或均等性之安排均屬於本發明所主張之範圍，本發明之權利保護範圍應以申請專利範圍為準。
1‧‧‧接收機
11‧‧‧計算單元
13‧‧‧補償單元
20‧‧‧第一接收訊號
22‧‧‧第二接收訊號
24‧‧‧第三接收訊號
40‧‧‧同相-正交不平衡補償參數
9‧‧‧發射機
第1圖為本發明之第一實施例之一接收機1之一示意圖；以及第2圖為本發明之第二實施例之一流程圖。

Claims (12)

  1. 一種具有同相-正交不平衡(I-Q Imbalance)補償之接收機，該接收機包含：一計算單元，用以執行下列操作：自一第一接收訊號計算一第一理想共軛接收鏡像與一第一理想接收值之一第一比值，該第一接收訊號具有一頻率；自一第二接收訊號計算一第二理想共軛接收鏡像與一第二理想接收值之一第二比值，該第二接收訊號具有該頻率；計算一交叉比率參數，該交叉比率參數為該第一比值與該第二比值之一第三比值，該第三比值為一數值，該數值不等於零及一；以及根據該交叉比率參數、該第一理想接收值、該第一理想共軛接收鏡像、該第二理想接收值、該第二理想共軛接收鏡像、該第一接收訊號、及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數；以及一補償單元，電性連結至該計算單元，用以根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，該第三接收訊號具有該頻率。
  2. 如請求項1所述之接收機，其中該補償單元根據以下式子補償該第三接收訊號： 其中，G 為一增益，Z 3 (k )為該第三接收訊號之一第三理想 接收值，R 3 (k )為該第三接收訊號，D 為該同相-正交不平衡補償參數，為該第三接收訊號之一第三共軛接收鏡像，k 為該頻率。
  3. 如請求項2所述之接收機，其中該交叉比率參數界定如下： 其中，CRI (k )為該交叉比率參數，Z1 (k )為該第一理想接收值，為該第一理想共軛接收鏡像，Z2 (k )為該第二理想接收值，為該第二理想共軛接收鏡像。
  4. 如請求項3所述之接收機，其中該同相-正交不平衡補償參數界定如下： 其中，D 為該同相-正交不平衡補償參數，R 1 (k )為該第一接收訊號，為該第一接收訊號之一第一共軛接收鏡像，R 2 (k )為該第二接收訊號，為該第二接收訊號之一第二共軛接收鏡像。
  5. 如請求項1所述之接收機，其中該第一接收訊號及該第二接收訊號各為一前置訊號(Preamble Signal)、一同步訊號(Synchronization Signal)及一領航訊號(Pilot Signal)其中之一。
  6. 如請求項1所述之接收機，其中該接收機符合一正交分頻多 工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing；OFDM)系統規格。
  7. 一種用於一接收機之同相-正交不平衡補償方法，該接收機包含一計算單元及一電性連結至該計算單元之補償單元，該同相-正交不平衡補償方法包含下列步驟：(a)令該計算單元自一第一接收訊號計算一第一理想共軛接收鏡像與一第一理想接收值之一第一比值，其中該第一接收訊號具有一頻率；(b)令該計算單元自一第二接收訊號計算一第二理想共軛接收鏡像與一第二理想接收值之一第二比值，其中該第二接收訊號具有該頻率；(c)令該計算單元計算一交叉比率參數，其中該交叉比率參數為該第一比值與該第二比值之一第三比值，該第三比值為一數值，且該數值不等於零及一；(d)令該計算單元根據該交叉比率參數、該第一理想接收值、該第一理想共軛接收鏡像、該第二理想接收值、該第二理想共軛接收鏡像、該第一接收訊號、及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數；以及(e)令該補償單元根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，其中該第三接收訊號具有該頻率。
  8. 如請求項7所述之同相-正交不平衡補償方法，其中該補償單元根據以下式子補償該第三接收訊號： 其中，G 為一增益，Z 3 (k )為該第三接收訊號之一第三理想 接收值，R 3 (k )為該第三接收訊號，D 為該同相-正交不平衡補償參數，為該第三接收訊號之一第三共軛接收鏡像，k 為該頻率。
  9. 如請求項8所述之同相-正交不平衡補償方法，其中該交叉比率參數界定如下： 其中，CRI (k )為該交叉比率參數，Z1 (k )為該第一理想接收值，為該第一理想共軛接收鏡像，Z2 (k )為該第二理想接收值，為該第二理想共軛接收鏡像。
  10. 如請求項9所述之同相-正交不平衡補償方法，其中該同相-正交不平衡補償參數界定如下： 其中，D 為該同相-正交不平衡補償參數，R 1 (k )為該第一接收訊號，為該第一接收訊號之一第一共軛接收鏡像，R 2 (k )為該第二接收訊號，為該第二接收訊號之一第二共軛接收鏡像。
  11. 如請求項7所述之同相-正交不平衡補償方法，其中該第一接收訊號及該第二接收訊號各為一前置訊號、一同步訊號及一領航訊號其中之一。
  12. 如請求項7所述之同相-正交不平衡補償方法，其中該接收機 符合一正交分頻多工系統規格。
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