TWI481234B - 具有同相－正交不平衡補償的接收機及其同相－正交不平衡補償方法 - Google Patents

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Description

具有同相-正交不平衡補償的接收機及其同相-正交不平衡補 償方法
本發明關於一種具有同相-正交不平衡補償的接收機及其同相-正交不平衡補償方法；更具體而言，本發明關於一種適用於高雜訊以及低通濾波器不匹配情況下的具有同相-正交不平衡補償的接收機及其同相-正交不平衡補償方法。
隨著人們對於無線高速傳輸的需求越來越大，射頻震盪器勢必因應地提升其震盪頻率。然而，隨著射頻震盪器的震盪頻率的提升，射頻震盪器的同相-正交(Inphase-Quadrature；I-Q)不平衡效應亦將相對地增加。
在無線網路通訊系統中，由於接收端的同相-正交通道之間存在著振幅不平衡及/或相位不平衡的現象，此效應在正交分頻多工系統中，會造成鏡像干擾(image aliasing)，對無線通訊系統的訊號品質會造成嚴重的影響，因此，不具有同相-正交不平衡補償的無線通訊系統將難以提供良好的通訊品質。
傳統的同相-正交不平衡補償方法大致上可以分為 以下兩類：(1)藉由已知的時域或頻域的前置訊號(Preamble Signal)或是領航訊號(Pilot Signal)進行偵測及補償；以及(2)利用時域的濾波器(Filter)進行補償。然而，前者的計算複雜度大，容易浪費過多的硬體資源；而後者的收斂時間(Latency)長，容易造成等待時間過長。
為了補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應，台灣發明專利申請案(申請案號：101105226；公開案號：201336240)，揭露了一種具有同相-正交不平衡補償的接收機及其同相-正交不平衡補償方法，且其具有低計算複雜度及收斂時間短的功能。然而，該台灣發明專利申請案所揭露的接收機及其同相-正交不平衡補償方法並未考量雜訊以及低通濾波器不匹配對於同相-正交不平衡的補償所造成的影響。
有鑑於此，如何在考量雜訊以及低通濾波器不匹配的情況下，同時兼具低計算複雜度及收斂時間短的功能，並有效補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應，確為所屬領域亟需解決的問題。
本發明的目的在於提供一種具有同相-正交不平衡補償的接收機及其同相-正交不平衡補償方法，且適用於考量雜訊以及低通濾波器不匹配的情況下，同時兼具低計算複雜度及收斂時間短的功能，並有效補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應。
具體而言，本發明透過二個滿足特定條件的已知訊號的特性，有效地降低雜訊以及低通濾波器不匹配對於同相-正交不平衡的補償所造成的影響，使得前述台灣發明專利申請案所揭露的接收機及其同相-正交不平衡補償方法，即使在考量雜訊以及低通濾波器不匹配的情況下，仍可兼具低計算複雜度及收斂時間短的功能，並有效補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應。
為達上述目的，本發明提供一種具有同相-正交不平衡(I-Q Imbalance)補償的接收機。該接收機包含一計算單元及一電性連結至該計算單元的補償單元。該計算單元自複數個接收訊號中選取一第一接收訊號以及一第二接收訊號，其中該第一接收訊號包含一第一資料及一第一雜訊且該第二接收訊號包含一第二資料及一第二雜訊，且該第一資料包含一第一正頻資料及一第一負頻資料且該第二資料包含一第二正頻資料及一第二負頻資料。
該計算單元根據該第一接收訊號及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數，而該補償單元根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號。該第一接收訊號、該第二接收訊號及該第三接收訊號具有相同頻率，該第一正頻資料、該第一負頻資料、該第二正頻資料及該第二負頻資料皆不為零，該第一正頻資料與該第二負頻資料的共軛值相乘之積不等於該第一負頻資料的共軛值與該第二正頻資料相乘之積，且該第一正頻資 料與該第一負頻資料相乘之積等於該第二正頻資料與該第二負頻資料相乘之積的負值。
為達上述目的，本發明提供一種用於一接收機的同相-正交不平衡補償方法。該接收機包含一計算單元及一電性連結至該計算單元的補償單元，該同相-正交不平衡補償方法包含下列步驟：令該計算單元自複數個接收訊號中選取一第一接收訊號以及一第二接收訊號，其中該第一接收訊號包含一第一資料及一第一雜訊且該第二接收訊號包含一第二資料及一第二雜訊，且該第一資料包含一第一正頻資料及一第一負頻資料且該第二資料包含一第二正頻資料及一第二負頻資料；令該計算單元根據該第一接收訊號及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數，其中該第一接收訊號及該第二接收訊號具有相同頻率，該第一正頻資料、該第一負頻資料、該第二正頻資料及該第二負頻資料皆不為零，該第一正頻資料與該第二負頻資料的共軛值相乘之積不等於該第一負頻資料的共軛值與該第二正頻資料相乘之積，且該第一正頻資料與該第一負頻資料相乘之積等於該第二正頻資料與該第二負頻資料相乘之積的負值；以及令該補償單元根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，該第三接收訊號與該第一接收訊號及該第二接收訊號具有相同頻率。
於參閱圖式及隨後描述的實施方式後，所屬技術領域具有通常知識者便可瞭解本發明的其他目的，以及本發明的技術手段及實施態樣。
1‧‧‧接收機
11‧‧‧計算單元
13‧‧‧補償單元
20‧‧‧第一接收訊號
22‧‧‧第二接收訊號
24‧‧‧第三接收訊號
40‧‧‧同相-正交不平衡補償參數
9‧‧‧發射機
第1圖為本發明的第一實施例所述的接收機的示意圖；以及第2圖為本發明的第三實施例的流程圖。
以下將透過實施例來解釋本發明的內容，本發明的實施例並非用以限制本發明須在如實施例所述的任何特定的環境、應用或特殊方式方能實施。因此，關於實施例的說明僅為闡釋本發明的目的，而非用以限制本發明。須說明者，以下實施例及圖式中，與本發明非直接相關的元件已省略而未繪示，且圖式中各元件間的尺寸關係僅為求容易瞭解，非用以限制實際比例。
本發明的第一實施例用以闡述一種具有同相-正交不平衡補償的接收機1。接收機1用以接收一發射機9發出的訊號，且於本實施利，接收機1及發射機9皆符合一正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing；OFDM)系統規格。在正交分頻多工系統下，接收機1與發射機9如何進行通訊以及訊號傳遞已為本領域具通常知識者所熟知，於此不多贅述。應理解，採用正交分頻多工系統僅是為了說明本實施例，而非用以限定本發明的可實施態樣。
如第1圖所示，接收機1包含一計算單元11及一電性連結至該計算單元的補償單元13。計算單元11用以自複數個接收訊號中選取一第一接收訊號20以及一第二接收訊號22，且第一接收訊號20及第二接收訊號22實質上具有相同或相近的頻率。對於接收機1而言，第一接收訊號20及第二接收訊號22屬於一已知的訊號，例如可為一前置訊號(preamble signal)、一同步訊號(sync signal)、一參考訊號(reference signal)及一領航訊號(pilot signal)等等，故第一接收訊號20及第二接收訊號22本身的特性以及此二者彼此之間的關係，亦為接收機1所知。
第一接收訊號20包含一第一資料及一第一雜訊且第二接收訊號22包含一第二資料及一第二雜訊，且該第一資料包含一第一正頻資料及一第一負頻資料而該第二資料包含一第二正頻資料及一第二負頻資料。應理解，第一雜訊及第二雜訊實質上各自可視為包含各種雜訊及各種干擾，而非狹隘只單純表示某種雜訊；以頻率的角度來看，第一雜訊亦可包含一第一正頻雜訊及一第一負頻雜訊，而第二雜訊亦可包含一第二正頻雜訊及一第二負頻雜訊。
由於第一接收訊號20及第二接收訊號22對接收機1而言為已知，故發射機9可適當地對第一接收訊號20及第二接收訊號22進行設計，使其滿足特定條件，而接收機1的計算單元11可根據設計過的第一接收訊號20及第二接收訊號22本身的特性及其彼此之間的關係，進而計算出補償單元13所需的同相-正交不平衡補 償參數40。
於本實施例，設計過的第一接收訊號20及第二接收訊號22將符合以下條件：該第一正頻資料、該第一負頻資料、該第二正頻資料及該第二負頻資料皆不為零；該第一正頻資料與該第二負頻資料的共軛值相乘之積不等於該第一負頻資料的共軛值與該第二正頻資料相乘之積；以及該第一正頻資料與該第一負頻資料相乘之積等於該第二正頻資料與該第二負頻資料相乘之積的負值。
只要第一接收訊號20及第二接收訊號22能滿足上述條件，不論接收機1是處於高雜訊的情況下，亦或是接收機1的同相通道的低通濾波器響應以及正交通道的低通濾波器響應不匹配，計算單元11根據滿足上述條件的第一接收訊號20及第二接收訊號22所計算出的同相-正交不平衡補償參數40，都仍兼具低計算複雜度及收斂時間短的功能，並能有效地被用以補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應。
以下以方程式的推導流程來進一步說明本實施例。為了易於說明，以下將先假設雜訊不存在。據此，於正交分頻多工系統中，接收機1藉由一天線接收一具有一正頻率k 的基頻訊號，於經過快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform；FFT)後可表示如下：R 3 (k )=I 3 (k )+jQ 3 (k )=α (k )Z 3 (k )+β (k )Z 3 ＊ (-k ) (1)
其中，R 3 (k )為第三接收訊號24，I 3 (k) 為I-Q通道中I通道的成分，Q 3 (k) 為I-Q通道中Q通道的成分，Z3 (k)為第三接收訊號24包含的一第三正頻訊號，為第三接收訊號24包含的一第三負頻訊號的共軛值，g 為I-Q通道中的振幅誤差，θ 為I-Q通道中的相位誤差，與為分別為I通道與Q通道的低通濾波器響應。同理，接收機1藉由一天線接收一具有一負頻率-k 的基頻訊號，於經過快速傅立葉轉換後亦可表示如下：R 3 (-k )=I 3 (-k )+jQ 3 (-k )=α (-k )Z 3 (-k )+β (-k )Z 3 ＊ (k ) (2)
振幅誤差g 、相位誤差θ 、以及I通道與Q通道的低通濾波器響應的不匹配，都會使接收機1存有I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾。一般而言，針對I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾的補償，都未考量I通道與Q通道的低通濾波器響應的不匹配的影響，然而本實施例的接收機1在針對I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾進行補償時，已同時納入I通道與Q通道的低通濾波器響應的不匹配的影響。此外，根據後面推導可知，本實施例的接收機1，即使在I通道與Q通道的低通濾波器響應的不匹配的情況，仍可兼具低計算複雜度及收斂時間短的功能，並有效補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應。
由於現階段假設雜訊不存在，故兩組已知的訊號， 也就是第一接收訊號20及第二接收訊號22，可分別被表示為(s(k),s(-k))以及(s(k'),s(-k'))，其中s(k)為第一接收訊號20的第一正頻資料，s(-k)為第一接收訊號20的第一負頻資料，s(k')為第二接收訊號22的第二正頻資料，s(-k')為第二接收訊號22的第二負頻資料。當頻率k 及k '為相近或相同頻率時，對應至第一接收訊號20的α (k )與β (k )及對應至第二接收訊號22的α (k ')與β (k ')可假設滿足一下條件：且。
為了便於說明，以下將以(x 1 ,x 2 )取代(s(k),s(-k))，且以(y 1 ,y 2 )取代(s(k'),s(-k'))。因此，根據方程式(1)及(2)，對應至第一正頻資料x 1 、第一負頻資料x 2 、第二正頻資料y 1 、第二負頻資料y 2 的接收訊號可表示如下： 其中，R (k )即為第一接收訊號20的正頻成分、R (-k )即為第一接收訊號20的負頻成分、R (k ')即為第二接收訊號22的正頻成分、R (-k ')即為第二接收訊號22的負頻成分，h 1 為對應至第一正頻資料x 1 與第二正頻資料y 1 的通道響應，h 2 為對應至第一負頻資料x 2 與第二負頻資料的通道響應。
由方程式(3)及(4)可得知，在通道響應h 1 及h 2 未知的情況下，並無法求出α (k )及β (k )值。然而，根據前述台灣發明專利 申請案的揭露可知，只要能計算出(針對正頻部份)及(針對負頻部份)，並將其作為同相-正交不平衡補償參數40而提供給補償單元13，就可以消除I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾。 因此，以下將進一步說明如何計算或。
以計算為例，則首先需找出兩向量b 1 及b 2 使得： 其中C ≠0，b 1 =[b 1 (1)b 1 (2)]T ，b 2 =[b 2 (1)b 2 (2)]T 。接著，計算單元11可 根據下式計算出：
進一步言，透過觀察方程式(3)可知，為了計算出，向量b 1 及b 2 滿足以下性質即可：
x 1 b 1 (1)=-y 1 b 1 (2)，b 1 ≠0 (9)
於是，為了使滿足方程式(8)-(10)的向量b 1 及b 2 存在，則第一正頻資料x 1 、第一負頻資料x 2 、第二正頻資料y 1 、第二負頻資料y 2 必須符合以下條件：x 1 ,x 2 ,y 1 ,y 2 ≠0 (11)
其中方程式(11)所表示的意義為：第一接收訊號20的第一正頻資料x 1 及第一負頻資料x 2 、以及第二接收訊號22的第二正頻資料y 1 及第二負頻資料y 2 皆不為零；而方程式(12)所表示的意義為：該第一正頻資料x 1 與該第二負頻資料y 2 的共軛值相乘之積不等於該第一負頻資料x 2 的共軛值與該第二正頻資料y 1 相乘之積。
然後，補償單元13可根據以下式子，藉由計算單元11計算 出的出的同相-正交不平衡補償參數40(即)對第三接收訊號24 的負頻成分進行補償： 其中，Z 3 (-k )為第三訊號的負頻成分的理想接收資料，α ＊ (k )為α (k )的共軛值，β ＊ (k )為β (k )的共軛值。
根據方程式(13)可知，Z 3 (-k )為第三訊號的負頻成分的理想接收資料，而G 為一可消除的增益值，且可被接收機1的解碼器(未繪示於圖)所移除。據此，接收機1只需要一個乘法運算以及一個減法運算即可消除I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾，故可大幅減少計算量。同 理，計算單元11亦可依照上述步驟求出，並使補償單元13根據對第三接收訊號24的正頻成分進行補償。
上述推導是假設雜訊不存在的情況，也就是理想的情況下對於I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾所進行的補償。然而，當引入雜訊的干擾，特別是在低訊號雜訊比(signal-to-noise ratio)的情況下，則上述方式對於I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾的補償將受到影響。換言之，透過上述方式所計算的正交不平 衡補償參數40(即或)，將無法有效地對I-Q通道不平衡 效應所形成的鏡像干擾進行補償。
因此，本實施例的接收機1進一步考量雜訊的影響，且根據下列的推導可知，本實施例的接收機1可確保將雜訊的影響壓抑到最小。換言之，在低訊號雜訊比(signal-to-noise ratio)的情況下，本實施例的接收機1仍可兼具低計算複雜度及收斂時間短的功能，並有效補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應。
詳言之，在考慮有雜訊的情況下，則方程式(3)可表示為，而方程式(4)可表示為，其中n p 與n n 各自 為一雜訊向量。以計算為例，為了確保將雜訊的影響壓抑到 最小，則向量b 1 及b 2 除了滿足方程式(8)、(9)、(10)之外，必須進一步滿足以下特性：b 1 (1)y 1 =b 1 (2)x 1 (14) 其中b 1 =[p 1 x 1 p 1 y 1 ]T ，b 2 =conj (b 1 )，；b 2 =conj (b 1 )表示b 2 是b 1 的共軛值，而表示p 1 的型式為負數。
於是，為了使向量b 1 及b 2 同時滿足方程式(8)、(9)、(10)、(14)、(15)所表示的特性，第一正頻資料x 1 、第一負頻資料x 2 、第二正頻資料y 1 、第二負頻資料y 2 除了必須符合方程式(11)及(12)所表示的條件外，必須更符合以下條件：x 1 x 2 =-y 1 y 2 (16)其中方程式(16)所表示的意義為：第一接收訊號20的第一正頻資料x 1 與第一負頻資料x 2 相乘之積，等於第二接收訊號22的第二正頻資料y 1 與第二負頻資料y 2 相乘之積的負值。
在滿足上列條件的情況下，計算單元11可根據下式計算出：
然後，補償單元13可根據方程式(13)，藉由計算單元11計 算出的出的同相-正交不平衡補償參數40(即)對第三接收訊號 24的負頻成分進行補償。於是，在考量有雜訊的情況下，接收機1仍只需要一個乘法運算以及一個減法運算即可消除I-Q通道不平衡效應所形成的鏡像干擾，故兼具大幅減少計算量的功能，且能使雜訊的影響降至最低。同理，計算單元11亦可依照上述步驟求出，並使補償單元13根據對第三接收訊號24的正頻成分進行補償。
本發明的第二實施例同樣用以闡述一種具有同相-正交不平衡補償的接收機。本實施例所述的接收機本質上可視為第一實施例所述的接收機1，而二者的主要差異在於本實施例所述的接收機透過以下計算方式，在計算向量內積時可避免複數乘法的運算，因而相對於第一實施例所述的接收機1，有更低的計算複雜度。
以計算為例，為了在計算向量內積時避免複數乘法的運算進而減少接收機1的計算複雜度，向量b 1 及b 2 中非零的部分必須被限定為1、-1、j或-j，其中j為虛數單位，用以表示。因此，向量b 1 及b 2 除了滿足方程式(8)、(9)、(10)之外，必須進一步滿足以下特性：b 1 (1)y 1 =b 1 (2)x 1 (18)
其中，b 2 =conj (b 1 )，p 1 C ；b 2 =conj (b 1 )表示b 2 是b 1 的共軛值，而p 1 C 表示p 1 的型式為負數。
於是，為了使向量b 1 及b 2 同時滿足方程式(8)、(9)、(10)、(18)、(19)所表示的特性，第一正頻資料x 1 、第一負頻資料x 2 、第二正頻資料y 1 、第二負頻資料y 2 除了必須符合方程式(11)、(12)及(16)所表示的條件外，必須更符合以下條件：
其中方程式(20)所表示的意義為：第二接收訊號22的第二正頻資料y 1 與第一接收訊號20的第一正頻資料x 1 的比值為1、-1、j以及-j其中之一，而方程式(21)所表示的意義為：第二接收訊號22的第二負頻資料y 2 與第一接收訊號20的第一負頻資料x 2 的比值為1、-1、j以及-j其中之一。
在滿足上列條件的情況下，計算單元11可根據下式計算出：
由於根據方程式(22)所計算的，在計算過程中 並不需要複數乘法的運算，故相對於方程式(17)所計算的而 言，具有更低的計算複雜度。同理，計算單元11可在不需要複數 乘法的運算下，計算出。
本發明的第三實施例用以闡述一種用於一接收機的同相-正交不平衡補償方法。本實施例所述的接收機可為第一實施例所述的接收機1，故可包含一計算單元及一電性連結至該計算單元的補償單元。有關本實施例的說明請參閱第2圖，而第2圖為本實施例所述的同相-正交不平衡補償方法的流程圖。
如第2圖所示，於步驟S21中，令該計算單元自複數個接收訊號中選取一第一接收訊號以及一第二接收訊號，其中該第一接收訊號包含一第一資料及一第一雜訊且該第二接收訊號包含一第二資料及一第二雜訊，且該第一資料包含一第一正頻資料及一第一負頻資料且該第二資料包含一第二正頻資料及一第二負頻資料。
於步驟S23中，令該計算單元根據該第一接收訊號及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數，其中該第一接收訊號、該第二接收訊號及該第二接收訊號具有相同頻率，該第一正頻資料、該第一負頻資料、該第二正頻資料及該第二負頻資料皆不為零，該第一正頻資料與該第二負頻資料的共軛值相乘之積不等於該第一負頻資料的共軛值與該第二正頻資料相乘之積，且該第一正頻資料與該第一負頻資料相乘之積等於該第二正頻資 料與該第二負頻資料相乘之積的負值。
於其他實施例，該第一正頻資料、該第一負頻資料、該第二正頻資料及該第二負頻資料更進一步滿足下列條件：該第二正頻資料與該第一正頻資料的比值為1、-1、j以及-j其中之一；該第二負頻資料與該第一負頻資料的比值為1、-1、j以及-j其中之一。
於步驟S25中，令該補償單元根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，其中該第三接收訊號與該第一接收訊號及該第二接收訊號具有相同頻率。
須說明者，除了上述步驟，第三實施例亦能執行第一實施例以及第二實施例所描述的所有操作及功能。因所屬技術領域具有通常知識者可直接瞭解第三實施例如何基於上述第一實施例以及第二實施例執行此等操作及功能，於此不再贅述。
綜上所述，本發明提供了一種具有同相-正交不平衡補償的接收機及其同相-正交不平衡補償方法。本發明透過二個滿足特定條件的已知訊號的特性，有效地降低雜訊以及低通濾波器不匹配對於同相-正交不平衡的補償所造成的影響，使得前述台灣發明專利申請案所揭露的接收機及其同相-正交不平衡補償方法，即使在考量雜訊以及低通濾波器不匹配的情況下，仍可兼具低計算複雜度及收斂時間短的功能，並有效補償現有無線通訊系統追求無線高速傳輸所引起的同相-正交不平衡效應。
上述的實施例僅用來例舉本發明的部分實施態樣， 以及闡釋本發明的技術特徵，但並非用來限制本發明的保護範疇。任何熟悉此技術者可輕易完成的改變或均等性的安排均屬於本發明所主張的範圍，而本發明的權利保護範圍應以申請專利範圍為準。
S21、S23、S25‧‧‧步驟

Claims (10)

  1. 一種具有同相-正交不平衡(I-Q Imbalance)補償的接收機，包含：一計算單元，用以：自複數個接收訊號中選取一第一接收訊號以及一第二接收訊號，其中該第一接收訊號包含一第一資料及一第一雜訊且該第二接收訊號包含一第二資料及一第二雜訊，該第一資料包含一第一正頻資料及一第一負頻資料且該第二資料包含一第二正頻資料及一第二負頻資料；以及根據該第一接收訊號及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數；以及一補償單元，電性連結至該計算單元並用以根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號；其中該第一接收訊號、該第二接收訊號及該第三接收訊號具有相同頻率，該第一正頻資料、該第一負頻資料、該第二正頻資料及該第二負頻資料皆不為零，該第一正頻資料與該第二負頻資料的共軛值相乘之積不等於該第一負頻資料的共軛值與該第二正頻資料相乘之積，且該第一正頻資料與該第一負頻資料相乘之積等於該第二正頻資料與該第二負頻資料相乘之積的負值。
  2. 如請求項1所述的接收機，其中該接收機符合一正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing；OFDM)系統規格。
  3. 如請求項1所述的接收機，其中該第二正頻資料與該第一正 頻資料的比值為1、-1、j以及-j其中之一，該第二負頻資料與該第一負頻資料的比值為1、-1、j以及-j其中之一，前述j表示。
  4. 如請求項1所述的接收機，其中該第一接收訊號及該第二接收訊號為一前置訊號、一同步訊號、一參考訊號及一領航訊號其中之一。
  5. 如請求項1所述的接收機，其中該計算單元更因應一同相通道的低通濾波器響應及一正交通道的低通濾波器響應計算該同相-正交不平衡補償參數，且該同相通道的頻率響應與該正交通道的頻率響應不匹配。
  6. 一種用於一接收機的同相-正交不平衡補償方法，該接收機包含一計算單元及一電性連結至該計算單元的補償單元，該同相-正交不平衡補償方法包含下列步驟：(a)令該計算單元，自複數個接收訊號中選取一第一接收訊號以及一第二接收訊號，其中該第一接收訊號包含一第一資料及一第一雜訊且該第二接收訊號包含一第二資料及一第二雜訊，該第一資料包含一第一正頻資料及一第一負頻資料且該第二資料包含一第二正頻資料及一第二負頻資料；(b)令該計算單元，根據該第一接收訊號及該第二接收訊號計算一同相-正交不平衡補償參數，其中該第一接收訊號及該第二接收訊號具有相同頻率，該第一正頻資料、該第一負頻資料、該第二正頻資料及該第二負頻資料皆不為零，該第一正頻資料與該第二負頻資料的共軛值相乘之積不等於該第一負頻資料的共軛值與該第二正頻資料相乘之積，且該第一 正頻資料與該第一負頻資料相乘之積等於該第二正頻資料與該第二負頻資料相乘之積的負值；以及(c)令該補償單元，根據該同相-正交不平衡補償參數補償一第三接收訊號，該第三接收訊號與該第一接收訊號及該第二接收訊號具有相同頻率。
  7. 如請求項6所述的同相-正交不平衡補償方法，其中該接收機符合一正交分頻多工系統規格。
  8. 如請求項6所述的同相-正交不平衡補償方法，其中該第二正頻資料與該第一正頻資料的比值為1、-1、j以及-j其中之一，該第二負頻資料與該第一負頻資料的比值為1、-1、j以及-j其中之一，前述j表示。
  9. 如請求項6所述的同相-正交不平衡補償方法，其中該第一接收訊號及該第二接收訊號為一前置訊號、一同步訊號、一參考訊號及一領航訊號其中之一。
  10. 如請求項6所述的同相-正交不平衡補償方法，其中該計算單元更因應一同相通道的低通濾波器響應及一正交通道的低通濾波器響應計算該同相-正交不平衡補償參數，且該同相通道的頻率響應與該正交通道的頻率響應不匹配。
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