TWI502935B - 估測補償方法及裝置 - Google Patents

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Description

估測補償方法及裝置
本發明是有關於一種通訊方法及裝置，且特別是有關於一種OFDM系統中同相路徑及正交路徑間不平衡效應的估測補償方法及裝置。
在無線通訊系統中，由於接收端的同相路徑(In-phase path,I path)與正交路徑(Quadrature path,Q path)之間的相位及增益的不平衡所造成的IQ不平衡(IQ imbalance)效應，為接收射頻(Radio Frequency,RF)信號時所常見的問題。而上述的IQ不平衡效應在正交頻率多工調變(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)通訊系統中則會產生鏡像干擾(image aliasing)的問題，對接收到的信號產生直接的影響，尤其當接收端為建置成本較為低廉的裝置，例如機器間(Machine-to-Machine,M2M)通訊中的偵測節點(sensor node)時，影響更大。
目前已知有以下幾種解決上述IQ不平衡效應的作法，一為傳 送資料中置放較長的前置(preamble)信號或引導信號(pilot signal)，藉此取得IQ路徑的特性，這樣的作法複雜度較低，但必須因應不同的標準作不同的處理，資料的傳輸率亦受到影響。另一則為利用接收到的時域(time domain)信號進行盲估測(blind estimation)，這樣的作法雖可適用於所有的現行標準，但需要較久的收斂時間以及較高的計算複雜度。再者則為回溯式的IQ路徑估計，根據每一次的補償結果，利用誤差參數(error factor)來修正補償內容，但這樣的方法同樣的需要較長的收斂時間。上述的解決方法，在解決不平衡效應的同時，往往伴隨著資料傳輸率偏低或是複雜度過高的問題。因此，如何去除信號中的鏡像干擾問題並同時兼顧系統的硬體成本及計算複雜度，此為本領域極為重要之議題。
本發明提供一種估測補償方法及裝置，以盲估測(blind estimation)頻域(frequency domain)信號的方式，消除信號中IQ不平衡效應之影響。
本發明的一種估測補償方法，適用於估測並補償正交頻率多工調變(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)通訊系統中的一同相路徑(In-phase path)以及一正交路徑(Quadrature path)，的不平衡(imbalance)效應，包括以下步驟。首先，接收一頻域信號，利用頻域信號中多個時間點的多個符元， 產生多個平衡參數組，其中每一平衡參數組包括多個候選平衡參數。接著，根據平衡參數組得到一平衡參數。然後，根據平衡參數補償頻域信號。
本發明的一種估測補償裝置，適用於估測並補償正交頻率多工調變通訊系統中的同相路徑以及正交路徑的不平衡效應，包括：一估測器及一補償器。估測器接收一頻域信號，利用頻域信號中多個時間點的多個符元產生多個平衡參數組，其中每一平衡參數組包括多個候選平衡參數，並且估測器根據平衡參數組得到平衡參數。補償器耦接估測器，根據平衡參數補償頻域信號。
基於上述，本發明提供一種估測補償方法及裝置，頻域信號中從多個時間點的多個符元產生多個平衡參數組，再由候選平衡參數中得到可用以補償IQ不平衡效應的平衡參數。
為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
S101~S103、S401~S412‧‧‧步驟
20‧‧‧估測補償裝置
210‧‧‧估測器
220‧‧‧補償器
30~32‧‧‧通訊資源
50‧‧‧接收端
510‧‧‧前端電路
511‧‧‧天線單元
512‧‧‧本地振盪器
513、514‧‧‧混波器
515、516‧‧‧低通濾波器
517、518‧‧‧類比/數位轉換器
520‧‧‧快速傅立葉轉換單元
530‧‧‧等化器
540‧‧‧解調器
D‧‧‧平衡參數
DAT‧‧‧資料
R‧‧‧信號(頻域信號)
R'‧‧‧補償後頻域信號
OS1~OS2‧‧‧目標符元
MS1~MS2‧‧‧鏡像符元
Z‧‧‧類比時域信號
ZI‧‧‧I路徑的類比時域信號
ZID‧‧‧I路徑的數位時域信號
ZQ‧‧‧Q路徑的類比時域信號
ZQD‧‧‧Q路徑的數位時域信號
圖1為根據本發明一實施例所繪示估測補償方法的流程步驟圖。
圖2為根據本發明一實施例所繪示估測補償裝置的功能方塊圖。
圖3A、圖3B及圖3C為根據本發明一實施例所繪示目標符 元以及鏡像符元對應於通訊資源(communication resource)之關係示意圖。
圖4為根據本發明一實施例所繪示估測補償方法的流程步驟圖。
圖5為根據本發明一實施例所繪示接收端的功能方塊圖。
圖1為根據本發明一實施例所繪示估測補償方法的流程步驟圖，其中所述的估測補償方法適用於估測並補償正交頻率多工調變通訊系統中的同相路徑以及正交路徑的不平衡效應。請參照圖1，首先在步驟S101時，接收一頻域信號，利用頻域信號中多個時間點的多個符元，產生多個平衡參數組，其中每一平衡參數組包括多個候選平衡參數。接著在步驟S102時，根據平衡參數組得到一平衡參數。然後在步驟S103時，根據平衡參數補償頻域信號。
對應於圖1，圖2為根據本發明一實施例所繪示估測補償裝置的功能方塊圖，所述估測補償裝置亦適用於估測並補償正交頻率多工調變通訊系統中的同相路徑以及正交路徑的不平衡效應。請參照圖2，估測補償裝置20包括：估測器210及補償器220。估測器210接收頻域信號R，利用頻域信號R中多個時間點的多個符元(symbol)產生多個平衡參數組，其中每一平衡參數組包括多個候選平衡參數，並且估測器210根據平衡參數組得到平衡參數D。補償器210耦接估測器220，根據平衡參數D補償頻域 信號R，得到補償後頻域信號R'。
在本發明中，估測補償裝置20可透過一處理器配合記憶單元，執行程式碼而實現。或者，估測補償裝置20亦可以硬體電路實現，例如以系統單晶片(system on-chip,SoC)的方式實現，並與接收端其他電路整合。
在本發明中，頻域信號R為基頻(baseband)的頻域信號，由接收電路(未繪示)接收高頻射頻信號後，降頻為基頻時域信號，再接著利用快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform,FFT)等方式轉換而得。並且，頻域信號R中包括從多個子載波所接收的信號。其中，頻域信號R中由第k個子載波所接收到的信號R (k )可被表示為由I路徑的信號I BB (k )及Q路徑的信號I BB (k )之和：R (k )=I BB (k )+jQ BB (k ) (1)經推導之後，上式(1)可改寫為：R (k )=αZ (k )+βZ *(-k )，其中，(2)其中，g表示的為從I路徑所接收到的信號與Q路徑所接收到的信號之間的增益差，而θ 則為I路徑所接收到的信號與Q路徑所接收到的信號之間的相位差。-k則用以表示與第k個子載波處於鏡像位置的子載波。例如，子載波的總數為16，而第k個子載波為第1個子載波時，第-k個子載波即為第16個子載波。
由上述式(2)所示，式(2)中第一項的Z (k )即為本案中欲接收的理想資料內容，而第二項的βZ *(-k )，則為接收信號R (k )中的鏡像干擾(來自第k個子載波鏡像位置的第-k個子載波的干 擾)。因此，為了估測並補償上述的鏡像干擾，便需將上述的干擾Z *(-k )消除，或是降至最低。
在此，則定義平衡參數D，可被表示為： 即為，上述式(2)信號R (k )前後項之係數比例，當得到平衡參數D之值時，便可利用補償器220便可進一步利用平衡參數D對信號R (k )進行補償。經推導後，上述的式(3)更可以被表示為： 其中，r 1 (k )為第一目標符元，r 2 (k )則為第二目標符元，而r 1 (-k )為第一鏡像符元，r 2 (-k )則為第二鏡像符元，上述的符元皆為信號R (k )中的符元，在此為已知之資料。而x 1 (k )、x 2 (k )則分別代表第一目標符元以及第二目標符元的理想值，即第一目標符元以及第二目標符元於傳送端傳送時的資料內容，在此則為未知值。以下則以式(4)為基礎，說明如何目標符元以及鏡像符元的關係以及如何利用上述式(4)求得平衡參數D。
圖3A、圖3B及圖3C為根據本發明一實施例所繪示目標符元以及鏡像符元對應於通訊資源(communication resource)之關係示意圖。在圖3A、圖3B及圖3C中，通訊資源30~32對應於上述的接收信號R (k )，而圖3A、圖3B及圖3C中，橫軸對應於時間，縱軸則對應於接收信號R (k )的k個子載波。而通訊資源30~32上的方格則對應於接收信號R (k )的於各個時間點、各個子載 波上的資源元素(resource element)，而資源元素上則可承載一個符元。其中，在本發明中，第一目標符元OS1可為通訊資源30(或通訊資源31、32)中的任一資源元素承載的符元。
而如圖3A~3C所示，第一鏡像符元MS1即為與第一目標符元OS1處於同一時間點，但位於鏡像位置上的資源元素所承載的符元。第二目標符元OS2為另一時間點，位於同樣與第一目標符元OS1位於相同的子載波之資源元素上。同理，第二鏡像符元MS2即與第二目標符元OS2處於同一時間點，但位於鏡像位置上的資源元素所承載的符元。因此，第一鏡像符元MS1及第二鏡像符元MS2亦會對應於相同的子載波。其中，第一目標符元OS1以及第二目標符元OS2可如圖3A、圖3B所示，處於相鄰的時間點，亦可如圖3C一般，在其分別對應的兩個時間點之間具有一定的時間點間隔而不相鄰，本發明並不限定於上述。
設定目標符元OS1~OS2以及鏡像符元MS1~MS2(例如，如圖3A所示之位置)後，透過將x 1 (k )、x 2 (k )所有的可能值帶入式(4)中，便可得到多個候選平衡參數d。例如，當信號R (k )是以正交振幅調變(Quadrature Amplitude Modulation,QAM)之中的16-QAM作為調變機制調變各符元時，每個符元皆具有16種的可能，綜合x 1 (k )、x 2 (k )皆有16種的可能，在此便可產生256個候選平衡參數d。這256個候選平衡參數便集合為一平衡參數組D n ，可表示為：D n =[x n ,1 ,x n ,2 ,x n ,3 ,...,x n ,256 ] (5) 而分別透過設定目標符元OS1~OS2以及鏡像符元MS1~MS2於不同的位置，例如圖3A~3C所示之位置，便可得到n組的平衡參數組，而n的預設值則根據實施時之實際狀況而設定，本發明並不限定。
接著，則必須從上述的平衡參數組D n 中找出正確的平衡參數D。一種較為直觀的方法為，對上述的平衡參數組D n 進行交集，當交集結果為唯一(即交集的結果集合中的元素(element)數量為1)時，則可確定該唯一解即為平衡參數D。然而，擷取到的第一目標符元及第二目標符元之理想值相同時(即x 1 (k )與x 2 (k )相同，而x 1 (k )與x 2 (k )的比值為1)，則會造成聯集結果為空集合，無法得到期望的結果。
於是，在本發明一實施例中，則採用另一種方式避開上述的問題。即，首先先選取部份或全部的平衡參數組D n 進行聯集得到平衡參數集，再用同樣的作法選取不同的平衡參數組D n 產生指定數量的平衡參數集，即M個平衡參數集U M 。再接著利用上述的M個平衡參數集取交集，而得到平衡參數D。例如，在上述步驟中產生14組平衡參數組(即n=14)，並且利用這些平衡參數組產生3個平衡參數集(即M=3)。以下則為平衡參數集的一種實施方式：U 1 =D 1 ∪D 2 ∪D 3 ∪D 4 ∪D 5 U 2 =D 6 ∪D 7 ∪D 8 ∪D 9 ∪D 10 U 3 =D 11 ∪D 12 ∪D 13 ∪D 14 (6)則，平衡參數D即為：D =U 1 ∩U 2 ∩U 3 (7)
值得一提的是，平衡參數集中的平衡參數組不一定需要如同式(6)所示之內容。選取的平衡參數組可與其他的平衡參數集所選取的平衡參數組重複，亦不一定需依照特定順序或規則。當式(7)的結果集合中的元素數量為1時，則判斷該元素為平衡參數D。若是結果集合中的元素數量大於1，或是為空集合時，則表示結果未收斂，可利用增加平衡參數集或是平衡參數組並重新交集產生結果集合。下述的實施例則將針對此部份進行更詳細的說明。
根據上式(7)得到平衡參數D後，即可將平衡參數D傳送至補償器，根據平衡參數D對頻域信號R(即R (k ))進行補償。而頻域信號R中的理想的資料內容Z (k )則可被表示為：，其中G =α (1-DD *) (8)將平衡參數D帶入上式(8)後，便可得到頻域信號R中的理想資料內容Z (k )。本發明中的估測補償方法及裝置便可依照上述的式(1)~式(8)所示的處理方式估測所接收的頻域信號並補償所述的頻域信號。
圖4為根據本發明一實施例所繪示估測補償方法的流程步驟圖。相較於圖1，圖4所示實施例提供了一種於步驟S101~S102較為詳細的實施方式，其中，S401~S404對應於圖1所示之步驟S101，而S405~S412則對應至圖1中的步驟S102。請參照圖2及圖4，首先，在步驟S401時，估測器210接收頻域信號R， 其中頻域信號R於多個時間點具有多個符元。然後在步驟S402及S403時，估測器210分別從頻域信號R中擷取第一目標符元及第二目標符元，及各自對應的第一鏡像符元及第二鏡像符元。
接著，在步驟S404時，估測器210可利用上述式(4)、(5)及相關敘述之方式產生多個平衡參數組。並且在步驟S405時，判斷產生的平衡參數組之數量(即上述之n值)是否已達預設值。若否，則重複執行S402~S404來產生平衡參數組，直到平衡參數組的數量到達預設值。若是，則接續執行步驟S406。
在步驟S406時，估測器210則選取部份或全部的平衡參數組並聯集選取的平衡參數組，產生平衡參數集(例如，以如同式(7)所示方式產生)。並且，重複的選取不同部份或全部的平衡參數組並聯集上述選取的平衡參數組，直到產生到達預定數量的平衡參數集。接著，在步驟S407時，將於步驟S406所產生，預定數量的平衡參數集進行交集，產生結果集合。接著於步驟S408時，判斷結果集合中的元素數量是否為1。當結果集合中的元素數量為1時，則估測器210判斷此元素為平衡參數D，並將平衡參數D傳送至補償器220，使得補償器220可根據平衡參數D進行補償。
然而，當在步驟S408時判斷結果集合中的元素數量不為1時，估測器210則根據模式的設定不同而以不同的流程重新產生結果集合。當估測器210被設定為模式1(步驟S410，模式為1)時，估測器210增加平衡參數集的指定數量(步驟S411)，便可於 步驟S406時，產生更多的平衡參數集(延伸平衡參數集)，再接著利用這些平衡參數集(原有的平衡參數集以及延伸平衡參數集)交集得到結果集合(步驟S407)。在本發明一實施例中，估測器210增加平衡參數集的指定數量的同時，更調整原有的平衡參數集中所包括的平衡參數組，但本發明並不限定於上述。
而當估測器210被設定為模式2(步驟S410，模式為2)時，估測器210增加平衡參數組的預設值(步驟S412)，亦即，估測器210必須重複步驟S402至步驟S405，增加擷取的目標符元及鏡像符元，已得到更多的平衡參數組(延伸平衡參數組)。於步驟S406時，估測器210則可運用原有的平衡參數組以及上述增加的平衡參數組(延伸平衡參數組)產生更多的平衡參數集，再接著利用這些平衡參數集交集得到結果集合(步驟S407)。
在本發明一實施例中，一平衡參數組中的目標符元及鏡像符元(第一目標符元及第一鏡像符元，或第二目標符元及第二鏡像符元)可與另一平衡參數組中的一組目標符元及鏡像符元相同，以降低產生平衡參數組的複雜度。但兩組平衡參數組中不能包括完全相同的兩組目標符元及鏡像符元(兩組中之一組為第一目標符元及第一鏡像符元，以及另一組為第二目標符元及第二鏡像符元)。
而估測器210的模式(對應於步驟S410)的設定則可以手動方式預先設定於估測器210中，亦可根據實際狀況調整選擇的模式。例如，預設模式為1，當於模式1執行超過一指定時間值， 或是指定數量超過一限制值時，估測器210則主動將模式切換至模式2，但本發明並不限定於上述的實施方式。
以下則針對本發明所提出的估測補償裝置及其方法運用於實際的OFDM通訊系統中的接收端進行說明。圖5為根據本發明一實施例所繪示接收端的功能方塊圖，其中圖5所示接收端包括本發明所提出之估測補償裝置。請參照圖5，接收端50包括前端電路510、快速傅立葉轉換單元520、估測補償裝置20、等化器530以及解調器540。其中，前端電路510包括天線單元511、本地振盪器512、混波器513~514、低通濾波器(Low Pass Filter,LPF)515~516以及類比/數位轉換器(Analog-to-Digital Converter,ADC)517~518。
天線單元511可包括單一天線或多天線。混波器513將從天線單元511接收OFDM通訊系統中的類比時域信號Z，與本地振盪器512所提供的餘弦波(圖5所示cosω c t )，混波而得到I路徑的類比時域信號ZI。類比時域信號ZI再接著經過LPF 515以及ADC 517的處理後成為I路徑的數位時域信號ZID。
另一方面，混波器513將從天線單元511接收OFDM通訊系統中的類比時域信號Z，與本地振盪器512所提供的正弦波(圖5所示-g sin(ω c t +θ ))，混波而得到Q路徑的類比時域信號ZQ。類比時域信號ZQ再接著經過LPF 516以及ADC 518的處理後成為Q路徑的數位時域信號ZQD。上述的正弦波中的θ 為本地振盪器512於產生正弦波時所產生，與供給至混波器513的餘弦波之 間的相位差，g 則為本地振盪器512於產生正弦波時所產生，與供給至混波器513的餘弦波之間的增益差。上述的相位差θ 及增益差g 即對應於式(2)中的增益差g 及相位差θ ，為影響IQ路徑不平衡的最大因素。
快速傅立葉轉換單元520接收並轉換I路徑的數位時域信號ZID路徑的數位時域信號ZQD成頻域信號R，並傳送頻域信號R至估測補償裝置20。估測補償裝置20則可透過上述實施例所述內容的方式對頻域信號R中的IQ不平衡效應進行補償，而產生補償後頻域信號R'。補償後頻域信號R'再接著經過等化器530以及解調器540的處理，便可轉換為接收端50所欲接收的資料DAT。
綜上所述，本發明提供了一種估測補償方法及估測補償裝置，利用盲估測(blind estimation)的方式，擷取頻域信號中對稱位置之未知的資料訊號(即目標符元及鏡像符元)來估測IQ不平衡效應。並透過上述的估測產生平衡參數，並利用所述的平衡參數對頻域信號進行補償。透過本發明所提出的估測補償方法及估測補償裝置，則不需要預先於傳送信號中額外增加任何前置信號或引導信號，維持了一定的資料傳輸率。同時，相較於習知使用盲估測方式的補償方式，以本發明所提出的估測補償方法及估測補償裝置得到平衡參數的收斂時間亦較短，藉此降低了計算複雜度以及接收端接收信號的延遲時間(latency time)。
S101~S103‧‧‧步驟

Claims (12)

  1. 一種估測補償方法，適用於估測並補償正交頻率多工調變通訊系統中的一同相路徑以及一正交路徑的不平衡效應，包括：a.接收一頻域信號，利用該頻域信號中多個時間點的多個符元，產生多個平衡參數組，其中每一平衡參數組包括多個候選平衡參數；b.根據該些平衡參數組得到一平衡參數；以及c.根據該平衡參數補償該頻域信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的估測補償方法，其中該些時間點包括一第一時間點及一第二時間點，該頻域信號在該些時間點之一中包括對應於k個子載波的k個符元，其中k為大於等於1的整數，以及上述步驟a.包括：a1.在該第一時間點，於該k個符元中擷取一第一目標符元以及一第一鏡像符元，其中該第一鏡像符元所對應的該子載波位置位於對應於該目標符元的該子載波的一鏡像位置；a2.在該第二時間點，擷取一第二目標符元以及一第二鏡像符元，其中該第二目標符元與第一目標符元對應於相同的該子載波，該第二鏡像符元與第一鏡像符元對應於相同的該子載波；a3.利用該第一目標符元、第二目標符元、該第一鏡像符元以及該第二鏡像符元根據一調變機制產生該些平衡參數組之一；以及a4.更換該第一時間點及該第二時間點，並重複上述步驟 a1~a3，得到其餘的該些平衡參數組。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的估測補償方法，其中：該調變機制為一正交振幅調變；以及每一平衡參數組中的該些候選平衡參數的數量與該調變機制的一符元資訊量正相關。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的估測補償方法，其中上述步驟b包括：b1.分別選取該些平衡參數組的部份或全部聯集成為多個平衡參數集；b2.交集該些平衡參數集得到一結果集合；以及b3.當該結果集合中的元素數量為1時，判斷該結果集合中的該元素為該平衡參數。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的估測補償方法，其中：上述步驟b3更包括：當該結果集合中的元素數量不等於1時，重複上述步驟b1，以得到多個延伸平衡參數集；以及於上述步驟b1之後，上述步驟b2更包括：聯集該些平衡參數集以及該些延伸平衡參數集得到該結果集合。
  6. 如申請專利範圍第4項所述的估測補償方法，其中：上述步驟f3更包括：當該結果集合中的元素數量不等於1時，重複接收該頻 域信號，利用該頻域信號中該些時間點的該些符元產生多個平衡參數組以得到多個延伸平衡參數組；以及在接收該頻域信號，利用該頻域信號中多個時間點的該些符元產生多個平衡參數組之後，該步驟b1更包括：分別選取該些平衡參數組及延伸平衡參數組的部份或全部聯集成為該些平衡參數集。
  7. 一種估測補償裝置，適用於估測並補償正交頻率多工調變通訊系統中的一同相路徑以及一正交路徑的不平衡效應，包括：一估測器，接收一頻域信號，利用該頻域信號中多個時間點的多個符元產生多個平衡參數組，其中每一平衡參數組包括多個候選平衡參數，並且該估測器根據該些平衡參數組得到一平衡參數；以及一補償器，耦接該估測器，根據該平衡參數補償該頻域信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的估測補償裝置，其中該些時間點包括一第一時間點及一第二時間點，該頻域信號在該些時間點之一中包括對應於k個子載波的k個符元，其中k為大於等於1的整數，以及該估測器利用該頻域信號中該些符元，產生該些平衡參數組的步驟包括：a1.在該第一時間點，於該k個符元中擷取一第一目標符元以及一第一鏡像符元，其中該第一鏡像符元所對應的該子載波位置位於對應於該目標符元的該子載波的一鏡像位置；a2.在該第二時間點，擷取一第二目標符元以及一第二鏡像 符元，其中該第二目標符元與第一目標符元對應於相同的該子載波，該第二鏡像符元與第一鏡像符元對應於相同的該子載波；a3.利用該第一目標符元、第二目標符元、該第一鏡像符元以及該第二鏡像符元根據一調變機制產生該些平衡參數組之一；以及a4.更換該第一時間點及該第二時間點，並重複上述步驟a1~a3，得到其餘的該些平衡參數組。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的估測補償裝置，其中：該調變機制為一正交振幅調變；以及每一平衡參數組中的該些候選平衡參數的數量與該調變機制的一符元資訊量正相關。
  10. 如申請專利範圍第8項所述的估測補償裝置，其中該估測器根據該些平衡參數組得到該平衡參數的步驟包括：b1.分別選取該些平衡參數組的部份或全部聯集成為多個平衡參數集；b2.交集該些平衡參數集得到一結果集合；以及b3.當該結果集合中的元素數量為1時，判斷該結果集合中的該元素為該平衡參數。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的估測補償裝置，其中：上述步驟b3更包括：當該結果集合中的元素數量不等於1時，重複上述步驟b1，以得到多個延伸平衡參數集；以及 於上述步驟b1之後，上述步驟b2更包括：聯集該些平衡參數集以及該些延伸平衡參數集得到該結果集合。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的估測補償裝置，其中：上述步驟b3更包括：當該結果集合中的元素數量不等於1時，重複接收該頻域信號，利用該頻域信號中該些時間點的該些符元產生多個平衡參數組以得到多個延伸平衡參數組；以及在接收該頻域信號，利用該頻域信號中該些時間點的該些符元產生多個平衡參數組之後，該步驟b1更包括：分別選取該些平衡參數組及延伸平衡參數組的部份或全部聯集成為該些平衡參數集。
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