CN104052695B - 配置频率相依i/q不平衡补偿滤波器的方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种配置RF模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法及其装置。该方法包含：将输入信号应用至该RF模块的输入端；为该RF模块接收滤波后I路径信号并获得至少一个I路径滤波估计值；为该RF模块接收滤波后Q路径信号并获得至少一个Q路径滤波估计值；以及至少部分地基于所述获得的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间的至少一个比率，配置该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器。本发明可显著降低计算复杂度。

Description

配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法及其装置

【技术领域】

本发明关于配置射频模块内至少一个频率相依（frequency dependent，FD）正交/同相（I/Q）不平衡补偿滤波器（imbalance compensation filter）的方法及装置。

【背景技术】

本发明的主要焦点和应用是能够在无线通信应用中使用的射频（RF）接收器领域。图1为RF接收器体系结构100的范例的简化方框图，可以在无线通信装置中使用，例如第三代合作伙伴计划（3GPP^TM）用语中的用户设备。在图示的例子中，RF接收器体系结构100包括一个同相（I）分支和一个正交（Q）分支。每个‘I’和‘Q’分支的输入端可操作地耦接到天线105。在每个‘I’分支或‘Q’分支，经由天线105接收的RF信号被提供给混频器元件110或115，其将接收的RF信号与来自本地振荡器120的正弦波信号混频，将接收的RF信号的所需频率信号下变频至中频或基带频率。被提供至‘I’和‘Q’分支其中之一（在所示的例子中，被提供至‘Q’分支）的来自本地振荡器120的正弦信号相位偏移了90度。在每一个‘I’和‘Q’分支中由各自的混频器110和115输出的下变频后信号接着被分别提供至低通滤波器（low passfilter，LPF）(h_I(n),h_Q(n))130、135（也可以分别表示为I-RXLPF、Q-RXLPF），其滤除掉下变频信号不需要的频率分量。滤波后的信号随后被提供给模拟数字转换器（ADC）140、145，其输出代表滤波后下变频信号的数字信号(z_I(n),z_Q(n))150、155。

在实际的接收器中，同相和正交分支内的模拟元件，特别是各自的低通滤波器130、135，倾向于不完全匹配，因此可以降低接收器的镜像抑制比（image rejectionratio，IRR），从而导致性能损失。现代无线标准中高阶调制方案的使用，例如在LTE（长期演进）无线标准中使用的64-QAM调制和IEEE802.11ac无线标准中使用的256-QAM调制，规定40至50dB的高镜像抑制比要求。此外，大带宽的使用，例如，LTE中的20MHz和IEEE802.11ac中的160MHz，导致显著的频率相依I/Q不平衡。

图2为典型的I/Q不平衡补偿体系结构的范例的简化方框图，例如实现用于图1的RF接收器100。尝试使用模拟设计来减少I/Q不平衡会显著增加RF芯片集的成本。正因如此，I/Q不平衡的补偿优选实现在数字域（例如数字信号处理组件200）中，但必须保持低成本、低面积和/或低功率。I/Q不平衡通常包括两部分：频率相依分量和频率无关（frequencyindependent，FI）分量。在图示例子中，I/Q不平衡补偿的体系结构包括频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210和频率无关I/Q不平衡补偿标量组件(α)220以及加法器组件230。在图示例子中频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210实现在数字域的Q分支内并被设置为过滤数字Q分支信号z_Q(n)155，使得由Q分支模拟低通滤波器135和数字频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210执行的联合滤波匹配由I分支模拟低通滤波器130执行的滤波。频率无关I/Q不平衡补偿标量组件(α)220和加法器组件230补偿频率无关I/Q不平衡。

或者频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210可以实施在数字域的I分支内并被设置为过滤数字I分支信号z_I(n)150，使得由I分支模拟低通滤波器130和数字频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210执行的联合滤波匹配由Q分支模拟低通滤波器135执行的滤波。

在图2所示例子中，在补偿前进入的数字信号可表示为：

z(n)＝z_I(n)+jz_Q(n) （等式1）

随着频率相依I/Q不平衡补偿，该信号可表示为：

u(n)＝u_I(n)+ju_Q(n) （等式2）

需注意的是，u_I(n)＝z_I(n)。同时用于补偿I/Q不平衡的图2所示基本结构通常在RF接收器中实现，已经提出了各种技术来配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210。

用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的一种方法涉及基于训练的技术。用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的这样一种基于训练的技术绘示于图3a，该基于训练的技术包含使用特别设计的训练序列，该特别设计的训练序列经过（through）从RF收发器模块的发射器到接收器的回路以及RF前端。这样的技术是确定性的（非随机的），因此很快。然而，这种技术需要发射器频率从接收器频率偏移至用于配置的特定值，这可能需要对收发器架构做有难度的修改。

用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的另一种基于训练的方法绘示于图3b，包含使用包络检测器（envelope detector），由此在第一步骤（开关S1打开，开关S2闭合）RF收发器的发射器被配置为使用包络检测器，以及在第二步骤（开关S1闭合，开关S2打开）RF收发器的接收器被配置为使用包络检测器和来自发射器的回路。再次，这样的技术是确定性的（非随机的），因此很快。然而，该技术对发射器失真（如线性和谐波）很敏感。

除了已经提到的缺点，这种基于训练的方法还需要在基带或射频架构中修改，并需要复杂的附加电路，如包络检测器或音调发生器（tone-generator）。此外，这种基于训练的方法不便于“即时地（on-the-fly）”配置。

用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的另一种方法涉及使用盲（blind）算法。例如，用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的一种已知的盲算法技术绘示于图3c，并包含使用非线性方程的迭代估计β(n)，如：

（等式3）

其中u_Q(n)＝β(n)*z_Q(n)以及u_I(n)＝z_I(n)。各种延迟处的z_I(n)和z_Q(n)的自相关函数（autocorrelation）是通过平均多个输入数据取样来计算的。这种技术的一个好处是，β(n)可以用圆（circularity）属性来解决。然而，这种使用非线性迭代技术的解决方案涉及到使用矩阵求逆，因此对于长度大于3的滤波器，这种解决方案的复杂度是令人望而却步的。

用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的第二种已知的盲算法技术绘示于图3d，其包含自适应地更新频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的第k个抽头（k-th tap）的估计，使用公式：

（等式4）

这种方法是之前的盲算法技术的有效粗近似，其具有的优点是复杂度和存储器需求降低。然而这种方法的结果是频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的低配置以及接收器的低性能。

用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的再一个已知的盲算法技术包含获取关于图3c所示和上述第一种盲算法技术的z_I(n)和z_Q(n)的自相关函数。然后计算并除以自相关函数的离散傅里叶变换（DFT）以获得β(n)的幅度。假设一个最小相位β(n)，然后使用希尔伯特变换（Hilbert transform）计算β(n)的相位。接着计算频率响应的离散傅里叶逆变换（IDFT）以获得β(n)的脉冲响应。有利的是，相较于图3c所示和上述第一种盲算法技术，这种技术产生更低复杂度的几乎线性的解决方案。然而，它仍然是要求大量处理/存储器资源的相对高复杂度的解决方案。而且，底层频谱估计方案是非参数的，因此性能一般较差。此外，在用于“即时地”配置的弥散信道（dispersive channel）上性能下降，且性能对于导致有关采样率范围灵活性较小的频谱零点（spectral null）较敏感。

除了已经提到的缺点，这种已知的基于盲算法的方法通常遭受高复杂度影响，例如，要求使用迭代方法来求解非线性方程。

用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的另一种已知的技术绘示于图3e，且包含设置‘I’和‘Q’分支之间的相位差为45°。在引入任何I/Q不平衡之前，‘I’和‘Q’信号是相互正交的。通过改变‘I’和‘Q’分支之间的相位差到45°，I分支信号通过频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210泄漏到Q分支。通过使用I分支信号作为参考，β(n)可以采用自适应噪声消除来估计。有利的是，这种技术的计算复杂度类似于最小均方（least meansquare，LMS）运算，因此远远低于已知的盲算法技术。但是，设置‘I’和‘Q’分支之间的相位差为45°需要本地振荡器（local oscillator，LO）的频率变成四倍，并且需要补偿3dB的增益损耗、通常（25%占空比的本地振荡器）。因此，这种技术的结果是RF电路的功耗增加，并且还导致当余量（headroom）限制时噪声性能的劣化。这些功率消耗增加和噪声性能劣化对于更高频率的设计（例如，用于LTE和IEEE802.11ac无线标准）尤其成问题。

因此，需要一种用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器(β(n))210的技术，不需要或需要最小限度对收发器前端架构附加电路或修改（其涉及增加功率消耗和/或成本），并且包含相较于已知的盲算法技术更低的复杂度，以最小化所需的数字逻辑。

【发明内容】

因此，本发明的目的在于减轻、缓解或消除一个或多个上述个别或任何组合的缺点。本发明的各方面提供一种配置RF模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法和其装置。

根据本发明第一方面，提供一种配置RF模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法。该方法包含：将输入信号应用至该RF模块的输入端；为该RF模块接收滤波后I路径信号并获得至少一个I路径滤波估计值；为该RF模块接收滤波后Q路径信号并获得至少一个Q路径滤波估计值；以及至少部分地基于所述获得的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间的至少一个比率，配置该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器。

根据本发明第二方面，提供一种配置RF模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的滤波器系数配置模块。该滤波器系数配置模块被设置为：为该RF模块接收滤波后I路径信号并获得至少一个I路径滤波估计值；为该RF模块接收滤波后Q路径信号并获得至少一个Q路径滤波估计值；以及至少部分地基于所述获得的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间的至少一个比率，为该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器配置该至少一个系数。

此外，本发明还提供包含上述滤波器系数配置模块的集成电路和通信单元。

本发明所提出的上述配置RF模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法和其相关装置可显著降低计算复杂度。

【附图说明】

图1为RF接收器体系结构100的简化方框图。

图2为典型的I/Q不平衡补偿体系结构的简化方框图。

图3a-3e为用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的已知方法的简化方框图。

图4为用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的一范例装置400的简化方框图。

图5为横向IIR滤波器440的一范例的简化结构图。

图6为在RF模块内配置至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法范例的简化流程图600。

图7为用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的装置700的一个替代实施例的简化方框图。

图8为配置RF模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法范例的简化流程图800。

图9a和9b为用于配置RF收发器的每个RF接收器模块和RF发射模块内频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的装置901和902的范例的简化方框图。

【具体实施方式】

本发明的实施例将根据一个或多个用于无线通信单元的RF收发器模块（例如第三代合作伙伴计划（3GPP^TM）用语中的用户设备）来进行说明。然而，本领域技术人员可以理解在此描述的本发明概念可实现在包含离散I路径和Q路径滤波的任何类型的RF模块、无线通信单元或无线收发器中。此外，由于本发明所示的实施例可以在大多数情况下使用本领域技术人员已知的电子元件和电路来实现，为了理解和欣赏本发明的基本概念并为了不混淆或脱离本发明的教导，若非以下必要说明，将不会在任何更大程度上解释细节。

参照图4，其显示了RF接收器模块内用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器（如图2所示射频接收器模块100的频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210）的一范例装置400的简化方框图。在图4所示的该范例中，频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210形成无线通信单元（例如蜂窝电话手机）的一部分。这样的无线通信单元是公知的技术，正因如此只有对于理解本发明有必要的通信单元的那些组件已经图示和描述，并且可以理解的是，通信单元可以包括各种其他没有示出或描述的组件。

装置400包含为RF接收器模块100内的至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210配置一个或多个系数β(n)的滤波器系数配置模块410。在图示例子中，滤波器系数配置模块410实现在数字域中，例如以数字硬件组件的方式在集成电路装置405内实现。在一些范例中，滤波器系数配置模块410可与频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210实现在同一集成电路装置中，如图4中所示。在图示例子中，滤波器系数配置模块410经由开关元件460选择性耦接至每个I路径ADC140和Q路径ADC145的输出。还可以提供另一开关元件470选择性地将ADC140、145的输出从接收器链的其余部分分离，例如在频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的配置期间。

在这种方式下，滤波器系数配置模块410被配置为为RF接收器模块100接收滤波后I路径信号，例如由I路径ADC140输出的数字信号(z_I(n))150，并由此获得至少一个I路径滤波估计值w_I(n)。滤波器系数配置模块410还被设置为为RF接收器模块100接收滤波后Q路径信号，例如由Q路径ADC145输出的数字信号(z_Q(n))155，并由此获得至少一个Q路径滤波估计值w_Q(n)。滤波器系数配置模块410还进一步被配置为至少部分地基于所述获得的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间的至少一个比率，为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210配置系数β(n)。

例如，图4所示的频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210包含比如说长度L的滤波器组件。相应地，滤波器系数配置模块410可以被配置以获得包含L个系数估计值的I路径滤波估计w_I(n)，以及包含L个系数估计值的Q路径滤波估计w_Q(n)。滤波器系数配置模块410可以进一步被配置为至少部分地基于所述获得的I路径系数估计值和Q路径系数估计值之间的系数比，为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的滤波器组件配置L个系数值。

图4所示的滤波器系数配置模块410包含第一I路径滤波估计器组件（也表示为“I-RXLPF估计器”）420，被设置为接收滤波后I路径信号(z_I(n))150，并由此获得I路径滤波估计值(w_I(n))430。图4所示的滤波器系数配置模块410还包含第二Q路径滤波估计器组件（也表示为“Q-RXLPF估计器）425，被设置为接收滤波后Q路径信号z_Q(n)155，并由此获取Q路径滤波估计值(w_Q(n))435。然后可以基于由滤波估计器组件420、425得到的I路径滤波估计值(w_I(n))430和Q路径滤波估计值(w_Q(n))435之间的比率来配置用于频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的系数β(n)。

传统的盲算法技术依赖于获得每个‘I’和‘Q’路径上所执行的完整滤波，以便为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器计算系数β(n)，涉及这样的运算从而计算复杂度比较高。然而，本实施方式有利的是，通过使用I路径滤波估计值(w_I(n))430和Q路径滤波估计值(w_Q(n))435之间的比率来为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210配置系数β(n)，没有必要精确地获取RF模块内每个‘I’和‘Q’路径上所执行的完整滤波。仅估计代表‘I’路径滤波和‘Q’路径滤波之间差异的滤波值就足够了。因此，获取这样的估计滤波值的计算复杂度与传统盲算法技术相比可以显著降低。

相应地，图4所示的滤波估计器组件420、425可利用任何合适的方式获得各自的滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435。例如，包含圆对称分布（circularly symmetricdistribution）的一输入信号可以被应用到射频接收器模块100的输入，并可使用一个或多个线性预测技术来获得滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435。拟用于获取滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435的这样一种线性预测技术包含使用列文逊-德宾递归算法（Levinson-Durbi Recursion algorithm）。本领域技术人员可以理解，使用如列文逊-德宾递归算法的线性预测技术结果是可获取代表RF模块100各个‘I’和‘Q’路径上执行的逆（inverse）实际滤波的滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435。然而，这些逆滤波值之间的比率正比于RF模块100各个‘I’和‘Q’路径上执行的实际滤波的比率，并可被用于为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210配置系数β(n)。显然，获得代表所执行的逆滤波的估计值相比获得所执行的滤波的非逆（non-inverse）估计在计算上不那么复杂。

使用线性预测技术估计‘I’和‘Q’路径的逆滤波，特别是使用列文逊-德宾递归算法的一范例提供如下。下面的表1显示在列文逊-德宾递归算法的每个第k次迭代（其中，k=2～L，L是频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的长度）中要计算或者要确定的数量，以及每次迭代的计算复杂度：

表1

在第一次迭代中，基于下式执行初始化：

随后，计算向量a(k)：

向量a(k)的大小随着每一递归步骤（迭代）而增加。a(L+1)是最后想要的结果，包含长度L+1。

初始化的计算复杂度可等于一次实数乘法-加法运算和一次实数除法运算。对于该算法的每个第k次迭代，计算复杂度可以等于2k-1次实数乘法-加法运算和一次实数除法运算。因此，初始化和该算法所有后续的迭代总的计算复杂度可等于L²+1次实数乘法-加法运算和L次实数除法运算。

返回参考图4，在一些实施例中滤波估计器组件420、425可利用被配置为执行上述计算的硬件组件的方式来实现。例如，需要L+1个相关性来实现列文逊-德宾递归算法。该算法计算长度‘L+1’的向量，其第一元素为1并跟随L个其他值。因此，每个滤波估计器组件420、425可包含L+1个缓冲区，用于储存相应的滤波后I路径信号(zI(n))150和Q路径信号(z_Q(n))155的取样。每个滤波估计器组件420、425还可以包含L+1个乘法器和L+1累加器（包含一个n位加法器和一个n位寄存器的n比特累加器），用于对所储存的滤波后I路径信号(z_I(n))150和Q路径信号(z_Q(n))155的相应取样执行所需要的乘法-加法运算，以获得滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435。因此，所示范例中用于实现这两个滤波估计器组件420、425的硬件组件所需的总数目可被限制为：

-2(L+1)个缓冲区；

-2(L+1)个乘法器；以及

-2(L+1)个累加器。

在图4所示的范例中，频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210包含RF接收器模块100的Q路径内的一个单一滤波器组件，被设置为对滤波后Q路径信号(z_Q(n))155应用频率相依I/Q不平衡补偿滤波。在这种方式中，频率相依I/Q不平衡补偿只应用于滤波后Q路径信号(z_Q(n))155。相应地，在图4所示的该范例中，滤波器系数配置模块410被配置为（至少部分地）基于I路径滤波估计值(w_I(n))430和Q路径滤波估计值(w_Q(n))435，为RF模块100的I路径和Q路径确定一个或多个滤波比率值。然后可直接从为RF模块100的I路径和Q路径所确定的滤波比率值中，大致上获得用于频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的系数β(n)。

为了直接基于所获得的I路径滤波估计值(w_I(n))430和Q路径滤波估计值(w_Q(n))435之间的比率，来获得用于频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的系数β(n)，需要在频域除以I路径滤波估计值(w_I(n))430和Q路径滤波估计值(w_Q(n))435。然而，I路径滤波估计值(w_I(n))430和Q路径滤波估计值(w_Q(n))435是在时域中获得的。执行快速傅里叶变换（FastFourier Transform，FFT）来将滤波估计值转换到频域，其中滤波估计值可以被相除并随后执行快速傅里叶逆变换（Inverse Fast Fourier Transform，IFFT）来将相除结果转换回时域，这将需要很高的计算复杂度。

通过在横向（transversal）无限脉冲响应（infinite impulse response，IIR）滤波器的正向抽头（forward tap）具备分子滤波器（numerator filter）以及在反向抽头（reverse tap）具备分母滤波器（denominator filter），等效运算可以在时域中被执行，并且获得输出用于脉冲序列输入。在输出端，我们只需要这么多的值作为抽头数（即系数β(n)）用于补偿。对于抽头的实际数量，这个过程显示为具有比FFT-IFFT方法更少的运算次数。

相应地，图4所示的滤波器系数配置模块410被设置为使用这种横向滤波器技术来确定滤波比率值，因此包含横向IIR滤波器（也表示为“横向滤波器”）440。

图5为横向IIR滤波器440的一个范例的简化结构图。在图5所示的该范例中，横向IIR滤波器440包含直接型-II IIR的横向滤波器结构。长度L的脉冲经过（pass through）横向滤波器结构而获得用于频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的系数β(n)。对于图5所示的范例，通过横向IIR滤波器440得到的系数β(n)可以表示为：

用于频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210各个抽头的各个系数值被定义为：

β(0)=w_I(0)

β(1)=w_Q(1)β(0)+w_I(1)

β(2)=w_Q(1)β(1)+w_Q(2)β(0)+w_I(2)

现在参照图6，其为在RF模块内配置至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法范例的简化流程图600，例如可以使用图4中所示的装置400来实现。该方法开始于610并移动到步骤620，其中输入信号被应用至RF模块的输入。特别地，包含圆对称分布的输入信号可以被应用到RF模块的输入。

这样的输入信号可包含来自噪声发生器的信号。例如，如图4所示，噪声发生器450的输出可被选择性地耦接到RF模块100的输入。在图示范例中，开关460是可控制的，以将RF模块100的输入选择性耦接至天线105或噪声发生器450。

噪声发生器450可被设置为输出包含有色噪声或白噪声的信号。噪声发生器450可被选择性地耦接至RF接收器100的低噪声放大器（未示出）之前或之后。噪声发生器450可以包含一个或多个离散组件，从RF接收器模块中分离出来。在一些示范性实施例中，可以设想，由于射频接收器模块100形成收发器的一部分，该噪声发生器450可从该收发器的发射器模块（未示出）内的一个或多个组件获得，例如发射器的功率放大器。

这样的噪声发生器450可以以任何合适的方式来实现。例如，该噪声发生器450可以包含一个或多个：

-反向偏压二极管；

-偏压跨导器；

-电阻，其后跟随放大器；以及

-伪随机高斯噪声源。

在一些替代实施例中，在图6方法的步骤620中应用的输入信号可包含经由天线105接收的RF信号。也可以使用任何复信号，其中实部和虚部具有相等的能量和自相关函数，并且实部和虚部之间为零的互相关（cross-correlation）是圆形分布的。适当类型的信号范例是满足圆对称标准的QAM（正交幅度调制）信号和PSK（相移键控）调制信号。因此，在天线105接收到的相应的调制信号可以被用来在步骤620提供输入信号。

返回参考图6，一旦合适的输入信号在步骤620已被应用到RF模块的输入，则该方法移到步骤630和635，其中滤波后I路径信号和Q路径信号分别被接收。例如，图4的滤波器系数配置模块410被配置为为RF接收器模块100接收滤波后I路径信号（包含由I路径模拟数字转换器（ADC）140所输出的数字信号(z_I(n))150）以及为RF接收器模块100接收滤波后Q路径信号（包含由Q路径模拟数字转换器（ADC）145所输出的数字信号(z_Q(n))155）。接着，在步骤640和645，I路径滤波系数估计值w_I(n)和Q路径滤波系数估计值w_Q(n)从所接收到的滤波后信号获得。例如，正如上文中更详细描述的，这些系数估计值可以使用线性预测（例如，使用列文逊-德宾递归算法）得出。步骤650，然后基于所获得的I路径滤波系数估计值和Q路径滤波系数估计值来计算一个或多个补偿滤波器系数值w_I(n)/w_Q(n)。例如，如上面更详细描述的，补偿滤波器系数值可以通过使用横向IIR滤波器（如图5所示的横向IIR滤波器440）来计算。在步骤660，接着使用计算出的补偿滤波器系数值w_I(n)/w_Q(n)来配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器内的一个或多个系数，并且所述方法在步骤670结束。

在图4到6所示的范例中，频率相依I/Q不平衡补偿滤波器仅在RF接收器模块100的Q路径中包含一个滤波器组件。因此，参考图4至6所描述的上述方法和装置涉及在这样一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器内配置系数，该频率相依I/Q不平衡补偿滤波器在RF模块的I路径和Q路径仅其中之一内包含一个滤波器组件。

现在参照图7，其为用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的一个替代实施例装置700的简化方框图。在图7所示的该范例中，频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210在RF接收模块100的I路径内包含第一滤波器组件212以及在RF接收器模块100的Q路径内还包含第二滤波器组件214。该装置700包含滤波器系数配置模块710，用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的第一滤波器组件212内的一个或多个系数β_I(n)，以及配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的第二滤波器组件214内的一个或多个系数β_Q(n)。

如图4所示的范例，图7中的滤波器系数配置模块710被设置为为RF接收器模块100接收滤波后I路径信号，例如由I路径ADC140所输出的数字信号(z_I(n))150，并且包含I路径滤波估计器组件420，被设置为由此获得至少一个I路径滤波估计值w_I(n)。滤波器系数配置模块410还被设置为为RF接收器模块100接收滤波后Q路径信号，例如由Q路径ADC145所输出的数字信号(z_Q(n))155，并且包含Q路径滤波估计器组件425，被设置为由此获得至少一个Q路径滤波估计值w_Q(n)。

滤波器系数配置模块710被配置为至少部分地基于由滤波估计器组件420、425所获得的I路径滤波估计值w_I(n)和Q路径滤波估计值w_Q(n)之间的至少一比率，来配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210。特别地，在图7所示的该范例中，滤波系数配置模块710被设置为至少部分地基于所获得的I路径滤波估计值w_I(n)来配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的第一滤波器组件212内的系数β_I(n)，以及相应地至少部分地基于所获得的Q路径滤波估计值w_Q(n)来配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的第二滤波器组件214内的系数β_Q(n)。在这种方式中，频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的第一和第二滤波器组件212、214内的系数β_I(n)和β_Q(n)的配置对应于由滤波估计器组件420、425所获得的I路径滤波估计值w_I(n)和Q路径滤波估计值w_Q(n)之间的比率。

如前面提到的，使用线性预测技术（如列文逊-德宾递归算法）来获得滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435结果是可获得代表RF模块100各自‘I’路径和‘Q’路径中执行的实际逆滤波的滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435。相应地，可以设想，频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的第一和第二滤波器组件212、214内的系数β_I(n)和β_Q(n)可通过例如以用于RF接收器模块100的模拟低通滤波器130、135的n理想滤波器值h(n)乘以滤波估计值(w_I(n))430和(w_Q(n))435（其包含估计的I路径和Q路径逆滤波值）来计算。在这种方式中，系数β_I(n)和β_Q(n)可以代表用于RF接收器模块100的模拟低通滤波器130、135的理想滤波器值h(n)与由相应的I路径和Q路径模拟低通滤波器130、135执行的实际滤波（由滤波估计器组件420、425估计）之间各自的差异。

因此，图7所示范例中的滤波器系数配置模块710包含I路径系数发生器组件720，被设置为基于获得的I路径滤波估计值w_I(n)和用于RF接收器模块100的模拟低通滤波器130、135的理想滤波器值h(n)，为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的第一滤波器组件212产生系数β_I(n)，使得：

β_I(n)＝h(n)*w_I(n)

图7所示的范例中的滤波器系数配置模块710还包含Q路径系数发生器组件725，被设置为基于获得的Q路径滤波估计值w_Q(n)和用于RF接收器模块100的模拟低通滤波器130、135的理想滤波器值h(n)，为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的第二滤波器组件214产生系数β_Q(n)，使得：

β_Q(n)＝h(n)*w_Q(n)

现在参照图8，其为配置至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法范例的简化流程图800，该频率相依I/Q不平衡补偿滤波器包含RF模块100的I路径内的至少一个第一滤波器组件以及RF模块100的Q路径内的至少一个第二滤波器组件，如可以使用图7所示的装置700来实现。该方法开始于810，并移动到步骤820，其中输入信号被应用到RF模块的输入。特别地，包含圆对称分布的输入信号可以被应用到RF模块的输入。这样的输入信号可包含来自噪声发生器的信号。例如，如图7所示，噪声发生器450的输出可被选择性地耦接到RF模块100的输入。在图示范例中，开关460是可控制的，以将RF模块100的输入选择性耦接至天线105或噪声发生器450。

一旦合适的输入信号已被应用到RF模块的输入，则该方法移到步骤830和835，其中滤波后I路径和Q路径信号分别被接收。例如，图7的滤波器系数配置模块710被配置为为RF接收器模块100接收滤波后I路径信号（包含由I路径模拟数字转换器（ADC）140所输出的数字信号(z_I(n))150）以及为RF接收器模块100接收滤波后Q路径信号（包含由Q路径模拟数字转换器（ADC）145所输出的数字信号(z_Q(n))155），I路径滤波系数估计值w_I(n)和Q路径滤波系数估计值w_Q(n)从所接收到的滤波后信号获得（步骤840，845）。例如，正如上文中更详细描述的，这些系数估计值可以使用线性预测（例如，使用列文逊-德宾递归算法）得出。

已获得I路径和Q路径滤波系数估计值后，该方法进入到步骤850和855，其中分别为频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的I路径和Q路径滤波器组件计算补偿滤波器系数值h(n)*w_I(n)和h(n)*w_Q(n)。例如，参考图7上面描述的，基于各自获得的I路径滤波估计值w_I(n)和Q路径滤波估计值w_Q(n)以及用于RF接收器模块100的模拟低通滤波器130、135的理想滤波器值h(n)，可计算系数β_I(n)和β_Q(n)以用于频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的I路径和Q路径滤波器组件212、214。频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的I路径和Q路径滤波器组件依据各自计算得到的系数值h(n)*w_I(n)和h(n)*w_Q(n)，在步骤860和865中分别配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的I路径滤波器组件的系数和Q路径滤波器组件的系数。接着该方法在870结束。

配置RF接收器模块内频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法和装置的范例已在前文中参照附图描述。然而，可以设想，本发明并不限定于RF接收器模块内的频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的配置，而同样可应用于其他形式的复数（I/Q）RF模块。图9a和9b为用于配置RF收发器的每个RF接收器模块和RF发射模块内频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的装置901和902的范例的简化方框图。

在图9a所示的第一配置阶段中，模拟噪声发生器910通过开关920可操作地耦接至RF接收器模块前端930的输入，并将输入信号应用于此。滤波器系数配置模块（也表示为“I/Q不平衡配置”）940为RF接收器模块接收滤波后I路径和Q路径信号，并由此获得I路径和Q路径滤波估计值。滤波器系数配置模块940接着至少部分地基于所获得的I路径和Q路径滤波估计值之间的至少一比率，配置RF接收器模块内的一个或多个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器。例如，滤波器系数配置模块940可通过图4所示和以上描述的滤波器系数配置模块410的方式来实现，或者通过图7所示和以上描述的滤波器系数配置模块710的方式来实现。以这种方式，接收器模块的频率相依I/Q不平衡补偿滤波器使用来自模拟噪声发生器910的输入信号，至少部分地基于所获得的I路径和Q路径滤波估计值之间的至少一比率来首先被配置。

在图9b所示的第二配置阶段中，开关920可操作地将RF发射器模块前端950的输出耦接至RF接收器模块前端930的输入，以及来自数字噪声发生器960的噪声信号被应用至RF发射器模块的输入。在这种方式下，应用至RF发射器模块的输入的噪声信号穿过RF发射器模块（在其中执行离散的‘I’和‘Q’滤波）被传递，并回送到RF接收器模块，其中执行进一步的离散‘I’和‘Q’滤波。滤波器系数配置模块940为RF接收器模块接收滤波后I路径和Q路径信号，并由此获得I路径和Q路径滤波估计值。例如，该滤波器系数配置模块940可以使用第一配置阶段为RF接收器模块获得的I路径和Q路径滤波估计值，来获得对应于RF发射器模块‘I’和‘Q’路径内所执行的滤波的I路径和Q路径滤波估计值。然后滤波系数配置模块940可以至少部分地基于所获得的对应于RF发射器模块‘I’和‘Q’路径内所执行的滤波的I路径和Q路径滤波估计值之间的至少一比率，配置RF接收器模块内的一个或多个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器。在这种方式下，RF发射器模块的频率相依I/Q不平衡补偿滤波器还可以使用来自数字噪声发生器960的输入信号，至少部分地基于所获得的I路径和Q路径滤波估计值之间的至少一比率，由滤波器系数配置模块940来配置。

本发明的示范性实施例已被描述为包含至少部分地基于所获得的I路径和Q路径滤波估计值之间的至少一比率，配置RF接收器模块内的频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法和/或装置。本领域技术人员应当理解，此处所描述的示范性实施例包含盲算法，由此这样的I路径和Q路径滤波估计值从接收的I路径和Q路径滤波后信号获得。有利的是，实现本发明所需的盲算法相对于现有技术中的盲算法所包含的复杂度显著降低。

例如，如上所述，参考图3c（涉及等式3）用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的第一已知盲算法技术需要4L个实数相关性（其中L是将被配置的频率相依I/Q不平衡补偿滤波器内抽头的数量），并具有2至4次LxL逆矩阵的复杂度，每次具有L³次复数乘法-加法运算（立方复杂度）。涉及使用矩阵求逆的这样的非线性迭代技术的使用意味着，对于长度大于3的滤波器，由于所需乘法器的数目以及实现这些乘法器所需的裸片面积，这种解决方案的复杂度是令人望而却步的。

如上所述，参考图3c（涉及计算自相关函数的离散傅里叶变换并将它们相除以获得幅度β(n)）用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的第二已知盲算法技术，仅需要3L个实数相关性。然而，这种已知的技术仍然包含的复杂度为：

-64L+80L.log₂(8L)次实数乘法运算

-80L.log₂(8L)次实数加法运算

-4L次实数除法运算

因此，对于这种已知盲算法技术，比方说滤波器长度L为8将导致4352次实数乘法运算、3840次实数加法运算和32次实数除法运算的复杂度。

与此相反，本发明提出的技术需要的是3L个实数相关性，复杂度只为：

-(5L²/2)-(L/2)+2次实数乘法运算

-(5L²/2)-(L/2)+2次实数加法运算

-2L次实数除法运算

因此，对于本发明所提出的技术，比方说滤波器长度L为8将导致158次实数乘法运算、158次实数加法运算和16次实数除法运算的复杂度。

有利的是，这种低计算复杂度使得频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的“即时地”配置能够被执行，例如，使用无线（over-the-air）发送的数据来进行。以这种方式，在RF模块的I路径和/或Q路径滤波中随着时间推移的任何变化，例如，由于温度和/或压力的变化或仅仅是由于随时间的变化作为组件老化的结果等，都可以进行补偿。

此外，与上述参考图3e描述的已知技术不同，本发明所提出的技术中RF模块本身不需要显著的修改，因此，射频电路功耗增加，以及还有余量限制时噪声性能退化的问题，大致上可避免。

本发明所提出的技术的仿真还表明，性能对频率无关I/Q不平衡的程度不敏感，不同于上述参考图3e要求频率无关I/Q平衡的已知技术。

此外，具有2倍（2x）抽样率的ADC元件在频带边沿有零点（null）。上述参照图3c用于配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的第二已知盲算法技术（涉及计算自相关函数的离散傅里叶变换并除以它们以获得幅度β(n)）包含除以两个频率响应。这些零点可能导致被零除的状况，造成这种已知技术故障和失败。与此相反，本发明提出的解决方案采样率是稳健的（robust）。本发明提出的解决方案衰落信道也是稳健的，不同于上述参考图3c的配置频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的第二已知盲算法技术。

在前述说明书中，已参照本发明的具体实施例来描述本发明。然而，显而易见的是，可以做出各种修改和变化而不脱离如所附权利要求书中阐述的本发明更宽的精神和范围。

如本文中所讨论的连接可以是适合于例如通过中间装置从或向各个节点、单元或装置传输信号的任何类型的连接。因此，除非暗示或另有说明，连接可以例如是直接连接或间接连接。该连接可被示为或描述参考作为单一连接、多个连接、单向连接、或双向连接。然而，不同实施例可以改变连接的实现方式。例如，可以使用单独的单向连接，而不是双向连接，反之亦然。另外，多个连接可被替换为串行地或以时间复用方式传输多路信号的单一连接。同样地，携带多个信号的单一连接可以被分离为携带这些信号子集的各种不同的连接。因此，存在许多选择项用于传输信号。

本领域技术人员将认识到，逻辑块之间的边界仅仅是说明性的，并且替代实施例可以合并逻辑块或电路元件，或者对各种逻辑块或电路元件施加功能的替代分解。因此，应当理解，此处所描述的架构仅仅是示例性的，并且事实上实现相同功能的许多其他体系结构可以被实现。例如，在所示实施例中滤波器系数配置模块410、710已被揭示为离散逻辑/功能组件。然而，在一些示范性实施例中，滤波器系数配置模块410、710可以被实现为例如频率相依I/Q不平衡补偿滤波器210的整体元件。

实现相同功能的组件的任何安排为有效地“关联”，使得实现期望的功能。因此，本文任何两个组件结合以实现特定功能可以被看作彼此“相关联”，使得实现期望的功能，而不论架构或中间组件。同样地，如此关联的任何两个组件也可以看作是被“可操作地连接”或“可操作地耦接”于彼此以实现所需的功能。

此外，本领域的技术人员将认识到，上述操作之间的边界仅是说明性的。所述多个操作可被组合成一个单一操作，单个操作可以分散为附加的操作和时间上至少部分重叠可被执行的操作。此外，替代实施例可以包含特定操作的多个实施例，并且操作的顺序可以在各种其它实施例中被改变。

还例如，在一个实施例中，图示的范例可以被实现为位于单个集成电路上或同一设备内的电路。例如，滤波器系数配置模块410、710可以在包含RF收发器的RF IC装置内实现。备选地，实施例可以被实现为任何数量的以合适的方式彼此互连的单独的集成电路或单独的设备。例如，在一些实施例中，可以设想，滤波器系数配置模块410、710可在分开的（例如，独立的）集成电路器件中实现。

滤波器系数配置模块410、710，或它们的部分，可以被实现为物理电路的软件或代码表示或者可转换成物理电路的逻辑代表的软件或代码表示，如任何适当类型的硬件描述语言。此外，本发明并不限定于以非可编程硬件实施的物理设备或单元，也可以应用于可编程器件中或应用于通过根据合适的程序代码操作而能够执行期望的装置功能的单元中。然而，其它修改、变化和替换也是可能的。因此，本发明说明书和附图被认为是说明性的而不是限制性的。

词语“包含”不排除其它没有在权利要求中列出的元件或步骤的存在。此外，如本文使用的术语“一”或“一个”，被定义为一个或多于一个。另外，权利要求中使用的引导性短语如“至少一个”和“一个或多个”，不应解释为暗示由“一”或“一个”引入另一权利要求元素，将包含这种引入的权利要求元素的任何特定的权利要求限定为只包含这样一个元素的权利要求，即使当同一权利要求包含引导性短语“一个或多个”或“至少一个”和“一”或“一个”。对于“一”或“一个”的使用同样如此。除非另有说明，使用术语例如“第一”和“第二”在这些术语描述的要素之间任意区分。因此，这些术语不一定意图指示此类要素的时间或其它优先级。不争事实是，被记载在相互不同的权利要求中的某些措施并不意味着这些技术措施的组合不能被有利地使用。

Claims (19)

1.一种配置射频模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的方法，其特征在于，该方法包含：

将输入信号应用至该射频模块的输入端；

为该射频模块接收滤波后的I路径信号并获取至少一个I路径滤波估计值；

为该射频模块接收滤波后的Q路径信号并获取至少一个Q路径滤波估计值；以及

至少部分地基于所述获取的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间的至少一个比率，配置该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，被应用至该射频模块的输入端的该输入信号包含圆对称分布。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法包含使用线性预测来获取该至少一个I路径滤波估计值和该至少一个Q路径滤波估计值。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，获取该至少一个I路径滤波估计值和该至少一个Q路径滤波估计值的步骤包含使用线性预测来分别估计I路径和Q路径逆滤波值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法包含使用列文逊-德宾递归算法来获取该至少一个I路径滤波估计值和该至少一个Q路径滤波估计值。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器包含长度L的至少一个滤波器组件，以及该方法包含：

获取包含至少L个系数估计值的I路径滤波估计值；

获取包含至少L个系数估计值的Q路径滤波估计值；以及

至少部分地基于所述获取的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间的系数比率，为该频率相依I/Q不平衡补偿滤波器的该至少一个滤波器组件配置L个系数值。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法包含：

至少部分地基于所述获取的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值，为该射频模块的I路径和Q路径确定至少一个滤波比率值；以及

至少部分地基于所述获取的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间该确定的至少一个滤波比率值，来配置该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器内的至少一个系数值。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器包含该射频模块的该I路径和该Q路径其中之一内的至少一个滤波器组件，以及该方法包含：配置该至少一个滤波器组件的至少一个系数以包含所述获取的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间该确定的至少一个滤波比率值。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，该方法包含使用横向无线脉冲响应滤波器来为该射频模块的该I路径和该Q路径计算该至少一个滤波比率值。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器包含该射频模块的该I路径内的至少一个第一滤波器组件以及该射频模块的该Q路径内的至少一个第二滤波器组件，以及该方法包含：

至少部分地基于所述获取的至少一个I路径滤波估计值来配置该至少一个第一滤波器组件的至少一个系数；以及

至少部分地基于所述获取的至少一个Q路径滤波估计值来配置该至少一个第二滤波器组件的至少一个系数。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，该方法包含：

至少部分地基于所述获取的至少一个I路径滤波估计值和用于该射频模块的理想滤波器值，为该至少一个第一滤波器组件计算至少一个系数；

至少部分地基于所述获取的至少一个Q路径滤波估计值和用于该射频模块的该理想滤波器值，为该至少一个第二滤波器组件计算至少一个系数；以及

至少部分地基于为该至少一个第一滤波器组件计算的至少一个系数，为该至少一个第一滤波器组件中的每一者配置至少一个系数，以及至少部分地基于为该至少一个第二滤波器组件计算的至少一个系数，为该至少一个第二滤波器组件中的每一者配置至少一个系数。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，

获取所述至少一个I路径滤波估计值和所述至少一个Q路径滤波估计值的步骤包含使用线性预测来分别估计I路径和Q路径逆滤波值；

为所述至少第一滤波器组件计算至少一个系数的步骤包含：由至少一个估计的I路径逆滤波值乘以至少一个理想的I路径滤波器值；以及

为所述至少第二滤波器组件计算至少一个系数的步骤包含：由至少一个估计的Q路径逆滤波值乘以至少一个理想的Q路径滤波器值。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法包含在以下至少其中之一内配置至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器：

射频接收器模块；以及

射频发射器模块。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，该方法包含首先配置射频收发器的该射频接收器模块内的至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器；以及接着配置该射频收发器的该射频发射器模块内的至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，被应用至该射频模块的该输入端的该输入信号包含以下至少其中之一：

来自噪声发生器的信号；以及

通过天线接收的射频信号。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法包含配置该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器为“即时地”。

17.一种滤波器系数配置模块，用于配置射频模块内至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器，其特征在于，该滤波器系数配置模块被设置为：

为该射频模块接收滤波后的I路径信号并获取至少一个I路径滤波估计值；

为该射频模块接收滤波后的Q路径信号并获取至少一个Q路径滤波估计值；以及

至少部分地基于所述获取的I路径滤波估计值和Q路径滤波估计值之间的至少一个比率，为该至少一个频率相依I/Q不平衡补偿滤波器配置至少一个系数。

18.一种包含如权利要求17所述的至少一个滤波器系数配置模块的集成电路。

19.一种包含如权利要求17所述的至少一个滤波器系数配置模块的通信单元。