CN101926142A - 消除ofdm接收机中的附加的正弦干扰的方法和设备 - Google Patents

Abstract

正交频分复用(OFDM)由于其可以用于低复杂度的发射机和接收机而成为进行高速无线传输的普遍传输方法。提出了一种消除OFDM接收机中已知频率的附加的正弦干扰的方法和设备，所述附加的正弦干扰例如源自于针对频率参考、混频器控制以及A/D转换器控制而存在的时钟信号以及这些周期信号的谐波和混频的乘积，耦合至接收机链中的某点并且表现为叠加到复合基带接收信号的旋转复合指数。根据本发明的方法和设备，得到具有已知频率的干扰叠加音调的幅度和相位的估计，幅度和相位估计用于消除寄生音调以防止接收机灵敏度变差同时获得低实现复杂度。

Description

消除OFDM接收机中的附加的正弦干扰的方法和设备

技术领域

本发明涉及消除OFDM接收机中已知频率的附加的正弦干扰的方法和设备。

背景技术

正交频分复用(OFDM)由于其可以用于低复杂度的发射机和接收机并且在恶劣的多路条件下具有鲁棒性而成为进行高速无线传输的普遍传输方法。在S.B.Weinstein和P.M.Ebert的：Data transmission by frequency-division multiplexing using the discrete Fourier transform.IEEE Trans.Communication Technology，COM-19(5)：628-634，Oct.1971中有关于OFDM的更详细讨论。称作离散多音调(DMT)的有线通信使用类似的技术。发射机使用逆离散傅里叶变换(IDFT)来产生多载波信号，接收机应用离散傅里叶变换(DFT)对数据进行解调。

集成的无线电接收机需要大增益和低噪声系数来实现高灵敏度。针对频率参考、混频器控制和A/D转换器控制而存在的时钟信号以及这些周期信号的谐波和混频的乘积可以耦合到接收机链中的某一点处，并用作叠加到复合基带接收信号上的旋转复合指数。如果这些音调的电平变得过高，则这些音调会使接收机灵敏度变差。源自RF接收机自身的这种干扰音调的频率与接收机中出现的时钟频率直接有关。

如上所述，叠加到接收信号上的不期望的音调可能降低接收机灵敏度。防止这种问题的最安全的方法是直接避免出现这样的音调。尽管耦合机制是已知的，接收机设计的更新可能减小耦合。然而，在高度集成的接收机系统中，实现这一目的要做的努力可能非常大，有可能需要详细的建模、设计修改和附加验证。调，同时获得低的实现复杂度。

发明内容因此，本发明的目的是减轻OFDM基带接收机中的这种附加的干扰音调，同时获得低的实现复杂度。

根据本发明的一方面，提供了一种如权利要求1所述的消除OFDM接收机中的附加的正弦干扰的方法。根据本发明的另一方面，提供了一种如权利要求16所述的设备。本发明的方法和设备得到干扰叠加音调的幅度和相位的估计，并使用该幅度和相位估计值来消除该音调，使得避免接收机灵敏度变差，其中所述干扰叠加音调的频率是已知的。

根据本发明，以实现低复杂度的方式来实现本发明，其中在应用方法的过程中所述低复杂度转化为低过载功耗。

附图说明

参考附图，通过以下以示例的方式对特定实施例的详细描述，本发明的附加特征和优点将变得显而易见，附图中：

图1是可以在其中实现本发明的OFDM接收机的示意框图；

图2是典型的现有OFDM解调器的框图；

图3示出了根据本发明优选实施例的OFDM基带接收机的框图；

图4更详细地示出了根据本发明的图3的刺激消除单元的优选实施例的框图；以及

图5示出了根据本发明的图3的刺激消除单元的另一优选实施例的框图。

具体实施方式

图1示出了可以在其中实现本发明的OFDM接收机1的示意框图。经由天线20接收模拟OFDM无线电信号，并将该模拟OFDM无线电信号馈送至无线电接收机30，在无线电接收机30处将该模拟OFDM无线电信号转换成数字复合基带信号。典型地，无线电接收机30包括低噪放大器、由本地振荡器来控制的混频器、频带选择滤波器、另一放大器级和可选的第二混频器、模数转换器、以及数字抽取滤波器。无线电接收机30输出数字复合基带信号。将该信号馈送至数字OFDM基带解调器40，从数字OFDM基带解调器40输出解调后的数据。

图2是现有技术已知的、如图1所示的典型OFDM解调器40的框图。将作为从图1的无线电接收机30提供的数字复合基带信号的输入信号馈送至保护间隔去除单元410，在保护间隔去除单元410处该输入信号被切割成长度与OFDM符号周期相对应的采样块。然后，去除每个这种采样块的保护周期，在离散傅里叶变换单元420中对每个其余的采样块执行离散傅里叶变换(DFT)。DFT单元420输出由在数据均衡单元430中的相应OFDM子载波上接收到的符号组成的数据。可选地，在被馈送至数据均衡单元430之前，在信道估计单元425中执行针对感兴趣的所有子载波的信道估计。在均衡之后，将子载波符号从数据均衡单元430馈送至符号去映射器440，符号去映射器440输出要被馈送至解码器的软比特。典型地以快速傅里叶变换(FFT)的形式来实现DFT单元420中的离散傅里叶变换。这种OFDM解调器是现有技术公知的。然而，这种OFDM解调器的缺点是对典型地通过将周期性电压或电流耦合至RF信号路径而产生的正弦干扰不具有鲁棒性。这种正弦干扰以叠加复合旋转指数的形式出现在OFDM基带接收机40的输入处。根据这种干扰的电平和频率，大量的信息符号可能会变差。这降低了接收机的灵敏度。

图3示出了根据本发明修改的OFDM基带接收机40A。OFDM基带接收机40A与上述图2的OFDM基带接收机40相类似，不同之处在于OFDM基带接收机40A还包括刚好在DFT单元420后面的刺激消除单元500。该刺激消除单元500的功能是：估计在DFT单元420处出现的、已知频率的叠加旋转指数的幅度和相位，以及除去这种干扰。这种已知频率的音调典型地源自在RF前端中出现的周期信号的谐波和潜在混频的乘积。这些信号的频率与通常用于RF前端和数字基带接收机的参考时钟的频率成定比。

在参考更详细示出了刺激消除单元500的图4之前，为了理解刺激消除单元500的操作，首先将如下描述刺激消除单元500的功能的一些数学基础，进行以下定义：

f_T是干扰音调的频率，被归一化为采样频率；

N_DFT是采样中离散傅里叶变换的长度；

N_Guard是采样中保护间隔的长度；

N_Sym＝N_DFT+N_Guard是针对每个OFDM符号的时域采样的数目；

k是采样时间索引；

y(k)＝r(k)+z(k)是输入至OFDM解调器40的复合基带接收信号；其中

r(k)是包括诸如噪声之类的其他干扰在内的实际接收信号；以及

是干扰叠加复合指数；

f_T是已知的频率，A_T和

分别是要估计的干扰复合指数的幅度和相位。

假定0≤f_T＜1，数字信号的周期频谱允许将任何可能的音调映射到该范围上。

经由DFT对复合指数z(k)|0≤k＜N_DFT的变换产生的值

其中

n表示结果矢量中的元素索引。

将该等式重写为

将该等式划分为幅度/相位因子

和加权模型

$W\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{DFT}}}\·\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j2\mathrm{\π}\·k\·(f_T-\frac{n}{N_{\mathrm{DFT}}})),$

加权模型(当认为已给出N_DFT时)仅由干扰音调的频率来确定。假定已知干扰音调的频率，需要估计音调的幅度和相位。

现在考虑在DFT之后的接收信号，该接收信号理想地仅由被信道衰减和附加的噪声干扰的数据符号的叠加组成。令

y(k)|K·N_Sym≤k＜K·N_Sym+N_DFT表示OFDM符号编号K的DFT输入采样，并且

Y_K(n)表示相关DFT输出矢量，其中0≤n＜N_DFT。

如果不存在附加的复合指数，则假定在接收期间所有OFDM子载波的输出都是零均值随机过程，即，

$E\left\{Y_K\left(n\right)\right\}=0\∀K,n.$

此外，假定不同的DFT输出符号是统计上独立的，即，

对叠加干扰复合指数的估计应用三个主要构思：

1.DFT输出矢量Y_K(n)与模型W(n|f_T)的标量乘积，

是DFT输出矢量在音调方向上的投影，并且是幅度和相位因子

与相位偏移项exp(j2π·f_T·K·N_Sym)的相乘的估计，相位偏移项exp(j2π·f_T·K·N_Sym)是在OFDM符号编号K的开始处复合指数的起始相位。因此，在这种假定下，上述标量乘积的期望是

2.与起始相位的标量乘积的向后旋转产生了Q_K＝P_K·exp(-j2π·f_T·K·N_Sym)，这是在

的情况下幅度和相位的估计

3.对多个这种向后旋转的估计Q_K求平均减小了估计误差。

图4更详细示出了根据本发明的图3的刺激消除单元的第一优选实施例，刺激消除单元用于使用上述原理来消除OFDM接收机中的干扰复合指数。

将偏移相矢量F_K＝exp(j2π·f_T·N_Sym)(这里常量

)输入至偏移相矢量累积单元510并累积地相乘，以得到起始相矢量序列

R_K被馈送至向后旋转单元520，在向后旋转单元520处将这些值的复共轭与来自幅度和相位估计单元570的幅度/相位估计器输出值相乘。

这里

是估计模型，等于本发明第一实施例中的W(n)，然而如以下说明的在另一实施例中可以被简化。此外，估计模型可以依据由索引K指示的OFDM符号的不同而不同。

将得到的向后旋转幅度/相位估计

馈送至无限脉冲响应(IIR)线性滤波器530，其中，无限脉冲响应(IIR)线性滤波器530的DC增益(“历史求平均”)由因子c_K(其中，0＜c_K＜1)来控制。在本发明的第一实施例中，因子c_K是与K无关的不随时间变化的常量。

然后将滤波器530的输出提供至向前旋转单元540并向前旋转以得到针对当前OFDM符号的估计幅度和相位

在滤波器存储器之后得到滤波器输出值

因为针对当前OFDM符号中的消除而应用的估计应当仅基于先前的OFDM符号，从而产生统计独立性。

然后将向前旋转单元540的输出值

提供至模型加权单元550并利用模型

来加权，模型在本发明的第一实施例中等于W(n)，但是在如以下将说明的另一实施例中可以被简化。此外，消除模型可以依据由索引K表示的OFDM符号的不同而不同。最终，将从模型加权单元550得到的矢量V_K(n)馈送至减法器560，并从图4的DFT单元420输出的矢量Y_K(n)中减去矢量V_K(n)，以在刺激消除之后得到输出矢量

Z_K(n)＝Y_K(n)-V_K(n)。

在本发明的另一实施例中，在导频音调包含在OFDM信号中的情况下，对于一些对(K，n)来说可能不满足E{Y_K(n)}＝0。为了防止幅度/相位估计变得偏置，在估计器中不应考虑有关的对(K，n)。

通过图5的修改布置来实现这一点，图5示出了图4的寄生音调消除布置的扩展。图5中与上述图4的组件相同或等同的组件由相同的参考数字来表示，为了简明起见不再重复这些相同或等同组件的描述。

在图5的布置中，首先将来自图3的DFT单元420的输出矢量馈送至导频符号替换单元580。在导频符号替换单元580中，利用针对各个DFT频率段(bin)的当前可用估计来重写在估计中不被考虑的所有DFT输出值。通过限定模型S_K(n)来实现这一操作，S_K(n)指示在哪些点处针对估计没有被考虑的DFT输出值。该模型的值被限定为0，在这种情况下应当针对刺激消除来考虑DFT输出，否则该模型的值被限定为1。

因此，可以由以下等式来描述导频符号替换单元580的功能

本发明的另一实施例利用在模型W(n)的选择方面的自由度，该自由度用于在复平面中旋转整个矢量的相位，以得到实值系数W(n)，这降低了计算复杂度。还可以使用以下等式来实现这一点

$W\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{DFT}}}\·\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j2\mathrm{\π}\·((k-\frac{N_{\mathrm{DFT}}}{2})\·f_T-\frac{k\·n}{N_{\mathrm{DFT}}})).$

在本发明的另一实施例中，通过利用以下事实来降低幅度/相位估计器570的复杂度：已知频率的干扰旋转指数的大多数能量都集中在DFT输出处的几个频率段(bin)上。在该实施例中，仅使用由集合

$N_{\mathrm{Est}}=\{n_1,n_2,...,n_{N_{\mathrm{Est}}}\}\⊆\{0,1,...,N_{\mathrm{DFT}}-1\}$

来编索引的DFT输出频率段(bin)的子集，估计模型由以下公式来确定

这里，下标K指示W(n)可以随OFDM符号的不同而不同。典型地限定集合N_Est以便例如以有限数目的频率段(bin)来采集大多数能量，这是通过仅使用W(n)中具有最大绝对值的系数来实现的。在极限情况下，仅使用来自W(n)的单个值。

在本发明的另一实施例中，通过利用以下事实来分别降低模型加权/刺激减法单元550和560的复杂度：已知频率的干扰旋转指数的大多数能量都集中在DFT输出处的几个频率段(bin)上，从而不需要减去可忽略的小干扰。在该实施例中，仅使用由集合

$N_{\mathrm{Cancel}}=\{n_1,n_2,...,n_{N_{\mathrm{Cancel}}}\}\⊆\{\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{DFT}}-1\}$

来编索引的DFT输出频率段(bin)的子集，消除模型被限定为：

同样，下标K指示W(n)可以因OFDM符号的不同而不同。典型地定义N_Cancel，以在预期发生不可接受的额外的干扰时应用于W(n)中的所有元素。在极限情况下，仅处理来自W(n)的单个值。

在本发明的另一实施例中，通过滤波器系数c_K的时变来实现历史求低通的平均的快速环入。例如，当在K＝1的OFDM符号处执行第一幅度/相位估计时，序列的良好选择是

$c_K=\left\{\begin{array}{cc}0& K<1\\ 1/K& 1\&le;K<K_{\mathrm{Limit}}\\ 1/K_{\mathrm{Limit}}& K\&GreaterEqual;K_{\mathrm{Limit}}\end{array}\right..$

这使得对所有输入的采样进行相等的加权，直到历史求低通的平均已经环入为止。在环入之后，滤波后采样的加权随时间呈指数衰减。

在本发明的另一实施例中，由于OFDM接收机设计，使得在进行DFT处理之前首先对要进行DFT的采样的每个矢量进行循环移位。对于N_Shift个采样的循环移位，加权模型变成

$W\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{DFT}}}\&CenterDot;\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp (j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;(\left((k-N_{\mathrm{Shift}})\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{DFT}}\right)\&CenterDot;f_T-\frac{k\&CenterDot;n}{N_{\mathrm{DFT}}})).$

本发明的所有其它原理都可应用于前面描述的内容。

在本发明的另一实施例中，干扰音调的频率随时间改变，这有可能是由于在无线电前端混频器频率的某种适配而引起的。为了克服这种情况，相应地适配偏移相矢量F_K以及估计模型和消除模型

在本发明的可以消除多个干扰正弦波的另一实施例中，可以如上所述实现多个刺激消除器。在这种情况下，对DFT输出数据并行地执行所有幅度/相位估计，而估计的音调的相减是一个音调一个音调的顺序地进行的。

作为示例，考虑采样频率f_Sample＝48/7MHz、N_DFT＝4096，N_Guard＝1024、N_Sym＝5120、N_Shift＝512的DVB-H接收机实现方式，该DVB-H接收机实现受频率f_Spur＝1MHz处的寄生音调的干扰。音调的归一化频率是f_T＝f_Spur/f_Sample＝7/48。音调频率与OFDM子载波索引

相对应。偏移相矢量被确定为

$F_K=\exp (j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{7}{48}\&CenterDot;5120)=-\frac{1}{2}-j\frac{\sqrt{3}}{2}.$

估计模型被限定为

消除模型被限定为

在环入之后的最小滤波器常数被设置为

本发明的应用

上面详细描述的本发明的各种实施例可以单独或组合地应用在无线或有线传输的OFDM接收机中，包括但不限于无线局域网应用的接收机，例如，根据IEEE802.11标准；无线个人区域网(WPAN)应用的接收机，例如，根据IEEE802.11标准；在数字接收机中，例如，在DVB-T、DVB-H、T-DMB、DMB-T、DAB中；以及根据多带OFDM联盟(MBOA)标准的超宽带(UWB)接收机。

Claims (17)

1.一种消除OFDM接收机中的附加的正弦干扰的方法，其中将数字复合基带信号输入分割成采样块，去除采样块的保护周期，对每个采样块的其余部分执行离散傅里叶变换DFT，以及执行数据均衡和符号去映射，以输出要被馈送至解码器的软比特，其中干扰的频率是已知的，所述方法的特征在于以下步骤：

产生测试信号，所述测试信号表示假定在RF接收信号的感兴趣范围内发生在OFDM接收机中的已知频率的干扰信号；

对所述测试信号执行DFT；

使用所述测试信号来估计所述干扰信号的幅度和相位，以得到幅度和相位估计值(P_K)；

使用所估计的幅度和相位从接收信号中除去所述干扰。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，估计步骤包括：通过形成当前DFT输出矢量Y_K(n)与估计模型(

)的标量乘积来得到幅度和相位估计值(P_K)，所述估计模型(

)仅是干扰音调频率的函数。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，估计步骤包括：通过(i)形成当前DFT输出矢量Y_K(n)与估计模型()的标量乘积以及(ii)利用各个DFT频率段的当前可用的估计(V_K(n))来重写包含导频音调的至少一个DFT输出值，来得到所述幅度和相位的估计值(P_K)，所述估计模型()仅是干扰音调频率的函数。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其中，针对加权模型仅考虑实值系数。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，通过针对加权模型仅使用具有最大绝对值的系数，针对所述幅度和相位估计仅考虑DFT输出频率段的子集。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其中，所述估计模型可以随OFDM符号的不同而不同。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其中，除去步骤包括以下步骤：

将从DFT得到的两个后续OFDM符号之间的偏移相矢量(F_K)累积地相乘，并得到起始相矢量的序列；

将所述起始矢量的复共轭与所述幅度和相位估计值(P_K)相乘，以得到向后旋转的幅度/相位估计(Q_K)；

针对当前OFDM符号得到所估计的幅度和相位；

利用消除模型(

)对所估计的幅度和相位进行加权，以得到矢量(V_K(n))；

从DFT输出矢量中减去所得到的矢量(V_K(n))，以实现刺激消除。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，通过针对消除模型仅使用具有最大绝对值的系数，所述加权和减去步骤仅考虑DFT输出频率段的子集。

9.根据权利要求7或8所述的方法，其中，消除模型可以随OFDM符号的不同而不同。

10.根据权利要求7所述的方法，其中，针对当前OFDM符号得到所估计的幅度和相位的步骤包括：在滤波器系数c_K的控制下对向后旋转的幅度/相位估计(Q_K)进行历史求低通滤波的平均，

其中0＜c_K＜1。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，滤波器系数是c_K随时间恒定。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，滤波器系数c_K随时间可变。

13.根据权利要求1至12中任一项所述的方法，其中，在DFT处理之前对要进行DFT的采样的每个矢量进行循环移位。

14.根据权利要求1至13中任一项所述的方法，其中，如果干扰音调的频率随时间变化，则相应地适配所述偏移相矢量(F_K)、所述估计模型(

)以及所述消除模型(

)。

15.根据权利要求1至14中任一项所述的方法，其中，如果所述方法作用于不同频率的多个干扰信号，则对DFT输出信号并行地执行所有幅度/相位估计并且估计音调的相减是一个音调一个音调顺序的进行。

16.一种用于消除OFDM接收机(1)中的附加的正弦干扰的设备，其中将数字复合基带信号输入分割成采样块，去除采样块的保护周期，对每个采样块的其余部分执行离散傅里叶变换DFT，以及执行数据均衡和符号去映射，以输出要被馈送至解码器的软比特，其中干扰的频率是已知的，所述设备包括：

装置(510)，适于将从DFT得到的两个后续OFDM符号之间的偏移相矢量(F_K)累积地相乘并得到起始相矢量的序列；

装置(570)，适于通过形成当前DFT输出矢量Y_K(n)与估计模型(

)的标量乘积来得到幅度和相位估计值(P_K)，所述估计模型(

)仅是干扰音调频率的函数；

装置(520)，适于将起始矢量的复共轭与幅度和相位估计装置(570)所提供的值(P_K)相乘，以得到向后旋转的幅度/相位估计(Q_K)；

装置(530，540)，适于针对当前OFDM符号得到所估计的幅度和相位；

装置(550)，适于利用消除模型()对所估计的幅度和相位进行加权，以得到矢量(V_K(n))；

装置(560)，适于从DFT输出矢量中减去所得到的矢量(V_K(n))，以实现刺激消除。

17.根据权利要求16所述的设备，还包括：装置(580)，利用针对各个DFT频率段的当前可用的估计(V_K(n))来重写包含导频音调在内的至少一个DFT输出值。

Images