CN100585582C

CN100585582C - 一种用于部分式快速傅里叶变换fft处理的装置、处理器和方法

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Publication number: CN100585582C
Application number: CN200680013651A
Authority: CN
Inventors: R·克里希纳穆斯
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2005-03-10
Filing date: 2006-03-10
Publication date: 2010-01-27
Anticipated expiration: 2026-03-10
Also published as: CN101164064A; KR20070110912A; BRPI0609272A2; RU2007137478A; KR100918597B1; CA2600449A1; US7720162B2; EP1866794A1; WO2006099228A1; JP2008533854A; US20060215777A1

Abstract

描述了用于高效地对所关注的副载波执行部分式FFT的技术。总共N个副载波可被排列成M组。每一组可包含跨这总共N个副载波均匀分布的K个副载波。为进行部分式FFT，首先对时域采样执行预处理以获得中间采样。该预处理可包括对时域采样执行M点FFT，并将FFT输出与单位复数值相乘。对于所关注的每组副载波，对一组中间采样执行K点FFT以获得对应于该组副载波的一组频域码元。由于K通常远小于N，当仅关注一组或少数几组副载波时就可实现计算和功率上的很大节约。

Description

一种用于部分式快速傅立叶变换FFT处理的装置、处理器和方法

本申请要求于2005年3月10日提交、被转让给本发明受让人、并被援引包含于此的题为“A Power Efficient System and Method for Performing FDM in OFDMbased Systems(在基于OFDM的系统中执行FDM的高功率效率的系统和方法)”的临时美国申请SN.60/660/899的优先权。

技术领域

本公开一般涉及通信，尤其涉及用于在具有多个副载波的系统中执行快速傅立叶变换(FFT)处理和解调的技术。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是一种将频带(例如，系统带宽)分成多个(N个)正交副载波的调制技术。这些副载波也被称为音调、槽、子带、等等。采用OFDM，每一副载波可被独立地用数据调制。

OFDM在各种通信系统中被广泛使用。例如，正交频分多址(OFDMA)系统可利用OFDM来支持多个用户。这N个副载波可根据系统设计以各种方式用于数据和导频传送。例如，OFDM系统可将N个副载波分成多组副载波，并可将每一副载波组分配给一不同用户。由此多个用户可经由其被指派的副载波组来被同时支持。

在许多情况下，仅需解调基于OFDM的系统中的总共N个副载波中的一个子集。一种处理总共N个副载波一个子集的直截了当的方法是对时域采样执行N点FFT以获得对应于全部N个副载波的频域码元。对应于所关注的那些副载波的码元然后被提取并处理，并且对应于其它所有副载波的码元被丢弃。此直截了当的方法要求对全部N个副载波的N点FFT，即便这N个副载波中只有一个很小的子集被关注。

因此本领域中需要能够在具有多个副载波的系统中更高效地执行FFT处理和解调的技术。

发明内容

本文中描述了用于高效地对关注的副载波执行“部分式FFT”和解调的技术。这些技术可被用于基于OFDM的系统以及具有多个副载波的其它系统。

在一个方面，该部分式FFT利用较小的FFT来获得对应于所关注的副载波的频域码元。这总共N个副载波可被排列成M组。每一组可包含跨这总共N个副载波均匀分布的K个副载波，其中M·K＝N。为进行该部分式FFT，首先对时域采样执行预处理以获得中间采样。该预处理可包括如以下将描述的对时域采样执行M点FFT，并将M点FFT的输出与单位复数值相乘。对于所关注的每一组副载波，对一组中间采样执行K点FFT以获得对应于该组副载波的一组频域码元。由于K通常比N小得多，因此当仅关注一组或少数几组副载波时就可实现计算和功率上的很大节约。

在另一个方面，数据被高效地存储和取出以进行预处理和FFT处理。时域采样可按第一方向——例如，列向地——被存储在缓冲区中。此后，这些时域采样可按第二方向——例如，行向地——从该缓冲区中被取出以进行预处理。中间采样可按第二方向被存回到该缓冲区中以例如取代取出的时域采样。中间采样也可按第一方向从缓冲区中被取出以进行FFT处理。

本发明的各种方面和实施例将在以下进一步具体说明。

附图说明

当结合附图理解以下所阐述的具体说明时，本发明的特征和本质将变得更加显而易见，在各附图中，相同的附图标记贯穿地作相应的标示。

图1示出一种示例性副载波结构。

图2示出对应于N＝8、M＝2且K＝4的部分式FFT处理器。

图3A和3B示出对应于N＝4096、M＝8且K＝512的部分式FFT处理器。

图4A和4B示出对应于任意N、M和K的部分式FFT处理器。

图5A示出对应于N＝4096、M＝8且K＝512的缓冲区。

图5B示出对应于任意N、M和K的缓冲区。

图6示出用于对所关注的副载波执行部分式FFT的过程。

图7示出用于执行部分式FFT和缓冲的过程。

图8示出发射机和接收机的框图。

图9示出解调器的框图。

图10示出FFT处理器的框图。

图11示出信道估计器/处理器的框图。

图12示出用于对所关注的副载波执行解调的过程。

具体实施方式

本文中使用术语“示例性的”来表示“起到示例、实例或例示的作用”。本文中描述为“示例性的”任何实施例或设计并非必须被解释为优于或胜过其它实施例或设计。

本文中所描述的技术可用于具有多个副载波的各种系统，诸如采用OFDM的系统、采用单载波频分多址(SC-FDMA)的系统等等。OFDM和SC-FDMA将一频带分成多个(N个)正交副载波。一般而言，调制码元在频域中用OFDM来发送，而在时域中用SC-FDMA来发送。这些技术还可用于各种通信系统，诸如多址系统(例如，OFDMA系统)、广播系统(例如，DVG-H、ISDB-T、以及MediaFLO系统)等等。

图1示出用于OFDM和SC-FDMA的一种示例性副载波结构100。BW MHz的系统总带宽被分成被给予索引0到N-1的N个正交副载波，其中N可以是任意整数值，但通常是2的幂。相邻副载波之间的间隔是BW/N MHz。一系统可仅使用中心副载波来进行传送，并可保留在两个频带边缘的一些副载波作为保护副载波以允许该系统满足频谱遮罩要求。为简单起见，以下说明假定全部N个都可被用于传送。

在副载波结构100中，N个副载波被排列成M股不相交或非重叠的交织，这些交织也被称为副载波组。这些交织是不相交的，因为总共N个副载波中的每一个仅属于一股交织。每一股交织包含被给予索引0到K-1的K个副载波，其中M·K＝N。作为一个具体示例，该系统可具有总共N＝4096个副载波以及M＝8股交织，其中每股交织包含K＝512个副载波。每股交织中的K个副载波跨这总共N个副载波均匀分布，以使得该股交织中连贯的副载波间隔M个副载波。因此，m＝0，...，M-1的交织m包含副载波m，M+m，…，(K-1)·M+m。每一股交织中的各副载波由此与其它M-1股交织中的各副载波交织。这总共N个副载波可按其它方式排列。为简单起见，以下说明假定图1中所示的副载波结构。

OFDM码元可如下来生成。一数据码元被映射到用于数据传送的每一副载波，一导频码元被映射到用于导频传送的每一副载波，并且一零码元被映射到每一未使用的副载波。如本文中所使用的，数据码元是对应于数据的调制码元，导频码元是对应于导频的调制码元，调制码元是对应于信号星座(例如，M-PSK或M-QAM)中的一点的复数值，零码元是复数值0，码元通常是一复数值，并且导频是发射机和接收机双方皆先验已知的数据。对这N个数据、导频及零码元执行N点快速傅立叶逆变换(IFFT)以获得有N个时域码片的序列。最后C个码片被拷贝到该序列的起始以形成包含N+C个码片的OFDM码元。这C个拷贝的码片常常被称为循环前缀或保护区间，并且C是循环前缀的长度。循环前缀被用来对抗码元间干扰(ISI)。

SC-FDMA码元可如下生成。要在一股交织上发送的K个调制码元被用K点FFT变换到频域以获得K个频域码元。这K个频域码元被映射到用于传送的K个副载波，并且零码元被映射到其余的N-K个副载波。然后对这N个频域码元和零码元执行N点IFFT以获得有N个时域码片的序列。该序列的最后C个码片被拷贝到该序列的起始以形成包含N+C个码片的SC-FDMA码元。

发射机在N+C个码片/采样周期里发送OFDM码元或SC-FDMA码元的这N+C个码片。码元周期是一个OFDM码元或一个SC-FDMA码元的持续时间，并且等于N+C个码片/采样周期。

接收机获得对应于发送的OFDM码元或SC-FDMA码元的N+C个时域采样，其中每一采样对应于一发送的码片。接收机移除对应于循环前缀的C个采样，并获得有N个采样的序列。接收机然后可对这N个采样执行N点FFT以获得对应于总共N个副载波的N个频域码元。这些频域码元可被表达为：

X(k)＝H(k)·S(k)+N(k)，k＝0，...，N-1，式(1)

其中S(k)是在副载波k上传送的码元，

H(k)是副载波k的复信道增益，

X(k)是在副载波k上接收的码元，以及

N(k)是接收机处对应于副载波k的噪声。

接收机和回复发送的码元如下：

\hat{S} (k) = \frac{X (k)}{\hat{H} (k)} \approx S (k) + \tilde{N} (k), k = 0, . . ., N - 1,

式(2)

其中

是副载波k的信道增益的估计，

是在副载波k上传送的码元的估计，以及

是经后处理的噪声。

如式(2)中所示，接收机可基于对应于副载波k的接收的码元X(k)和信道增益估计

来恢复在副载波k上发送的码元S(k)。接收机还可用其它方式来恢复所传送的码元。

发射机可在一股交织上发送导频，并可在其余各股交织上发送数据。接收机可基于在导频副载波上接收的导频来估计对应于数据副载波的信道增益。数据副载波是用于进行数据传送的副载波，并且导频副载波是用于进行导频传送的副载波。接收机然后可使用信道增益估计来进行数据副载波的解调。

接收机可能只需要从一股或少数几股交织恢复数据。在此情形中，仅对所关注的这(些)交织而不是所有M股交织执行处理是更加高效的。当N很大(例如，N＝4096)时，效率的增益尤为显著。

接收机可执行部分式FFT来高效地获得对应于所关注的一股或多股交织的频域码元。部分式FFT包括(1)对时域采样进行预处理以获得中间采样，以及(2)对中间采样进行FFT处理以获得对应于所关注的每一股交织的频域码元。

N点傅立叶变换可表达为：

X (k) = Σ_{n = 0}^{N - 1} x (n) \cdot W_{N}^{kn},

k＝0，...，N-1，式(3)

其中x(n)是对应于采样周期n的时域采样，并且

W_{N}^{kn} = e^{- j \frac{2 π \cdot kn}{N}}

是单位圆上的复数值，并由k、n和N决定。

W_N ^kn是以由k和n决定的速率绕单位圆旋转的相矢。

对m∈{0，...，M-1}的交织m中的K个副载波的傅立叶变换可表达为：

X_{m} (k) = X (Mk + m),

= Σ_{n = 0}^{N - 1} x (n) \cdot W_{N}^{(Mk + m) n},

k＝0，...，K-1，式(4)

= Σ_{n = 0}^{N - 1} x (n) \cdot W_{N}^{mn} \cdot W_{K}^{kn},

其中X_m(k)是交织m的第k个频域码元，并且也是对应于副载波Mk+m的频域码元。

在式(4)中，对于交织m中的每一k值，在n＝0，...，N-1的N个x(n)·W_N ^mn·W_K ^kn值上执行求和以获得X_m(k)。但是，项W_K ^kn是以K为周期的，因此

W_{K}^{kn} = W_{K}^{k (n + K)} = . . . = W_{K}^{k (n + K (M - 1))} .

因此，具有相同W_K ^kn值的每一组M个x(n)·W_N ^mn值可被累加。

下项可被定义：

y_{m} (n) = Σ_{i = 0}^{M - 1} x (n + K \cdot i) \cdot W_{N}^{m (n + K \cdot i)},

n＝0，...，K-1，式(5)

其中y_m(n)是交织m的第n个中间采样。式(5)中累加的M个值对应于间隔K并且与相同W_K ^kn值相关联的时域采样。

交织m的频域码元由此可表达为：

X_{m} (k) = Σ_{n = 0}^{K - 1} y_{m} (n) \cdot W_{K}^{kn},

k＝0，...，K-1，式(6)

式(6)指示对应于交织m的K个频域码元可通过对交织m的K个中间采样y_m(n)执行K点FFT来获得。接收机可对所关注的每一股交织执行K点FFT，这比对所有M股交织执行N点FFT并提取对应于所关注的交织的频域码元的效率要高得多。

式(5)中的中间采样可被重写为：

y_{m} (n) = Σ_{i = 0}^{M - 1} x (n + K \cdot i) \cdot W_{M}^{mi} \cdot W_{N}^{mn},

n＝0，...，K-1，式(7)

下项可被定义：

Z_{m} (n) = Σ_{i = 0}^{M - 1} x (n + K \cdot i) \cdot W_{M}^{mi},

n＝0，...，K-1，式(8)

其中Z_m(n)是交织m的第n个经变换的采样。式(8)指示Z_m(n)可通过对i＝0，...，M-1的M个时域采样x(n+K·i)执行M点FFT来获得。这些时域采样间隔为K。

中间采样由此可被表达为：

y_{m} (n) = Z_{m} (n) \cdot W_{N}^{mn},

n＝0，...，K-1，式(9)

式(9)指示中间采样可通过将经变换的采样Z_m(n)与W_N ^mn相乘来获得，其中W_N ^mn通常被称为旋转因子、相矢、单位复数值等等。

如果只关注一股交织，则对应于这股交织的中间采样可如下获得：

{\tilde{x}}_{m} (n) = x (n) \cdot W_{N}^{mn},

n＝0，...，N-1，式(10)

y_{m} (n) = Σ_{i = 0}^{M - 1} {\tilde{x}}_{m} (n + K \cdot i),

n＝0，...，K-1，式(11)

其中

是通过将x(n)旋转W_N ^mn而获得的经旋转采样。式(10)旋转时域采样以获得经旋转采样。式(11)累加经旋转采样以获得对应于一股交织m的中间采样。

式(10)和(11)中的预处理在只关注一股交织的情况下计算效率可能更高。当关注一股以上的交织时，执行式(8)和(9)中所示的预处理可能效率更高。因此，中间采样可根据所关注的交织的股数以不同方式来推导。

对于部分式FFT，接收机可如式(8)和(9)或式(10)和(11)中所示地对时域采样执行预处理来获得中间采样。接收机然后可如式(6)中所示地对中间采样执行FFT处理以获得对应于所关注的每股交织的频域码元。

为清楚起见，以下针对一具有总共N＝8个副载波、M＝2股交织、并且每股交织中有K＝4个副载波的简单实施例来说明该部分式FFT。交织0包含副载波0、2、4和6，而交织1包含副载波1、3、5和7。根据式(7)，中间采样可被表达为：

y_{m} (n) = Σ_{i = 0}^{1} x (n + 4 i) \cdot W_{2}^{mi} \cdot W_{8}^{mn},

n＝0，...，3，式(12)

式(12)可被展开如下：

y₀(n)＝x(n)+x(n+4)，以及式(13)

y_{1} (n) = [x (n) - x (n + 4)] \cdot W_{8}^{n} .

式(14)

式(13)和(14)指示y₀(n)和y₁(n)可通过对x(n)和x(n+4)执行2点FFT、并将第二个FFT输出与旋转因子W₈ ⁿ相乘来获得。

图2示出针对该N＝8、M＝2且K＝4的实施例的部分式FFT处理器200的一个实施例的框图。部分式FFT处理器200包括四个预处理器210和两个FFT单元220。预处理器210对一个码元周期的八个时域采样执行预处理器，并生成对应于两股交织的八个中间采样。每一个预处理器210对一个采样索引执行预处理器。在对应于n∈{0，12，3}的采样索引n的预处理器n内，FFT单元212对两个时域采样x(n)和x(n+4)执行2点FFT并提供两个FFT输出。乘法器214如式(14)中所示地对第二个FFT输出施加旋转因子W₈ ⁿ。预处理器n提供对应于采样索引n的两个中间采样y₀(n)和y₁(n)。

每一FFT单元220对一股交织执行FFT处理。对应于m∈{0，1}的交织m的FFT单元接收对应于交织m的四个中间采样y_m(0)、y_m(1)、y_m(2)和y_m(3)，对这四个中间采样执行4点FFT，并提供对应于交织m的四个频域码元X(m)、X(m+2)、X(m+4)和X(m+6)。

图3A示出针对N＝4096、M＝8且K＝512的一个实施例的部分式FFT处理器300的一个实施例的框图。部分式FFT处理器300包括512个预处理器310和八个FFT单元320。这512个预处理器310对一个码元周期的4096个时域采样执行预处理器，并生成对应于八股交织的4096个中间采样。每一个预处理器310对一个采样索引执行预处理器。对应于采样索引n的预处理器n接收从采样索引n起始间隔512的八个时域采样，对这八个时域采样执行8点FFT，对每一FFT输出施加一旋转因子，并提供对应于采样索引n的八个中间采样。中间采样可以是为全部八股交织或是仅为所关注的交织生成的。

每一个FFT单元320对一股交织执行FFT处理。对应于交织m的FFT单元接收对应于交织m的512个中间采样，对这512个中间采样执行512点FFT，并提供对应于交织m的512个频域码元。可为关注的每一股交织执行512点FFT。

图3B示出图3A中的预处理器310的一个实施例的框图。图3B示出对应于n∈{0，...，511}的采样索引n的预处理器。在该预处理器内，8点FFT单元312接收间隔512的八个时域采样x(n)、x(n+512)、...、x(n+3584)，对这八个时域采样执行8点FFT，并提供八个FFT输出。八个乘法器314用八个旋转因子对这八个FFT输出进行定标，并提供对应于采样索引n的八个中间采样。

图4A示出对应于任意N、M和K的部分式FFT处理器400的一个实施例的框图。在部分式FFT处理器400内，K个预处理器410对一个码元周期的N个时域采样执行预处理，并生成对应于M股交织的N个中间采样y_m(n)，其中n＝0，...，K-1，而m＝0，...，M-1。每一个预处理器410对一个采样索引执行预处理器。对应于采样索引n的预处理器接收从采样索引n起始间隔K的M个时域采样，如式(8)中所示地对这些时域采样执行M点FFT，如式(9)中所示地对这M个FFT输出施加M个旋转因子，并提供对应于采样索引n的M个中间采样。

M个FFT单元420对这N个中间采样执行FFT处理，并生成对应于总共N个副载波的最多达N个频域码元X(k)，其中k＝0，...，N。每一个FFT单元420对一股交织执行FFT处理。对应于交织m的FFT单元接收对应于交织m的K个中间采样，如式(6)中所示地对这K个中间采样执行K点FFT，并提供对应于交织m的K个频域码元。

图4B示出图4A中的预处理器410的一个实施例的框图。图4B示出对采样索引n的预处理器，其中n∈{0，...K-1}。在该预处理器内，M点FFT单元412接收从采样索引n起始间隔K的M个时域采样x(n)、x(K+n)、...、x((M-1)K+n)，对这M个时域采样执行M点FFT，并提供M个FFT输出。M个乘法器414用M个旋转因子对这M个FFT输出进行定标，并提供对应于采样索引n的M个中间采样。

图2、3A和4A示出用于生成全部N个中间采样的预处理和用于推导对应于M股交织的全部N个频域码元的FFT处理。在一个实施例中，预处理可对全部M股交织执行，并由全部M股交织共享。在此实施例中，全部M股交织的中间采样在预处理之后都可用，并可被用于推导对应于所关注的任何交织的频域码元。在另一个实施例中，可仅为关注的交织生成中间采样。在两类实施例中，都可对所关注的每一股交织执行K点FFT。预处理和/或FFT处理可由共用的硬件以时分复用(TDM)方式执行以降低硬件要求。替换地，可使用重复硬件来并行地执行预处理和/或FFT处理。

当仅关注一股或少数几股交织时可实现计算和功率上的很大节约。这是因为没有对不关注的交织执行FFT处理。当全部M股交织都被关注时，用于这M股交织的计算和功率约等于用于N点FFT的计算和功率。因此，接收更多交织并没有惩罚。

可使用缓冲区来存储用于预处理的时域采样，并存储用于FFT处理的中间采样。该缓冲区可被设计成以允许易于存储和取出采样并支持原位预处理和FFT处理的方式来存储采样。原位处理意味着处理输出可被写在预处理输入之上，这降低了缓冲要求。

图5A示出针对该N＝4096、M＝8且K＝512的实施例的缓冲区500的一个实施例。在此实施例中，缓冲区500包括对应于这8股交织的8列和对应于每一股交织中的512个副载波的512行。时域采样被从第一列起列向地写到缓冲区500中。预处理可在全部4096个时域采样被写到缓冲区500之后开始。

表1列出对各行进行预处理以允许对各股交织原位执行后续FFT处理的次序。表1中的每一个块包含对应于基数8FFT的八行。对应于给定块的全部行被一起预处理。对于块0，缓冲区500的行0、64、128、...、448被访问，预处理，并存储在转置存储器中。在此预处理(8点FFT和旋转相乘)完成之后，来自转置存储器的采样被列向地读出并写回到缓冲区500的行0、64、128、...、448。本质上，每一块的全部8行被取出并预处理，并且中间结果被转置并写回到缓冲区500中的相同各行。此预处理允许后续FFT计算原位发生。

表1

块	行处理次序
块	行处理次序	0	0，64，128，192，256，320，384，448
1	1，65，129，193，257，321，385，449	0	0，64，128，192，256，320，384，448
1	1，65，129，193，257，321，385，449	...	...
63	63，127，191，255，319，383，447，511	...	...

在完成对全部512行的预处理之后，可对所关注的每一股交织执行FFT处理。具体而言，如果关注交织0，则可对首64行执行512点FFT，如果关注交织1，则对接下来64行执行512点FFT，依此类推。

图5B示出对应于任意N、M和K的缓冲区510的一个实施例。在此实施例中，缓冲区510包括对应于M股交织的M列以及对应于每股交织中的K个副载波的K行。时域采样从第一列开始被列向地写到缓冲区510中。在全部N个时域采样被写到缓冲区510之后，预处理可开始。预处理的次序可由后续FFT的原位计算要求决定。在完成对全部K行的预处理之后，可对所关注的每一股交织执行FFT处理。

图6示出用于执行部分式FFT的过程600的一个实施例。从M组副载波当中选择至少一组副载波(框612)。所选的(各)副载波组可包括关注的副载波，并可携带数据和/或导频。对时域采样执行预处理以获得中间采样(框614)。此预处理可包括例如式(8)和(9)中所示地对时域采样执行M点FFT并将FFT输出与单位复数值或旋转因子相乘。替换地，此预处理可包括如式(10)和(11)中所示地旋转时域采样并累加经旋转的采样。此预处理可根据所选副载波组的数目来以不同方式执行。此预处理可为全部M组副载波或仅为所选各组副载波生成中间采样。在任意情形中，对中间采样执行至少一个FFT以获得对应于所选各组副载波的频域码元(框616)。每一FFT可以是针对跨总共N个副载波均匀分布的一组K个副载波的K点FFT。

图7示出用于执行部分式FFT和缓冲的过程700的一个实施例。时域采样被接收并按第一方向——例如，列向地——存储在缓冲区中(框712)。这些时域采样被按第二方向——例如，行向地——从该缓冲区中取出以进行预处理(框714)。对时域采样执行预处理以获得中间采样(框716)。中间采样被按第二方向存回到该缓冲区中以例如取代所取出的时域采样(框718)。中间采样被按第一方向从该缓冲区中取出以进行FFT处理(框720)。对于所关注的每一组副载波，对该副载波组的一组中间采样执行FFT以获得对应于该副载波组的一组频域码元(框722)。

图8示出发射机810和接收机850的框图。为简单起见，发射机810和接收机850各自配备有单个天线。对于反向链路(或上行链路)，发射机810可以是终端的一部分，而接收机850可以是基站的一部分。对于前向链路(或下行链路)，发射机810可以是基站的一部分，而接收机850可以是终端的一部分。基站是与终端通信的站，并且也可被称为基收发器系统(BTS)、接入点、B节点、或其它某个术语。终端可以是固定的或移动的，并且可以是无线设备、蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器、等等。

在发射机810处，发送(TX)数据和导频处理器820从数据源812接收话务数据，处理(例如，格式化、编码、交错、码元映射)话务数据，并生成数据码元。处理器820还生成导频码元，并将数据码元与导频码元复用。调制器830对数据和导频码元执行调制，并生成传送码元，这些传送码元可以是OFDM码元或SC-FDMA码元。发射机单元(TMTR)832处理(例如，转换到模拟、放大、滤波、以及上变频)传送码元，并生成射频(RF)已调制信号，该RF已调制信号经由天线834被发射。

在接收机850处，天线852接收来自发射机810的RF已调制信号，并将接收的信号提供给接收机单元(RCVR)854。接收机单元854调理(例如，滤波、放大、下变频、以及数字化)接收的信号，并提供时域采样。解调器860如以下描述地对时域采样执行解调，并提供数据码元估计，数据码元估计是对发射机810所发送的数据码元的估计。接收(RX)数据处理器870处理(例如，码元解映射、解交错、以及解码)这些数据码元估计，并将已解码数据提供给数据阱872。一般而言，由接收机850进行的处理与由发射机810进行的处理互补。

控制器/处理器840和880分别指导发射机810和接收机850处的各个处理单元的操作。存储器842和882分别为发射机810和接收机850存储程序代码和数据。

图9示出图8中的解调器860的一个实施例的框图。在解调器860内，循环前缀移除单元910移除每一接收的OFDM码元或SC-FDMA码元中的循环前缀，并提供有N个时域采样的序列。FFT处理器920执行部分式FFT，将对应于数据副载波的频域码元X_d(k)提供给检测器930，并将对应于导频副载波的频域码元X_p(k)提供给信道估计器/处理器940。信道估计器/处理器940如以下描述地基于对应于导频副载波的频域码元X_p(k)来推导对应于数据副载波的信道增益估计

检测器930例如式(2)中所示地对数据副载波的频域码元X_d(k)执行检测(例如，均衡或匹配滤波)，并为所关注的每股交织提供数据码元估计。检测器930还可用信道增益估计来计算数据码元估计的对数似然比(LLR)，并可将这些LLR提供给RX数据处理器870进行解码。

图10示出图9中的FFT处理器920的一个实施例的框图。在FFT处理器920内，缓冲区1010接收并存储来自接收机单元854的时域采样。缓冲区1010可如图5B中所示地用对应于M股交织的M列和对应于每一股交织中的K个副载波的K行来实现。缓冲区1010可如图5B中所示地从第一列开始按列存储传入的时域采样x(n)。缓冲区1010可按行提供时域采样以进行预处理，并可将结果所得的中间采样y_m(k)存回到相同行中。缓冲区1010可按列提供中间采样以进行FFT处理。地址生成器1020生成用于向/从缓冲区1010中的合适位置写/读采样的地址。

部分式FFT处理器1030对所关注的交织执行FFT处理。部分式FFT处理器1030可如图3A和3B或图4A和4B中所示地实现。部分式FFT处理器1030可提供对应于具有导频副载波的交织的频域码元X_p(k)，并可提供对应于所关注的每一股具有数据副载波的交织的频域码元X_d(k)。控制器/处理器880可选择所关注的交织，并可指导地址生成器1020和部分式FFT处理器1030的操作以处理所选的交织。

图11示出图9中的信道估计器/处理器940的一个实施例的框图。在信道估计器/处理器940内，导频解调器(demod)1110从对应于导频副载波的频域码元X_p(k)移除导频，并提供对交织p中的各副载波的信道增益估计如下：

{\hat{H}}_{p} (k) = X_{p} (k) \cdot P^{*} (k),

k＝0，...，K-1，式(15)

其中P(k)是在交织p中的第k个副载波上发送的导频码元，并且

是对交织p中的第k个副载波的信道增益估计。

IFFT单元1120对信道增益估计

执行K点IFFT，并提供K个时域信道抽头

p个副载波在频域中的移位对应于W_N ^pn在时域中的线性相移。信道抽头

是从对应于交织p的频域码元推导出的，因此包含W_N ^pn的线性相移，或即

{\hat{h}}_{p} (n) \approx h (n) \cdot W_{N}^{pn} .

乘法器1122将信道抽头

与相矢W_N ^-pn相乘，并提供K个经反旋的信道抽头

滤波器1130对跨多个码元周期的K个经反旋的信道抽头

进行滤波，并提供质量提高了的K’个经滤波的信道抽头

其中取决于导频所使用的交织的数目以及执行滤波的方式，K’可以等于或大于K。滤波器1130可用有限冲激响应(FIR)滤波器、无限冲激响应(IIR)滤波器、或其它某种类型的滤波器来实现。滤波还可在沿信道估计处理路径的其它位置处执行。零填充单元1132用N-K’个零来填充K’个经滤波的信道抽头

并提供N个值。部分式FFT处理器1140如上所述地对来自单元1132的这N个值执行预处理，并对所关注的每一股交织执行K点FFT。处理器1140提供对应于所关注的每一股交织中的K个副载波的K个信道增益估计

对应于数据副载波的信道增益估计也可用其它方式来获得。

图12示出用于对所关注的一组或多组副载波执行解调的过程1200的一个实施例。例如式(8)和(9)中所示地对时域采样执行预处理以获得中间采样(框1212)。对第一组中间采样执行第一FFT以获得对应于用于导频传送的第一组副载波的第一组频域码元(框1214)。对第二组中间采样执行第二FFT以获得对应于用于数据传送的第二组副载波的第二组频域码元(框1216)。每一个FFT可以是针对跨总共N个副载波均匀分布的一组K个副载波的K点FFT。基于第一组频域码元为第二组副载波推导信道增益估计(框1218)。用这些信道增益估计来对第二组频域码元执行检测以获得对第二组副载波的数据码元估计(框1220)。可对所关注的其它每一组副载波执行框1216到1220。

为简单起见，已就图1中所示的副载波结构对部分式FFT和解调技术进行了说明。这些技术也可被用于其它副载波结构。一般而言，各股交织可包括相同或不同数目的副载波。每一股交织包括跨总共N个副载波均匀分布的副载波，由此可达到以上所描述的简化。例如，如果N＝4096，则交织0可包含被128个副载波分隔的32个副载波，交织1可包含被4个副载波分隔的1024个副载波，依此类推。导频交织可与数据交织包含相同或不同数目的副载波。不同的副载波结构将会导致对所关注的各交织执行不同的预处理和/或不同长度的FFT。

为清楚起见，已就单输入单输出(SISO)系统对这些技术进行了说明。这些技术也可被用于多输入单输出(MISO)系统、单输入多输出(SIMO)系统、以及多输入多输出(MIMO)系统。对于MIMO系统，接收机处的多个(R个)天线中的每一个可使用一个FFT处理器920。每一个FFT处理器920处理对应于一相关联的接收天线的时域采样，并提供对应于该天线的频域码元。可对全部R个接收天线的频域码元执行空间处理以获得数据码元估计。

本文中所描述的技术可提供各种优点。首先，与N点FFT所需的乘法和加法运算次数相比，这些技术可为所关注的交织执行少得多的乘法和加法运算。这可导致更少的功耗、更快的运算速度、更大的数据能力等等。第二，与N点FFT所需的存储器访问次数相比，这些技术可执行少得多的存储器访问。

本文中所描述的技术可通过各种手段来实现。例如，这些技术可在硬件、固件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，用于对所关注的交织执行部分式FFT和/或解调的处理单元可在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、设计成执行本文中所描述的功能的其它电子单元、或其组合内实现。

对于固件和/或软件实现，这些技术可用执行本文中所描述的功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。固件和/或软件代码可被存储在存储器(例如，图8中的存储器882)中并由处理器(例如，处理器880)来执行。存储器可在处理器内实现或可外置于处理器。

提供对所公开的实施例的以上说明是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中所定义的一般性原理可被应用于其它实施例而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明并不意在被限定于本文中所示出的这些实施例，而是应当与符合本文中所公开的原理和新颖特征的最广义的范围一致。

Claims

1.一种用于部分式快速傅立叶变换FFT处理的装置，包括：

至少一个预处理器，配置成从多组副载波当中选择至少一组副载波，对时域采样执行预处理以获得中间采样；

至少一个FFT交织，配置成对所述中间采样执行至少一个FFT以获得对应于所述至少一组副载波的频域码元，对于所述至少一组副载波中的每一组，所述至少一个FFT交织被配置成对K个中间采样执行K点FFT以获得对应于所述一组副载波的K个频域码元，其中M×K＝N，M是副载波组的数目，K是每一组中副载波的数目，并且N是副载波的总数；以及

耦合到所述至少一个预处理器的存储器。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个预处理器被配置成对所述时域采样执行M点FFT，并将所述M点FFT的输出与单位复数值相乘以获得所述中间采样，其中M是副载波的组数。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个预处理器被配置成旋转所述时域采样以获得经旋转的采样，并累加所述经旋转的采样以获得所述中间采样。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述存储器被配置成按第一方向存储所述时域采样，并按第二方向提供所述时域采样以进行预处理。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述存储器被配置成按所述第二方向存储所述中间采样，并按所述第一方向提供所述中间采样以进行FFT处理。

6.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述第一方向是列向，并且所述第二方向是行向。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个预处理器被配置成根据基于所选副载波组的数目选择的预处理方案来执行预处理。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个FFT交织被配置成对第一组中间采样执行第一FFT以获得对应于用于导频传送的第一组副载波的第一组频域码元，并对第二组中间采样执行第二FFT以获得对应于用于数据传送的第二组副载波的第二组频域码元，其中所述第一FFT和第二FFT中的每一个都是在一组K个中间采样上的K点FFT。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述至少一个FFT交织被配置成对第三组中间采样执行第三FFT以获得对应于用于数据传送的第三组副载波的第三组频域码元，所述第三FFT是在一组K个中间采样上的K点FFT。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于，还包括：耦合到所述至少一个FFT交织的信道估计器，所述信道估计器被配置成基于所述第一组频域码元来推导对应于所述第二组副载波的信道增益估计，并用所述信道增益估计来对所述第二组频域码元执行检测。

11.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述多组包括相等数目的副载波，并且每组中的副载波跨系统带宽均匀分布。

12.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述多组副载波是用正交频分复用OFDM获得的。

13.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述多组副载波是用单载波频分多址SC-FDMA获得的。

14.一种用于部分式快速傅立叶变换FFT处理的处理器，包括：

至少一个预处理器，配置成从多组副载波当中选择至少一组副载波，对时域采样执行预处理以获得中间采样；以及

至少一个FFT交织，配置成对所述中间采样执行至少一个FFT以获得对应于所述至少一组副载波的频域码元，对于所述至少一组副载波中的每一组，所述至少一个FFT交织被配置成对K个中间采样执行K点FFT以获得对应于所述一组副载波的K个频域码元，其中M×K＝N，M是副载波组的数目，K是每一组中副载波的数目，并且N是副载波的总数。

15.如权利要求14所述的处理器，其特征在于，所述至少一个预处理器被配置成对所述时域采样执行M点FFT，并将所述M点FFT的输出与单位复数值相乘以获得所述中间采样，其中M是副载波组的数目。

16.如权利要求14所述的处理器，其特征在于，所述至少一个FFT交织被配置成对第一组中间采样执行第一FFT以获得对应于用于导频传送的第一组副载波的第一组频域码元，并对第二组中间采样执行第二FFT以获得对应于用于数据传送的第二组副载波的第二组频域码元，其中所述第一FFT和第二FFT中的每一个都是在一组K个中间采样上的K点FFT。

17.如权利要求16所述的处理器，其特征在于，所述处理器耦合到一信道估计器，所述信道估计器被配置成基于所述第一组频域码元推导对应于所述第二组副载波的信道增益估计，并用所述信道增益估计对所述第二组频域码元执行检测。

18.一种用于部分式快速傅立叶变换FFT处理的方法，包括：

从多组副载波当中选择至少一组副载波；

对时域采样执行预处理以获得中间采样；以及

对所述中间采样执行至少一个FFT以获得对应于所述至少一组副载波的频域码元，其中，对于所述至少一组副载波中的每一组，对K个中间采样执行K点FFT以获得对应于所述一组副载波的K个频域码元，其中M×K＝N，M是副载波组的数目，K是每一组中副载波的数目，并且N是副载波的总数。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述执行预处理包括：

对所述时域采样执行M点FFT，其中M是副载波组的数目，以及

将所述M点FFT的输出与单位复数值相乘以获得中间采样。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，进一步包括：

将所述时域采样按第一方向存储在一缓冲区中；以及

按第二方向从所述缓冲区取出所述时域采样以进行预处理。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，进一步包括：

将所述中间采样按所述第二方向存储在所述缓冲区中；以及

按所述第一方向从所述缓冲区中取出所述中间采样以进行FFT处理。

22.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述执行至少一个FFT包括：

对第一组中间采样执行第一FFT以获得对应于用于导频传送的第一组副载波的第一组频域码元，以及

对第二组中间采样执行第二FFT以获得对应于用于数据传送的第二组副载波的第二组频域码元，

其中所述第一FFT和第二FFT中的每一个都是在一组K个中间采样上的K点FFT。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，进一步包括：

基于所述第一组频域码元推导对应于所述第二组副载波的信道增益估计；以及

用所述信道增益估计对所述第二组频域码元执行检测。

24.一种用于部分式快速傅立叶变换FFT处理的装置，包括：

用于从多组副载波当中选择至少一组副载波的装置；

用于对时域采样执行预处理以获得中间采样的装置；以及

用于对所述中间采样执行至少一个快速傅立叶变换FFT以获得对应于所述至少一组副载波的频域码元的装置，其中，对于所述至少一组副载波中的每一组，对K个中间采样执行K点FFT以获得对应于所述一组副载波的K个频域码元，其中M×K＝N，M是副载波组的数目，K是每一组中副载波的数目，并且N是副载波的总数。

25.如权利要求24所述的装置，其特征在于，所述用于执行预处理的装置包括：

用于对所述时域采样执行M点FFT的装置，其中M是副载波组的数目，以及

用于将所述M点FFT的输出乘以单位复数值以获得所述中间采样的装置。

26.如权利要求24所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于按第一方向存储所述时域采样的装置；以及

用于按第二方向提供所述时域采样以进行预处理的装置。

27.如权利要求26所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于按所述第二方向存储所述中间采样的装置；以及

用于按所述第一方向取出所述中间采样以进行FFT处理的装置。

28.如权利要求24所述的装置，其特征在于，所述用于执行至少一个FFT的装置包括：

用于对第一组中间采样执行第一FFT以获得对应于用于导频传送的第一组副载波的第一组频域码元的装置，以及

用于对第二组中间采样执行第二FFT以获得对应于用于数据传送的第二组副载波的第二组频域码元的装置，

29.如权利要求28所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于基于所述第一组频域码元推导对应于所述第二组副载波的信道增益估计的装置；以及

用于用所述信道增益估计对所述第二组频域码元执行检测的装置。