KR20080049187A - Ｄｒｍ 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 ｆｆｔ 방법 - Google Patents

Ｄｒｍ 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 ｆｆｔ 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 DRM 수신시 가비지 데이터를 사용하는 가변 포인트 프라임 팩터 FFT를 통해 래딕스 프로세싱이 가능한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법에 관한 것으로, DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법에 있어서, 입력 데이터의 수를 기수정렬하여 각 기수별로 복수의 단계별 FFT 프로세싱으로 분할하는 제 1 단계; 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는지 여부를 판단하는 제 2 단계; 상기 제 2 단계의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는 것으로 판단되는 경우 래딕스 프로세싱을 수행하는 제 3 단계; 상기 제 2 단계의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하지 않는 경우 입력 포인트에 가비지 데이터를 삽입하여 2 의 자승의 입력 포인트를 생성하여 래딕스 프로세싱을 수행한 후 가비지 데이터에 의한 출력을 제거하는 제 4 단계; 및 다음 단계의 FFT 프로세싱이 잔여하는 경우 제 2 단계로 복귀하고 그렇지 않은 경우는 FFT 프로세싱을 종료하는 제 5 단계;를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
DRM. FFT, 퓨리에 변환, 가비지 데이터, Digital Radio Mondiale

Description

ＤＲＭ 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 ＦＦＴ 방법{Method of Variable Point Prime Factor FFT For DRM System}
도 1은 DRM 송신 시스템의 블록도.
도 2는 DRM 수신방법의 처리 흐름도.
도 3은 DRM 수신 시스템의 블록도.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법의 처리흐름도.
본 발명은 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 DRM 수신시 가비지 데이터를 사용하는 가변 포인트 프라임 팩터 FFT를 통해 래딕스 프로세싱이 가능한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법에 관한 것이다.
DRM(Digital Radio Mondiale)은 30MHz 이하의 방송 대역 즉 장파(LF), 중파(MF), 단파 (HF) 주파수 대역을 이용하는 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식에 기반을 둔 디지털 라디오 기준으로서, 종래의 이 대역들에서 제공 되는 AM 방송은 상대적으로 낮은 채널 대역폭 (5kHz ~ 9kHz), 채널간 간섭(co-channel interference), 및 신호 페이딩에 의한 영향에 의한 제약으로 인한 오디오 품질 저하 문제가 있었다. DRM 시스템은 해당 주파수 대역에서 전송할 수 있는 신호 주파수 대역을 증가시키고 보다 넓은 채널 대역을 사용하고 방송 환경에 악영향을 끼칠 수 있는 효과를 개선하기 위한 여러 가지 메카니즘을 제공하고 있다.
DRM 시스템은 기본적으로 COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 사용하며 모두 4개의 전송 모드와 각기 다른 시스템 대역이 각 주파수 할당 스킴(scheme)과 채널 조건에 따라 정의된다. 디지털로 인코딩된 오디오 신호와 관련 데이터 신호로부터 생성된 모든 데이터들은 정의된 캐리어들을 통하여 전송이 이루어지며 이때 모든 캐리어는 할당된 전송 채널 내에 포함된다.
전송 채널들은 도 1에 도시된 바와 같이 메인 서비스 채널(Main Service Channel : MSC), 서비스 디스크립션 채널(Service Description Channel : SDC), 패스트 액세스 채널(Fast Access Channel : FAC)의 3 개의 로지컬 채널(logical channel)로 나누어진다. 메인 서비스 채널에는 사용자 데이터 즉 부호화된 오디오 데이터와 일반 데이터를 전송하고 1 개에서 4 개까지 별개의 스트림(stream)을 포함할 수 있으며 이러한 스트림의 조합을 서비스(service)라 한다. 메인 서비스 채널을 복수의 스트림으로 분할하여 사용함으로써 동일한 RF 채널을 통해서도 서로 다른 서비스를 제공할 수 있고 그에 따른 전력과 대역폭을 보존하여 효율적인 사용이 가능하다.
서비스 디스크립션 채널은 스트림(stream)과 서비스, 그리고 서비스에 대한 캐리어 주파수와 스테이션 식별자, 주파수 스케쥴, 오디오 코딩 포맷 등과 같은 서비 스 관련 데이터에 대한 메인 서비스 채널 구성 정보를 전송하며 이때 데이터는 '엔타이틀(entities)'이라는 그룹을 이루어 전송된다. 패스트 액세스 채널은 메인 서비스 채널 포맷, 서비스 디스크립션 채널 포맷, 서비스 인포메이션 그리고 전송 RF 대역폭과 같은 중요 시스템 정보를 전송한다. 이러한 패스트 액세스 채널을 통해 수신기에서 가능한 서비스가 어떤 것인지 빠르게 확인할 수 있고 디코딩에 소요되는 지연시간을 최소화할 수 있다.
Mode A Mode B Mode C Mode D
Tu, Duration of the OFDM symbol(ms) 24 21 1/3 14 2/3 9 1/3
Tg, Duration of the guard interval(ms) 2 2/3 5 1/3 5 1/3 7 1/3
Tg/Tu 1/9 1/4 4/11 11/14
DRM 시스템은 표 1에 기재된 바와 같이 캐리어를 할당된 채널 대역폭과 강건성(Robustness)에 따라 변화될 수 있도록 설계되어 있으며 관련 멀티플렉스(Multiplex)는 최대 4개의 데이터-오디오 스트림을 지원한다. 4개의 전송모드는 대역폭, 64/16 QAM 변조, 보호 구간(Guard Interval), 코드 레이트(Code Rate), UEP(Un-equal Protection Level)/EEP(Equal Protection Level), 통상 변조방식/계층적 변조방식 등에 의해 정의된다. 모드 A는 높은 비트 레이트 및 중간 강건성, 모드 B는 중간 비트 레이트 및 높은 강건성, 모드 C는 중간 또는 낮은 비트 레이트 및 높은 또는 매우 높은 강건성, 모드 D는 낮은 비트 레이트 및 매우 높은 강건성의 각각 다른 전송 조건에 부합된다.
한편 다중경로에 대해 보다 강해질 수 있도록 보호 구간을 전송 심볼에 추가하여 전송한다. OFDM 전송 프레임내의 셀들은 잘 알려진 고정 위상 및 진폭으로 전송되며 이러한 파일럿 셀들은 수신기에서 동기 측정 및 채널 측정에 사용된다. 또한 DRM 시스템은 멀티플 대역폭을 사용함으로 인해 줄어든 대역폭을 통해 아날로그 신호들을 하나 또는 그 이상의 채널에서 디지털 신호들과 동시방송이 가능하도록 지원한다. DRM 시스템은 방송 사업자의 선택에 따라 MPEG4 AAC 오디오 코딩 또는 MPEG4 CELP 스피치 코딩을 사용할 수 있다.
도 1에서와 같은 방법으로 송신된 DRM 신호들은 도 2에 도시된 수신기에 의해 기저대역 수신 신호 처리과정을 거치게 된다. 먼저 첫 번째 단계에서는 시간과 주파수 동기를 채널 측정과 등화로 수행한다. 이때 FAC 셀들은 수신된 프레임으로부터 추출되어 디코딩된다. 디코딩된 FAC는 SDC와 MSC에 대한 디코딩 정보를 제공하고 MSC 셀(cell) 인터리버가 디코딩 지연을 줄이기 위한 초기화 작업을 수행한다.
다음으로 SDC 셀 정보를 추출하여 SDC 데이터 엔티티로 디코딩한다. SDC 데이터 엔티티는 MSC의 코드 래이트, 스트림의 수 및 크기에 대한 디코딩 정보와 오디오 디코더 정보를 제공한다. 이때 MSC는 스트림 단위로 분할되어 디코딩되며 필요에 따라 오디오 디코더로 정보를 제공한다. 다음으로 만약 DRM 신호를 잃어버리거나 SDC내에 DRM 구조가 변화되었을 경우에는 시간과 주파수에 대한 오프 셋 추적 작업을 진행하고 재획득과정을 수행한다. 도 2에서 기술한 바와 같이 등화 과정은 수신 신호를 시간영역에서 심볼 가드 구간을 찾는 코릴레이션을 수행하여 DRM 신호에 대한 획득과 등화를 처리한다. 이 과정에서 사용된 OFDM 모드와 임의의 비정수 부반송파 주파수 오프셋(non-integer sub-carrier frequency offset)을 결정하고 OFDM 심볼의 시작점을 측정하며 주파수 오프셋이 제거한다. HF 전파 채널에서는 일반적으로 n-QAM 컨스텔레이션(constellation)의 회전 및 스케일링의 효과와 시간 및 부반송파의 변화에 따라 수신된 신호에는 시간과 주파수에 대한 선택적 페이딩 현상이 나타난다.
따라서 도 2에서 기술한 바와 같이 채널 디코더의 cell-to-bit 디매핑(de-mapping)을 수행하기 전에 이러한 왜곡들을 채널 측정과 등화 과정을 통하여 정정한다. 채널 디코딩 과정은 각 로지컬 채널과 각 FAC, SDC 블럭과 MSC 멀티플렉스 프레임에 독립적으로 수행된다.
DRM 시스템에서는 다중 레벨 코딩(Multi-level coding)이 적용되기 때문에 수신부에서는 먼저 레벨-0에 해당하는 비트를 디코딩하며 기본적으로 레벨-0의 비트들은 가장 강하게 코딩된 비트이다. 한 레벨 이상에 대해 코딩된 경우 디코딩된 레벨-0 비트는 재코딩(re-coded)되고 레벨 1의 코딩된 비트는 디매핑되어 디코딩된 비트로부터 서브-컨스텔레이션(sub-constellation)을 선택하는데 사용된다. 이처럼 낮은 레벨에서 디코딩된 비트들은 상위 레벨의 비트들에 대한 디매핑과 디코딩에 사용된다.
도 3에 도시된 바와 같이 기존의 DRM 수신기는 기본적으로 채널 선택기에 대한 RF 입력에 해당하는 안테나와 RF 컨버터를 포함한다. RF 컨버터를 통해 나온 신호들은 아날로그 영역에서 디지털 영역으로 변환되며 요구되는 채널 즉 중간대역 주파수(IF)나 기저대역의 주파수에 따라 서로 다른 샘플링 주파수 (fs)에 의해 샘플링된다. 이때 RF와 IF의 경우 수신신호를 기저대역으로 변경하고 기저대역 처리를 위한 샘플링 수를 줄이기 위해 디지털 하향 변환기(Digital Down Converter)가 필요하다. 기저대역 신호 처리와 비교하여 RF와 IF는 보다 복잡한 디지털 신호 처리가 필요하지만 디지털 필터의 보다 쉬운 조작으로 인해 유연한 수신기 구조를 가질 수 있다. 한편 DFT 블럭의 연산을 위해 최소한 4배의 오버샘플링이 필요하며 기존의 수신기 구현상에서는 소프트웨어를 이용하여 구현하는 것이 일반적이다.
한편, DRM 시스템에서 요구되는 성능을 만족시키기 위해서는 고속의 FFT 가 가능한 기존의 래딕스 -2, 래딕스-4 또는 스플릿 래딕스(Split radix)를 이용하여 구현하는 것이 바람직하다. 그런데, 래딕스 연산을 위해서는 IFFT/FFT 크기가 2의 지수승으로 표현되어야 하는데 표 2에 기재된 바와 같이 DRM 시스템의 각 모드에서 사용되는 112/176/256/288 크기의 IFFT/FFT를 처리하기에는 적합하지 않다. 그리고 종래의 DRM 시스템 구현을 위해 사용된 고속 DSP 프로세서를 사용한 경우 IFFT/FFT 기능을 소프트웨어적으로 처리해야하기 때문에 IFFT/FFT의 크기가 커질수록 메모리 액세스 시간이 크게 증가한다는 단점이 있다.
FFT Mode FFT Size FFT factor Processing Unit Number of stage
DRM Mode A 112 4*4*7 Radix-4, 7 point DFT 3 stage
Mode B 176 4*4*11 Radix-4, 11 point DFT 3 stage
Mode C 256 4*4*4*4 Radix-4 4 stage
Mode D 288 4*4*2*3*3 Radix-2, Radix-4, 3 point DFT 5 stage
본 발명은 상기의 문제를 해결하기 위한 것으로, 래딕스 연산이 불가능한 DRM 시스템에 있어서 가비지 데이터를 통한 가변 포인트 IFFT/FFT 방법을 모든 DRM 전송모드에서도 래딕스 연산을 가능하도록 하여 FFT 처리 모듈의 구조를 단순화하고, IFFT/FFT 연산효율을 증가시킬 수 있는 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법을 제공하 는 것을 목적으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법은, 입력 데이터의 수를 기수정렬하여 각 기수별로 복수의 단계별 FFT 프로세싱으로 분할하는 제 1 단계; 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는지 여부를 판단하는 제 2 단계; 상기 제 2 단계의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는 것으로 판단되는 경우 래딕스 프로세싱을 수행하는 제 3 단계; 상기 제 2 단계의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하지 않는 경우 입력 포인트에 가비지 데이터를 삽입하여 2 의 자승의 입력 포인트를 생성하여 래딕스 프로세싱을 수행한 후 가비지 데이터에 의한 출력을 제거하는 제 4 단계; 및 다음 단계의 FFT 프로세싱이 잔여하는 경우 제 2 단계로 복귀하고 그렇지 않은 경우는 FFT 프로세싱을 종료하는 제 5 단계;를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 관점에 따른 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법은, 제 1 항에 있어서, 상기 제 3 단계 및 상기 제 4 단계는, 상기 래딕스 프로세싱으로써 래딕스-2 또는 래딕스-4 연산을 수행하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 관점에 따른 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법은, 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 제 4 단계는, 상기 가비지 데이터로서 0 을 삽입하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 관점에 따른 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법은, 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 단계는, DRM 의 전송모드를 파악하여 모드 A 또는 모드 B의 경우 3 단계, 모드 C 의 경우 4 단계, 모드 D 의 5 단계의 FFT 프로세싱을 수행하도록 분할하는 것을 특징으로 한다.
상술한 목적 및 기타의 목적과 본 발명의 특징 및 이점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
가우시안 노이즈를 포함하며 시변 채널에서 전송되는 OFDM 신호를 s(t), 송/수신 필터 그리고 채널에 대한 impulse response를 h(r,t)이라고 가정하고 수신되는 신호가 sample rate (fs=1/T)로 샘플링 되었을 때 수신된 신호는 수학식 1과 같다.
Figure 112006088784195-PAT00001
여기서 M은 샘플의 수이며, 보호 구간 Ng 보다 작다고 가정하며, hm(n)=h(mT, nT)이고 nn은 화이트 가우시안 노이즈 샘플이다. 송신기와 수신기 사이의 주파수 오프셋은 fo이다. 수신된 신호 rn 의 심볼간간섭(ISI)이 없는 영역의 DFT와 잔여 주파수 에러를 Δf라고 하면 부 반송파 인덱스(L)과 OFDM 심볼(k)는 아래와 같다.
Figure 112006088784195-PAT00002
여기에서 N은 DFT의 길이이고, Ns=N+Ng로 하나의 OFDM 심볼 길이이다. Hk,l은 주파수 오프셋으로 인한 시불변 위상 오프셋을 포함한 부반송파 L에 대한 채널 전송 함수이고, xk ,l는 전송된 데이터 심볼이고 은 시변 채널과 주파수 오프셋으로 인한 직교성이 깨짐으로 발생한 반송파간 간섭(ICI:intercarrier-interference )에 화이트 가우시안 노이즈가 더해진 것이다.
Δf는 주파수 에러이고 샘플 레이트 오프셋
Figure 112006088784195-PAT00004
은 위상
Figure 112006088784195-PAT00005
에 포함되어진다.
그러나 표 1 및 표 2에서 알 수 있듯이, DRM 시스템의 OFDM 캐리어 수는 2의 지수승이 아니기 때문에 종래의 Cooley and Tukey FFT이나 Winograd Fourier Transform 등의 방식을 사용할 수 없다.
따라서 본 발명에서는 일반 래딕스 연산 및 프라임 팩터 퓨리에 변환(Prime Factor Fourier Transform)을 포함하여 보다 효율적으로 DFT 연산을 수행할 수 있도록 프라임 팩터 FFT 를 기반으로 하는 가변 포인트 프라임 팩터 FFT를 제안한다.
본 발명의 실시예에 따른 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법은 도 4 에 도시된다. 먼저 입력 데이터의 포인트에 FFT 동작모드 제어신호에 따라 프라임 팩터 트위들 팩터(Prime Factor twiddle factor)를 기존의 IEEE 802.(11, 16e, 등) 계열에서 사용되는 FFT 연산처리에 사용되는 트위들 팩터에 삽입하여 FFT 하드웨어에서 요구되는 시스템의 성능에 맞는 기 설정된 포인트를 생성한다(S222).
다음으로, 입력 데이터의 수에 따라 기수정렬하여 각 기수별로 복수의 단계별 FFT 프로세싱으로 분할하는 제 1 단계(S220)를 수행한다. 이때 수신 신호가 DRM 의 어떠한 모드를 사용하여 전송된 신호인지를 판단하게 되고, DRM 모드에 따라 FFT 구조는 FFT 크기에 따라 각 단계 별로 사용되는 기본적인 버터플라이 유니트와 프라임 팩터 프로세싱 유니트로 재분해한다. 이때 표 2에 도시된 바와 같이 DRM 의 전송모드를 파악하여 모드 A 또는 모드 B의 경우 3 단계, 모드 C 의 경우 4 단계, 모드 D 의 5 단계의 FFT 프로세싱을 수행하도록 분할하는 것이 바람직하다.
다음으로, 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는지 여부를 판단하는 제 2 단계(S232)를 수행한다.
다음으로, 제 2 단계(S232)의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는 것으로 판단되는 경우 래딕스 프로세싱을 수행하는 제 3 단계(S240)를 수행한다. 예컨대 수신된 신호가 DRM 시스템의 모드 C 인 경우는 4*4*4*4 로써 각 단계의 FFT 프로세싱은 모두 2의 기수로 표현되기 때문에 기존의 IEEE 802.11 계열의 시스템에서 사용되는 FFT 크기에 따라 래딕스-2 또는 래딕스-4 로 분해되어 기본적인 래딕스 연산을 단계별로 반복적으로 처리하게 된다.
다음으로, 제 2 단계(S232)의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하지 않는 경우 입력 포인트에 가비지 데이터(garbage data)를 삽입하여 2 의 자승의 입력 포인트를 생성하여(S250) 래딕스 프로세싱을 수행한 후(S252) 가비지 데이터에 의한 출력을 제거하는(S254) 제 4 단계를 수행한다. 전술한 바와 같이 DRM 시스템에서는 요구되는 FFT 크기가 2의 자승이 아닌 프라임 팩터 성분을 포함하는 경우가 있을 수 있다. 예컨대 모드 A인 경우 7 포인트 PFPU (Prime factor processing unit), 모드 B의 경우 11 point PFPU 그리고 Mode D의 경우 3 point 또는 9 point PFPU를 사용하여 Prime Factor 연산을 처리해야 한다. 그런데, 이 경우 3 종류의 PFPU 가 필요하게 되어 일반적인 DFT 연산 처리를 위한 하드웨어 구현시 구조상의 복잡성을 야기하고 연산처리에 소요되는 시간이 증가하게 된다. 따라서 본 발명에서는 보다 단순한 구조와 빠른 연산처리를 위해서는 래딕스 2 또는 래딕스 4의 형태로 PFPU를 만들기 위해 Garbage data (이상적인 경우 '0')을 삽입하여 처리한다. 즉 7 point PFPU의 경우 3개의 입력 데이터가 필요하나 래딕스 4와 유사한 연산 형태를 취하기 위하여 한 개의 가비지 데이터를 삽입하고 7 포인트 FFT를 위한 프라임팩터 트위들팩터(PFTF : Prime Factor Twiddle Factor)를 발생시키어 사용한다. 이때 생성된 PFTF는 수학식 3과 같다.
Figure 112006088784195-PAT00006
이때 PFTF 연산을 위해 필요한 트위들 팩터 수는 각 7개씩이나 트위들 팩터의 컨볼루션(convolution) 성질에 의해 래딕스 2 및 래딕스 4 형태와 유사한 프로세싱 구조를 가지기 때문에 실제 필요한 트위들 팩터의 수는 각 3 개씩이 되고 기존 FFT 사용되는 메모리에 비해 추가되는 메모리 어드레스는 매우 적으며 그 외 프라임 팩터 연산을 위해 추가되는 메모리 양도 기존의 메모리 양에 비해 현저히 줄어들게 된다. 이렇게 처리된 프라임 팩터의 래딕스 유사 연산 처리가 끝난 후 각 FFT 단계 중간에 단계 S250 에서 삽입된 garbage 데이터에 의한 영향을 제거하기 위해 가비지 데이터 삽입 위치에 따른 기 설정된 출력 위치의 결과값을 제거한다(S254).
마지막으로, 다음 단계의 FFT 프로세싱이 잔여하는 경우 제 2 단계(S232)로 복귀하고 그렇지 않은 경우는 FFT 프로세싱을 종료하는 제 5 단계(S260)를 수행하게 된다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법은, 래딕스 연산이 불가능한 DRM 시스템에 있어서 가비지 데이터를 통한 가변 포인트 IFFT/FFT 방법을 모든 DRM 전송모드에서도 래딕스 연산을 가능하도록 하여 FFT 처리 모듈의 구조를 단순화하고, IFFT/FFT 연산효율을 증가시킬 수 있는 효과를 제공한다.
아울러 본 발명의 바람직한 실시예들은 예시의 목적을 위해 개시된 것이며, 당업자라면 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경, 부가 등이 가능할 것이며, 이러한 수정 변경 등은 이하의 특허청구의 범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.

Claims (4)

  1. DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법에 있어서,
    입력 데이터의 수를 기수정렬하여 각 기수별로 복수의 단계별 FFT 프로세싱으로 분할하는 제 1 단계;
    현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는지 여부를 판단하는 제 2 단계;
    상기 제 2 단계의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하는 것으로 판단되는 경우 래딕스 프로세싱을 수행하는 제 3 단계;
    상기 제 2 단계의 판단결과 현재 단계의 FFT 프로세싱의 입력 포인트가 2 의 자승에 해당하지 않는 경우 입력 포인트에 가비지 데이터를 삽입하여 2 의 자승의 입력 포인트를 생성하여 래딕스 프로세싱을 수행한 후 가비지 데이터에 의한 출력을 제거하는 제 4 단계; 및
    다음 단계의 FFT 프로세싱이 잔여하는 경우 제 2 단계로 복귀하고 그렇지 않은 경우는 FFT 프로세싱을 종료하는 제 5 단계;를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 3 단계 및 상기 제 4 단계는,
    상기 래딕스 프로세싱으로써 래딕스-2 또는 래딕스-4 연산을 수행하는 것을 특징으로 하는 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 제 4 단계는,
    상기 가비지 데이터로서 0 을 삽입하는 것을 특징으로 하는 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 단계는, DRM 의 전송모드를 파악하여 모드 A 또는 모드 B의 경우 3 단계, 모드 C 의 경우 4 단계, 모드 D 의 5 단계의 FFT 프로세싱을 수행하도록 분할하는 것을 특징으로 하는 DRM 수신을 위한 가변 포인트 프라임 팩터 FFT 방법.
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