JP2751840B2 - 信号検出装置 - Google Patents
信号検出装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は信号検出装置に係り、特
にディジタル変調された信号を伝送する衛星通信におい
て、受信したディジタル変調された信号を検出して復調
する信号検出装置に関する。
にディジタル変調された信号を伝送する衛星通信におい
て、受信したディジタル変調された信号を検出して復調
する信号検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】人工衛星を介して情報を伝送する衛星通
信では、ドップラーシフト、送信側又は衛星上局部発振
器のドリフト、自動周波数制御（ＡＦＣ）の残留により
搬送波周波数にオフセットが生じる。特に、小型、低価
格化を目指した衛星地球局では、安定度の低い発振器を
使用する場合があり、搬送波周波数に与える影響は大き
くなる。このため、受信側には、このような周波数オフ
セットが存在しても早期の位相同期が図れるような対策
が施された各種の信号検出装置が従来より知られてい
る。
信では、ドップラーシフト、送信側又は衛星上局部発振
器のドリフト、自動周波数制御（ＡＦＣ）の残留により
搬送波周波数にオフセットが生じる。特に、小型、低価
格化を目指した衛星地球局では、安定度の低い発振器を
使用する場合があり、搬送波周波数に与える影響は大き
くなる。このため、受信側には、このような周波数オフ
セットが存在しても早期の位相同期が図れるような対策
が施された各種の信号検出装置が従来より知られてい
る。
【０００３】図６は従来の信号検出装置の一例のブロッ
ク図を示す。同図に示すように、衛星通信路を経て受信
された信号は、ナイキストフィルタ６１により所定信号
帯域の周波数成分が濾波されて乗算器６２に供給され、
ここで電圧制御発振器（ＶＣＯ）６６よりの信号と乗算
される。乗算器６２の出力信号は位相検波器６３により
位相検波された後、ループフィルタ６４を介して加算器
６５に供給され、ここで後述の周波数掃引制御回路６９
よりの信号と加算されてＶＣＯ６６へ制御電圧として印
加され、その出力発振周波数を可変制御する。
ク図を示す。同図に示すように、衛星通信路を経て受信
された信号は、ナイキストフィルタ６１により所定信号
帯域の周波数成分が濾波されて乗算器６２に供給され、
ここで電圧制御発振器（ＶＣＯ）６６よりの信号と乗算
される。乗算器６２の出力信号は位相検波器６３により
位相検波された後、ループフィルタ６４を介して加算器
６５に供給され、ここで後述の周波数掃引制御回路６９
よりの信号と加算されてＶＣＯ６６へ制御電圧として印
加され、その出力発振周波数を可変制御する。
【０００４】上記の乗算器６２、位相検波器６３、ルー
プフィルタ６４、加算器６５及びＶＣＯ６６よりなる一
巡の閉ループは、位相同期ループ（ＰＬＬ）を構成して
おり、乗算器６２より復調データが取り出される。
プフィルタ６４、加算器６５及びＶＣＯ６６よりなる一
巡の閉ループは、位相同期ループ（ＰＬＬ）を構成して
おり、乗算器６２より復調データが取り出される。
【０００５】このようなＰＬＬによる同期検波方式で
は、通常、最初に基準搬送波を出力するＶＣＯ６６を搬
送波が捕捉されるまで掃引し、搬送波周波数オフセット
があっても迅速な搬送波位相同期が可能であるような構
成としている。この搬送波位相同期過程においては、Ｐ
ＬＬの周波数引き込み範囲を広げ位相同期時間が短くな
るように、ループの帯域幅を広くする。そして、位相同
期後は、雑音に対して位相同期の追従、保持を有利にす
るため、ループの帯域幅を狭くする。つまり、搬送波位
相同期過程と位相同期後との背反する要求を満たすため
に、ループ帯域の切り換えを必要とする。それゆえ、基
準搬送波の掃引とＰＬＬの切り換えを制御する手段を備
えなければならない。
は、通常、最初に基準搬送波を出力するＶＣＯ６６を搬
送波が捕捉されるまで掃引し、搬送波周波数オフセット
があっても迅速な搬送波位相同期が可能であるような構
成としている。この搬送波位相同期過程においては、Ｐ
ＬＬの周波数引き込み範囲を広げ位相同期時間が短くな
るように、ループの帯域幅を広くする。そして、位相同
期後は、雑音に対して位相同期の追従、保持を有利にす
るため、ループの帯域幅を狭くする。つまり、搬送波位
相同期過程と位相同期後との背反する要求を満たすため
に、ループ帯域の切り換えを必要とする。それゆえ、基
準搬送波の掃引とＰＬＬの切り換えを制御する手段を備
えなければならない。
【０００６】更に、自動車、船舶、航空機等の移動体を
対象とする移動体衛星通信では、固定局間の衛星通信と
は伝送路上の環境が異なり、その環境を考慮した対応が
必要となる。例えば、伝送路上の建物やその他の遮蔽物
によって引き起こされる受信信号の減衰（シャドーイン
グ）に対して、シャドーイング状態であることを速やか
に検出し、シャドーイング中の不要な処理や制御を停止
させ、信号が復帰した後迅速に再位相同期が確立される
ように位相同期状態にあった時の状態を保持する。この
とき、シャドーイングを検出し、シャドーイングに備え
る手段と信号復帰後の高速な再同期処理を起動する手段
が必要である。
対象とする移動体衛星通信では、固定局間の衛星通信と
は伝送路上の環境が異なり、その環境を考慮した対応が
必要となる。例えば、伝送路上の建物やその他の遮蔽物
によって引き起こされる受信信号の減衰（シャドーイン
グ）に対して、シャドーイング状態であることを速やか
に検出し、シャドーイング中の不要な処理や制御を停止
させ、信号が復帰した後迅速に再位相同期が確立される
ように位相同期状態にあった時の状態を保持する。この
とき、シャドーイングを検出し、シャドーイングに備え
る手段と信号復帰後の高速な再同期処理を起動する手段
が必要である。
【０００７】そこで、図６に示す従来装置では、ユニー
クワード（ＵＷ）検出回路６７により乗算器６２より取
り出された復調データ中からユニークワードを検出し
て、その検出信号をフレーム同期回路６８に供給してフ
レーム同期確立か否かを判断し、その判断結果に基づい
て周波数掃引制御回路６９を制御して、周波数掃引制御
回路６９から加算器６５へ出力する制御信号により、周
波数掃引動作、ループ帯域の切り換え、及びシャドーイ
ング中の制御を行っていた。
クワード（ＵＷ）検出回路６７により乗算器６２より取
り出された復調データ中からユニークワードを検出し
て、その検出信号をフレーム同期回路６８に供給してフ
レーム同期確立か否かを判断し、その判断結果に基づい
て周波数掃引制御回路６９を制御して、周波数掃引制御
回路６９から加算器６５へ出力する制御信号により、周
波数掃引動作、ループ帯域の切り換え、及びシャドーイ
ング中の制御を行っていた。
【０００８】また、フーリエ変換を用いて搬送波周波数
オフセットを推定し、搬送波を捕捉する場合には、入力
信号の検出後、データをサンプリングし、その処理をす
ることによって効率的、かつ、高い信頼性で搬送波の捕
捉を可能にする。このため、入力信号検出が重要な鍵と
なる。
オフセットを推定し、搬送波を捕捉する場合には、入力
信号の検出後、データをサンプリングし、その処理をす
ることによって効率的、かつ、高い信頼性で搬送波の捕
捉を可能にする。このため、入力信号検出が重要な鍵と
なる。
【０００９】そこで、従来より広帯域フィルタと狭帯域
フィルタを用いて、種々の周波数の入力信号から特定周
波数の入力信号を検出する信号検出装置が知られている
（特開平２−１０１８２６号公報）。図７はこのような
従来の信号検出装置のブロック図を示す。
フィルタを用いて、種々の周波数の入力信号から特定周
波数の入力信号を検出する信号検出装置が知られている
（特開平２−１０１８２６号公報）。図７はこのような
従来の信号検出装置のブロック図を示す。
【００１０】この従来の信号検出装置では、広帯域の通
過周波数帯域を有する広帯域フィルタ７１を通過した受
信信号が狭帯域フィルタ７２及び７３にそれぞれ供給さ
れる。狭帯域フィルタ７２は希望する所定周波数ｆ１の
信号帯域を通過させる狭帯域の通過周波数特性を有して
いる。一方、狭帯域フィルタ７３は上記の所定周波数ｆ
１の信号帯域に隣接する所定周波数ｆ２を中心とする帯
域を通過させる狭帯域の通過周波数特性を有している。
過周波数帯域を有する広帯域フィルタ７１を通過した受
信信号が狭帯域フィルタ７２及び７３にそれぞれ供給さ
れる。狭帯域フィルタ７２は希望する所定周波数ｆ１の
信号帯域を通過させる狭帯域の通過周波数特性を有して
いる。一方、狭帯域フィルタ７３は上記の所定周波数ｆ
１の信号帯域に隣接する所定周波数ｆ２を中心とする帯
域を通過させる狭帯域の通過周波数特性を有している。
【００１１】従って、狭帯域フィルタ７２からは周波数
ｆ１の希望信号帯域の信号がノイズを含んで取り出され
て電力検波器７４により電力が検出された後平均化回路
７６で平均化されて比較回路７９に供給される。一方、
狭帯域フィルタ７３からは周波数ｆ２を中心とする帯域
の大略ノイズ成分のみが取り出されて電力検波器７５に
より電力が検出された後平均化回路７７で平均化されて
スレッシュホルド設定回路７８に供給される。
ｆ１の希望信号帯域の信号がノイズを含んで取り出され
て電力検波器７４により電力が検出された後平均化回路
７６で平均化されて比較回路７９に供給される。一方、
狭帯域フィルタ７３からは周波数ｆ２を中心とする帯域
の大略ノイズ成分のみが取り出されて電力検波器７５に
より電力が検出された後平均化回路７７で平均化されて
スレッシュホルド設定回路７８に供給される。
【００１２】スレッシュホルド設定回路７８は、入力レ
ベルに応じて信号検出の基準となるスレッシュホルドを
設定する。比較回路７９は平均化回路７６よりの希望信
号帯域の信号レベルとスレッシュホルド設定回路７８よ
りのスレッシュホルドとを比較して、希望信号帯域の信
号レベルがスレッシュホルドよりも高い時に、希望の信
号帯域の信号が受信されたことを示す検出信号を出力す
る。
ベルに応じて信号検出の基準となるスレッシュホルドを
設定する。比較回路７９は平均化回路７６よりの希望信
号帯域の信号レベルとスレッシュホルド設定回路７８よ
りのスレッシュホルドとを比較して、希望信号帯域の信
号レベルがスレッシュホルドよりも高い時に、希望の信
号帯域の信号が受信されたことを示す検出信号を出力す
る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の図６
に示した従来装置は、ユニークワード（ＵＷ）の検出を
利用して同期検出を行うため、フレーム同期との関係で
ＵＷの誤検出、不検出の事態を考慮する必要から複雑な
外部回路を必要とする。そして、移動体衛星通信のよう
に、シャドーイングによって起こるバースト状の誤りを
拡散する目的で送信側は、ＵＷを含むデータを長いフレ
ーム単位でインターリーブ（インターリーブするフレー
ム長はシャドーイング時間、受信電力変動周期等から決
められる）してから送信する。これに対して、受信側で
はフレーム内のインタリーブされたＵＷを検出して同期
確立を行う。従って、フレーム長を長くする必要がある
場合には、図６に示した従来装置はフレームを長くする
分だけフレーム同期確立に時間を要するという問題があ
る。
に示した従来装置は、ユニークワード（ＵＷ）の検出を
利用して同期検出を行うため、フレーム同期との関係で
ＵＷの誤検出、不検出の事態を考慮する必要から複雑な
外部回路を必要とする。そして、移動体衛星通信のよう
に、シャドーイングによって起こるバースト状の誤りを
拡散する目的で送信側は、ＵＷを含むデータを長いフレ
ーム単位でインターリーブ（インターリーブするフレー
ム長はシャドーイング時間、受信電力変動周期等から決
められる）してから送信する。これに対して、受信側で
はフレーム内のインタリーブされたＵＷを検出して同期
確立を行う。従って、フレーム長を長くする必要がある
場合には、図６に示した従来装置はフレームを長くする
分だけフレーム同期確立に時間を要するという問題があ
る。
【００１４】また、上記の図７に示した従来装置は、信
号それ自身の電力測定系以外に信号検出の基準を設定す
るための電力測定系を必要とし、ハードウェア規模の増
大及び信号処理の増大を招くという問題がある。
号それ自身の電力測定系以外に信号検出の基準を設定す
るための電力測定系を必要とし、ハードウェア規模の増
大及び信号処理の増大を招くという問題がある。
【００１５】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
簡単な回路構成により受信信号を短時間で検出し得る信
号検出装置を提供することを目的とする。
簡単な回路構成により受信信号を短時間で検出し得る信
号検出装置を提供することを目的とする。
【００１６】また、本発明の他の目的は、入力信号のレ
ベル変動があっても、高い信頼性で受信信号を検出でき
る信号検出装置を提供することにある。
ベル変動があっても、高い信頼性で受信信号を検出でき
る信号検出装置を提供することにある。
【００１７】更に、本発明の他の目的は、搬送波の周波
数を推定させたり、搬送波周波数を捕捉させたりするな
ど、種々の制御に幅広く応用できる信号検出装置を提供
することにある。
数を推定させたり、搬送波周波数を捕捉させたりするな
ど、種々の制御に幅広く応用できる信号検出装置を提供
することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、復調しようとする周波数帯域の受信信号を
濾波する広帯域フィルタと、広帯域フィルタを通過した
受信信号の平均電力を測定する第１の平均電力測定手段
と、第１の平均電力測定手段の出力測定平均電力に基づ
いてスレッシュホルドを設定するスレッシュホルド設定
回路と、広帯域フィルタを通過した受信信号を周波数変
換用信号により周波数変換する周波数変換器と、周波数
変換器の出力信号を広帯域フィルタの通過周波数帯域よ
りも狭い周波数帯域で濾波する狭帯域フィルタと、狭帯
域フィルタを通過した信号の平均電力を測定する第２の
平均電力測定手段と、スレッシュホルドと第２の平均電
力測定手段の出力測定平均電力とを比較して、第２の平
均電力測定手段の出力測定平均電力がスレッシュホルド
よりも大レベルのとき広帯域フィルタより受信信号が取
り出されていると判定する比較回路とを有する構成とし
たものである。
成するため、復調しようとする周波数帯域の受信信号を
濾波する広帯域フィルタと、広帯域フィルタを通過した
受信信号の平均電力を測定する第１の平均電力測定手段
と、第１の平均電力測定手段の出力測定平均電力に基づ
いてスレッシュホルドを設定するスレッシュホルド設定
回路と、広帯域フィルタを通過した受信信号を周波数変
換用信号により周波数変換する周波数変換器と、周波数
変換器の出力信号を広帯域フィルタの通過周波数帯域よ
りも狭い周波数帯域で濾波する狭帯域フィルタと、狭帯
域フィルタを通過した信号の平均電力を測定する第２の
平均電力測定手段と、スレッシュホルドと第２の平均電
力測定手段の出力測定平均電力とを比較して、第２の平
均電力測定手段の出力測定平均電力がスレッシュホルド
よりも大レベルのとき広帯域フィルタより受信信号が取
り出されていると判定する比較回路とを有する構成とし
たものである。
【００１９】
【作用】通常は受信電界が低く、受信系熱雑音の影響が
あり、広い周波数帯域にわたり熱雑音が一様に分布する
衛星通信分野などでは、広帯域フィルタを通した受信信
号はこの熱雑音を含み、狭帯域フィルタを通した受信信
号に比べて狭帯域フィルタより通過周波数帯域が広い
分、熱雑音電力が高い。従って、受信信号が入力されて
いる場合とそうでない場合とでは、同一の信号を狭帯域
フィルタまで通して第２の平均電力測定手段により測定
した平均電力比は、広帯域フィルタまで通して第１の平
均電力測定手段により測定した平均電力比より大きく、
信号を受信しているか否かの判断ができる。
あり、広い周波数帯域にわたり熱雑音が一様に分布する
衛星通信分野などでは、広帯域フィルタを通した受信信
号はこの熱雑音を含み、狭帯域フィルタを通した受信信
号に比べて狭帯域フィルタより通過周波数帯域が広い
分、熱雑音電力が高い。従って、受信信号が入力されて
いる場合とそうでない場合とでは、同一の信号を狭帯域
フィルタまで通して第２の平均電力測定手段により測定
した平均電力比は、広帯域フィルタまで通して第１の平
均電力測定手段により測定した平均電力比より大きく、
信号を受信しているか否かの判断ができる。
【００２０】従って、スレッシュホルド設定回路により
第１の平均電力測定手段の出力測定平均電力に基づいて
設定したスレッシュホルドと、第２の平均電力測定手段
の出力測定平均電力とを比較回路により比較することに
より、広帯域フィルタより受信信号が取り出されている
か否か（信号を受信しているか否か）を判定することが
できる。
第１の平均電力測定手段の出力測定平均電力に基づいて
設定したスレッシュホルドと、第２の平均電力測定手段
の出力測定平均電力とを比較回路により比較することに
より、広帯域フィルタより受信信号が取り出されている
か否か（信号を受信しているか否か）を判定することが
できる。
【００２１】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の一実施例のブロック図を示す。同図に示す
ように、本実施例は、ディジタル変調の一種である例え
ば位相偏移変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋ
ｅｙｉｎｇ）された被変調波信号（ＰＳＫ信号）を伝送
する衛星通信方式において、復調しようとする受信信号
の周波数が通過周波数帯域とされた広帯域フィルタ１１
と、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコ
ンバータ１２と、広帯域フィルタ１１の出力信号の電力
を測定する第１の電力検波器１３と、第１の電力検波器
１３で測定された電力を平均化する第１の平均回路１４
と、第１の平均回路１４で平均化された電力からスレッ
シュホルドを設定するスレッシュホルド設定回路１５
と、周波数を変換する周波数変換器１６と、通信路品質
を確保するために適したナイキストフィルタとしての狭
帯域通過周波数特性を有する狭帯域フィルタ１７と、狭
帯域フィルタ１７の出力信号電力を測定する第２の電力
検波器１８と、第２の電力検波器１８で測定された電力
を平均化する第２の平均回路１９と、スレッシュホルド
設定回路１５で設定されたスレッシュホルドと第２の平
均回路１９で平均化された電力とを比較する比較回路２
０と、受信信号をサンプリングし、サンプリングデータ
から搬送波の周波数を推定する搬送波周波数推定器２１
と、制御電圧によって発振周波数が可変制御されるＶＣ
Ｏ２２と、受信信号を復調する復調器２３とから構成さ
れる。
１は本発明の一実施例のブロック図を示す。同図に示す
ように、本実施例は、ディジタル変調の一種である例え
ば位相偏移変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋ
ｅｙｉｎｇ）された被変調波信号（ＰＳＫ信号）を伝送
する衛星通信方式において、復調しようとする受信信号
の周波数が通過周波数帯域とされた広帯域フィルタ１１
と、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコ
ンバータ１２と、広帯域フィルタ１１の出力信号の電力
を測定する第１の電力検波器１３と、第１の電力検波器
１３で測定された電力を平均化する第１の平均回路１４
と、第１の平均回路１４で平均化された電力からスレッ
シュホルドを設定するスレッシュホルド設定回路１５
と、周波数を変換する周波数変換器１６と、通信路品質
を確保するために適したナイキストフィルタとしての狭
帯域通過周波数特性を有する狭帯域フィルタ１７と、狭
帯域フィルタ１７の出力信号電力を測定する第２の電力
検波器１８と、第２の電力検波器１８で測定された電力
を平均化する第２の平均回路１９と、スレッシュホルド
設定回路１５で設定されたスレッシュホルドと第２の平
均回路１９で平均化された電力とを比較する比較回路２
０と、受信信号をサンプリングし、サンプリングデータ
から搬送波の周波数を推定する搬送波周波数推定器２１
と、制御電圧によって発振周波数が可変制御されるＶＣ
Ｏ２２と、受信信号を復調する復調器２３とから構成さ
れる。
【００２２】次に、上記の構成の本実施例の動作につい
て説明する。受信信号は広帯域フィルタ１１により復調
しようとする希望の周波数帯域の周波数成分が濾波され
てＡ／Ｄコンバータ１２に供給される。この広帯域フィ
ルタ１１はアンチエリアシングフィルタ（折り返し歪み
除去フィルタ）の役割を果たすフィルタで、受信信号を
サンプリングする場合に、その信号がサンプリングにお
いて許容される周波数帯域以上の周波数帯域の信号成分
を抑圧する。Ａ／Ｄコンバータ１２はこの広帯域フィル
タ１１の出力信号をサンプリングクロックに基づいてサ
ンプリングし、ディジタル信号に変換して第１の電力検
波器１３及び周波数変換器１６にそれぞれ供給する。
て説明する。受信信号は広帯域フィルタ１１により復調
しようとする希望の周波数帯域の周波数成分が濾波され
てＡ／Ｄコンバータ１２に供給される。この広帯域フィ
ルタ１１はアンチエリアシングフィルタ（折り返し歪み
除去フィルタ）の役割を果たすフィルタで、受信信号を
サンプリングする場合に、その信号がサンプリングにお
いて許容される周波数帯域以上の周波数帯域の信号成分
を抑圧する。Ａ／Ｄコンバータ１２はこの広帯域フィル
タ１１の出力信号をサンプリングクロックに基づいてサ
ンプリングし、ディジタル信号に変換して第１の電力検
波器１３及び周波数変換器１６にそれぞれ供給する。
【００２３】第１の電力検波器１３は入力ディジタル信
号に基づいて広帯域フィルタ１１で濾波された周波数成
分の電力を測定して、その測定結果を第１の平均回路１
４へ供給する。第１の平均回路１４は入力された電力測
定結果のサンプル値系列の順番をずらしながら一定の個
数ずつを、次式に基づく操作により平均化する。
号に基づいて広帯域フィルタ１１で濾波された周波数成
分の電力を測定して、その測定結果を第１の平均回路１
４へ供給する。第１の平均回路１４は入力された電力測
定結果のサンプル値系列の順番をずらしながら一定の個
数ずつを、次式に基づく操作により平均化する。
【００２４】
【数１】 ただし、上式中、ｕはｍ個のサンプル値系列による平均
値、ｘi はｉ番目のサンプル値である。
値、ｘi はｉ番目のサンプル値である。
【００２５】Ａ／Ｄコンバータ１２の出力ディジタル信
号（サンプル値系列）は、また周波数変換器１６に供給
され、ここで搬送波捕捉時において初期値に設定された
ＶＣＯ２２の出力信号と周波数変換される。このＶＣＯ
２２は例えば、図２に示す如く、加算器２２１、遅延器
（アキュムレータ）２２２、余弦波格納ルックアップテ
ーブル２２３及び正弦波格納ルックアップテーブル２２
４とから構成されている。
号（サンプル値系列）は、また周波数変換器１６に供給
され、ここで搬送波捕捉時において初期値に設定された
ＶＣＯ２２の出力信号と周波数変換される。このＶＣＯ
２２は例えば、図２に示す如く、加算器２２１、遅延器
（アキュムレータ）２２２、余弦波格納ルックアップテ
ーブル２２３及び正弦波格納ルックアップテーブル２２
４とから構成されている。
【００２６】この構成のＶＣＯ２２は、入力制御電圧を
加算器２２１と遅延器２２２とからなる閉ループ回路に
より積分し、この積分結果を余弦波格納ルックアップテ
ーブル２２３及び正弦波格納ルックアップテーブル２２
４にアドレスとして供給することにより、余弦波格納ル
ックアップテーブル２２３及び正弦波格納ルックアップ
テーブル２２４から同相成分ｘと直交成分ｙとをそれぞ
れ図１の周波数変換器１６に出力する。
加算器２２１と遅延器２２２とからなる閉ループ回路に
より積分し、この積分結果を余弦波格納ルックアップテ
ーブル２２３及び正弦波格納ルックアップテーブル２２
４にアドレスとして供給することにより、余弦波格納ル
ックアップテーブル２２３及び正弦波格納ルックアップ
テーブル２２４から同相成分ｘと直交成分ｙとをそれぞ
れ図１の周波数変換器１６に出力する。
【００２７】また、周波数変換器１６はＡ／Ｄコンバー
タ１２の出力ディジタル信号とＶＣＯ２２の出力信号と
を複素乗算により周波数を変換する回路で、例えば、図
３に示す如く、乗算器１６１、１６２、１６３及び１６
４と、加算器１６５及び１６６とから構成されている。
この周波数変換器１６においては、Ａ／Ｄコンバータ１
２の出力ディジタル信号の同相成分ＩとＶＣＯ２２の出
力信号ｘ、ｙをそれぞれ乗算器１６１及び１６３で乗算
し、一方、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力ディジタル信号
の直交成分ＱとＶＣＯ２２の出力信号ｘ、ｙをそれぞれ
乗算器１６２及び１６４で乗算する。
タ１２の出力ディジタル信号とＶＣＯ２２の出力信号と
を複素乗算により周波数を変換する回路で、例えば、図
３に示す如く、乗算器１６１、１６２、１６３及び１６
４と、加算器１６５及び１６６とから構成されている。
この周波数変換器１６においては、Ａ／Ｄコンバータ１
２の出力ディジタル信号の同相成分ＩとＶＣＯ２２の出
力信号ｘ、ｙをそれぞれ乗算器１６１及び１６３で乗算
し、一方、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力ディジタル信号
の直交成分ＱとＶＣＯ２２の出力信号ｘ、ｙをそれぞれ
乗算器１６２及び１６４で乗算する。
【００２８】乗算器１６１の出力乗算結果は乗算器１６
４の出力乗算結果と加算器１６５で減算されることによ
り、周波数変換された同相成分Ｉ′（＝Ｉｘ−Ｑｙ）を
出力する。一方、乗算器１６２及び１６３の各出力乗算
結果は、加算器１６６に供給されて加算されることによ
り、周波数変換された直交成分Ｑ′（＝Ｉｙ＋Ｑｘ）を
出力する。
４の出力乗算結果と加算器１６５で減算されることによ
り、周波数変換された同相成分Ｉ′（＝Ｉｘ−Ｑｙ）を
出力する。一方、乗算器１６２及び１６３の各出力乗算
結果は、加算器１６６に供給されて加算されることによ
り、周波数変換された直交成分Ｑ′（＝Ｉｙ＋Ｑｘ）を
出力する。
【００２９】再び図１に戻って説明するに、周波数変換
器１６により周波数変換されて取り出された信号は、通
信路品質を確保するのに適したナイキストフィルタとし
ての狭帯域フィルタ１７により所定の狭帯域の周波数帯
域成分を濾波される。狭帯域フィルタ１７は、一般に知
られているトランスバーサルフィルタを用いることによ
り、容易にディジタル処理できる。狭帯域フィルタ１７
の出力信号は、第２の電力検波器１８に供給されてその
電力が測定された後、第２の平均回路１９に供給されて
平均化される。
器１６により周波数変換されて取り出された信号は、通
信路品質を確保するのに適したナイキストフィルタとし
ての狭帯域フィルタ１７により所定の狭帯域の周波数帯
域成分を濾波される。狭帯域フィルタ１７は、一般に知
られているトランスバーサルフィルタを用いることによ
り、容易にディジタル処理できる。狭帯域フィルタ１７
の出力信号は、第２の電力検波器１８に供給されてその
電力が測定された後、第２の平均回路１９に供給されて
平均化される。
【００３０】衛星通信では通常、受信電界が低く、受信
機の熱雑音の影響があり、その熱雑音は、白色ガウス雑
音が仮定され、広い周波数帯域にわたって一様に分布し
ている。従って、広帯域フィルタ１１を通して観測され
る受信信号の平均電力は、広帯域フィルタ１１の周波数
帯域分の熱雑音電力が含まれ、信号受信中と受信中でな
い場合において、異なる電力値を示す。
機の熱雑音の影響があり、その熱雑音は、白色ガウス雑
音が仮定され、広い周波数帯域にわたって一様に分布し
ている。従って、広帯域フィルタ１１を通して観測され
る受信信号の平均電力は、広帯域フィルタ１１の周波数
帯域分の熱雑音電力が含まれ、信号受信中と受信中でな
い場合において、異なる電力値を示す。
【００３１】例えば、図４（Ａ）に示すように、時刻ｔ
１〜ｔ４の期間と時刻ｔ６以降の期間とで受信信号があ
り、時刻ｔ１以前と時刻ｔ４〜ｔ６の期間では受信信号
がない場合、広帯域フィルタ１１を通して観測される受
信信号の平均電力は、図４（Ｂ）にで示すように、受
信信号入力時刻ｔ１、ｔ６直後から漸次上昇し、時刻ｔ
３、ｔ８で最大値となり、受信信号入力期間中はその値
を継続し、受信信号が途絶する時刻ｔ４以降は漸次減少
する。
１〜ｔ４の期間と時刻ｔ６以降の期間とで受信信号があ
り、時刻ｔ１以前と時刻ｔ４〜ｔ６の期間では受信信号
がない場合、広帯域フィルタ１１を通して観測される受
信信号の平均電力は、図４（Ｂ）にで示すように、受
信信号入力時刻ｔ１、ｔ６直後から漸次上昇し、時刻ｔ
３、ｔ８で最大値となり、受信信号入力期間中はその値
を継続し、受信信号が途絶する時刻ｔ４以降は漸次減少
する。
【００３２】一方、図１に示す狭帯域フィルタ１７を通
して観測される受信信号の平均電力は、広帯域フィルタ
１１を通して観測される受信信号の平均電力よりも周波
数帯域が狭い分だけ雑音電力が小さく、図４（Ｂ）に
で示す如く、信号を受信していない時の平均電力に対し
て信号を受信している時の平均電力比は広帯域フィルタ
１１を通して得られる平均電力比より大きくなる。
して観測される受信信号の平均電力は、広帯域フィルタ
１１を通して観測される受信信号の平均電力よりも周波
数帯域が狭い分だけ雑音電力が小さく、図４（Ｂ）に
で示す如く、信号を受信していない時の平均電力に対し
て信号を受信している時の平均電力比は広帯域フィルタ
１１を通して得られる平均電力比より大きくなる。
【００３３】例えば、広帯域フィルタ１１の通過周波数
帯域を狭帯域フィルタ１７の通過周波数帯域の４倍にす
る場合、信号を受信していない時のフィルタ出力電力
（雑音電力）は、雑音分布が通過周波数帯域において一
様であるから通過周波数帯域に比例し、よって、広帯域
フィルタ１１通過後に観測される雑音電力ＰW は、狭帯
域フィルタ１７通過後に観測される雑音電力ＰN の４
（＝ＰW ／ＰN ）倍となる。
帯域を狭帯域フィルタ１７の通過周波数帯域の４倍にす
る場合、信号を受信していない時のフィルタ出力電力
（雑音電力）は、雑音分布が通過周波数帯域において一
様であるから通過周波数帯域に比例し、よって、広帯域
フィルタ１１通過後に観測される雑音電力ＰW は、狭帯
域フィルタ１７通過後に観測される雑音電力ＰN の４
（＝ＰW ／ＰN ）倍となる。
【００３４】一方、受信信号入力時は、仮に狭帯域フィ
ルタ１７通過後に観測される雑音電力ＰN と等しい電力
ＰS の信号を受信したものとすると、広帯域フィルタ１
１通過後に観測される電力比｛これは（信号入力時の出
力電力）／（信号非入力時の出力電力）である｝は、次
式で示されるように「５／４」となる。
ルタ１７通過後に観測される雑音電力ＰN と等しい電力
ＰS の信号を受信したものとすると、広帯域フィルタ１
１通過後に観測される電力比｛これは（信号入力時の出
力電力）／（信号非入力時の出力電力）である｝は、次
式で示されるように「５／４」となる。
【００３５】
【数２】 一方、上記の電力ＰS の信号を受信したときの狭帯域フ
ィルタ１７通過後に観測される電力比は次式
ィルタ１７通過後に観測される電力比は次式
【００３６】
【数３】 で表されるように、広帯域フィルタ１１通過後に観測さ
れる上記の電力比「５／４」より大きくなる。
れる上記の電力比「５／４」より大きくなる。
【００３７】そこで、本実施例ではこれを利用するため
に、スレッシュホルド設定回路１５は広帯域フィルタ１
１を通して測定された信号から第１の平均回路１４で得
られた図４（Ｂ）にで示した平均電力に基づいて、図
４（Ｂ）にで示すように、受信信号入力時と受信信号
非入力時とを狭帯域フィルタ１７を通過した信号の平均
電力とのレベル比較で識別できるスレッシュホルドを設
定し、比較回路２０に供給する。
に、スレッシュホルド設定回路１５は広帯域フィルタ１
１を通して測定された信号から第１の平均回路１４で得
られた図４（Ｂ）にで示した平均電力に基づいて、図
４（Ｂ）にで示すように、受信信号入力時と受信信号
非入力時とを狭帯域フィルタ１７を通過した信号の平均
電力とのレベル比較で識別できるスレッシュホルドを設
定し、比較回路２０に供給する。
【００３８】比較回路２０はこのスレッシュホルドと狭
帯域フィルタ１７、第２の検波回路１８を通して測定さ
れた電力を第２の平均回路１９により平均化して得た電
力とを比較して入力受信信号の有無（広帯域フィルタ１
１より受信信号が取り出されているか否か）を判定す
る。
帯域フィルタ１７、第２の検波回路１８を通して測定さ
れた電力を第２の平均回路１９により平均化して得た電
力とを比較して入力受信信号の有無（広帯域フィルタ１
１より受信信号が取り出されているか否か）を判定す
る。
【００３９】 すなわち、比較回路２０は、上記の平均
電力がスレッシュホルドより大レベルのとき（図４では
時刻ｔ２〜ｔ５の期間、時刻ｔ７以降）、受信信号が入
力されていると判定してハイレベルの信号を出力し、平
均電力がスレッシュホルド以下のとき（図４では時刻ｔ
２以前、時刻ｔ５〜ｔ７の期間）、受信信号が入力され
ていないと判定してローレベルの信号を出力する。図４
（Ｃ）はこの比較回路２０の出力信号の波形を示す。
電力がスレッシュホルドより大レベルのとき（図４では
時刻ｔ２〜ｔ５の期間、時刻ｔ７以降）、受信信号が入
力されていると判定してハイレベルの信号を出力し、平
均電力がスレッシュホルド以下のとき（図４では時刻ｔ
２以前、時刻ｔ５〜ｔ７の期間）、受信信号が入力され
ていないと判定してローレベルの信号を出力する。図４
（Ｃ）はこの比較回路２０の出力信号の波形を示す。
【００４０】搬送波周波数推定器２１はこの比較回路２
０の出力信号がハイレベルの時、すなわち、受信信号が
入力されて広帯域フィルタ１１より取り出されていると
判定している時は、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力ディジ
タル信号をサンプリングし、搬送波周波数推定のための
データを得て、逓倍、高速フーリエ変換の操作により得
られる周波数スペクトラムから搬送波周波数を推定す
る。
０の出力信号がハイレベルの時、すなわち、受信信号が
入力されて広帯域フィルタ１１より取り出されていると
判定している時は、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力ディジ
タル信号をサンプリングし、搬送波周波数推定のための
データを得て、逓倍、高速フーリエ変換の操作により得
られる周波数スペクトラムから搬送波周波数を推定す
る。
【００４１】この搬送波周波数推定器２１の出力信号は
ＶＣＯ２２に制御電圧として印加され、推定された周波
数をＶＣＯ２２より出力させて、周波数変換器１６で受
信信号と周波数変換させる。そして、復調器２３は、こ
の周波数変換器１６の出力信号が狭帯域フィルタ１７を
介して供給され、搬送波を捕捉し復調する。
ＶＣＯ２２に制御電圧として印加され、推定された周波
数をＶＣＯ２２より出力させて、周波数変換器１６で受
信信号と周波数変換させる。そして、復調器２３は、こ
の周波数変換器１６の出力信号が狭帯域フィルタ１７を
介して供給され、搬送波を捕捉し復調する。
【００４２】このように、本実施例によれば、ディジタ
ル演算により復調機能を実現しているため、信号検出だ
けの処理を削減し、ディジタル変換、復調に必要なハー
ドウェア、処理を利用する比較的単純な回路構成で受信
信号の検出ができる。また、フレーム同期検出を用いて
いないため、信号フレーム長に依存することなく短時間
で信号検出ができる。
ル演算により復調機能を実現しているため、信号検出だ
けの処理を削減し、ディジタル変換、復調に必要なハー
ドウェア、処理を利用する比較的単純な回路構成で受信
信号の検出ができる。また、フレーム同期検出を用いて
いないため、信号フレーム長に依存することなく短時間
で信号検出ができる。
【００４３】また、広帯域フィルタ１１を通して観測さ
れる受信信号の平均電力を検出の基準とし、狭帯域フィ
ルタ１７を通して観測される受信信号の平均電力により
相対的な信号検出の判定をするため、入力信号のレベル
変動があっても高い信頼性で受信信号を検出できる。
れる受信信号の平均電力を検出の基準とし、狭帯域フィ
ルタ１７を通して観測される受信信号の平均電力により
相対的な信号検出の判定をするため、入力信号のレベル
変動があっても高い信頼性で受信信号を検出できる。
【００４４】この受信信号の検出により、搬送波周波数
捕捉時の周波数掃引制御、搬送波位相同期を保持又は確
立するために有利なループ帯域への切り換え制御、シャ
ドーイング時の搬送波とクロック位相情報の保持及び自
動周波数制御（ＡＦＣ）の停止などへ応用できる。
捕捉時の周波数掃引制御、搬送波位相同期を保持又は確
立するために有利なループ帯域への切り換え制御、シャ
ドーイング時の搬送波とクロック位相情報の保持及び自
動周波数制御（ＡＦＣ）の停止などへ応用できる。
【００４５】図５は本発明装置を搬送波周波数捕捉のた
めの周波数掃引制御に適用した場合のブロック図を示
す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。図５において、周波数掃引制御回
路２５は、比較回路２０の出力信号が信号受信を検出し
ていない期間は、ＶＣＯ２２へ漸次レベルが変化する制
御電圧を出力し、信号受信を検出したことを示す信号入
力時にはその時点の制御電圧を保持する。これにより、
ＶＣＯ２２は搬送波周波数を捕捉するまでは漸次周波数
が変化する信号を発振出力し、周波数掃引を行う。
めの周波数掃引制御に適用した場合のブロック図を示
す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。図５において、周波数掃引制御回
路２５は、比較回路２０の出力信号が信号受信を検出し
ていない期間は、ＶＣＯ２２へ漸次レベルが変化する制
御電圧を出力し、信号受信を検出したことを示す信号入
力時にはその時点の制御電圧を保持する。これにより、
ＶＣＯ２２は搬送波周波数を捕捉するまでは漸次周波数
が変化する信号を発振出力し、周波数掃引を行う。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
スレッシュホルド設定回路により第１の平均電力測定手
段の出力測定平均電力に基づいて設定したスレッシュホ
ルドと、第２の平均電力測定手段の出力測定平均電力と
を比較回路により比較することにより、広帯域フィルタ
より受信信号が取り出されているか否か（信号を受信し
ているか否か）を判定するようにしたため、信号検出に
必要な特別なハードウェア、演算を減らし、ディジタル
信号処理による復調機能に使用されるハードウェア、演
算を用いて、簡単な回路構成で受信信号の検出ができ
る。
スレッシュホルド設定回路により第１の平均電力測定手
段の出力測定平均電力に基づいて設定したスレッシュホ
ルドと、第２の平均電力測定手段の出力測定平均電力と
を比較回路により比較することにより、広帯域フィルタ
より受信信号が取り出されているか否か（信号を受信し
ているか否か）を判定するようにしたため、信号検出に
必要な特別なハードウェア、演算を減らし、ディジタル
信号処理による復調機能に使用されるハードウェア、演
算を用いて、簡単な回路構成で受信信号の検出ができ
る。
【００４７】また、本発明によれば、フレーム同期検出
を用いていないため、信号フレーム長に依存することな
く短時間で信号検出ができる。また、入力信号のレベル
変動があっても、高い信頼性で受信信号を検出できる。
を用いていないため、信号フレーム長に依存することな
く短時間で信号検出ができる。また、入力信号のレベル
変動があっても、高い信頼性で受信信号を検出できる。
【００４８】更に、この信号検出を搬送波周波数推定器
に供給して、広帯域フィルタより取り出される受信信号
をサンプリングさせて、搬送波の周波数を推定させた
り、漸次周波数が変化する信号を前記周波数変換用信号
として発生する周波数掃引制御手段に供給して、搬送波
周波数を捕捉させたりするなど、種々の制御に幅広く応
用できる。
に供給して、広帯域フィルタより取り出される受信信号
をサンプリングさせて、搬送波の周波数を推定させた
り、漸次周波数が変化する信号を前記周波数変換用信号
として発生する周波数掃引制御手段に供給して、搬送波
周波数を捕捉させたりするなど、種々の制御に幅広く応
用できる。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】図１中のＶＣＯの一例の構成図である。
【図３】図１中の周波数変換器の一例の構成図である。
【図４】図１の動作説明用タイムチャートである。
【図５】本発明装置を搬送波周波数捕捉のための周波数
掃引制御に適用した場合のブロック図である。
掃引制御に適用した場合のブロック図である。
【図６】従来の一例のブロック図である。
【図７】従来の他の例のブロック図である。
１１ 広帯域フィルタ １２ Ａ／Ｄコンバータ １３ 第１の電力検波器 １４ 第１の平均回路 １５ スレッシュホルド設定回路 １６ 周波数変換器 １７ 狭帯域フィルタ １８ 第２の電力検波器 １９ 第２の平均回路 ２０ 比較回路 ２１ 搬送波周波数推定器 ２２ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ２３ 復調器 ２５ 周波数掃引制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/28 H04B 15/00 - 15/06 H04B 7/24 - 7/26 H04Q 7/00 - 7/38
Claims (4)
- 【請求項１】 復調しようとする周波数帯域の受信信号
を濾波する広帯域フィルタと、 該広帯域フィルタを通過した受信信号の平均電力を測定
する第１の平均電力測定手段と、 該第１の平均電力測定手段の出力測定平均電力に基づい
てスレッシュホルドを設定するスレッシュホルド設定回
路と、 前記広帯域フィルタを通過した受信信号を周波数変換用
信号により周波数変換する周波数変換器と、 該周波数変換器の出力信号を前記広帯域フィルタの通過
周波数帯域よりも狭い周波数帯域で濾波する狭帯域フィ
ルタと、 該狭帯域フィルタを通過した信号の平均電力を測定する
第２の平均電力測定手段と、 前記スレッシュホルドと該第２の平均電力測定手段の出
力測定平均電力とを比較して、該第２の平均電力測定手
段の出力測定平均電力が該スレッシュホルドよりも大レ
ベルのとき前記広帯域フィルタより受信信号が取り出さ
れていると判定する比較回路とを有することを特徴とす
る信号検出装置。 - 【請求項２】 前記比較回路の出力信号に基づき、前記
広帯域フィルタより取り出される受信信号をサンプリン
グし、搬送波の周波数を推定する搬送波周波数推定器
と、 該搬送波周波数推定器の制御信号に基づき周波数が可変
制御される前記周波数変換用信号を発生する電圧制御周
波数発生手段と、 前記搬送波周波数推定器の出力制御信号により前記狭帯
域フィルタを通過した信号を復調する復調器とを更に有
することを特徴とする請求項１記載の信号検出装置。 - 【請求項３】 前記比較回路の出力信号に基づき、搬送
波捕捉のため前記電圧制御周波数発生手段の出力周波数
が漸次変化する信号を前記周波数変換用信号として発生
する周波数掃引制御手段と、 前記狭帯域フィルタを通過した信号を復調する復調器と
を更に有することを特徴とする請求項１記載の信号検出
装置。 - 【請求項４】 前記広帯域フィルタはアンチエリアシン
グフィルタであり、前記狭帯域フィルタはナイキストフ
ィルタであることを特徴とする請求項１乃至３のうちい
ずれか一項記載の信号検出装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6217352A JP2751840B2 (ja) | 1994-09-12 | 1994-09-12 | 信号検出装置 |
| DK95306334T DK0701320T3 (da) | 1994-09-12 | 1995-09-11 | Detektor til et digitalt moduleret signal |
| DE69516779T DE69516779T2 (de) | 1994-09-12 | 1995-09-11 | Detektor für digital modulierte Signale |
| EP95306334A EP0701320B1 (en) | 1994-09-12 | 1995-09-11 | Detector for digitally modulated signal |
| US08/955,239 US5974098A (en) | 1994-09-12 | 1997-10-21 | Received signal detector for digital demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6217352A JP2751840B2 (ja) | 1994-09-12 | 1994-09-12 | 信号検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0884083A JPH0884083A (ja) | 1996-03-26 |
| JP2751840B2 true JP2751840B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=16702835
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6217352A Expired - Fee Related JP2751840B2 (ja) | 1994-09-12 | 1994-09-12 | 信号検出装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5974098A (ja) |
| EP (1) | EP0701320B1 (ja) |
| JP (1) | JP2751840B2 (ja) |
| DE (1) | DE69516779T2 (ja) |
| DK (1) | DK0701320T3 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6359944B1 (en) * | 1996-04-17 | 2002-03-19 | Thomson Licensing S.A. | Tuning system for achieving quick acquisition times for a digital satellite receiver |
| DE59709234D1 (de) * | 1997-07-31 | 2003-03-06 | Micronas Semiconductor Holding | Trägerregelkreis für einen Empfänger von digital übertragenen Signalen |
| US6320896B1 (en) * | 1998-07-14 | 2001-11-20 | Intermec Ip Corp. | RF receiver having frequency-hopping/direct-sequence spread spectrum signal discrimination |
| US6356067B1 (en) * | 1998-08-10 | 2002-03-12 | Sony/Tektronix Corporation | Wide band signal analyzer with wide band and narrow band signal processors |
| US6360090B1 (en) * | 1998-08-26 | 2002-03-19 | Integration Associates, Inc. | Method and apparatus for receiving infrared signals with improved noise immunity |
| US6229991B1 (en) * | 1998-10-13 | 2001-05-08 | Motorola, Inc. | Method of and apparatus for automatic frequency control range extension |
| FR2789534B1 (fr) * | 1999-02-04 | 2001-06-08 | Cit Alcatel | Procede d'estimation du rapport signal a bruit d'un signal numerique recu par un recepteur de radiocommunications |
| FR2792140A1 (fr) * | 1999-04-07 | 2000-10-13 | Koninkl Philips Electronics Nv | Correction en frequence a la reception dans un systeme de transmission par paquets |
| US6480555B1 (en) * | 1999-09-02 | 2002-11-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for extended range frequency correction burst detection |
| DE19949774B4 (de) * | 1999-10-15 | 2006-08-17 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Anordnung zur Meßdemodulation und Modulationsfehlermessung eines digital modulierten Empfangssignals |
| US6697439B1 (en) * | 2000-03-23 | 2004-02-24 | Cyntrust Communications, Inc. | Carrier acquisition in a DC/MA system |
| US6856793B2 (en) * | 2000-09-27 | 2005-02-15 | Agilent Technologies, Inc. | Method and apparatus for measuring output power of devices for mobile communications |
| JP2002246912A (ja) * | 2001-02-20 | 2002-08-30 | Nec Microsystems Ltd | デジタル信号処理装置 |
| KR100381002B1 (ko) * | 2001-05-31 | 2003-04-23 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 무선통신 시스템에서의 펄스형 간섭 제거 장치 |
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