JPH01212128A

JPH01212128A - エコー除去方法及びエコー除去装置

Info

Publication number: JPH01212128A
Application number: JP3686688A
Authority: JP
Inventors: Akihiko Sugiyama; 昭彦杉山
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1988-02-19
Filing date: 1988-02-19
Publication date: 1989-08-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は２線双方向データ伝送を実現するためのエコー
除去方法及びエコー除去装置に関する。

（従来の技術）ペアｉｔ用いて２線双方向データ伝送全実現する九めの
公知の技術としてエコー・キャンセラが知られている（
ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　ＡＣ−Ｏ
ＵＳＴＩＣ８，８ＰＥＥＣＨＡＮＤ　５ＩＧＮＡＬ　Ｐ
ＲＯＣＥＳＳ−ＩＮＧ；２７巻６号、１９７９年、７６
８〜７８１ページ参照）。エコー・キャンセラはエコー
ツインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適応型（
アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列に対応
した擬似エコー（エコー・レプリカ）全生成することに
より、２線７４線変換回路にて送信回路から受信回路に
漏れ込むエコーを抑圧するように動作する。このとき、
適応型フィルタの各タップ係数はエコーと受信信号が混
在した混在信号からエコー・レプリカを差引い比差信号
と送出データとの相関をとることにより逐次修正される
。この様な適応型フィルタの係数修正、すなわちエコー
・キャンセラの収束アルゴリズムについては上記参照文
献に記載されての９、その代表的なものとして、ストカ
スティク・アイタレ−ジョン・アルゴリズム（８ｔｏｃ
ｈａｓｔｉｃ　Ｉｔｅｒａｔｉｏｎ　Ａｌｇｏｒ　−ｉ
ｔｈｍ）とサイｙ−アルゴリズム（Ｓｉｇｎ　Ａｌｇｏ
−ｒ　ｉ　ｔ　ｈｍ）が知られている。

エコー・キャンセラにおいて係数の修正を行う際に、前
記混在信号から擬似エコーを差引いｔ差信号中に含まれ
る残留エコーを正しく検出することは、収束時間の短縮
と演算語長の削減に重要な役割を果す。すなわち、差信
号中の受信信号は残留エコーに対して妨害信号となる。

ＡＭＩ符号のように、シンボル波形の１周期中に零レベ
ルとなる区間を持つ伝送路符号の場合に比べて、パイフ
ェーズ符号のような零レベルとなる区間を持たない伝送
路符号の場合に、この妨害の影響は大きい。

特に、サイン・アルゴリズムを適用した場合、差信号中
に含まれる残留エコーの極性と差信号の極性とが一致し
なくなると適応動作が不可能になるという間層が生じる
。例えば、伝送路符号としてパイフェーズ符号のような
２値打号を使用した場合、　残留エコー（エコーとエコ
ー・レプリカとの差）レベルが受信信号レベルと同等程
度になると前述の問題が発生する。

次に、この妨害信号となる受信信号を除去するための従
来技術について述べる。第７図は受信信号を消去してフ
ィルタ係数を更新するエコー・キャンセラの従来例を示
し友もので、サイン・アルゴリズムを採用した場合であ
る。ここで第６図の回路は２線伝送路５を介して対向で
接続されているものとする。加入者ケーブル七対象とす
れば、−万が局側に、他方は加入者側に設置される。こ
こでは説明を簡単にするためにベースバンド伝送を仮定
し、第７図を加入者側回路として説明する。

第７図において、入力端子１には２値データ系列が供給
されて送信部２に入力される。送信部２にて２［データ
系列は伝送路符号に変換されｔ後。

アダプティブ・ディジタル・フィルタｌＯへ供給。

され、同時にＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）３でアナログ
信号に変換されｔ後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）４を介して２線伝送路５に送出される。−万、送信部
２にて発生され九送信信号の一部はＤ／Ａコンバータ３
を経た後、エコー成分としてハイブリッド・トランス４
の出力に現れ、Ａ　／　Ｄ　：！ンパータ（ＡＤＣ）６
でディジタル信号に変換されｔ後、ローパス・フィルタ
（ＬＰＦ）７に供給される。まｔ％ｇ７図の回路に対向
した相手側（ここでは局側となる）から送出されｔ受信
信号は２ｍ伝送路５、ハイブリッド・トランス４及びＡ
／Ｄコ／バータロを介してローパス・フィルタ７に供給
される。従って、ローパス・フィルタ７の出力は受信信
号とエコーが混在した混在信号となる。ローパス・フィ
ルタ７の役割は所望の信号帯域以外の周波数成分を抑圧
することである。ローパス・フィルタフの出力は減算器
１１に供給される。ここで、アダプティブ・ディジタル
・フィルタ１０．減算器１１．加算器１２、極性判定回
路１３、及び乗算器１４から成る閉ループ回路ハローパ
ス・フィルタ７の出力である混在信号中のエコーを除去
するように動作する。これは、アダプティブ・ディジタ
ル・フィルタ１０がエコー・レプリカを生成することに
より実現される。

続いて、アダプティブ・ディジタル・フィルタ１０につ
いて詳細に説明する。

第８図は第２図のアダプティブ・ディジタル・フィルタ
１０の詳細構成１示す。第８図における入力信号１０６
及び１０７はそれぞれ第７図の入力端子ｌから供給され
ｔ２値データ系列（＋１または−１の値管とる）及び乗
算器１４の出力信号に対応している。ま九、第８図にお
ける出力信号１０８は第７図のアダプティブ・ディジタ
ル・フィルタ１０の出力信号に対応している。入力信号
１０６は遅延素子１００ｔｓ乗算器１０１・、１０１１
ｓ・・・・・−，１０１Ｂ−□及び係数発生器１０２．
．１０２１．・・・・・・・・・、１０２　　　に供給
される。Ｔ秒の遅延を４蔦−１える遅延素子１００１，１００ｚｓ・・・・・”ｅ　”
　００　Ｎ／　ｎ−□はとの順番に接続されておシ、各
々７リツプ・フロップで実現することができる。こζで
Ｎ及びＲは正の整数であシ、几はＮの約数とする。まｔ
。

入力信号１０６のデータ周期はＴ秒である。遅延素子１
００ｉ（ｉ＝１．２．・・・・・、、Ｎ／Ｒ−１）の出
力はそれぞれ乗算器１０１・　１０１ｊ＋Ｂ−□、・・
・・・・、１０１ｊ＋□ハ及び係数発生器１０２・　１０２・　　・・・−・ｅ　
１０２ｊ＋１、Ｊ、　　　　Ｊ÷１゜に供給される。但し、ｊ＝ｉｘＲである。乗算器１０１
ｓ＊１０１１、・・−・＋、１０１に＋Ｎ−Ｂ（Ｋ＝０
．１．・・・・・・、Ｒ−１）ではそれぞれ係数発生器
１０２＠１１０２１９・・−・・。

１０２に＋Ｎ−ｎの出力である各係数と入力データが掛
けられた後、谷乗算結果はすべて加算器１０３Ｋに入力
されて加算される。Ｒ個の加算器１０３ａ。

１０３１、・・・・・・、１０３□−□の出力はスイッ
チ１０４の入力接点に供給される。スイッチ１０４はＴ
秒を周期とする多接点スイッチであシ、Ｒ個の加算器１
０３ｇ１　＠　１０３ｔ　＊　・・＝・＊　１０３Ｂ　
　１の出力をこのＩｌ［にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し
、出力信号１０８とする。出力信号１０８はＴ／Ｒ秒毎
に発生されるエコー・レプリカである。Ｒは補間定数（
インタボレーション・７アクタ）と呼ばれ、所要の信号
帯域内で符号量干渉を除去する九めに通常２以上の整数
となる。一方、スイッチ１０４と同期して動作するスイ
ッチ１０５はスイッチ１０４と入出力が逆転している。

即ち、スイッチ１０５は入力信号１０７ｅＴ／Ｒ秒毎に
Ｒ個の接点に順番に分配する機能を果たす。スイッチ１
０５の各接点出力は同期して動作するスイッチ１０４に
対応した接点に入力される信号経路に存在する係数発生
器に供給されている。

次に、係数発生器について詳細に説明する。第９図は第
８図の係数発生器１０２＠　（１＝Ｏ＊　１−・・・・
・・。

Ｎ−１）の詳細構成を示したものである。第９図の入力
信号２００は第８図の入力信号１０６又は遅延素子１０
０１　ｔ　１００＊　＊・・・・・・、１００Ｎ／Ｂ−
□の出力信号に対応している。まｔ、第９図の入力信号
２０１は第８図におけるスイッチ１０５の接点出力に対
応している。さらに、第９図の出力信号２０３は第８図
における係数発生器１０２１の出力に対応している。第
９図において、入力信号２００及び２０１は乗算器２０
４に供給され、その乗算結果は加算器２０５の一方の入
力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延素子２０６
？介して帰還されておシ、Ｔ秒毎に行なわれる係数の更
新は乗算器２０４に供給されている入力信号２００及び
２０１の相関値を１サンプル前の係数値に加えることに
より実現される。出力信号２０３が係数である。

以上第８図及び第９図を参照して説明した第７図のアダ
プティブ・ディジタル・フィルタ１０により発生され次
エコー・レプリカは、減算器１１の一方の入力となる。

減算器１１ではローパス・フィルタフの出力信号である
混在信号（＝エコー十受信信号）からエコー・レプリカ
を差し引いた差信号（＝〔残留エコー〕＋（受信信号〕
。但し〔残留エコー）＝（エコー）−（エコー・レフリ
カ〕）が得られ、受信部６．加算器１２及び振幅制御回
路１６に供給される。受信部６では、クロックの抽出、
受信信号の復調などが行われ、識別されたデータは出力
端子７に現れる。振幅制御回路１６はランダム信号発生
器１５にて発生され九ランダム信号の最大振幅値を減算
器】１の出力である差信号の振幅又は電力を参照して制
御するという機能を果す。振幅制御回路１６にて制御さ
れｔ最大振幅をもつランダム信号は、加算器１２の一方
の入力となる。減算器１１の出力である差信号と振幅制
御回路１６の出力である振幅制限を受けたランダム信号
とは加算器１２にて加算されｔ後、極性検出器１３にて
その極性だけが検出される。さらに、４１ｉｉ性検出器
１３の出力は乗算器１４にて２α（σは正数）倍された
後、誤差信号としてアダプティブ・ディジタル・フィル
タｌＯに供給される。第８図の入力信号１０６が誤差信
号に対応している。ここで、前述のアダプティブ・ディ
ジタル・フィルタ１０が適応動作を行うｔめには、極性
検出器１３にて残留エコーの極性を正しく検出すること
が必要となる。ところが、減算器１１の出力である差信
号の甲には受信信号が含まれているから、第７図におい
て、減算器１１の出力を直接極性検出器１３に入力した
と仮定すると、残留エコーレベルが受信信号レベルと同
等程度になると、極性検出器１３の出力では残留エコー
の極性が正確に得られなくなる。従って、アダプティブ
・ディジタル・フィルタ１０の適応能力が失われる。そ
こで、従来はｇ７１Ｅｌに示したように加算器１２、振
幅制御回路１６及びランダム信号発生器１５を付加して
、減算器１１の出力信号である差信号に受信信号レベル
と同程度のランダム信号を加えることにより、アダプテ
ィブ・ディジタル・フィルタ１０の適応動作を保証する
という方法が用いられてい九〇この方法は受信信号と同
等レベルのう／ダム信号を差信号に加えることにより、
受信信号管相殺する確率を零でなくする。この確率は極
性検出器１３にて残留エコーの極性が正しく得られる確
率となるから、アダプティブ・ディジタル・フィルタ１
０の適応動作が保証される。

（発明が解決しようとする課題）ところが、上述し几従来構成では、ランダム信号の発生
が必要になると共に、所望のエコー抑圧度を得るｔめに
は、差信号に加えるべきランダム信号の最大値を受信信
号レベルと同程度に保つ九めの制御を必要とし、ハード
ウェア規模が大きくなるという欠点があった。

（課＠を解決する九めの手段）本発明は２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ
・フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回
路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去
方法において、前記エコーと受信信号とが混在した混在
信号から前記擬似エコーを差引いて差信号を得た後、前
記信号に含まれる受信信号シンボル波形の判定結果を用
いて前記差信号に含まれる受信信号シンボル波形と逆極
性のシンボル波形に対応したメモリに既に保存されてい
るデータを取り出し、前記差信号に加算して誤差信号を
求め、さらに前記差信号をそのシンボル波形に対応した
メモリに保存し、前記アダプティブ・フィルタのタップ
係数の逐次更新に前記誤差信号を用いる構成である。

まｔ１本発明は２線・４線変換回路の４線側にてアダプ
ティブ・フィルタにより発生される擬似エコーを用いて
送信回路よ〕受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコ
ー除去装置において、送信データ及び誤差信号を受け適
応的に擬似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと
、前記擬似エコーと受信信号とが混在した混在信号と前
記擬似エコーとの差を得る減算器と、前記減算器の出力
を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の出力を前記受
信信号のシンボル波形に対応して分配するスイッチと、
前記スイッチから供給されるデータを格納するメモリと
、前記受信信号のシンボル波形と逆極性のシンボル波形
に対応して前記メモリからのデータを選択するセレクタ
と、前記セレクタの出力と前記遅延素子の出力との和を
得る加算器と、前記加算器の出方の極性を判定する極性
判定器と、前記極性判定器の出力を定数倍する重みづけ
回路とを備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差信号
として前記アダプティブ・フィルタに帰還する構成であ
る。

さらに、本発明は２線・４線変換回路の４線側にてアダ
プティブ・フィルタにより発生される擬似エコーを用い
て送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエ
コー除去装置において、送信データ及び誤差信号を受け
適応的に擬似エコーを生成するアダプティブ・フィルタ
と、前記擬似エコーと受信信号とが混在した混在信号と
前記擬似エコーとの差を得る減算器と、前記減算器の出
力を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の出力を受け
絶対値をとる絶対値回路と、前記絶対値回路の出力を前
記受信信号のシンボル波形に対応して分配するスイッチ
と、前記スイッチから供給されるデータを格納するメモ
リと、前記受信信号のシンボル波形と逆極性のシンボル
波形に対応して前記メモリからのデータを選択する第１
のセレクタと、前記受信信号のシンボル波形に対応して
＋１又は−１ｔ−選択する第２のセレクタと、前記第１
のセレクタの出力と前記第２のセレクタの出力とを乗算
する乗算器と、前記乗算器の出力と前記遅延素子の出力
との和を得る加算器と、前記加算器の出力の極性を判定
する極性判定器と、前記極性判定器の出力を定数倍する
重みづけ回路とを備え、前記重みづけ回路の出力を前記
誤差信号として前記アダプティブ・フィルタに帰還する
構成である。

まｔ１本発明は２線・４線変換回路の４線側にてアダプ
ティブ・フィルタにより発生される擬似エコー管用いて
送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコ
ー除去装置において、送信データ及び誤差信号を受け適
応的に擬似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと
、前記擬似エコーと受信信号とが混在した混在信号と前
記擬似エコーとの差を得る減算器と、前記減算器の出力
を遅延させる遅′延素子と、前記遅延素子の出力を受け
絶対値をとる絶対値回路と、前記絶対値回路の出力を前
記受信信号のシンボル波形に対応して分配するスイッチ
と、前記スイッチから供給されるデータを格納するメモ
リと、前記受信信号のシンボル波形と逆極性のシンボル
波形に対応して前記メモリからのデータを選択する第１
のセレクタと、前記受信信号のシンボル波形に対応して
＋１又は−１を選択する第２のセレクタと、前記第１の
セレクタの出力と前記第２のセレクタの出力とを乗算す
る乗算器と、前記乗算器の出力と前記遅延素子の出力と
の和を得る加算器と、前記加算器の出力ｔ−ｆｆ数倍す
る重みづけ回路とを備え、前記重みづけ回路の出力全前
記誤差信号として前記アダプティブ・フィルタに帰還す
る構成である。

（作　用）本発明はランダム信号を付加して受信信号が零でない確
率で相殺されるように構成するという従来構成とは異な
夛、受信信号のアイ・パターンの特性に注目して受信信
号が消去されるように構成した〇即ち、二値符号系を含
む伝送路符号の受信信号のアイ・パターンの特性によれ
ば、現在のサンプル値とＪＴ秒（Ｊは正整数）前のサン
プル値が逆極性で絶対値がほぼ同一の値となる確率の最
小値は零でないある正の値をとる。従って、差信号（＝
残留エコー十受信信号）を各サンプル値の属するシンボ
ル波形に対応したメモリに保存する一部、逆極性で絶対
値の等しいサンプル値が受信され几ときに取り出して現
在のサンプル値に加算することにより、受信信号を消去
できる。

（実施例）次に１図面全参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。

同図において、第７図と同一の参照番号を付与され九機
能ブロックは第７図と同一の機能を持つとする。第１図
と第７図の相違点は、ＭＴ秒の遅延を与える遅延素子（
ＭＴ）１９、スイッチ２０゜メモリ群２１．　、２１．
　、・・・・・”１２１ｍ、セレクタ２２、加算器１７
からなる部分であｐ、その他の構成は第７図と全く同一
である。この回路について説明する前に全体の構成につ
いて簡単に述べる。入力端子１に入力されｔ２値データ
系列は送信部２に入力される。送信部２にて２１ｉ！デ
一タ系列は伝送路符号に変換されｔ後、アダプティブ・
ディジタル・フィルタ１０に供給され、同時にＤ／Ａコ
／パータ（ＤＡＣ）３でアナログ信号に変換され九のち
ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ）４を介して２線伝送
路５に送出される。ここで、ハイブリッド・トランス４
のインピーダンス不整合に起因して送信部２の出力が受
信回路へエコーとして漏れ込み、Ａ／Ｄコ／バータ（Ａ
ＤＣ）６を経てローパス・フィルタ（ＬＰＦ）７に供給
される。−万、受信信号も伝送路５、ハイブリッド・ト
ランス４及びＡ／Ｄコンバータ６を介してローパス・フ
ィルタ７に供給される。ローパス・フィルタ７にて不要
な高周波成分を抑圧された混在信号（＝エコー十受信信
号）は減算器１１に供給される。そこでアダプティブ・
ディジタル・フィルタ１０にて発生されたエコー・レプ
リカは減算器１１Ｉ／ｃ入カされる。従って、減算器１
１の出力である差信号（＝（混在信号）−（エコー・レ
プリカ）＝（エコー〕◆〔受信信号）−（エコーレプリ
カ〕）のＪｉ１０５ち、残留エコー（＝（エコー）−（
エコーレプリカ〕）が受信信号に比べて十分小さくなれ
ば、受信信号が受信部８にて正確に復調され、出力端子
９には受信された２値データ系列が現れる。一方、アダ
プティブ・ディジタル・フィルタ１０、減算器１１、遅
延素子１９、加算器１７、極性利足回路１３．及び乗算
器１４から成る閉ループ回路はアダプティブ・ディジタ
ル・フィルタ１０の適応動作を実現するものであり、ス
イッチ２０とセレクタ２２はメモリ群２１．　、２１．
　、・・〜・・。

２１ｍに供給する信号と取り出す信号と全選択して加算
器１７に供給する信号を制御する。アダプティブ・フィ
ルタ１０の構成については、第７図で説明したものと同
様に第８図及び第９図の回路構成と同一でよい。極性検
出器１３の出力は乗算器１４にて２α倍された後、誤差
信号としてアダブチイブ・ディジタル・フィルタ１０に
供給される。

次に、セレクタ２２の出力と減算器１１の出力である差
信号中の残留エコー成分の極性との関係について詳細に
説明するが、その前に伝送路符号について述べる。８ｇ
２図は二値符号の代表例を示したものであシ、同図（ａ
ｌはバイ７工−ズ符号を、（ｂｌｌｉＭｓＫ（ミニマル
・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示
す。第２図（ａ）に示したようにバイフェーズ符号では
＠０″及び１１”のデータに対して極性の反転し友パル
ス波形を割シ当てる。両者のパルスは共に、１ビット幅
Ｔ秒の中心で極性が反転しておシ、１ビツト内で正負が
バランスしているという特徴音もっている。これに対し
、Ｋ２図（ｂ）に示し几ように、ＭＳＫ符々では４種類
のパルス波形を用意する。即ち　ＩＩ□”及び＠１″の
データに対し、それぞれ極性の反転しｅ＠ｏ’″モード
と１１″モードの２種類のパルス波形を割当てる。′″
０”モードと＠ｌ”モードはそれぞれ波形の極性が正と
負であること金表す。

これら２種類のモード遷移は第２図（ｂｌの矢印で示さ
れており、現時点のモードは１シンボル前のモードによ
プ決定される。このＭＳＫ符号は送出シンボル波形の境
界にて必ず極性が反転するという性質金持っている。な
お、ＭＳＫ符号では、＠１′に対しては１シンボル内で
正負のバランスが取れているが、＠Ｏ′″に対しては、
正負がバランスしていない。しかし、第２図（ｂ）のモ
ード遷移を示す矢印の方向から明らかなように、連続す
るデータ系列内で＠０″が偶数個存在すれば正負のバラ
ンスは取れておシ、直流成分はほとんど無視できる。

第２図に示した伝送路符号は第１図の送信部２にて出力
される。

第３図は第２因に示した伝送路符号を採用したときの受
信信号アイ・パターン例を示す。第３図（ａ）及び（ｂ
）は第２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭ
ＳＫ符号のアイ・パター／である。

第３図に示すように、受信信号アイ・パターンは高域成
分が除去され丸みを帯び几ものとなる。いま、第３図（
ｂｌに示すＭ８に符号の受信信号アイ・パターンに注目
する。受信信号アイ・パターンの特性によれば、現在の
サンプル値とＪＴ秒（Ｊは正整数）前のサンプル値が逆
極性で絶対値がほぼ同一の値である確率は零でないある
正の値をとる。

従って、Ｔ秒毎のサンプル値をメモリに保存しておき、
逆極性の波形が受信され九ときのサンプル値に加算する
ことによって受信信号を相殺することができる。第４図
（ｂ）はＪ＝２の場合について受信信号相殺の様子を表
わしたもので、３つの波形は右から順に現在、Ｔ秒前、
２Ｔ秒前のシンボル波形である。第４図（ｂｌに示した
例では、現在の波形と２Ｔ秒前のシンボル波形が逆極性
になる。従って、サンプル値についても現在のサンプル
値と２Ｔ秒前のサンプル値が逆極性で絶対値が同一の値
となることは容易にわかる。ゆえに、２Ｔ秒前のサンプ
ル値をこのサンプル値の属するシンボル波形に対応した
メモリから取り出し、現在のサンプル値に加算すること
によって受信信号成分は相殺される。これがＪ＝２以外
の場合にも正しいことは明らかである。一方、これらの
加算を行う加算器１７の出力に含まれる残留エコー成分
について考えると、現在の残留ニー−の値とＪＴＴ秒前
残留エコーの値とは無相関であるから、ＪＴＴ秒前残留
符号量干渉の値はランダム雑音とみな７すことができる
。ＪＴＴ秒前残留符号量干渉の値の部幅分布は正負対称
であシ、振幅ｄがｌｄｌ≦δ（ただしＯくδ）となる確
率は零でなくある正の値をとる。従って、加算器１７の
出力信号を入力とする極性検出器１３において、正確な
残留エコーの極性が検出される確率は零でないある正の
値をとることがわかる。従って、アダプティブ・ディジ
タル・フィルタ１０の適応動作が保証されることになる
。

次に、第１図におけるメモリ群２１ｔ　、　２１．　、
・・・。

２１ｍの入出力信号を制御するスイッチ２０とセレクタ
２２の動作について説明する。スイッチ２０は受信サン
プルｉの属するシンボル波形に対応して該サンプル値を
保存するメモリをメモリ群２１１゜２１！、・・−・・
１２１ｍから選択する。Ｍ８に符号のアイ・パターンは
第３図（ｂ）に示すように４種類の波形が重ねあわされ
たものになるからｍ　＝　４であり、例えばメモリ２１
．　、２１．　、２１３．２１．がそれぞれ＠００″、
′″Ｏ１”、１１Ｏ″、＠１１”で現されるシンボル波
形に対応すると考えることができる。ここで、＠０１”
とはデータ信号＠０”とモード信号′″ｌ”で定義され
るシンボル波形を表す。受信され之シンボル波形に対す
るデータとモードの判定は受信部８が行い、スイッチ２
０とセレクタ２２にこれらの判定結果を供給する。スイ
ッチ２０は受信部８から供給きれるデータ信号とモード
信号を用いて、これらの組合せが００”、＠Ｏ１”、＠
１０”、＠１１″のときに遅延素子１９から供給された
信号をそれぞれメモリ２１凰＃　２１２　ｆ　２１Ｂ　
、　２１４に保存するように回路の切ル換えを行なう。

なお、＠１図において、受信号８とスイッチ２０及びセ
レクタ２２とを、諸ぶ経路は１本の線で表示しであるが
、縁■符号を採用しｆｃ場合にはデータ信号とモード信
号に対応する２本の経路を表わす。受信部８はこのシン
ボル波形が最後まで受信されるまで受信シンボル波形の
判定全行なうことができず、データ信号とモード信号が
決定されないので、スイッチ２０に供給される信号は遅
延素子１９によ、９Ｔ秒遅延させる。すなわち１Ｍ５Ｎ
符号ではＭ＝１である。

同時に、力ロ算器１７に供給される差信号も遅延素子１
９でＴ秒遅延される。第１図に示す一実施例において、
第７図を用いて説明した補間定数全几＝４と仮定すると
、１つのシンボル波形当り４種類の位相におけるサンプ
ル値が存在する。この几め、メモリ２１１＊　２ｈ　＊
　２１３　ｔ　２１４はそれぞれ４つのサブメモリから
構成され、各サブメモリは一つのサンプル位相における
一つのシンボル波形のサンプル値に対応する。逆に、一
つのサンプル位相における一つのシンボル波形のサンプ
ル直に対応するメモリは唯一なので、同一サンプル位相
における同一シンボル波形に対応するサンプル値は常に
更新され、最新の値がメモリに保存されている。これは
、几〜４の場合も同様である。セレクタ２２は受信サン
プル値の層するシンボル波形に対応してデータを取り出
すメモリをメモリ群２１．。

２１冨、・・・・・・１２１ｍから選択する。ＭＳＫ符
号の場合には、受信部８から供給されるデータ信号とモ
ード信号音用いて、これらが１００″ｍ、″０１”、＠
１０”。

’１１″のときにそれぞれメモリ２１．　、２１１　、
２１．　。

２１３に保存されているデータを選択して加算器１７に
供給するように回路の切り換えを行なう。このように、
セレクタ２２は受信部８で判定され九シンボル波形と逆
極性のシンボル波形に対応したメモリからのデータを選
択するので、加算器１７で受信信号が相殺され、残留エ
コーの極性を検出することができる。

第１図のアダプティブ・ディジタル・フィルタｌＯによ
り発生されｔエコー・レプリカは減算器１１に供給され
る。減算器１１ではローパス・フィルタ７の出力信号で
ある混在信号からエコー・レプリカを差し引い交差信号
（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）
が得られ、受信部８、遅延素子１９に供給される。加算
器１７では遅延素子１９の出力信号とメモリ群２１１．
２１．。

・・・・・・、２１ｍからセレクタ２２によって選択さ
れ比信号が加算されて受信信号が相殺され、残留エコー
の極性がアダプティブ・ディジタル・フィルタ１０に供
給される。受信部８で判定された受信信号のデータとモ
ードはスイッチ２０とセレクタ２２に供給される。さら
に、これらのデータとモードが復調され、＠Ｏ”と＠ｌ
”の２値データ系列として出力端子９に現われる。アダ
プティブ・ディジタル・フィルタ１０は乗算器１４の出
力信号を用いて係数更新を行なう。

ｆａ５図は本発明の他の実施例を示す構成図である。同
図において、第１図と同一の参照番号全付与され九機能
ブロックは第１図と同一の機能を持つとする。第５図と
第１図の相違点は乗算器２３、セレクタ２４、絶対値回
路（ＡＢＣ）２５及びメモリ群２１１　＠　２１＊　＊
・・−・・２１ｆｆｌ／２からなる部分であシ、その他
の構成は第１図と全く同一である。第５図においては、
メモリ群２１凰、２１ｈ・・〜・・−２１ｍ／２が第１
図のメモリ群２１．　、２１．　、・・〜・・５２１ｍ
の１／２のメモリから構成される。メモリの割当ては極
性にかかわらずシンボル波形だけに基づいて行い、波形
が等しく極性が異なるものを同一のメモリに格納する。

このｔめ、遅延素子１９からスイッチ２０に一経てメモ
リ”ｌ　＊　２１！　ｗ　”・〜・・、２１ｍ／２に格
納される信号は、絶対値回路２５で絶対値をとっ次後、
スイッチ２０に供給される。同様に、セレクタ２２から
加算器１７に供給される信号もセレクタ２４からの＋１
もしくは−１の信号を乗算器２３で乗算された後、加算
器１７に供給される。

セレクタ２４は受信部８で得られ之モード信号が＠１”
のときに−１ｔ−１かつ”ｏ”のときに＋１を選択して
乗算器２３に供給する。スイッチ２０とセレクタ２２は
シンボル波形の形だけを識別すればよいので、受信部８
からスイッチ２０とセレクタ２２に供給される信号は第
１図の場合と異なシ、データ信号だけになる。第５図の
構成をとることにより、乗算器２３、セレクタ２４、絶
対値回路２５が新次に必要になるが、１／２の数のメ七
す数ど第１図の場合と同様の効果を期待できる。

第６図は本発明のさらに他の実施例を示す構成図である
。同図において、第５図と同一の参照番号を付与された
機能ブロックは第５図と同一の機能を持つとする。第６
図と第５図の相違点は極性検出回路１３がないことであ
る。すなわち、第６図において、アダプティブ・ディジ
タル・フィルタは１０はストカスティク・アイタレ−ジ
ョン・アルゴリズムによ）係数適応化が行われる。この
とき、減算器１１の出力信号を直接乗算器１４に供給し
たとすると、受信信号がアダプティブ・ディジタル・フ
ィルタ１０に供給されるべき残留エコーに対して妨害信
号として働くｔめに、演算語長を多く要し、収束時間も
長い。第６図に示したように、乗算器２３から加算器１
７に信号を加算して受信信号管消去することにより、受
信信号の変夛にＪＴＴ秒前残留エコーが妨害信号となる
。

しかし、残留エコーは受信信号に対して十分小でちるか
ら、演算語長の削減と収束時間の短縮をはかることがで
きる。第５図と第６図の関係がら容易に推測できるよう
に、第１図において極性検出回路１３を取除いても第６
図に示し友回路と全く同様の効果が期待できる。

なお、これまで説明したようにＭＳＫ符号を採用した場
合、＠０”と”１”に対するパルス波形が異なることと
、各々０モードと１モードを有するという２つの理由に
より、アダプティブ・ディジタル・フィルタ１０の構成
は第７図の場合と若干異なる。即ち、′０”及び′″１
″のパルス波形が異なることに対応させてタップ係数ｔ
−２種類用意し個別に更新させる必要があること、また
送信部、２より供給されたモード信号により、係数全区
別することが必要となる。

これまで、Ｍ８に符号を例にして本発明の各実施例全説
明してきｔが、伝送路符号として例えば、第２図（ａ）
に示したバイ７工−ズ符号を用いることができる。バイ
フェーズ符号とＭＳＫ符号で異なることは、受信信号ア
イ・パターンである。第４図（ａ）にバイフェーズ符号
の連続シンボル波形例を示す。連続する５つの波形は右
から順に現在よりＴ秒後、現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前のシ
ンボル波形である。バイフェーズ符号の場合は、前後各
１つのシンボル波形によって着目し几シンボル波形が異
なるので、現在のシンボル波形の前後２シ／ポルで合計
３シンボルの連続パターンにより、メモリ群２１１　ｍ
　＊　２　ｔ、　＠　””＊　２１ｍｔ−選択する。第
４図（ａ）は＠０１１０Ｇ”及び＠１１００１”の連続
パターンを表わしており、現在のサンプル値と２Ｔ秒前
のサンプル値が逆極性で絶対値が同一の値となることは
容易にわかる。従って、Ｔ／Ｒ秒毎のサンプル値を仁の
サンプル値の属するシンボル波形とサンプル位相に対応
したメモリに保存する−７、現在のサンプル値の属する
シンボル波形と逆極性で絶対値の等しいシンボル波形に
対応したメモリの値を現在のサンプル値に加算すること
によってバイ７工−ズ符号の場合も受信信号成分は相殺
される。ただし、バイ７ヱーズ符号の場合には、スイッ
チ２０とセレクタ２２に受信部８から供給される信号は
データ信号だけである。現在よりＴ秒後のシンボル波形
が事前にわかることはあシえないので、現在よりＴ秒後
のシンボル波形が判定されるまで待って、サンプル値を
メモリに格納する。

従って、バイ７工−ズ符号の場合、Ｍ＝２となシ遅延素
子１９は２Ｔ秒の遅延を与えなければならない。以上の
説明は、第５図及び第６図の実施例についてもそのまま
あてはまる。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、第４図に相当する受信信号アイ・パターンに基づい
てメモリ群２１１　、２１．　、・・〜・・＊２１ｍ又
はメモリ群２１１　ｇ　２１ｇ　ｍ・・・・・・、２１
ｎ１／２を勘当てて差信号を保持し、必要なときに取り
出して差信号に加算することにより、受信信号を相殺で
きることは明らかである。

（発明の効果）以上詳細に述べ几ように、本発明によれば、メモリに保
存され九過去の差信号のサンプル値から現在のサンプル
値と逆極性で絶対値がほぼ等しいものを選択して、現在
のサンプル値との和をとることにより、受信信号が消去
される。従って、この和を用いて係数更新を行ないアダ
プティブ・ディジタル・フィルタを制御することにより
、サイン・アルゴリズムでも適応動作が保証される。ま
た、ストカスティク・アイタレ−ジョン・アルゴリズム
の場合には、収束時間と演算語長を削減することかでき
る。嘔らに、本発明によれば、遅延素子、スイッチ、メ
モリ群、セレクタ及び加算器を組み合わせることにより
、上述の適応動作を保証できるから、簡単でかつハード
ウェア規模の小さいエコー除去方法及びエコー除去装置
を提供できる。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図ｔａｇ
、　（ｂ）は伝送路符号を説明する図、第３図（ａ）。（ｂ）は第２図の伝送路符号に対応したアイ・パターン
を示す図、第４図（ａ）、　（ｂ）は伝送路符号に対応
し几受信信号波形パターンを示す図、第５図は本発図、
第８図は第７図のアダプティブ・ディジタル・フィルタ
の詳細構成図、第９図は第８図の係数発生器の詳細構成
図である。１・・・・・・入力端子、２・・・・・・送信部、３・
・・・・・Ｄ／Ａプンバータ、４・・・・・・ハイブリ
ッド・トランス、５・・・・・・２　Ｍ伝送路、６・・
・・・・Ａ／Ｄコンバータ、７・・・・・・ローハス・
フィルタ、８・・・・・・受信部、９・・・・・・出力
端子、１０・・・・・・アダプティブ・ディジタル・フ
ィルタ、１１・・・・・・減算器、１３・・・・・・極
性検出回路、１４．２３・・・・・・乗算器、１７・・
・・・・加算器、１９・・・・・・遅延素子、２０・・
・・・・スイッチ、２１．〜２”　ｍ。２１　ｍ／　２・・・・・・メモリ群、２２．２４・・
・・・・セレクタ、２５・・・・・・杷対値回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・
フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路
より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去方
法において、前記エコーと受信信号とが混在した混在信
号から前記擬似エコーを差引いて差信号を得た後、前記
差信号に含まれる受信信号シンボル波形の判定結果を用
いて前記差信号に含まれる受信信号シンボル波形と逆極
性のシンボル波形に対応したメモリに既に保存されてい
るデータを取り出し、前記差信号に加算して誤差信号を
求め、さらに前記差信号をそのシンボル波形に対応した
メモリに保存し、前記アダプティブ・フィルタのタップ
係数の逐次更新に前記誤差信号を用いることを特徴とす
るエコー除去方法。
（２）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・
フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路
より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装
置において、送信データ及び誤差信号を受け適応的に擬
似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと、前記擬
似エコーと受信信号とが混在した混在信号と前記擬似エ
コーとの差を得る減算器と、前記減算器の出力を遅延さ
せる遅延素子と、前記遅延素子の出力を前記受信信号の
シンボル波形に対応して分配するスイッチと、前記スイ
ッチから供給されるデータを格納するメモリと、前記受
信信号のシンボル波形と逆極性のシンボル波形に対応し
て前記メモリからのデータを選択するセレクタと、前記
セレクタの出力と前記遅延素子の出力との和を得る加算
器と、前記加算器の出力の極性を判定する極性判定器と
、前記極性判定器の出力を定数倍する重みづけ回路とを
備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差信号として前
記アダプティブ・フィルタに帰還することを特徴とする
エコー除去装置。
（３）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・
フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路
より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装
置において、送信データ及び誤差信号を受け適応的に擬
似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと、前記擬
似エコーと受信信号とが混在した混在信号と前記擬似エ
コーとの差を得る減算器と、前記減算器の出力を遅延さ
せる遅延素子と、前記遅延素子の出力を受け絶対値をと
る絶対値回路と、前記絶対値回路の出力を前記受信信号
のシンボル波形に対応して分配するスイッチと、前記ス
イッチから供給されるデータを格納するメモリと、前記
受信信号のシンボル波形と逆極性のシンボル波形に対応
して前記メモリからのデータを選択する第１のセレクタ
と、前記受信信号のシンボル波形に対応して＋１又は−
１を選択する第２のセレクタと、前記第１のセレクタの
出力と前記第２のセレクタの出力とを乗算する乗算器と
、前記乗算器の出力と前記遅延素子の出力との和を得る
加算器と、前記加算器の出力の極性を判定する極性判定
器と、前記極性判定器の出力を定数倍する重みづけ回路
とを備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差信号とし
て前記アダプティブ・フィルタに帰還することを特徴と
するエコー除去装置。
（４）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・
フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路
より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装
置において、送信データ及び誤差信号を受け適応的に擬
似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと、前記擬
似エコーと受信信号とが混在した混在信号と前記擬似エ
コーとの差を得る減算器と、前記減算器の出力を遅延さ
せる遅延素子と、前記遅延素子の出力を受け絶対値をと
る絶対値回路と、前記絶対値回路の出力を前記受信信号
のシンボル波形に対応して分配するスイッチと、前記ス
イッチから供給されるデータを格納するメモリと、前記
受信信号のシンボル波形と逆極性のシンボル波形に対応
して前記メモリからのデータを選択する第１のセレクタ
と、前記受信信号のシンボル波形に対応して＋１又は−
１を選択する第２のセレクタと、前記第１のセレクタの
出力と前記第２のセレクタの出力とを乗算する乗算器と
、前記乗算器の出力と前記遅延素子の出力との和を得る
加算器と、前記加算器の出力を定数倍する重みづけ回路
とを備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差信号とし
て前記アダプティブ・フィルタに帰還することを特徴と
するエコー除去装置。