JPH01212130A - エコー除去方法及びエコー除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は２？ｍ双方向ディジタル伝送を実現するための
エコー除去方法及びエコー除去装置ｔＫ関する。

〔従来の技術〕

ベア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（　ＩＥＩＪ　ＴＲＡＮＪＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮＡ’
ＡＣＯＵＳＴＩＣ８，５ＰＩＪＣＨ，ＡＮＤ　５ＩＧＮ
ＡＬ　　／−１ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ　：　２７巻　６
号、１９７９手、７６８〜７８１ページ参照）、エコー
キャンセラはエコーのインパルス応答の長さ分のタップ
係数を持つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて送
出データ系列に対応した擬似エコー（エコーレプリカ）
を生成することにより、２ｔｍ／４ｄ変換回路にて送信
回路から受信回路に漏れ込むエコーを抑圧するように動
作する。この時、適用型フィルタの各タップ係数は、エ
コーと受信信号とが混在した混在信号からエコーレプリ
カを差引いた差信号と送出データとの相関をとることＫ
より逐次修正式れる０通応輩フィルタの係数修正即ち、
エコーキャンセラの収束アルゴリズムについては前記参
考文献に記載されており、その代表的なものとしてスト
ーキャステック・アイタレーシ冒ン拳アルゴリズム（５
ｔｏｃｈａｓｔｉｅ　ｌｔ＠ｒａｔｉｏｎ　Ａｌｇｏｒ
ｉｔｈｍ）とサイン・アルゴリズムが知られている。し
かし、各タップ係数更新に必要なのは残留エコー（〔工
：ｆｆ−］−Ｃエコーレプリカ〕）であるため、差信号
中に含まれている受信信号は係数更新の妨筈となり、エ
コーキャンセラの演算語長、収束時間が長くなるという
問題が発生する。特に、バイフェーズのように零レベル
を待たない伝送路符号と、このサインφアルゴリズムを
同時に用いた場合に、残留エコーレベルが受信１ｇ号レ
ベルと同程度になると、差信号中に含まれている残留エ
コーの極性と差信号の極性とが一致しなくなり、適応動
作が不可能になるという問題が生じる。そこでこの問題
を解決するための従来方法について仄に述べる。

第８因はサイン・アルゴリズムを採用した場合のエコー
キャンセラの従来例を示したものである。

ここで、第８図の回路は２線伝送路４を介して対向で接
続されているものとする。加入る“ケーブルを対象とす
れば、一方は局側に、他方は加入者側に設置され−６，
ここでは説明を簡単にするために、ベースバンド伝送を
仮足し、第８図を加入者側回路として説明する。第５図
において、入力端子１には２値データ系列が供給された
送信部２及びアダプティブ・ディジタル・フィルタ８↓
（入力される。送信部３にて２値データ系列は伝送路符
号に変換された後、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ＞９にて
アナログ信号に変換され、ハイブリッド・トランス（）
ＩＹＢ）３を介して２．１伝送路４に送出される。一方
、送信部２にて発生された送信信号の一部はエコー成分
としてハイブリッド・トランス３の出力に現われＡ／Ｄ
コンバータ（ＡＤＣ）　ｕを介してローパス＋１フイル
タ（ＬＰＦ　）５に供給される。゛また、第５図の回路
に対向した相手＃にこでは局側となる）から送出された
受信信号は、２ｍ伝送路４及びハイブリッド・トランス
３を介Ｌ、Ａ／Ｄプンバータ１１を経テローハス・フィ
ルタ５に供給される。従って、ローパス・フィルタ５の
出力は受信信号とエコーとが混在した混在信号となる。

尚、ローパス・フィルタ５の役割は所望の信号帯域以外
の周波数成分を抑圧することテする。ローパス・フィル
タ５の出力は減算器１０に供給される。ここで、アダプ
ティブ・ディジタル・フィルタ８、減算器１０、加算器
１８、極性検出器１２及び乗算器１３から成る閉ループ
回路は、ローパス−フィルタ５の出力で６る混在信号中
の工；−を除去するように動作する。これはアダプティ
ブ・ディジタル・フィルタ８がニー−レプリカき生成す
ることにより’４Ｍされる。

次に、アダプティブ・ディジタル−フィルタ８について
詳細に脱明する０ｇ６図はｇ５図のアダプティブ・ディ
ジタル・フィルタ８の詳ａｍ成を示したものである。第
６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第５
図の入力端子１かう供給された２値データ系列（＋１又
は−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応してい
る。また、第６図における出力信号１０７は第５図のア
ダプティブ・ディジタル・フィルタ８の出力信号に対応
している。２値データ系列１０５は遅ｇ素子１００Ｋ、
乗算器１０１．．１０１．、−−−−−−．１０１．−
を及び係数発生器Ａ・ｓＡｔ＊・・・・・・、Ａト１　
に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００ｓ　
ｍ　１００ｓ　＊・・・・・・・・・。

１００Ｈ／Ｂ−１はこの順に接続されてｊ？ｉ）、各々
ツリツブ７四ツブで実現することが出来る。こむでＮ及
びＲは正整数であり、ＲはＮの約数とする。

また、２値データ系列１０５のデータ周期はＴ秒である
。遅延素子１００１　（ｉ　＝　１　、２　、−−−−
−−ｓＮ／Ｒ−Ｄの出力はそれぞれ乗算器１０Ｊ、１０
Ｊ＋ｘ、、・ｓ＋＋ａ。

１０Ｊ＋ｍ＋ｌ　及び係数発生器Ａｊ、Ａｊ＋、・・・
・・・。

Ａ　ｊ　＋　１−　　に供給される。但し、ｊ＝ｔＸＲ
である。

乗算器１０１ｘ　、　１０１　＊十鳳、・・・・・・、
１０１ｘ峠−ｍ（Ｋ＝０．１．−・・・・・、Ｒ−１）
では、それぞれ係数発生器Ａｘ、Ａｔ÷嵐、・・・・・
・ｅ　ＡＫ＋）Ｉ−１の出力である各係数と入力データ
が掛けられた後、各乗算結果はすべて加算器１０２区に
入力される。Ｒ１１１の加算器１０２・、１０２．・・
−・−，１０２凰１の出力はスイッチ１０（資）入力接
点に供給される。スイッチ１０３はＴ秒を周期とする多
接点スイッチで１）、Ｒ個の加算器１０２６．１０２ｔ
・・・・・・、１０２．−、の出力をこの順にＴ／Ｒ秒
毎に選択し、出力信号１０？として出力する。出力信号
１０７はエコーレプリカでｆ）９、Ｔ／Ｒ秒毎に発生さ
れる。Ｒは補間定数（インク−ポレーシ曹ン・ファクタ
）と呼ばれ所要の信号帯域内でエコーを除去するために
通常２以上の整数となる。一方、スイッチ１０３と同期
して動作するスイッチ１０４はスイッチ１０３′と入出
力が逆転して−る。即ち、スイッチ１０４は入力信号１
０６をＴ／Ｒ＄毎にＲ個の接点に願書に分配する機能を
釆す、スイッチ１０４の各接点出力は同期して動作する
スイッチ１０３に対応した接点に入力される信号経路に
存在する係数発生器に供給されている。

次に係数発生器についてＩＰ細に説明する。第７図はｌ
ＡＧ図の係数発生器ＡＡＣＡ−０，１，・・・・・・。

Ｎ−１）の詳細構成を示したものでるる、第７図の入力
信号２００はａｇ９図における２値データ系列１０５又
は遅姑累子１００１．１００雪、・・・・・・、１００
１嶌−１の出力信号に対応している。また、ｌ１ｓ７図
の入力信号２０１は第６図におけるスイッチ１０４の接
点出力に対応している。さらに、第７図の出力信号２０
３は第６図における係数発生器Ａｔの出力に対応してい
る０ｇ７図に２いて入力信号２００及び２０１は乗ＪＩ
ＩＬ器２０４に供給され、その乗算結果は加算器２０５
　の一方の入力となる。加算器２０５の出力は。

Ｔ秒の遅延を与える遅ＩＡ素子２０６全介しＰ９還され
ており、１秒毎に行われる係数の更新は乗算器２０４に
供給されている人力１η号２００及び２０１の相関値ｋ
　Ｔ　＄　６＋１の係数値に那えることによシ実現され
る。出力ｉ号２０３が係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタル・フィルタ８により発生嘔ルたエ
コーレプリカは、減算器１０の一方の入力となる。減算
器ｌＯでは、ローパスフィルタ５の出力信号である混在
信号（＝しエコー〕＋〔受信信号〕）からエコーレプリ
カを差引いた差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕
、但し、Ｌ残留エコー〕＝（エコー〕−〔エコーレプリ
カ〕）が得られ、受信部６、加昇器１８及び振１鵠１６
１Ｊ御回路１４に供給される。受１１部６では、クロッ
クの抽出、受信信号の′α調などが１°工わｎ１藏別さ
れたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路１４
はランダム信号発生器１５にて発生されたランダム毎号
の振幅最大値ＩＣ減算器１０の出力でおる差信号の振幅
又は電力を参照して制御するという機能を果す、抛幅制
御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダム信号
は加算器１８の一方の入力となる。減算器１０の出力で
ある差信号と、振幅制御回路１４の出力である振幅制御
を受けたランダム信号は加算５１８にて加算された後、
極性検出器１２にてその極性のみ検出される。さらに、
極性検出器１２の出力は乗算器１３にて２α（αは螢ｅ
）倍された後、誤差信号としてアダプティブ・ディジタ
ル・フィルタ８に供帖される。第６図の入力信号１０６
が誤差信号に対応している。ここで前述のアダプティブ
・ディジタル・フィルタ８が適応動作を行なうためには
、寓注検出器１２にて、残留エコーの極性金工しく検出
することが必要となる。ところが、減算器１０の出力で
める差信号の中には、受信信号が含まれているから、第
５図において、減算器１０の出力を直接極性検出為１２
に入力したと仮定すると、残留エコーレベルが受信・信
号レベルと同等程度になったとさ、極性検出器１２の出
力では残渭エコーの極性が正確に得られなくなってしま
う。従って、アダプティブ−ディジタル・フィルタ８の
適応能力が失われることになる。

そこで、従来は、第５図に示したように、加算器１８、
振幅制御回路１４及びランダム信号発生１！！１ｙ１５
を付加して、減Ｗ器１０の出力信号である差信号に受信
信号レベルと同等程度のランダム信号を加えることによ
シアダプティプ・ディジタル・フィルタ８の適応動作を
保証するという方法が用いられていた。この方法は受信
信号と同等レベルのランダム信号を差信号に加えること
により、受信信号をキャンセルする確率を発生させる。

この確率は極性検出器１２にて、残留エコーの極性が正
しく得られる確率となるから、アダプティブ・ディジタ
ル・フィルタ８の適応動作が保証されることになる。

し発明が解決しようとする課題〕 以上述べたように、第５図に示した従来技術ではランダ
ム信号の発生が必要になると共に、受信信号を相殺する
ために差信号に加えるべきランダム信号の最大値を受信
信号レベルと同程度に保つという制御を必要とするとい
う欠点があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のエコー除去方法は２線・４線変換回路の４線側
にてアダプティブ・フィルタにより発生される擬似エコ
ーを用いて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除
去する際に、前記エコーと受信信号とが混在した混在信
号から前記鞭似エコーを差引いて差信号？：得た後、前
記受信信号のシンボル波形に対応した複数のレジスタか
ら前記差信号を復調して得られる復調データ系列に対応
して選択されたレジスタの出力と前記差信号を遅延させ
た遅延信号と金加鼻または減算して第１の誤差信号を求
め、前記遅延信号を前記復調データ系列に対応した前記
ａ数のレジスタのうちの一つに格納し、前記擬似エコー
の極性と前記遅延信号の極性との相関をとって相関信号
を得て、この相関信号を定数倍して得た信号に前記第１
の誤差信号の極性と付与して第２の誤差信号を生成し、
前記第２の誤差信号を前記アダプティブ・フィルタに帰
還させる構成である。

本発明のエコー除去彼我は２ｆｆＭ・４線変換回路の４
線測にて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去
する際に送信部より得た信号金もとに擬似エコーを生成
するアダプティブ・フィルタと、前記エコーと受信信号
とが混在した混在信号から前記擬似エコーを差引く減算
器と、前記減算器によって得られた差信号を遅延させる
遅延素子と、前記差信号を得て復ＩＡを行なう受信部と
、前記遅延素子の出力である遅延信号を分配するスイッ
チと、前記スイッチによって分配された前記遅延信号を
前記受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して格
納する複数のレジスタと、前記複数のレジスタのうちの
一つのレジスタの出力を前記受信信号のシンボル波形に
対応して選択するセレクタと、前記セレクタによって選
択された信号と前記遅延信号とを加算または減算して誤
差信号を生成する演算器と、前記誤差信号の極性を検出
する第１の極性検出器と、前記擬似エコーの慣性を検出
する第２の極性検出器と、前記遅延信号の極性１＝出す
る第３の極性検出器と、前記第２の極性検出器及び前記
第３の極性検出器の出力の相関をとる相関器と、前記相
関器の出力を定数倍する第１の乗算器と、前記第１の乗
算器の出力に前記誤差信号の極性を付与し結果を前記ア
ダプティブ・フィルタに命還させる第２の乗算器とを備
える。

また、本発明のエコー除去装置は２籾・４′線変換回路
の４巌側にて送信回路よシ受信回路へ漏れ込むエコーを
除去する際に送信部より得た信号をもとに擬似エコーを
生成するアダプティブ・フィルタと、前記エコーと受信
信号とが混在した混在信号から前記擬似エコーを差引く
減算器と、前記減算器によって得られた差信号を遅延さ
せる遅延素子と、Ｎｉｌ記差記号信号て復調を行なう受
信部と、前記遅延素子の出力である遅延信号を分配する
スイッチと、前記スイッチによって分配された前記遅延
信号全前記受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応
して格納する複数のレジスタと、前記複数のレジスタの
うちの一つのレジスタの出力を前記受信信号のシンボル
波形に対応して選択するセレクタと、前記セレクタによ
って選択された信号と前記遅延信号とを加算または減算
して誤差信号を生成する演算器と、前記遅延信号の極性
を検出する第１の極性検出器と、前記擬似エコーの極性
を検出する第２の極性検出器と、前記第１の極性検出器
及び前記間２の極性検出器の出力の相関をとる相関器と
、前記相関器の出力を定数倍する第１の乗算器と、前記
第１の乗算器の出力と前記誤差信号とを乗算し結果を前
記アダプティブ・フィルタに帰還させる第２の乗算器と
を備える。

〔作　用〕

本発明は受信信号のシンボル波形に対応した複数のレジ
スタに差信号（＝〔残留エコー〕＋（受信信号〕）を遅
処石せた遅延信号を格納し、受４ｄ信号のシンボル波形
に対応するレジスタから読み出した信号と遅延信号とを
加算又は減算することによりて、差信号中の受信信号を
相殺すると同時に、遅延信号の惚性とエコーレプリカ゛
の極性との相関をとってステップサイズを制御すること
により収束時間の短縮を計っている。

［実施例〕 第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。

同図において、第５図と同一の参照番号を付与され九機
能ブロックは第５図と同一の機能を持つものとする。第
１図と第５図の相違点は遅延素子の１７、スイッチ２２
．レジスタ２３．．２３．。

２３３　＊　２３　ａ　ｅセレクタ（ＳＥＬ）２４．加
算器１６からなる回路と、極性検出器１９．３４．相関
器２００乗算器２１からなる回路の２点であ）、その他
の構成は第５図と全く同一である。

まず、全体の構成について簡単に述べる。入力端子ｌに
供給された２値データ系列は送信部２に供給され、ここ
で伝送路符号に変換され；を後、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ
ＡＣ’）９にてアナログ信号に変換され、ハイブリッド
・トランス（ＨＹＢ　）　３を介して２糾伝送路４へ送
出される。ここに、ハイブリッド・トランス３のインピ
ーダンス不整合に起因して、送信部２の出力が受信回路
へエコーとして漏れ込み、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）
１１でディジタル信号に変換された後、ローパス・７ィ
ルタ（ＬＰＦ’）５に供給される。一方、受信信号も伝
送路４及びハイブリッド・トランス３を介ＬＡ／Ｄ：２
ンパータ１１を経てローパス・フィルタ５に供給される
。ローパス・フィルタ５にて不要な高周波数成分を外圧
された混在信号（＝〔エコー〕＋〔受傷信号〕）は減算
器１０に供給され、アダプティブ・デイタルフィルタ８
にて生成された擬似エコー（エコーレプリカ）が減算さ
れる。

従って、減算器１０の出力である差信号（＝〔混在信号
〕−（エコーレプリカ］＝［−エコー〕＋〔受信信号〕
−〔エコーレプリカ〕）の成分のうち、残留エコー（＝
Ｃエコー）−［エコーレフ’１Ｊｌ）が受１げ信号に比
べて十分小さくなれば、受信信号は受信゛部６にて正確
に複画され、出力端子７には受信された２値データ系列
が現われる。ここで、アダプティブ・ディジタルフィル
タ８．減算器１０゜遅地索子１７．スイッチ２２．レジ
スタ２３１゜２３ｍ　＊　２３ｓ　ｍ　２３４　ｓセレ
クタ２４．加算器１６、極性検出器１２及び乗算器１３
から成る閉ループ回路はアダプティブ・ディジタルフィ
ルタ８の適応動作を実現するものである。アダプティブ
・ディジタルフィルタ８の構成については、第５図の従
来例で説明したものと同一で良い。栖性検出器１２の出
力は乗算器２１の出力と乗算され誤差信号としてアダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。

ここで、第２図を用いて２値打号の代表倒である２つの
伝送路符号について説明する。第２図（ａ）はバイフェ
ーズ符号を、同図（ｂ）はＭＳＫ（ミニマム・シフト・
キーイング）符号のパルス波形を表わす、バイフェーズ
符号では′０′及び＠１１のデータに対し極性の反転し
たパルス波形を割当てる。

両者のパルスは共に１シンボル周期ｍ　１秒の中心で極
性が反転しておシ、１シンボル周期内で正負がバランス
しているという籍叡全もつ。これに対し、ＭＳＫ符号で
は“Ｏ”　及びｌ”のデータそれぞれに対し極性の反転
した１０”モードと１１”モードの２ｍ類のパルス波形
を用意してお夛、全部で４種類の波形を持つ、これら２
桟類のモード遊移は、第２図（ｂ）の矢印で示されてお
夛、現時点のモードは、１シンボル前のモードにより決
定される。

ＭＳＫ符号は、シンボル周期の境界にて必ず極性が反転
するという特徴を持っている。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用した時の受信
アイパターン例を表わす。！３図（ａＪ及び（ｂ）はそ
れぞれバイ７工−ズ符号、ＭＳＫ符号の受信アイパター
ンである。同図に示すように、受信アイパターンは高域
成分がカットされ、丸みを帯びたものとなる。さらに、
第４図（＆）はＭＳＫ符号同図（ｂ）はバイフェーズ符
号の１シンボル周期内に取シ得る波形を示したものであ
る。第４図（ａ）に示す波形についている番号０００．
００１．・・・・・・、１１１は各波形に対応する連続
した３つのデータの組合せで、例えば０１０の場合、最
初の０は１シンボル前のデータ、次の１は現在のデータ
、最後の０は１シンボル後のデータを表わす、同図（ｂ
）に示すｔｌＬ　形Ｋ　Ｏｖｈている番号ｏｏ、ｏｚ、
ｔｏ、ｔｔはモードとデータの組み合わせを表わし、例
えば０１の場合、０はモード、１ｉデータを表わす、　
ＭｓＫ符号の４１１類の波形のうち、００と１０．０１
と１１、バイフェーズ符号の８種類のシンボル波形のう
ち、０００と１１１．００１と１１０．０１０と１０１
．０１１と１００はそれぞれ互に極性が逆な波形でめシ
、加算すると相殺されるという関係にある。受信信号で
は第４図（ａ）、（ｂ）に示したシンボル波形がランダ
ムに連続して現われる。このため、過去に受信した波形
のサンプル値き波形の８１類に対応して保持しておき、
これと逆極性の波形を受信しｆｃ際に取り出して加算ｒ
ることによって受信信号を相表することが出来る。この
様な性質を利用して受１δ伯号で除云する目的で設けた
のが、遅延素子１７．スイッチ２２．レジスタ２３１゜
２３１　＊　ｚａ、＊　２３４　ｓセレクタ２４．刀口
算会ｉ１６からなる回路で、第１図と第５凶の第１の相
違点である。

先に、第２図を用いて説明したｙｔ　Ｓ　Ｋ符号ｒ例に
と９、こＶ）回路全説明する。スイッチ２２は受Ｉｄ部
から受信信号を符号判定した結果を市１」南１信号とし
て受け、受信さ／Ｌｆｃシンボル波フレのサンプル値を
格納しているレジスタを選択する。つまシ、第４図（ｂ
）の４種の波形のうち、００．０１．１０゜１１の波形
が受信されたという制御信号を受けると、それぞれＩ）
０．０１．１０．１１の波形のサンプル値が格納されて
いるレジスタ２３１　＠　２３ｚｔ２３３．２３４　を
選択する。レジスタ２３１ｅ　２３．。

２３ｓ　、２３４はそれぞれ第４図（ｂ）に示した４種
の波形に対応し、波形毎にサンプル値を保持するための
レジスタである。各レジスタは各サンプリング位相での
サンプル値を格納するために、８個（Ｒは補間定数）の
サブレジスタを有する。ｔた、同一シンボル同一サンプ
リング位相１１にンける値は同一レジスタ内の同一サブ
レジスタへ電ねて書込まれるため、レジスタの値は常に
更新されることになる。セレクタ２４はスィッチ２２同
様受信部から受信信号を符号判定し′ｆｃｄｓ来′ｔ−
来迎ｔ−制御信号け、受信されたシンボル波形とは逆の
極性を持つ波形のサンプル値を保持しているレジスタの
出力を選択する。つま）、００．　Ｏｆ、　１０．１１
の波形が受信され九という制御信号を受けると、それぞ
れ逆の極性を持つ１０．１１．００，０１のシンボル波
形のサンプル１１ζを保持しているレジスタ２３３９２
３ａ　＠　２３１　＠　２３Ｂの出力を選択する。遅延
素子１７は減算器１０で得られた差信号に符号判定と等
しい時間の遅延を与えるものでるる、先に述べたように
スイッチ２２及びセレクタ２４は共に、受信信号を符号
判定した結果により制御される。このため、制御信号は
符号判定にかかる時間だけ差信号より遅ｎる。そこで、
制御信号と差信号のタイミング同期をとるためにｉ！Ａ
延素子１７を収けている。波形の識別に要する時間は、
ＭＳＫ符号の場合、各シンボルの境界において必ずＯレ
ベル′Ｉｔ通るため、長くともＴ秒となる。

加算器１６では、遅延信号とセレクタ２４により選択さ
ルたレジスタ出力が加鼻され、遅延信号内の受信信号が
除去される。加算器１６の出力は物性検出器１２へ供給
される。

次に、第１図と第５図の第２の相違点である極性検出器
１９，３４．相関器２０１乗算器２１からなる回路につ
いて説明する。極性検出器３４の出力と極性検出器１９
の出力との相関値は相関器２０にて計算され、乗算器２
１により２ａ（ａは定数）倍されて乗算器１３に供給さ
れる。ここで、極性検出器３４では遅延素子１７で得ら
れた遅延信号の極性が検出される。一方極性検出器１９
の出力にはエコーレプリカの極性が現われる。そこで、
遅延信号中には残留エコーが含まれておシ、残留エコー
が大きい場合には残留エコーの極性とエコーレプリカの
極性が相関を持つのに対し、残留エコーが小さい場合に
はｌｌｌ１省は相１３１ｉ１′（＋−持ノーないという
点に注目すルは、相関器２０の出力は残留エコーが大き
い場合には大さな値、小さい場合には小式な値となる。

従って、相関器２０の出力に対し乗算器２１にて２ａ倍
のスケーリングを施してステップｅサイズとして用−１
このステップ・′サイズに残留エコーの極性を検出する
極性検出器１２の出力の極性を付与して、アダプティブ
・ディジタルフィルタ８に′Ｍ還することにより収束時
間を短縮することが可能となる。

次に、第１図のレジスタ２３．．２３．．２３．。

２３４（ｉ−２つにし、１つのレジスタに逆極性の関係
にある２つの波形全対応させる方法を説明する。

この場合、第１図におけるレジスタは第４図（ｂ）に示
した波形のうち　８９ｍモードの波形ＯＯとＯｌに対応
して２つになシ、これに伴いスイッチ２２及びセレクタ
２４は符号判定結果のデータ信号、によってどちらのレ
ジスタを選択するか制御される。

また、レジスタは＠０′モードの波形に対し６シている
ため、連焼素子１７とスイッチ２２０間にサンプル値の
絶対値ｔとる九めの絶対値回路を設けて、レジスタへの
入力波形會すべて″″０１０１モードする。さらに、符
号刊足紹米のモードｆＥｉ号によって、＠０”モードな
ら−１，′ｌ”　モードなら＋１を選択−ｒる倉たなセ
レクタを導入し、この倉たなセレクタとセレク、り２４
の出゛力との横をとるための乗算器を設けて、この乗算
器の出力を加算器１６へ供給する。乗算器の出力は、加
算器１６のもう一つの入力信号でらるａａｍ号中の受信
信号のシンボル波形と逆の極性ｔＳつ波形となるため、
これによって５２信信号を相殺することができる。

その他の動作は上述した実施例とＩ”ｊ禄である。この
方法によれば、メモリ数が波形の１類の半分ですむ。

また、加算器１６は減算器に置き換えることが・可能で
ある。この場合、セレクタ２４は遅延信号と等しい波形
に対応するレジスタの出力を８択するように制御さｎろ
。つまり、符号判定結果で、第４図ら）の４種の波形の
うら００．０１，１０゜１１の波形が受信されたとい９
制御値号を受けると、それぞれ００．０１．１０．１１
の波形が格納されているレジスタ２３．．２３冨＋２３
３＊２３４の出力＝Ｘ択する。伊し、レジスタへの書込
みと読み出しのタイミングは、勢込まれた他がそのまま
読み出されて減算された結果がＯとなってしまわないよ
うに、読み出してから書込むようにする。この方法は常
に同一のシンボン波形同士が減算されるので、シンボル
波形の正負パルスのアンバランスが存在する場合にも確
実に受信信号を除去できる。

これまで、ＭＳＫ符号を採用した場合を説明したが、次
にバイフェーズ符号を用いた場合を説明する。第１図に
示した一実施例について、スイッチ２２及びセレクタ２
４はＭＳＫ符号を用いた場曾と同様に動作する。つｌす
、スイッチ２２は受信波形と等しい波形、即ち第４図（
ａ）に示す０００゜００１、０１０　、・・・・・・、
１１１なら０００．００１　、・・・・・・１１１の波
形に対応したレジスタ１に選択し、セレクタ２４は受信
シンボル波形と逆の極性をＲつ波形、即ち０００．００
１．０１０．０１１なら１１１，１１０゜１０１．１０
０の波形に対応するレジスタ出力ｔｓ択する。但し、こ
の際用いられる制御信号はＭＳＫ符号のようにデータ１
ｇ号とモード１δ号Ｔ：ｒＩ１．なくてデータ信号だけ
でめる。ＭＳＫ符号の場合との相違点は、レジスタ２３
＊　ｅ　２３　＊　＊　２３　ｚ　ｅ　２３４にあ之る
レジスタが第４図（ａ）に示す８櫨のシンボル波形に対
応して８個必費となる点と、シンボルの境界において必
ず前後の波形の影峙を受けるため、遅延素子１７の与え
るべき遅延２Ｔ秒必会となる点である。逆極性の関係に
ある２つの波形を１つのレジスタに対応させる方法につ
いては、レジスタを第４図（ａ）に示す波形のりち００
０．００１゜０１０．０１１　　に対応して４個用意す
る点、スイッチ及び２つのセレクタの制御信号がすべて
データ信号でろる点がＭＳＫ符号の場合と異なる。また
、加算器１６を減算器に置き換えることも可能で、この
場合セレクタ２４に２いて受信波形と等しいシンボル波
形に対応するレジスタの出力が選択される。

以上本発明に°りいて実施例に基づいて詳細に説明した
が、ＭＳＫ符号符号用採用場合、１０”と＠ｌ”に対す
るパルス波形が異なることと、各々１０′モードと１′
１”モードを有するという２つの理由によシアダプティ
プ・ディジタルフィルタ８の構成はパイフェーズ符号の
場合と着干異なる。

即ち、′０”及び＠１ｍのパルス波形が異なることに対
応させて、タップ係数を２種類用意し個別に更新させる
必要があること、また送信部２よりモードの信号を受け
、タップ係数を区別することが必要になる。

これまで、アダプティブ・ディジタルフィルタの係数収
束アルゴリズムとしてサイン・アルゴリズムを用いた場
合について説明してきたが、ストーキャスティク・アイ
タレーシラン・アルゴリズムを用いた場合を説明する。

ストーキャステイク・アイタレーシランｅアルゴリズム
は誤菱信号の大きさを用１ハてアダプティブ・ディジタ
ルフィルタの係数Ｐ！、倉を制御するので極性検出器１
２奴不要となり、乗算器１３へは加１１器１６の出力が
そのまま供冶される。また、加算器１６を減算器に置き
換えることも可能で、サイン・アルゴリズムと同様に制
御される。本発明をストーキャステイク・アイタレ−シ
ラン・アルゴリズムに適用することによって、従来方法
に比べ、よりｅ実；（受信信号を消去することが可能と
なり、演算語長が短く、係数収束時間も知くなる。

Ｌ発明の効拠〕 以上旺他に述べたように、本発明によれば、符号判定結
果を制御信号として各シンボル板形に対応して差４１号
のサンプル値を保狩しているレジスタよシ読み出した信
号と判定時間だけ差信号（＝（残留エコー〕＋（受信信
号〕）を１１！延させた遅延信号とを加算又は減算する
ことにより、アダプティブ−ディジタルフィルタの適応
動作の妨害となる受信信号を除去することが出来る。こ
のため、残留エコーを正確に検出することが可能となる
。

また、遅延信号の極性とエコーレプリカの極性との相関
をとってステップサイズを制御することによシ収束時間
を短編できる。よって、陶斗でかつハードウェア規模の
小さいエコー除去方法及びエコー除去、％置を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図（ａ）
、　（ｂ）は伝送路符号のパルス波形の例を示す図、第
３図（ａ）、　＜ｂａ）ｒｉ、第２図は伝送路符号に対
応する受信アイパターンを示す図、第４図（ａ）、伽）
は受信アイパターンの１シンボル周期円にと９得る波形
を示す内、第５自は従来例を示す構成図、第６図はアダ
プティブ・ディジタルフィルタの＊ｉｔ−示す図、第７
図は係数発生器の構成を示す図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・送信部、３・
・・・・・ハイブリッド・トランス、４・・・・・・２
線伝送路、５・・・・・・ローパス・フィルタ、６・・
・・・・受信部、７・・・・・・出力端子、８・・・・
・・アダプティブ・ディジタルフィルタ、９・・・・・
・Ｄ／Ａコンバータ、１０・・・・・・減３！ｒ、器、
１１・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ、１２．１９．３４
・・・・・・極性検出器、１３．２１・・・・・・乗算
器、１６・・・・・・加算器、１７・・・・・・遅延素
子、２０・・・・・・相関器、２２・・・・・・スイッ
チ、２３．．２３．．２３．．２３４・・・・・・レジ
スタ、２４・・・・・・セレクタ。 代理人　弁理士　　内　　涼　　　　晋第２図 （ｂ） 第３図 ： （の）　　　　　　　　１ （ｂ） 第４図 （呪） （ｂ’）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・フ
   ィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路よ
   り受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、前記エコ
   ーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬似エコー
   を差引いて差信号を得た後、前記受信信号のシンボル波
   形に対応した複数のレジスタから前記差信号を復調して
   得られる復調データ系列に対応して選択されたレジスタ
   の出力と前記差信号を遅延させた遅延信号とを加算また
   は減算して第１の誤差信号を求め、前記遅延信号を前記
   復調データ系列に対応した前記複数のレジスタのうちの
   一つに格納し、前記擬似エコーの極性と前記遅延信号の
   極性との相関をとって相関信号を得て、この相関信号を
   定数倍して得た信号に前記第１の誤差信号の極性を付与
   して第２の誤差信号を生成し、前記第２の誤差信号を前
   記アダプティブ・フィルタに帰還させることを特徴とす
   るエコー除去方法。 ２、２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受信
   回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た信
   号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィル
   タと、前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から
   前記擬似エコーを差引く減算器と、前記減算器によって
   得られた差信号を遅延させる遅延素子と、前記差信号を
   得て復調を行なう受信部と、前記遅延素子の出力である
   遅延信号を分配するスイッチと、前記スイッチによって
   分配された前記遅延信号を前記受信部で得た受信信号の
   シンボル波形に対応して格納する複数のレジスタと、前
   記複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記
   受信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと
   、前記セレクタによって選択された信号と前記遅延信号
   とを加算または減算して誤差信号を生成する演算器と、
   前記誤差信号の極性を検出する第１の極性検出器と、前
   記擬似エコーの極性を検出する第２の極性検出器と、前
   記遅延信号の極性を検出する第３の極性検出器と、前記
   第２の極性検出器及び前記第３の極性検出器の出力の相
   関をとる相関器と、前記相関器の出力を定数倍する第１
   の乗算器と、前記第１の乗算器の出力に前記誤差信号の
   極性を付与し結果を前記アダプティブ・フィルタに帰還
   させる第２の乗算器とを備えることを特徴とするエコー
   除去装置。 ３、２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受信
   回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た信
   号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィル
   タと、前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から
   前記擬似エコーを差引く減算器と、前記減算器によって
   得られた差信号を遅延させる遅延素子と、前記差信号を
   得て復調を行なう受信部と、前記遅延素子の出力である
   遅延信号を分配するスイッチと、前記スイッチによって
   分配された前記遅延信号を前記受信部で得た受信信号の
   シンボル波形に対応して格納する複数のレジスタと、前
   記複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記
   受信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと
   、前記セレクタによって選択された信号と前記遅延信号
   とを加算または減算して誤差信号を生成する演算器と、
   前記遅延信号の極性を検出する第１の極性検出器と、前
   記擬似エコーの極性を検出する第２の極性検出器と、前
   記第１の極性検出器及び前記第２の極性検出器の出力の
   相関をとる相関器と、前記相関器の出力を定数倍する第
   １の乗算器と、前記第１の乗算器の出力と前記誤差信号
   とを乗算し結果を前記アダプティブ・フィルタに帰還さ
   せる第２の乗算器とを備えることを特徴とするエコー除
   去装置。