JPH0738602B2 - アダプテイブデジタルフイルタを用いる伝送システム用エコ−キヤンセラ - Google Patents
アダプテイブデジタルフイルタを用いる伝送システム用エコ−キヤンセラInfo
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- JPH0738602B2 JPH0738602B2 JP59502219A JP50221984A JPH0738602B2 JP H0738602 B2 JPH0738602 B2 JP H0738602B2 JP 59502219 A JP59502219 A JP 59502219A JP 50221984 A JP50221984 A JP 50221984A JP H0738602 B2 JPH0738602 B2 JP H0738602B2
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- adaptive
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/232—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using phase shift, phase roll or frequency offset correction
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は単一媒体上での両方向同時データ伝送、特にQA
M又は位相変調によるデータ伝送の分野に係る。本発明
はより特定的には実効エコー（echo effectif）の推定
値σｋを供給するためのアダプテイブデジタルフイルタ
を用いるタイプの前記伝送システム用エコーキャンセラ
に係る。このキャンセラの係数ベクトルの適応アルゴ
リズムは次式で示される。Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｅｋ） 式中μ及びｆは予め決定された増分ピッチ及び関数を表
わす。
M又は位相変調によるデータ伝送の分野に係る。本発明
はより特定的には実効エコー（echo effectif）の推定
値σｋを供給するためのアダプテイブデジタルフイルタ
を用いるタイプの前記伝送システム用エコーキャンセラ
に係る。このキャンセラの係数ベクトルの適応アルゴ
リズムは次式で示される。Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｅｋ） 式中μ及びｆは予め決定された増分ピッチ及び関数を表
わす。
この分野における先行技術に言及し且つ本発明を説明す
る前に、先ず単一媒体によるデータの両方向同時伝送に
係る幾つかの既知事項とこの種の伝送の問題点とを考察
するのが有用と思われる。
る前に、先ず単一媒体によるデータの両方向同時伝送に
係る幾つかの既知事項とこの種の伝送の問題点とを考察
するのが有用と思われる。
第１図は例えば２線式電話回線などからなる単一伝送媒
体10を介して２つの遠隔ステーションＡ及びＢ間の両方
向同時伝送を行なうシステムの原理説明図である。伝送
すべき情報は記号シーケンスで構成され、これら記号は
通常量子化されており、データ信号及びワード信号を表
わし得る。ステーションＡ及びＢからの有効信号ａ及び
ｄが同一周波帯で送出されると、ステーションＡの受話
器12には遠隔のステーションＢの送信器11から送信され
た有効信号ｄ（遠方端データ）にノイズが付加された次
式の如き信号ｙが受信される。
体10を介して２つの遠隔ステーションＡ及びＢ間の両方
向同時伝送を行なうシステムの原理説明図である。伝送
すべき情報は記号シーケンスで構成され、これら記号は
通常量子化されており、データ信号及びワード信号を表
わし得る。ステーションＡ及びＢからの有効信号ａ及び
ｄが同一周波帯で送出されると、ステーションＡの受話
器12には遠隔のステーションＢの送信器11から送信され
た有効信号ｄ（遠方端データ）にノイズが付加された次
式の如き信号ｙが受信される。
ｙ＝ｄ＋ｎ＋σ′ (1) このノイズは通常有効信号ｄより遥かに強く、付加的回
線ノイズｎとステーションＡの送信器11から送出される
信号ａ（ローカルデータ）のエコーσ′とで構成され
る。このノイズは伝送媒体10の両端に差動変換器15を具
備しても発生する。この現象を第１図に示した。この図
ではＢからＡへの伝送が実線で、ＡからＢへの伝送が点
線で示されている。このノイズの優越項は通常エコー
σ′であり、該エコーは未知の「エコーフイルタ」０
によりローカルデータａから算出される。
線ノイズｎとステーションＡの送信器11から送出される
信号ａ（ローカルデータ）のエコーσ′とで構成され
る。このノイズは伝送媒体10の両端に差動変換器15を具
備しても発生する。この現象を第１図に示した。この図
ではＢからＡへの伝送が実線で、ＡからＢへの伝送が点
線で示されている。このノイズの優越項は通常エコー
σ′であり、該エコーは未知の「エコーフイルタ」０
によりローカルデータａから算出される。
σ′ｋ＝０・ｋ 前記エコーはステーションＡの受信器12による信号ｄの
再生を阻止するため、その効果を消去するか又は少なく
とも減衰させる必要がある。エコー消去技術は既に多数
提案されているが、最も一般的なものは各ステーション
にアダプテイブデジタルフイルタ13を挿入する方法であ
る。このフイルタは「エコーキャンセラ」と称し、その
伝達関数は次の如き係数ベクトルｋ、即ちステーショ
ンＡの源11から送出され従ってステーションＡで使用し
得る一連の連続記号ａｋ（ｋは記号の順位数を表わす）
から次式 σｋ＝ｋ・ｋ (2) の如く線形推定値を算出せしめる係数ベクトルｋによ
って表わすことができる。
再生を阻止するため、その効果を消去するか又は少なく
とも減衰させる必要がある。エコー消去技術は既に多数
提案されているが、最も一般的なものは各ステーション
にアダプテイブデジタルフイルタ13を挿入する方法であ
る。このフイルタは「エコーキャンセラ」と称し、その
伝達関数は次の如き係数ベクトルｋ、即ちステーショ
ンＡの源11から送出され従ってステーションＡで使用し
得る一連の連続記号ａｋ（ｋは記号の順位数を表わす）
から次式 σｋ＝ｋ・ｋ (2) の如く線形推定値を算出せしめる係数ベクトルｋによ
って表わすことができる。
この推定値σｋは再生エコー又は実エコーσ′の推定値
と称する。この再生エコーは減算器14に送られる。該減
算器には回線10を介してステーションＡに到達する信号
ｙも送られ、これら信号間の差ｅｋ即ち ｅｋ＝ｙｋ−σｋ (3) が受信器12に送られる。
と称する。この再生エコーは減算器14に送られる。該減
算器には回線10を介してステーションＡに到達する信号
ｙも送られ、これら信号間の差ｅｋ即ち ｅｋ＝ｙｋ−σｋ (3) が受信器12に送られる。
エコーσ′ｋの強さは有効信号ｄｋと同様に極めて変化
し易い。
し易い。
使用されるデータは通常複合的である（位相変調及び位
相が90゜ずれた２つの搬送波の変調の場合）。その場合
は通常次式Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｅｋ） (4) の如き適応アルゴリズムを使用する。式中μ及びｆは所
定の増分ピッチ及び関数である。この式では残留エコー
erｋを表わすものとして次の如き「固有（propre）」信
号 ｅｋ＝erｋ＋ｄｋ＋ｎｋ を用いる。式中 erｋ＝（０−ｋ）ｋである。
相が90゜ずれた２つの搬送波の変調の場合）。その場合
は通常次式Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｅｋ） (4) の如き適応アルゴリズムを使用する。式中μ及びｆは所
定の増分ピッチ及び関数である。この式では残留エコー
erｋを表わすものとして次の如き「固有（propre）」信
号 ｅｋ＝erｋ＋ｄｋ＋ｎｋ を用いる。式中 erｋ＝（０−ｋ）ｋである。
一般にエコーが顕著な位相ズレを有していない場合は、
関数ｆとして２乗誤差勾配を用いる。従ってアルゴリズ
ム(4)はｋ＋１ ＝ｋ＋μ（ｙｋ−σｋ）▲* k▼ (5) となる。
関数ｆとして２乗誤差勾配を用いる。従ってアルゴリズ
ム(4)はｋ＋１ ＝ｋ＋μ（ｙｋ−σｋ）▲* k▼ (5) となる。
この方法は係数毎に多数の、通常は約20のビットを有す
る複雑なフイルタを必要とし且つ計算も尨大になるとい
う欠点をもつ。
る複雑なフイルタを必要とし且つ計算も尨大になるとい
う欠点をもつ。
そのため前記勾配の代りにｅｋ＝ｙｋ−σｋの符号（si
gn）を関数として用いるより簡単な方法が提案された。
しかしながらこのアルゴリズムでは適応の完全な収束は
保証し得ない。
gn）を関数として用いるより簡単な方法が提案された。
しかしながらこのアルゴリズムでは適応の完全な収束は
保証し得ない。
実際このアルゴリズムSIは次式ｋ＋１ ＝ｋ＋μ・▲* k▼・符号（ｅｋ） (6) で示される。式中符号（ｅｋ）は実数の場合＋１か−１
であり、複素数の場合は であり、▲ｅr k▼及び▲ｅi k▼は夫々ｅｋの実数部及び
虚数部を表わす。
であり、複素数の場合は であり、▲ｅr k▼及び▲ｅi k▼は夫々ｅｋの実数部及び
虚数部を表わす。
収束を得るためには（ｅｋ）が残留エコーerｋと同じ符
号を有していなければならない。しかるに、erｋのレベ
ルを遠方端データｄｋのレベルより小さくせしめる程十
分な適応が実現されると、前記符号間の同一性という条
件が満たされなくなり残留エコーの収束が停止される
（1981年６月発行T.A.C.M.CLAASEN,W.F.G.MECKLENBRAUK
ER著“Comparison of the convergence of two algorit
hms for adaptive FIR digital filters",IEEE Trans.A
SSP,第29巻、NO.3,pp.670−678）。
号を有していなければならない。しかるに、erｋのレベ
ルを遠方端データｄｋのレベルより小さくせしめる程十
分な適応が実現されると、前記符号間の同一性という条
件が満たされなくなり残留エコーの収束が停止される
（1981年６月発行T.A.C.M.CLAASEN,W.F.G.MECKLENBRAUK
ER著“Comparison of the convergence of two algorit
hms for adaptive FIR digital filters",IEEE Trans.A
SSP,第29巻、NO.3,pp.670−678）。
この問題は、残留エコーerｋの実部と、再生エコーσｋ
と受信信号ｙｋとの間の差ｅｋの実部とが互に逆の符号
を有する場合の状態を示す第２図に顕わされている。
と受信信号ｙｋとの間の差ｅｋの実部とが互に逆の符号
を有する場合の状態を示す第２図に顕わされている。
この問題の解決には他の方法も用いられてきた。その主
なものとして、遠方端データｄｋのレベルに近い既知レ
ベルをもつ強制ノイズｂｋを導入してこれらデータの存
在を相殺することが提案された（第１図）。しかしなが
らこのようなノイズの付加はシステムを著しく複雑にす
る（1981年11月発行、N.HOLTE,S.STUEFLOTTEN著“A new
digital echo canceler for two−wire subscriber、l
ines"、IEEE Trans. on communications,第COM−29巻、
NO.11,pp.1573−1581）。
なものとして、遠方端データｄｋのレベルに近い既知レ
ベルをもつ強制ノイズｂｋを導入してこれらデータの存
在を相殺することが提案された（第１図）。しかしなが
らこのようなノイズの付加はシステムを著しく複雑にす
る（1981年11月発行、N.HOLTE,S.STUEFLOTTEN著“A new
digital echo canceler for two−wire subscriber、l
ines"、IEEE Trans. on communications,第COM−29巻、
NO.11,pp.1573−1581）。
本発明の概説 本発明の目的は既存アルゴリズムの性能、特に従来の勾
配アルゴリズムの性能より優れた性能を有するエコーキ
ャンセラを提供することにある。そのため本発明ではこ
れまでとは全く異なる方法を使用し、遠方端データｄｋ
がいずれかの軸線（第３図の場合は虚軸）上にある時は
該データｄｋと直交する「本来の」信号ｅｋの成分（第
３図の場合は実軸上にある）が残留エコーerｋの対応成
分に等しいという確認事項を基礎とする。この残留エコ
ーerｋの有効直交成分のみを使用すれば収束が向上し得
るからである。従って本発明は、データが軸上にない時
は、「本来の固有」信号の遠方端データｄｋと直交する
成分のみを用いてアルゴリズムの適応を行なうことを提
案する。換言すれば投影図法の原理を使用するとも言え
る。
配アルゴリズムの性能より優れた性能を有するエコーキ
ャンセラを提供することにある。そのため本発明ではこ
れまでとは全く異なる方法を使用し、遠方端データｄｋ
がいずれかの軸線（第３図の場合は虚軸）上にある時は
該データｄｋと直交する「本来の」信号ｅｋの成分（第
３図の場合は実軸上にある）が残留エコーerｋの対応成
分に等しいという確認事項を基礎とする。この残留エコ
ーerｋの有効直交成分のみを使用すれば収束が向上し得
るからである。従って本発明は、データが軸上にない時
は、「本来の固有」信号の遠方端データｄｋと直交する
成分のみを用いてアルゴリズムの適応を行なうことを提
案する。換言すれば投影図法の原理を使用するとも言え
る。
上記した目的を達成するべく、本発明によるエコーキャ
ンセラは、同一伝送媒体を介してローカルデータ信号ａ
ｋを送信するローカルステーションと遠方端データｄｋ
を送信するリモートステーションとの間でQAM又は位相
変調を用いて両方向同時データ伝送を行なうシステムの
ためのアダプテイブエコーキャンセラであって、実効エ
コーの推定値σｋを供給するためのものであり、適応ア
ルゴリズムが 次式Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｅｋ） ［式中μは所定の増分ピッチ、▲* k▼はローカルデー
タ信号の共役値、ｅｋはエコーを除去したクリーン信
号、ｆは所定関数である］で示される係数ベクトルを有
するアダプテイブデジタルフイルタと、該フイルタの出
力信号σｋを前記伝送媒体を介して到達する信号ｙｋか
ら差引くことによって信号ｅｋを計算するための減算手
段とを有しており、フイルタが減算手段の出力における
エコー除去されたクリーン信号ｅｋから遠方端データｄ
ｋと直交する有効ベクトル成分のみを抽出するべく構成
された係数適応手段を有する。
ンセラは、同一伝送媒体を介してローカルデータ信号ａ
ｋを送信するローカルステーションと遠方端データｄｋ
を送信するリモートステーションとの間でQAM又は位相
変調を用いて両方向同時データ伝送を行なうシステムの
ためのアダプテイブエコーキャンセラであって、実効エ
コーの推定値σｋを供給するためのものであり、適応ア
ルゴリズムが 次式Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｅｋ） ［式中μは所定の増分ピッチ、▲* k▼はローカルデー
タ信号の共役値、ｅｋはエコーを除去したクリーン信
号、ｆは所定関数である］で示される係数ベクトルを有
するアダプテイブデジタルフイルタと、該フイルタの出
力信号σｋを前記伝送媒体を介して到達する信号ｙｋか
ら差引くことによって信号ｅｋを計算するための減算手
段とを有しており、フイルタが減算手段の出力における
エコー除去されたクリーン信号ｅｋから遠方端データｄ
ｋと直交する有効ベクトル成分のみを抽出するべく構成
された係数適応手段を有する。
本発明によるエコーキャンセラによれば、アダプテイブ
デジタルフイルタの係数ベクトルＣを適応する係数適応
手段が減算手段の出力から出力されるエコー除去された
クリーン信号ｅｋから遠方端データｄｋと直交する有効
ベクトル成分のみを抽出する。この有効成分は、残留エ
コーの対応成分に等しいため、この成分を抽出し、適応
アルゴリズムを行いると、収束性能を向上させることが
でき、従来の勾配アルゴリズムの性能より優れた性能を
有するエコーキャンセラを提供し得る。
デジタルフイルタの係数ベクトルＣを適応する係数適応
手段が減算手段の出力から出力されるエコー除去された
クリーン信号ｅｋから遠方端データｄｋと直交する有効
ベクトル成分のみを抽出する。この有効成分は、残留エ
コーの対応成分に等しいため、この成分を抽出し、適応
アルゴリズムを行いると、収束性能を向上させることが
でき、従来の勾配アルゴリズムの性能より優れた性能を
有するエコーキャンセラを提供し得る。
実施法の詳細な説明 本発明は添付図面に基づく以下の非限定的特定具体例の
説明からよく理解できよう。
説明からよく理解できよう。
本発明と先行技術との比較を行なうべく先ず勾配アルゴ
リズム(5)を用いる公知エコーキャンセラの構造及び機
能を考察する。
リズム(5)を用いる公知エコーキャンセラの構造及び機
能を考察する。
第１図に示されている様に、ステーションＡの送信器11
から送出された信号は間隔△をおいて閉鎖されるスイッ
チで表わされている素子20により標本化される。キャン
セラ13はＮ個の連続サンプルを使用してＫ＋Ｌ＋１の遅
延エレメントからエコーの推定値σｋを算出するフイル
タを含んでいる。
から送出された信号は間隔△をおいて閉鎖されるスイッ
チで表わされている素子20により標本化される。キャン
セラ13はＮ個の連続サンプルを使用してＫ＋Ｌ＋１の遅
延エレメントからエコーの推定値σｋを算出するフイル
タを含んでいる。
ａｋ＋Ｋ＝ａ［（ｋ＋Ｋ）△］ ａｋ＝ａ［ｋ△］ ａｋ−Ｌ＝ａ［（ｋ−Ｌ）△］ 前記Ｎ個のサンプルはベクトルｋを供給すべく組合わ
せられる。このベクトルは送信器11によるａｋの送出直
後の時点ｋ△におけるデジタルフイルタの信号を表わ
す。推定エコーσｋの値は係数ｈ−ｋ〜ｈＬを用い次い
で積の合計を求めることによりサンプルｋ−Ｌ〜ｋ＋Ｋ
から求められる。
せられる。このベクトルは送信器11によるａｋの送出直
後の時点ｋ△におけるデジタルフイルタの信号を表わ
す。推定エコーσｋの値は係数ｈ−ｋ〜ｈＬを用い次い
で積の合計を求めることによりサンプルｋ−Ｌ〜ｋ＋Ｋ
から求められる。
Ｎ個の係数のベクトルｋは適応アルゴリズム(5)によ
って得られる。本発明の説明では先ずデータがいずれか
一方の軸上にある場合を考察し、次いで任意の位置を占
める場合を考察する。データが軸線上にある場合使用す
る記号の意味は次の通りである。
って得られる。本発明の説明では先ずデータがいずれか
一方の軸上にある場合を考察し、次いで任意の位置を占
める場合を考察する。データが軸線上にある場合使用す
る記号の意味は次の通りである。
△Ｃｋ＝▲ａ* k▼ｅｋ △▲Cr k▼=Re(△Ck)(実数部),△▲C* i▼=Im(△Ck)(虚数
部) (8) Ａ＝近接データａｋの強さ Ｓ＝遠方端データｄｋの強さ Ｒ＝残留エコーerｋの強さ 説明を簡単にすべく回線ノイズｎｋの強さは無視し得る
ものと見なす。これはしばしば用いられる仮定であり、
いずれにしろ結果に影響はない。
部) (8) Ａ＝近接データａｋの強さ Ｓ＝遠方端データｄｋの強さ Ｒ＝残留エコーerｋの強さ 説明を簡単にすべく回線ノイズｎｋの強さは無視し得る
ものと見なす。これはしばしば用いられる仮定であり、
いずれにしろ結果に影響はない。
また、数列｛ａｋ｝及び｛ｄｋ｝は同等の確率をもち夫
々別個の値をとる独立した確率変数中心値を表わすもの
とする。
々別個の値をとる独立した確率変数中心値を表わすもの
とする。
前掲の記号を用いれば時間ｋにおける本来の信号ｅｋは
次式で示すことができる。
次式で示すことができる。
ｅｋ＝（ｅ▲ｒr k▼＋▲ｄr k▼）＋ｉ（ｅ▲ｒi k▼＋
▲ｄi k▼） 遠方端データが軸上にあれば（第３図）、即ち実数デー
タか又は全くの虚数データであれば、その成分の１つは
ゼロである。例えば、ｄｋが虚数データ即ちｄ▲ｄr k▼
＝０であればｅｋの実数部は近接回線ノイズ存在下で残
留エコーerｋの実数部と等しくなり、勾配アルゴリズム
(5)の増分は式(8)に基づき となり、又は▲ｄr k▼＝０であるため となる。ｄｋが実数データである時も同様の式が得られ
る。
▲ｄi k▼） 遠方端データが軸上にあれば（第３図）、即ち実数デー
タか又は全くの虚数データであれば、その成分の１つは
ゼロである。例えば、ｄｋが虚数データ即ちｄ▲ｄr k▼
＝０であればｅｋの実数部は近接回線ノイズ存在下で残
留エコーerｋの実数部と等しくなり、勾配アルゴリズム
(5)の増分は式(8)に基づき となり、又は▲ｄr k▼＝０であるため となる。ｄｋが実数データである時も同様の式が得られ
る。
後述の比較では、遠方端データがいずれかの軸線上にあ
る場合に勾配のアルゴリズム(9)をONAXと呼ぶ。
る場合に勾配のアルゴリズム(9)をONAXと呼ぶ。
このアルゴリズムONAXは（ｅｋ）に含まれた有効情報
（実数部に相当する）のみを用いることにより投影原理
（projection principle）に従ってより簡単なアルゴリ
ズムSIGNIDに変換することができる。そのためには式
(8)及び(9)からノイズとして出現するｄｋを有する増分
部分を除去するだけでよい。このようにすれば▲ｄr k▼
＝０の場合は遠方端データが最早現われない式（９′）
が得られる。即ち、(9)式より、実数▲ｅr k▼のみを抽
出すると アルゴリズムSIGNIDを表わすこれらの式は複合的に と表わすこともできる。
（実数部に相当する）のみを用いることにより投影原理
（projection principle）に従ってより簡単なアルゴリ
ズムSIGNIDに変換することができる。そのためには式
(8)及び(9)からノイズとして出現するｄｋを有する増分
部分を除去するだけでよい。このようにすれば▲ｄr k▼
＝０の場合は遠方端データが最早現われない式（９′）
が得られる。即ち、(9)式より、実数▲ｅr k▼のみを抽
出すると アルゴリズムSIGNIDを表わすこれらの式は複合的に と表わすこともできる。
本発明の目的の１つはアルゴリズムを簡略化することに
ある。この簡略化は使用する有効成分の符号のみを考慮
することにより実現できる。その結果アルゴリズムONAX
及びSIGNIDからは夫々SURAX及びSIGNIFと称するアルゴ
リズムが得られる。「記号」関数を用いるこれら２つの
アルゴリズムSURAX及びSIGNIFは式(6)で示される記号ア
ルゴリズムSIと強制ノイズの付加に該当するアルゴリズ
ムSI′との前述の如き欠点を解消せしめる。軸線外に存
在し得るデータの場合遠方端データｄｋが軸線上に存在
するという特徴を優さない場合、本発明では該データを
回転ｋによって軸線上に配置する（固定マーク内に維
持されるように）。
ある。この簡略化は使用する有効成分の符号のみを考慮
することにより実現できる。その結果アルゴリズムONAX
及びSIGNIDからは夫々SURAX及びSIGNIFと称するアルゴ
リズムが得られる。「記号」関数を用いるこれら２つの
アルゴリズムSURAX及びSIGNIFは式(6)で示される記号ア
ルゴリズムSIと強制ノイズの付加に該当するアルゴリズ
ムSI′との前述の如き欠点を解消せしめる。軸線外に存
在し得るデータの場合遠方端データｄｋが軸線上に存在
するという特徴を優さない場合、本発明では該データを
回転ｋによって軸線上に配置する（固定マーク内に維
持されるように）。
その結果ｋ ＝ｄｋｅｉｋ となる。ｋは成分の１つ（実数成分又は虚数成分）が
ゼロである。この回転は勾配アルゴリズムの増分を に変換せしめる。式中、ｋは で表わされ、 及びｋは夫々erｋ及びｎｋの回転ｋの結果を表わ
す。例えば、データｋを回転によって となるよう虚細Ｏｙ上に配置させると、 となる。従って前述と同様に投影法原理を適用すれば▲
r k▼＝０の如きデータの場合の増分は である 回転により軸線ｘ上に移動したデータ、即ち▲i k▼
＝０の如きデータの場合は となる。得られるアルゴリズムは従って次式 ー如く表わされる。データをいずれかの軸線上に配置さ
せるための方法は後で第７図を参照しながら説明する。
ゼロである。この回転は勾配アルゴリズムの増分を に変換せしめる。式中、ｋは で表わされ、 及びｋは夫々erｋ及びｎｋの回転ｋの結果を表わ
す。例えば、データｋを回転によって となるよう虚細Ｏｙ上に配置させると、 となる。従って前述と同様に投影法原理を適用すれば▲
r k▼＝０の如きデータの場合の増分は である 回転により軸線ｘ上に移動したデータ、即ち▲i k▼
＝０の如きデータの場合は となる。得られるアルゴリズムは従って次式 ー如く表わされる。データをいずれかの軸線上に配置さ
せるための方法は後で第７図を参照しながら説明する。
この計算は種々のアルゴリズムの性能、特に残留エコー
の強きＲの比較を可能にする。この比較を下記のアルゴ
リズム、 Ｅ＝勾配、式(5)による SI＝符号、式(6)による SI′＝符号、強制ノイズを付加した場合 ONAX＝勾配、データがいずれかの軸線上にあり式
（９′）で示される SIGNID＝有効成分のみを考慮した場合のONAX GEN＝データを予め軸線上に配置しておき、次いで有効
成分を使用する場合 SURAX＝データがいずれかの軸線上にある特定事例にお
けるSIの符号 SIGNIF＝有効成分のみを考慮した場合のSURAXを用いて
残留エコーＲＥ;RSI′;RSI′;RON;RSD;RGEN;RSU;RSIGの
間で行なった。ガウス残留分を表わし且つ回線ノイズが
存在しない場合のこれら残留エコーは表Ｉの如く示され
る。
の強きＲの比較を可能にする。この比較を下記のアルゴ
リズム、 Ｅ＝勾配、式(5)による SI＝符号、式(6)による SI′＝符号、強制ノイズを付加した場合 ONAX＝勾配、データがいずれかの軸線上にあり式
（９′）で示される SIGNID＝有効成分のみを考慮した場合のONAX GEN＝データを予め軸線上に配置しておき、次いで有効
成分を使用する場合 SURAX＝データがいずれかの軸線上にある特定事例にお
けるSIの符号 SIGNIF＝有効成分のみを考慮した場合のSURAXを用いて
残留エコーＲＥ;RSI′;RSI′;RON;RSD;RGEN;RSU;RSIGの
間で行なった。ガウス残留分を表わし且つ回線ノイズが
存在しない場合のこれら残留エコーは表Ｉの如く示され
る。
表中、Ｒｓは、条件に依存した強さＳとわずかに異なる
任意の値であるが、ほとんどの場合、強さＳに等しい。
任意の値であるが、ほとんどの場合、強さＳに等しい。
また、アルゴリズムSIGNID及びGENの限界残留エコーは
ゼロである。実際、これら２つのアルゴリズムは回線ノ
イズ存在下での残留エコーの値が ＲSIGNID＝μNA・B/（２−μNA） である。
ゼロである。実際、これら２つのアルゴリズムは回線ノ
イズ存在下での残留エコーの値が ＲSIGNID＝μNA・B/（２−μNA） である。
この式から明らかなように、遠方端データの強さＳはＲ
SIGNIDに何ら影響を与えない。これは極めて有利な結果
である。投影原理を用いる全てのアルゴリズムに対して
このことは同様にいうことができ、この適応は、遠方端
データのみと直交する「本来の」信号の成分を用いるこ
とによって達成される。
SIGNIDに何ら影響を与えない。これは極めて有利な結果
である。投影原理を用いる全てのアルゴリズムに対して
このことは同様にいうことができ、この適応は、遠方端
データのみと直交する「本来の」信号の成分を用いるこ
とによって達成される。
次に述べる比較では説明を簡単にすべく簡略化された形
態のSURAX及びSIGNIFのみを取りあげ、ONAX、SIGNID及
びGENは省略した。
態のSURAX及びSIGNIFのみを取りあげ、ONAX、SIGNID及
びGENは省略した。
表Ｉから明らかなように、アルゴリズムSURAX及びSIGNI
Fは従来の符号アルゴリズムSIより優れた性能を有し、
且つＲSIGは遠隔データの強さＳには依存しない。ま
た、Ｒ及びμに係らずＲSIGはＲSUより小さい。妥当な
性能に相当するS/R＞２の場合、SURAXと比較したSIGNIF
のゲインは３乃至6dBの範囲である。
Fは従来の符号アルゴリズムSIより優れた性能を有し、
且つＲSIGは遠隔データの強さＳには依存しない。ま
た、Ｒ及びμに係らずＲSIGはＲSUより小さい。妥当な
性能に相当するS/R＞２の場合、SURAXと比較したSIGNIF
のゲインは３乃至6dBの範囲である。
SIに対してはSIGNIFの方が遥かに有利である。残留エコ
ーがガウス残留分であり且つノイズが存在しない場合、
比ＲSI/RSIGはexp（S/Rｓ）に等しい。この比は前述の
値S/R＝２の場合で約７であり、S/Rと共に、即ちエコー
消去の向上に伴ない急増する。
ーがガウス残留分であり且つノイズが存在しない場合、
比ＲSI/RSIGはexp（S/Rｓ）に等しい。この比は前述の
値S/R＝２の場合で約７であり、S/Rと共に、即ちエコー
消去の向上に伴ない急増する。
方程式(10)及び(13)によればSIGNIFで用いられるパラメ
ータμはアルゴリズムSIに必要なパラメータほど小さく
はないと思われる。実際、SIGNIFを用いる場合はμに係
数exp（S/2R）を掛けるが、それでも残留エコーのレベ
ルは同じである。
ータμはアルゴリズムSIに必要なパラメータほど小さく
はないと思われる。実際、SIGNIFを用いる場合はμに係
数exp（S/2R）を掛けるが、それでも残留エコーのレベ
ルは同じである。
前述の如くSIGNIFの利点の１つは遠方端データの強さＳ
に依存せず従ってＳのレベルでのＲの飽和が最早存在し
ないということにある。この利点はガウス残留分ではな
く２進残留エコーを例にとって考えればより明白であ
る。第４図に示したように、SIの場合はＲ＞Ｓの時に残
留分ＲSIがμ２で減少するがこの減少はＲ＝Ｓの時点で
停止する。これに対しSIGNIFの場合は前記減少がμ２で
減少し続け、強制ノイズを必要としない。アルゴリズム
（Ｅ）ではこの減少がμで行なわれることを考えれば、
SIGNIFは明らかにＥにより有利である。何故ならμの値
が大きいと収束が促進されるからである。
に依存せず従ってＳのレベルでのＲの飽和が最早存在し
ないということにある。この利点はガウス残留分ではな
く２進残留エコーを例にとって考えればより明白であ
る。第４図に示したように、SIの場合はＲ＞Ｓの時に残
留分ＲSIがμ２で減少するがこの減少はＲ＝Ｓの時点で
停止する。これに対しSIGNIFの場合は前記減少がμ２で
減少し続け、強制ノイズを必要としない。アルゴリズム
（Ｅ）ではこの減少がμで行なわれることを考えれば、
SIGNIFは明らかにＥにより有利である。何故ならμの値
が大きいと収束が促進されるからである。
また、式(10)及び(14)を比較すれば、通常行なわれてい
るようにＳ＞μNAπ/4と仮定した場合はＲＥ≧ＲSIGと
なることがわかる。換言すればアルゴリズムSIGNIFはR/
Sが小さい時にμが小さい場合、即ち収束の最後に必然
的にとられる値を有する場合はＥより優れた性能を示
す。
るようにＳ＞μNAπ/4と仮定した場合はＲＥ≧ＲSIGと
なることがわかる。換言すればアルゴリズムSIGNIFはR/
Sが小さい時にμが小さい場合、即ち収束の最後に必然
的にとられる値を有する場合はＥより優れた性能を示
す。
更に、後述の如くアルゴリズムＥ及びSIGNIFによる計算
の複雑さを極めて厳密に評価すれば、−R/Sの値が大き
いとμSIG＜μＥになるという欠点は見かけだけのこと
にすぎないことが確認される。何故ならキンセラの係数
が必要とする語長はアルゴリズムSIGNIFの場合の方が短
かいからである。
の複雑さを極めて厳密に評価すれば、−R/Sの値が大き
いとμSIG＜μＥになるという欠点は見かけだけのこと
にすぎないことが確認される。何故ならキンセラの係数
が必要とする語長はアルゴリズムSIGNIFの場合の方が短
かいからである。
エコーキャンセラ13のフイルタの一成分を表わすのに必
要な最低ビット数ｂは問題の残留エコーＲと使用するア
ルゴリズムとに応じて決定される。計算によれば、収束
を実現させる最小ｂは次の条件を満たす。
要な最低ビット数ｂは問題の残留エコーＲと使用するア
ルゴリズムとに応じて決定される。計算によれば、収束
を実現させる最小ｂは次の条件を満たす。
erｋがガウス変数であるという仮定にたてば、同一残留
エコーに達するのに必要な値をμに代えて使用すること
により(15)から最小ビットの式を導くことができる。こ
れを次表IIに示す。尚Ｂはゼロと見なす。
エコーに達するのに必要な値をμに代えて使用すること
により(15)から最小ビットの式を導くことができる。こ
れを次表IIに示す。尚Ｂはゼロと見なす。
表IIに基づきSIGNIF及びSURAX（これらアルゴリズムの
最終ビットはｂSIG及びｂSUで表わされている）を比較
すると であることが判明する。
最終ビットはｂSIG及びｂSUで表わされている）を比較
すると であることが判明する。
この量は−0.5ビット乃至0.5ビットの範囲の量である
が、Ｒ＜＜Ｓを想定する高性能のエコー消去ではアルゴ
リズムSIGNIFを用いるとSURAXに比して0.5ビットのゲイ
ンが得られる。ノイズを考慮した計算によれば、レベル
Ｂ＝Ｓの強制ノイズの場合も同等のゲインが得られる。
が、Ｒ＜＜Ｓを想定する高性能のエコー消去ではアルゴ
リズムSIGNIFを用いるとSURAXに比して0.5ビットのゲイ
ンが得られる。ノイズを考慮した計算によれば、レベル
Ｂ＝Ｓの強制ノイズの場合も同等のゲインが得られる。
表IIの結果をアルゴリズムSI及びSIGNIFに関して比較す
ると、 となる。
ると、 となる。
従ってｂSIGは全ての有効事例においてｂSIより小さ
く、システムの機能が良好であれば、即ちR/Sが小さけ
れば前記の差の値は大きい。これは極めて重要な事項で
ある。何故なら（Ｅ）と比べた場合の（SI）の欠点の１
つはその係数の２進表現に必要な高度の正確さに存する
からである。（SIGNIF）が（SI）の欠点を解消せしめる
ことは明らかである。
く、システムの機能が良好であれば、即ちR/Sが小さけ
れば前記の差の値は大きい。これは極めて重要な事項で
ある。何故なら（Ｅ）と比べた場合の（SI）の欠点の１
つはその係数の２進表現に必要な高度の正確さに存する
からである。（SIGNIF）が（SI）の欠点を解消せしめる
ことは明らかである。
Ｅ及びSIGNIFの２進長を比較すると次の結果が得られ
る。
る。
であるならば、SIGNIFの２進長はR/Sの値に拘わらずＥ
の２進長より大きい。しかしながら実際にはＥでのノイ
ズは回線ノイズであってこのノイズは小さいため不等式
(17)の真偽は確認されない。結論としては であればｂＥ＞ｂSIGであると言える。
の２進長より大きい。しかしながら実際にはＥでのノイ
ズは回線ノイズであってこのノイズは小さいため不等式
(17)の真偽は確認されない。結論としては であればｂＥ＞ｂSIGであると言える。
実際にはアルゴリズムSIGNIFがアルゴリズムＥより少な
いビットを必要としても到達すべき残留エコーのレベル
は式(18)で規定されるレベルより常に小さい。ノイズを
考慮する更に完全な計算によればエコー消去の質が中程
度の場合、即ち前記の２つのアルゴリズムによって ＲＢ が得られる場合、差ｂＥ−ｂSIGは となる。
いビットを必要としても到達すべき残留エコーのレベル
は式(18)で規定されるレベルより常に小さい。ノイズを
考慮する更に完全な計算によればエコー消去の質が中程
度の場合、即ち前記の２つのアルゴリズムによって ＲＢ が得られる場合、差ｂＥ−ｂSIGは となる。
エコー消去の質が極めて良い場合、即ちＲ＜＜Ｂの場合
は前記差は となる。これらの式(19)，(20)は表IIから始まる計算の
結果求まる。しかしながら、表IIの右側の列に記載され
た表式はｂがＲと比較して無視できるとした仮定に基づ
いたものであり、それ故にこの表式ではＢが削除されて
いる。一方、ＲＢであると仮定した場合、表IIの表式
中、２−bE及び２−bSIGの式の“S"には“Ｂ＋S"が代入
され、他方、ＲがＢより非常に小さい場合、表式中Ｂ項
が優越となる。
は前記差は となる。これらの式(19)，(20)は表IIから始まる計算の
結果求まる。しかしながら、表IIの右側の列に記載され
た表式はｂがＲと比較して無視できるとした仮定に基づ
いたものであり、それ故にこの表式ではＢが削除されて
いる。一方、ＲＢであると仮定した場合、表IIの表式
中、２−bE及び２−bSIGの式の“S"には“Ｂ＋S"が代入
され、他方、ＲがＢより非常に小さい場合、表式中Ｂ項
が優越となる。
Ｅと比べたSIGNIFのビットゲインはこの式に基づいて下
記の如く所定のS/B値毎に算出できる。
記の如く所定のS/B値毎に算出できる。
S/B＝S/R＝20dB,bＥ−ｂSI＝1.5ビット S/B＝30dB,S/R＝40dB,bＥ−ｂSI＝3.5ビット 第５図はアルゴリズムSI,SURAX,SI′及びＥに比べたア
ルゴリズムSIGNIFによる２進長のゲインを示している。
このゲインは信号回線ノイズの比S/Bが20dBに等しい場
合のR/S（エコー消去の質）の関数として表わされる。
ルゴリズムSIGNIFによる２進長のゲインを示している。
このゲインは信号回線ノイズの比S/Bが20dBに等しい場
合のR/S（エコー消去の質）の関数として表わされる。
従来の記号アルゴリズムと同様にアルゴリズムSIGNIFは
係数の適応時には符号（ｅｋ）を用いてｅｋは用いない
ため、２ビット平均値がこのようにアルゴリズムＥに比
べても小さければアルゴリズムSIGNIFはアダプテイブエ
コー消去のアルゴリズムのうちで最良ということにな
る。
係数の適応時には符号（ｅｋ）を用いてｅｋは用いない
ため、２ビット平均値がこのようにアルゴリズムＥに比
べても小さければアルゴリズムSIGNIFはアダプテイブエ
コー消去のアルゴリズムのうちで最良ということにな
る。
これらの計算動作（畳込み▲r k▼・ｋ及び適応によ
る波）もSIGNIFでの方がＥの場合より簡単である。計
算の複雑性は必要とされる基本的な乗法及び加法の回数
によって決めることができるが、これらの回数はアルゴ
リズムと使用される２進ワードの長さとに依存する。
る波）もSIGNIFでの方がＥの場合より簡単である。計
算の複雑性は必要とされる基本的な乗法及び加法の回数
によって決めることができるが、これらの回数はアルゴ
リズムと使用される２進ワードの長さとに依存する。
或る推定によれば、ｋの各成分毎に、 −SIをSIGNIFに代えることで２回の乗法と多数の加算と
を省略し得、 −ＥをSIGNIFに代えることで多数の乗法と加法とが省略
される。
を省略し得、 −ＥをSIGNIFに代えることで多数の乗法と加法とが省略
される。
SIGNIFにおける唯一の拘束条件はデータ▲ｄr k▼及び▲
ｄi k▼のいずれがゼロであるのかを測定すべく各ステッ
プ毎に閾値での検出を行なわなければならないことであ
る。しかしながらこの操作はエコーキャンセラレベルで
なければ決定デバイスレベルでというようにいずれは行
なわなければならないものであるため、システムの複雑
化にはつながらない。
ｄi k▼のいずれがゼロであるのかを測定すべく各ステッ
プ毎に閾値での検出を行なわなければならないことであ
る。しかしながらこの操作はエコーキャンセラレベルで
なければ決定デバイスレベルでというようにいずれは行
なわなければならないものであるため、システムの複雑
化にはつながらない。
一例として、フイルタのタップ数Ｎ＝16、信号の強さＳ
＝10-1、比R/S＝−18.5dBの場合はＥの代りにSIGNIFを
用いると計算の複雑さが36％低下する。しかもこの数値
は信号の振幅 が減少しても全く低下しない。実際、Ｓの値が小さい場
合は入力のアナログ／デジタル変換器がより精密でなけ
ればならない。例えば、信号がＳ＝−42dBmまで小さく
なければ前記変換器は12ビットを必要とし、この場合は
35％のゲインが得られる。
＝10-1、比R/S＝−18.5dBの場合はＥの代りにSIGNIFを
用いると計算の複雑さが36％低下する。しかもこの数値
は信号の振幅 が減少しても全く低下しない。実際、Ｓの値が小さい場
合は入力のアナログ／デジタル変換器がより精密でなけ
ればならない。例えば、信号がＳ＝−42dBmまで小さく
なければ前記変換器は12ビットを必要とし、この場合は
35％のゲインが得られる。
次に、第６図、第７図（簡明化のため指数は省略）及び
第８図を参照しながら行なうべき回転の選択法と、GEN
と協同して機能する位相追跡アルゴリズムを用い投影原
理を使用し得る手段を含むエコーキャンセラの構成とを
説明する。
第８図を参照しながら行なうべき回転の選択法と、GEN
と協同して機能する位相追跡アルゴリズムを用い投影原
理を使用し得る手段を含むエコーキャンセラの構成とを
説明する。
エコーキャンセラの説明の前に、このキャンセラが遂行
すべき機能とその動作モードとを規定しておく。実施す
べき位相修正ｋは２つの部分に分けられる。ｋ ＝θｋ＋ξｋ (20′) この式ではθｋは伝送線によって発生する位相ズレ（ジ
グ、偏移……）に該当するアナログ値を表わす。従って
該角θｋは後述の如くξｋと比べて緩慢に変化する。
すべき機能とその動作モードとを規定しておく。実施す
べき位相修正ｋは２つの部分に分けられる。ｋ ＝θｋ＋ξｋ (20′) この式ではθｋは伝送線によって発生する位相ズレ（ジ
グ、偏移……）に該当するアナログ値を表わす。従って
該角θｋは後述の如くξｋと比べて緩慢に変化する。
送信されたデータ即ち遠方端データをｄｋとすれば、回
線に起因する前記位相ズレは例えば受信データ▲ｄ′ ｋ
▼（受信信号ｙｋに含まれる）が次式 ｄｋ＝ｄｋexp（−ｉ▲θ′ ｋ▼） の形をとるという事実となめて現われる。
線に起因する前記位相ズレは例えば受信データ▲ｄ′ ｋ
▼（受信信号ｙｋに含まれる）が次式 ｄｋ＝ｄｋexp（−ｉ▲θ′ ｋ▼） の形をとるという事実となめて現われる。
ここで▲θ′ ｋ▼の推定値θｋを計算しなければならな
いが、これは位相適応アルゴリズムの役割であり、この
ようなアルゴリズムによって搬送波の同期化が実現され
ることになる。
いが、これは位相適応アルゴリズムの役割であり、この
ようなアルゴリズムによって搬送波の同期化が実現され
ることになる。
前記式(20′)中、ξｋを送信データｄｋ固有の任意の値
であり、次式 ξk=(dkとdkに最も近い軸線とのなす角度) で表わすことができる。従って｜ξｋ｜π/4が成立
し、ｄｋの２つの成分が互に等しいモジュール（絶対
値）を有すれば−π/4よりξｋ＝π/4を任意に選択し得
る。これはグラフの点（第13A図の４点グラフの点全
て、第13B図の16点中の８点）が対角線上にある場合に
該当する。
であり、次式 ξk=(dkとdkに最も近い軸線とのなす角度) で表わすことができる。従って｜ξｋ｜π/4が成立
し、ｄｋの２つの成分が互に等しいモジュール（絶対
値）を有すれば−π/4よりξｋ＝π/4を任意に選択し得
る。これはグラフの点（第13A図の４点グラフの点全
て、第13B図の16点中の８点）が対角線上にある場合に
該当する。
従って該システムはξｋも評価しなければならないこと
になる。
になる。
そのためにはθｋの値を求める（ξｋが判明したという
仮定で、即ち機能条件が確立されたという前提で）。
「本来の」信号ｅｋを位相回転ｋさせてｋにする。ｋ ＝ｅｋexp（ｉｋ） この信号ｋは修正されたデータｋを供給する。ｋ ＝ｄｋexp［ｉ（ｋ−▲θ′ ｋ▼）］＝▲ｄ′ ｋ
▼exp（ｉｋ） 角度ｋが正しく選択されていればこのデータｋはい
ずれかの軸線の近傍に配置される。ｋの値が正しくな
いと（即ちθがθ′の正確な推定量ではないと）エコー
キャンセラの動作が正確であってもｄｋは軸線上に配置
されない。
仮定で、即ち機能条件が確立されたという前提で）。
「本来の」信号ｅｋを位相回転ｋさせてｋにする。ｋ ＝ｅｋexp（ｉｋ） この信号ｋは修正されたデータｋを供給する。ｋ ＝ｄｋexp［ｉ（ｋ−▲θ′ ｋ▼）］＝▲ｄ′ ｋ
▼exp（ｉｋ） 角度ｋが正しく選択されていればこのデータｋはい
ずれかの軸線の近傍に配置される。ｋの値が正しくな
いと（即ちθがθ′の正確な推定量ではないと）エコー
キャンセラの動作が正確であってもｄｋは軸線上に配置
されない。
しかし信号ｋの方向によって位相差の残分（ｋ−ψ
ｋ−θｋ）に関する情報が与えられる。特に図７に示さ
れている角度ψｋを用いることが可能である。
ｋ−θｋ）に関する情報が与えられる。特に図７に示さ
れている角度ψｋを用いることが可能である。
ψｋ＝（ｋとｋに最も近い軸線とのなす角度） 従って１次のデジタル位相ロックループとして機能する
適応アルゴリズムを用いれば位相差θｋを求めることが
できる。前記位相ロックループは誤差信号ψｋ（第７図
参照）を用い次の回帰式 θｋ＋１＝θｋ＋γf1（ψｋ） (21) に従ってθｋの正確な値を自動的に算出する役割を果た
す。前記式中γは正の適応パラメータ、f1は適宜に選択
した関数である。
適応アルゴリズムを用いれば位相差θｋを求めることが
できる。前記位相ロックループは誤差信号ψｋ（第７図
参照）を用い次の回帰式 θｋ＋１＝θｋ＋γf1（ψｋ） (21) に従ってθｋの正確な値を自動的に算出する役割を果た
す。前記式中γは正の適応パラメータ、f1は適宜に選択
した関数である。
位相適応アルゴリズム(21)は２つの２等分線によって規
定された４つの領域A1〜A4（第８図）を考慮に入れてよ
り精確に著わすこともできる。
定された４つの領域A1〜A4（第８図）を考慮に入れてよ
り精確に著わすこともできる。
例えばｋが領域A4にある時は軸線ｋに最も近い軸
線はＯｘであり、従って回転したデータｋは軸線Ｏｘ
上に配置されなければならない。
線はＯｘであり、従って回転したデータｋは軸線Ｏｘ
上に配置されなければならない。
この場合角度ψｋは tanψｋ＝▲i k▼／▲r k▼但しｋ∈A4 (22) となり（第８図より明らかである）、修正データｄｋは
回転によってＯｘ方向へ送らなければならない。このよ
うな回転ではｋ（又はｋ）のモモジュール（絶対
値）は一定であり、実数成分▲r k▼（又は▲r k▼）
が最大になった時に最適条件が得られる。従ってｋが
領域A4内にある時は勾配アルゴリズムによって変数θｋ
を調整し得る。第７図及び第８図の記号を用いればこの
アルゴリズムは次の一般式で書き表わすことができる。
回転によってＯｘ方向へ送らなければならない。このよ
うな回転ではｋ（又はｋ）のモモジュール（絶対
値）は一定であり、実数成分▲r k▼（又は▲r k▼）
が最大になった時に最適条件が得られる。従ってｋが
領域A4内にある時は勾配アルゴリズムによって変数θｋ
を調整し得る。第７図及び第８図の記号を用いればこの
アルゴリズムは次の一般式で書き表わすことができる。
誤差角度ψｋの値が小さい時は式(23)の最初の式を式(2
2)から得られる値を用いて θｋ＋１＝θｋ＋γψｋ｜▲i k▼|,ｋ∈A1UA3 (24) と表わすことができる。また、ｋ及びｋは差が殆ん
どなく、ｋは定常な絶対値を有しており におおよそ等してので、アルゴリズム(24)は次式 に近い近似し得る。
2)から得られる値を用いて θｋ＋１＝θｋ＋γψｋ｜▲i k▼|,ｋ∈A1UA3 (24) と表わすことができる。また、ｋ及びｋは差が殆ん
どなく、ｋは定常な絶対値を有しており におおよそ等してので、アルゴリズム(24)は次式 に近い近似し得る。
この(25)の形では に反比例する値をγに与えると有利である。Ｓを推定し
得る時は先ず該パラメータを調整し得る。逆の場合はこ
れに大きな値を与え、最適値まで漸減する適応アルゴリ
ズムを使用し得る。
得る時は先ず該パラメータを調整し得る。逆の場合はこ
れに大きな値を与え、最適値まで漸減する適応アルゴリ
ズムを使用し得る。
アルゴリズム(23)は、ｋが領域A1又はA3にある時のそ
の虚数成分▲i k▼を最大にする方法を示している。そ
の時、アルゴリズム(23)は、 θｋ＋１＝θｋ＋γ▲r k▼・符号（▲i r▼）とな
る。同様に、アルゴリズム(23)の下方の式は、ｋが領
域A2又はA4にある時の、その虚数成分▲i k▼を最小に
する方法を示している。
の虚数成分▲i k▼を最大にする方法を示している。そ
の時、アルゴリズム(23)は、 θｋ＋１＝θｋ＋γ▲r k▼・符号（▲i r▼）とな
る。同様に、アルゴリズム(23)の下方の式は、ｋが領
域A2又はA4にある時の、その虚数成分▲i k▼を最小に
する方法を示している。
尚、回線に起因する混乱が存在しなくても受信器は搬送
波を、即ち復調器の位相と有効信号の位相とを同期化さ
せなければならない。この機能はここではアルゴリズム
θｋによって自動的に実施されるため、該アルゴリズム
は受信器の素子にとって代ることになる。
波を、即ち復調器の位相と有効信号の位相とを同期化さ
せなければならない。この機能はここではアルゴリズム
θｋによって自動的に実施されるため、該アルゴリズム
は受信器の素子にとって代ることになる。
換言すれば該エコーキャンセラに課せられたこの機能、
即ちデータ▲ｄ′ ｋ▼を軸線方向へ回転させるべく補正
する機能は、該キャンセラの動作を従来のキヤンセラの
アルゴリズムより多くするものではない。
即ちデータ▲ｄ′ ｋ▼を軸線方向へ回転させるべく補正
する機能は、該キャンセラの動作を従来のキヤンセラの
アルゴリズムより多くするものではない。
位相θｋの適応が実施されればシステムが安定化し、信
号εｋ（第６図及び第７図） εｋ＝ｅｋ・exp（ｉθｋ） 又はεｋ＝erｋ・exp（ｉθｋ）＋Ｓｋ が得られる。
号εｋ（第６図及び第７図） εｋ＝ｅｋ・exp（ｉθｋ） 又はεｋ＝erｋ・exp（ｉθｋ）＋Ｓｋ が得られる。
式中Ｓｋ＝ｄｋexp［ｉ（θｋ−▲θ′ ｋ▼）］であ
る。
る。
残留エコーは小さく、位相ズレ▲θ′ ｋ▼はθｋによっ
て相殺されるため、前記信号ξｋは送信データｄｋを検
出せしめ従って角度ξｋの評価を可能にする。
て相殺されるため、前記信号ξｋは送信データｄｋを検
出せしめ従って角度ξｋの評価を可能にする。
第６図（第１図と同じ符号を使用）はこの原理に基づい
て作動する位相θｋ適応エコーキャンセラが有し得る全
体的構造を極めて簡単に示している。このエコーキャン
セラは第１図に示した構成素子以外に位相適応ループ44
とξｋ形成ループ56とを備えている。
て作動する位相θｋ適応エコーキャンセラが有し得る全
体的構造を極めて簡単に示している。このエコーキャン
セラは第１図に示した構成素子以外に位相適応ループ44
とξｋ形成ループ56とを備えている。
位相θｋの適応ループ54はいずれの場合も第９図の如き
全体的構造をもち、第14図のループ22と同一の構造を有
し得るためここでは説明を省略する。ループ56は下記の
構造を有し得る。
全体的構造をもち、第14図のループ22と同一の構造を有
し得るためここでは説明を省略する。ループ56は下記の
構造を有し得る。
16点グラフ（第13B図）の場合は第10A図又は第10B図に
示されている構造。
示されている構造。
後述の式(26)によりアルゴリズムSIGNIFを適用する場合
は第11図に示されている構造。
は第11図に示されている構造。
第10A図は、 ａ＝0,b＝±１ 又は ａ＝1,b＝０ 及び ｃ＝±１ とし、第13B図のグラフの16個の点を考慮する場合（960
0ボーで伝送に使用）に該当する次式 の適用によりξを求めるのに必要な素子を示している。
0ボーで伝送に使用）に該当する次式 の適用によりξを求めるのに必要な素子を示している。
このようにして規定される事例はいずれも該グラフの全
ての点に対応する。例えば、 ［|dｉ｜＞２且つ|dｒ｜＞２］ 又は ［|dｉ｜＜２且つ|dｒ｜＜２］ に該当する対角線上の点の場合は ξｋ＝π/4 となる。
ての点に対応する。例えば、 ［|dｉ｜＞２且つ|dｒ｜＞２］ 又は ［|dｉ｜＜２且つ|dｒ｜＜２］ に該当する対角線上の点の場合は ξｋ＝π/4 となる。
点B1,B2,B3,B4に関しては逆に ［|dｉ｜＞２且つ|dｒ｜＜２］ であり、この場合は となる。
残りの４個の点についても同様の結果が得られる。
第10A図の回路は全ての点に関して適応を実現させ、従
って急速な収束を実現せしめる。この回路は２つの経
路、即ちεｒに対応する経路とεｉに対応する経路とを
有し、各経路は絶対値決定回路60a又は60bと、出力に−
２を加える総和器62a又は62bと、記号決定回路64a又は6
4bとを備えている。ａ及び１−ａを得るべく記号の積を
66で算出する。これと同時にεｒとεｉとに関して作動
する閾値検出器70によりｃを得る。
って急速な収束を実現せしめる。この回路は２つの経
路、即ちεｒに対応する経路とεｉに対応する経路とを
有し、各経路は絶対値決定回路60a又は60bと、出力に−
２を加える総和器62a又は62bと、記号決定回路64a又は6
4bとを備えている。ａ及び１−ａを得るべく記号の積を
66で算出する。これと同時にεｒとεｉとに関して作動
する閾値検出器70によりｃを得る。
点が対角線上にある場合の計算はゲイン の単一増幅器72により実施される。
その他の点の計算にはゲイン1/√10即ちsin（Arctan1/
3）の増幅器74と絶対値検出器78とゲイン 即ちcos（Arctan1/3）の増幅器とが用いられる。加算器
はsinξ及びcosξを形成して複合乗算器80に送り、該乗
算器80は＝ε・exp（ｉξ）を供給する。
3）の増幅器74と絶対値検出器78とゲイン 即ちcos（Arctan1/3）の増幅器とが用いられる。加算器
はsinξ及びcosξを形成して複合乗算器80に送り、該乗
算器80は＝ε・exp（ｉξ）を供給する。
第10B図はより概括的な線図を示している。ブロック82
及び84は夫々ａ及びｂの形成回路とεｒ及びεｉの積即
ちｃの形成回路とを表わす。
及び84は夫々ａ及びｂの形成回路とεｒ及びεｉの積即
ちｃの形成回路とを表わす。
データの位相をｋで軸方向へずらしたらアルゴリズム
GEN又はこれと同一の投影原理を用いる他の全てのアル
ゴリズムを次の如く実施し得る。
GEN又はこれと同一の投影原理を用いる他の全てのアル
ゴリズムを次の如く実施し得る。
最も近い軸と直交するｋ成分は残留エコーを表わす。
例えばアルゴリズムSIGNIFを適用する場合はこの成分の
みを使用する。
みを使用する。
式中 である。
下記の如くこのアルゴリズムの実施を行なえばエコーの
軌道０をたどるベクトルｋが得られる。
軌道０をたどるベクトルｋが得られる。
第11図は前記アルゴリズム(26)を用いる回路のブロック
図であるが、この回路の構成素子は従来のものであるか
又は本明細書の他の部分でも説明されているためここで
は詳述しない。
図であるが、この回路の構成素子は従来のものであるか
又は本明細書の他の部分でも説明されているためここで
は詳述しない。
次に第12図を参照しながらξｋが定数でπ/4に等しい簡
単な特定事例を説明する。これには例えば４点グラフ
（第13A図）及びより一般的なグラフ（例えば対角線上
に位置する点のみを用いてエコーキャンセラの係数の適
応を行ない得る場合には第13B図の如きグラフ）が該当
する。この方法は簡単であるという利点を有するが収束
は緩慢になる。
単な特定事例を説明する。これには例えば４点グラフ
（第13A図）及びより一般的なグラフ（例えば対角線上
に位置する点のみを用いてエコーキャンセラの係数の適
応を行ない得る場合には第13B図の如きグラフ）が該当
する。この方法は簡単であるという利点を有するが収束
は緩慢になる。
この場合はｋを２分する必要はなく、適応アルゴリズ
ム(21)を使用すればこの角度ｋの値が直接求められ
る。
ム(21)を使用すればこの角度ｋの値が直接求められ
る。
このアルゴリズムは角度▲θ′ ｋ▼＋π/4を算出せし
め、一度に２つの役割、即ちチャネルの位相推移の計算
とデータの軸上への転移とを果たす。このシステムは第
12図の単線ブロック図に従い簡略化し得る。
め、一度に２つの役割、即ちチャネルの位相推移の計算
とデータの軸上への転移とを果たす。このシステムは第
12図の単線ブロック図に従い簡略化し得る。
このシステムではξ＝＋π/4でありエコー消去は位相調
整後に実現される。観察される信号ｙｋは回転ｋによ
って信号ｋ ＝ｙｋexp（ｉｋ） に変換される。
整後に実現される。観察される信号ｙｋは回転ｋによ
って信号ｋ ＝ｙｋexp（ｉｋ） に変換される。
エコー消去後に得られる回転した「本来の」信号は次式
により別の方法で計算される。
により別の方法で計算される。
この場合推定されるエコーベクトル は回転した実エコーベクトル0expi（▲θ′ ｋ▼＋π/
4）に従いエコー軌道０ 自体には従わない。このエコーキャンセラではπ/4だけ
増大した遠隔データ伝送チャネルの位相ズレを考慮す
る。
4）に従いエコー軌道０ 自体には従わない。このエコーキャンセラではπ/4だけ
増大した遠隔データ伝送チャネルの位相ズレを考慮す
る。
位相修正用適応アルゴリズムは受容する複素信号ｋの
２つの成分からｋを決定する素子22と複合乗算器24と
を含むループで使用される。
２つの成分からｋを決定する素子22と複合乗算器24と
を含むループで使用される。
前記乗算器は −回線から信号ｙｋ（ノイズｎｋをも含み得る）、及び −素子22からの信号exp（ｉｋ）を受容する。
該乗算器24の出力信号ｋは次いでエコーキャンセラで
処理される。このキャンセラはSIGNIDのアルゴリズムSI
GNIFを用いるにすぎない場合は従来の一般的構造を有す
る。ｋ 決定素子22は例えば第14図に示されている構造を有
し得る。第14図でも第12図と同一の素子には同一の符号
を付した。
処理される。このキャンセラはSIGNIDのアルゴリズムSI
GNIFを用いるにすぎない場合は従来の一般的構造を有す
る。ｋ 決定素子22は例えば第14図に示されている構造を有
し得る。第14図でも第12図と同一の素子には同一の符号
を付した。
素子22は夫々ｋの実数成分▲ｅr k▼と虚数成分▲i k
▼と32に供給する素子30ａ又は30ｂを含んでいる。回路
32は２つの入力値のいずれが大きいかを決定し、それに
基づいて２つの適応経路のいずれか一方を妥当とする。
各適応経路は閾値回路34ａ又は34ｂ（▲r k▼に対応す
る経路では逆転器36の前）と乗算器38ａ又は38ｂとを含
む。これら乗算器は夫々 ▲i k▼の符号を付した▲r k▼ ▲r k▼の符号を付した▲i k▼ を供給すべく載置される。
▼と32に供給する素子30ａ又は30ｂを含んでいる。回路
32は２つの入力値のいずれが大きいかを決定し、それに
基づいて２つの適応経路のいずれか一方を妥当とする。
各適応経路は閾値回路34ａ又は34ｂ（▲r k▼に対応す
る経路では逆転器36の前）と乗算器38ａ又は38ｂとを含
む。これら乗算器は夫々 ▲i k▼の符号を付した▲r k▼ ▲r k▼の符号を付した▲i k▼ を供給すべく載置される。
２つの結果のうち前記切替回路32によって妥当と認めら
れることにより得られた方の結果にはプログラム可能乗
算器40によってパラメータγが掛けられる。その積、例
えば▲r k▼（▲i k▼の符号）は加算器42によってメ
モリ44に記憶されているｋの先行値に加えられる。回
路46は従来形のものであり、乗算器22に与えるためのex
p（ｉｋ）を一連のｋの値から発生せしめる。
れることにより得られた方の結果にはプログラム可能乗
算器40によってパラメータγが掛けられる。その積、例
えば▲r k▼（▲i k▼の符号）は加算器42によってメ
モリ44に記憶されているｋの先行値に加えられる。回
路46は従来形のものであり、乗算器22に与えるためのex
p（ｉｋ）を一連のｋの値から発生せしめる。
このシステム適応ロセスは従来のキャンセラのプロセス
と同様であり、場合によっては見習い段階（phase d′
apprentissage）を含む。また、データが未だ軸に到達
していない場合にはより急速な収束を与えるアルゴリズ
ムSIを最初に使用し、次いでSIGNIFを用いてエコー消去
を実現することも可能である。
と同様であり、場合によっては見習い段階（phase d′
apprentissage）を含む。また、データが未だ軸に到達
していない場合にはより急速な収束を与えるアルゴリズ
ムSIを最初に使用し、次いでSIGNIFを用いてエコー消去
を実現することも可能である。
要約すればこの投影法原理は残留エコーを簡単に且つ大
幅に減少せしめる。この原理の有効性は複素データ信号
の成分の１つ、実数成分又は虚数成分がゼロであり、そ
のため対応軸上で前記信号によるエコーキャンセラの適
応の妨害が生じることはないという事実に存する。ま
た、この状態を実現するのに必要な素子は必要な受信部
材の代りとなるため構造がより複雑化されることもな
い。
幅に減少せしめる。この原理の有効性は複素データ信号
の成分の１つ、実数成分又は虚数成分がゼロであり、そ
のため対応軸上で前記信号によるエコーキャンセラの適
応の妨害が生じることはないという事実に存する。ま
た、この状態を実現するのに必要な素子は必要な受信部
材の代りとなるため構造がより複雑化されることもな
い。
一般的には、この投影原理は誤差信号を扱う場合に収束
を解実に生起せしめる。16点グラフの場合は全ての点を
考慮すれば急速な収束が得られるが、必ずしもその必要
はない。
を解実に生起せしめる。16点グラフの場合は全ての点を
考慮すれば急速な収束が得られるが、必ずしもその必要
はない。
複雑度のより低いSIGNIFは常に満足な結果をもたらす。
図面の簡単な説明 −第１図は前述の如く端末部分にエコーキャンセラが具
備された先行技術のデータ伝送システムの原理を示す簡
略説明図である。
備された先行技術のデータ伝送システムの原理を示す簡
略説明図である。
−第２図及び第３図は任意の複素データ（第２図）と全
くの虚データ（第３図）とに関する残留エコーerを示す
幾何学的説明グラフである。
くの虚データ（第３図）とに関する残留エコーerを示す
幾何学的説明グラフである。
−第４図は記号のアルゴリズムを用いた場合（実線曲線
SI）、及び本発明のアルゴリズムの１つを用いた場合
（点線曲線）のノイズ減少状態を増分ピッチμの関数と
して示すグラフである。
SI）、及び本発明のアルゴリズムの１つを用いた場合
（点線曲線）のノイズ減少状態を増分ピッチμの関数と
して示すグラフである。
−第５図はアルゴリズムE,SI,SI′及びSURAXにおける係
数の２進長さ（longueur binaire）とアルゴリズムSIGN
IFにおける係数の２進長さとの差を、S/B＝20dBの場合
の−R/Sの関数として示す曲線グラフである。
数の２進長さ（longueur binaire）とアルゴリズムSIGN
IFにおける係数の２進長さとの差を、S/B＝20dBの場合
の−R/Sの関数として示す曲線グラフである。
−第６図は位相θｋの適応ループと、ξｋを決定せしめ
るループと、キャンセラの係数の適応とを用いて機能す
る一般的アルゴリズムの構成を示す説明図である。
るループと、キャンセラの係数の適応とを用いて機能す
る一般的アルゴリズムの構成を示す説明図である。
−第７図はξｋ＋θｋの選択法を示すグラフである。
−第８図は位相補償ループがｋをいずれかの軸線上に
配置すべく回転させる時の方向を示すグラフである。
配置すべく回転させる時の方向を示すグラフである。
−第９図は一般的な場合における位相θｋ適応アルゴリ
ズムを示す説明図である。
ズムを示す説明図である。
−第10A図及び第10B図は16点QAMグラフの場合のデジタ
ル位相ξｋ決定法を示す２つの等価説明図である。
ル位相ξｋ決定法を示す２つの等価説明図である。
第11図は本発明の作動モードの１つに従うエコーキャン
セラの係数の適応を示す説明図である。
セラの係数の適応を示す説明図である。
−第12図はデータが対角線上におかれるグラフの場合の
本発明のエコーキャンセラの位相補償ループの基本構造
を示す第１図の一部分と類似の説明図である。
本発明のエコーキャンセラの位相補償ループの基本構造
を示す第１図の一部分と類似の説明図である。
−第13A図及び第13B図は夫々対角線上に点が配置され
た、即ちξｋがπ/4に等しい４点グラフ及び16点グラフ
である。
た、即ちξｋがπ/4に等しい４点グラフ及び16点グラフ
である。
−第14図は第12図に対応する特定モードに従う位相適応
ループの詳細線図である。
ループの詳細線図である。
Claims (8)
- 【請求項１】同一伝送媒体を介してローカルデータ信号
ａｋを送信するローカルステーションと遠方端データｄ
ｋを送信するリモートステーションとの間でQAM又は位
相変調を用いて両方向同時データ伝送を行なうシステム
のためのアダプテイブエコーキャンセラであって、実効
エコーの推定値σｋを供給するためのものであり、適応
アルゴリズムが次式Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｅｋ） ［式中μは所定の増分ピッチ、▲* k▼はローカルデー
タ信号の共役値、ｅｋはエコーを除去したクリーン信
号、ｆは所定関数である］で示される係数ベクトルを有
するアダプテイブデジタルフイルタと、該フイルタの出
力信号σｋを前記伝送媒体を介して到達する信号ｙｋか
ら差引く手段ことによってはクリーン信号ｅｋを計算す
るための減算手段とを有し、前記フイルタが前記減算手
段の出力におけるエコー除去されたクリーン信号ｅｋか
ら遠方端データｄｋと直交する有効ベクトル成分のみを
抽出するべく構成された係数適応手段を有することを特
徴とするアダプテイブエコーキャンセラ。 - 【請求項２】同一伝送媒体を介してローカルデータ信号
ａｋを送信するローカルステーションと遠方端データｄ
ｋを送信するリモートステーションとの間でQAM又は位
相変調により両方向同時データを行なうシステムのため
のアダプテイブエコーキャンセラであって、実効エコー
の推定値σｋを出力に送出するためのものであり、係数
ベクトルＣの適応アルゴリズムが次式Ｋ＋１ ＝ｋ＋μ▲* k▼・ｆ（ｋ） ［式中μは所定の増分ピッチ、▲* k▼はローカルデー
タ信号の共役値、ｋは位相をずらしたエコー除去後の
クリーン信号、ｆは所定の関数である］で示されるアダ
プテイブデジタルフイルタと、該フイルタの出力信号σ
ｋを前記伝送媒体を介して到達するエコーを含む信号か
ら差引くことによってクリーン信号ｋを計算するため
の減算手段と、前記伝送媒体と前記減算手段との間に直
列に設けられており、全ての遠方端データｄｋの位相を
少なくとも前記遠方端データｄｋのいくつかを純粋な実
数又は実数成分のない純粋な虚数とするように選らばれ
た同一角度だけずらすためのアダプテイブ位相修正回路
とを有しており、前記アダプテイブ位相修正回路は、QA
M又は位相変調によって許された限られた数の条件の中
から所定の条件を有している全ての前記遠方端データが
前記位相シフト後に実質的に実数又は虚数である信号
ｋを前記減算手段へ送出し、前記クリーン信号ｋに同
一な位相シフトを与えるべく設けられたことを特徴とす
るアダプテイブエコーキャンセラ。 - 【請求項３】符号関数ｆは前記遠方端データに直交する
ｅｋのベクトル成分の符号を使用することを特徴とする
請求の範囲１に記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項４】軸上に移動されたデータの場合は関数ｆは
ｋの符号であることを特徴とする請求の範囲２に記載
のエコーキャンセラ。 - 【請求項５】前記位相修正回路が前記減算手段の出力と
前記伝送媒体からのデータを受容する乗算器との間に配
置された１次のデジタル位相ロックループを含むことを
特徴とする請求の範囲２に記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項６】前記ループが前記減算手段の前記出力での
複素信号の実数成分及び虚数成分から位相を決定するた
めの素子を含み、該素子が次式ｋ＋１ ＝ｋ＋γf1（ψｋ） ［式中ｋは位相シフトの前記同一角度、γは正の適応
パラメータ、f1は所定関数、ψｋは少なくとも遠方端デ
ータのいくつかを実数又は虚数するために必要な角度で
あり、実数軸と虚数軸のうちｋと最も近い軸とｋと
のなす角度である］で示されるアルゴリズムに従い作動
することを特徴とする請求の範囲５に記載のエコーキャ
ンセラ。 - 【請求項７】f1がψｋに比例することを特徴とする請求
の範囲６に記載のキャンセラ。 - 【請求項８】Ｓを前記遠方端データの強さとした場合、
γが に逆比例する値を有することを特徴とする請求の範囲７
に記載のエコーキャンセラ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8308713 | 1983-05-26 | ||
| FR8308713A FR2546693B1 (fr) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | Annuleur d'echo a filtre numerique adaptatif pour systeme de transmission |
| PCT/FR1984/000140 WO1984004858A1 (fr) | 1983-05-26 | 1984-05-25 | Annuleur d'echo a filtre numerique adaptatif pour systeme de transmission |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60501438A JPS60501438A (ja) | 1985-08-29 |
| JPH0738602B2 true JPH0738602B2 (ja) | 1995-04-26 |
Family
ID=9289195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59502219A Expired - Lifetime JPH0738602B2 (ja) | 1983-05-26 | 1984-05-25 | アダプテイブデジタルフイルタを用いる伝送システム用エコ−キヤンセラ |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4852081A (ja) |
| EP (1) | EP0127544B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0738602B2 (ja) |
| AT (1) | ATE43213T1 (ja) |
| CA (1) | CA1224254A (ja) |
| DE (1) | DE3478268D1 (ja) |
| FR (1) | FR2546693B1 (ja) |
| WO (1) | WO1984004858A1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01254024A (ja) * | 1988-04-02 | 1989-10-11 | Hitachi Ltd | Ａ／ｄ変換器 |
| US5388092A (en) * | 1989-06-27 | 1995-02-07 | Nec Corporation | Echo canceller for two-wire full duplex digital data transmission |
| US5668794A (en) * | 1995-09-29 | 1997-09-16 | Crystal Semiconductor | Variable gain echo suppressor |
| US6052462A (en) * | 1997-07-10 | 2000-04-18 | Tellabs Operations, Inc. | Double talk detection and echo control circuit |
| KR100329427B1 (ko) * | 1999-07-16 | 2002-03-20 | 손경식 | 스테레오 음향반향 제거기 및 그 제거방법 |
| US6934387B1 (en) * | 1999-12-17 | 2005-08-23 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for digital near-end echo/near-end crosstalk cancellation with adaptive correlation |
| KR100735277B1 (ko) * | 2003-07-30 | 2007-07-03 | 삼성전자주식회사 | 광대역 무선 접속 통신 시스템에서 레인징 방법 |
| US7065207B2 (en) * | 2003-09-11 | 2006-06-20 | Freescale Semiconductor, Inc. | Controlling attenuation during echo suppression |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1115559B (it) * | 1978-08-29 | 1986-02-03 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Procedimento e dispositivo per la cancellazione numerica dell eco |
| NL7902053A (nl) * | 1979-03-15 | 1980-09-17 | Philips Nv | Echocompensator voor homochrone data overdrachtssyste- men. |
| DE2921780C3 (de) * | 1979-05-29 | 1982-02-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Übertragung von Daten über eine Zweidrahtleitung |
| FR2460075B1 (fr) * | 1979-06-22 | 1988-12-09 | Cit Alcatel | Annuleur d'echo adaptatif pour transmission de donnees en duplex |
| FR2479617A1 (fr) * | 1980-03-26 | 1981-10-02 | Trt Telecom Radio Electr | Annuleur d'echo pour signal d'echo a phase variable |
| DE3173306D1 (en) * | 1981-09-08 | 1986-02-06 | Ibm | Data receiving apparatus with listener echo canceller |
| US4682358A (en) * | 1984-12-04 | 1987-07-21 | American Telephone And Telegraph Company | Echo canceller |
-
1983
- 1983-05-26 FR FR8308713A patent/FR2546693B1/fr not_active Expired
-
1984
- 1984-05-25 AT AT84401082T patent/ATE43213T1/de not_active IP Right Cessation
- 1984-05-25 WO PCT/FR1984/000140 patent/WO1984004858A1/fr unknown
- 1984-05-25 CA CA000455140A patent/CA1224254A/fr not_active Expired
- 1984-05-25 DE DE8484401082T patent/DE3478268D1/de not_active Expired
- 1984-05-25 JP JP59502219A patent/JPH0738602B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1984-05-25 US US07/083,937 patent/US4852081A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-05-25 EP EP84401082A patent/EP0127544B1/fr not_active Expired
Also Published As
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| FR2546693B1 (fr) | 1985-08-30 |
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| EP0127544B1 (fr) | 1989-05-17 |
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| US4852081A (en) | 1989-07-25 |
| ATE43213T1 (de) | 1989-06-15 |
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