JPS6167331A - エコ−除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去装置に関する。

（従来技術とその問題点） ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクションズ・オンーアク
ースティクス慟スピーチ・アンド・シグナルゆプロセッ
シング（ＩＥＥＢＴＲ，ＡＮ８ＡＣＴＩＯＮ８　ＯＮ　
ＡＣＯＵ８ＴＩＣｉ９．５ＰＥＥＣＨ，ＡＮＤＳＩＧＮ
ＡＬ　ＰＲＯＣＥ８８ＩＮＧ　）　２７巻６号、１９７
９年。

７６８〜７８１ページ）ｏエコーキャンセラハ、エコー
のインパルス応答の長さ分の係数タップを持つ適応型フ
ィルタを用いて送出データ系列に対応した擬似エコー（
エコーレプリカ）を生成することにより、２　ｉ１／　
４　線変換回路にて、送信回路から受信回路に漏れ込む
エコーを抑圧するように動作する。この時、適応フィル
タの各タップ係数は、エコーと受信信号が混在！た混在
信号からエコーレプリカを差引いた誤差信号と送出デー
タとの相関をとることにより遂次修正される。このよう
な適応フィルタの係数修正即ちエコーキャンセラの収束
アルゴリズムとしては、前記参考文献に記載されておυ
、その代表的なものとして、ストキャーステイク・イタ
レージ四ン・アルゴリズム（５ｔｏｃｈａｓｔｉｃ　１
ｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　）　　とサイ
ン・アルゴリズム（ｓｉｇｎ　ａｌｇｏｒｔｈｍ　）が
知られている０ここで、エコーキャンセラのエテップ化
の実現を図る場合には、最近著しい進歩をとけているデ
ィジタル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。

この時前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタ
を用いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（
＾／Ｄ）変換器及びディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変
換器が必要となるコこのうちＤ／Ａ変換器の所要ビット
数は、システムの要求条件から定まシ１例えば加入者線
への応用では１２ピット程度必要となる。一方、Ａ／Ｄ
変換器の所要ピット数は、システム条件のみならず前述
のエコーキャンセラの収束アルゴリズムにも依存する。

例えば加入者線への応用では、ストキャーステイク・イ
タレージ箇ン・アルゴリズムを採用すると８ビット程度
必要なのに対し、サイン・アルゴリズムでは、１ビツト
ですむという特長がある。ハードウェア規模を小さくす
る点から言えば、後者のアルゴリズムを採用するのが有
利であることは明らかである。

しかしながら、サイン・アルゴリズムは収束時間が長い
という欠点がある。また、伝送路符号として、例えばバ
イフェーズ符号のような２値打号′を使用した場合に、
残音エコー（エコーとエコーレプリカとの差）レベルを
受信信号レベル以下にするためには、１ピツ）　Ａ／Ｄ
変換器（符号検出器）の入力信号にランダム雑音を付加
すると共に、受信信号レベルに応じて、このランダム雑
音の振幅を制御する必要がある０従って、ノ・−ドウエ
ア規模が大きくなるという欠点が６りた昏 （発明の目的） そこで、本発明の目的は、収束時間が短かくかつハード
ウェア規模の小さいエコー除去装置金提供することにあ
る０ （発明の構成） 本発明は、２線／４巌変換回路の４線側にて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信信号
を入力としエコーレプリカを生成するためのアダプティ
ブ・フィルタと、該受信回路にて得られる受信信号と該
エコーとから成る混在信号と該エコーレプリカとの差を
得るだめの減算器と、該減算器の出力信号の符号と該エ
コーレプリカの符号とを乗算するための乗算器と、該乗
算器の出力を平均化するための平均化回路と、該平均化
回路に供給されるクロックを停止するためのクロ、り禁
止手段とを少なくとも具備し、該平均化回路の出力の絶
対値の大きさに応じて該アダプティブ・フィルタのタッ
プ係数修正量の大きさを適応的に変化させると共に、該
送信信号が無信号になる時間区間のみ該クロック禁止手
段により、該平均化回路の動作を停止させるように構成
したことを特徴とする。

（発明の原理） 本発明は、エコーレプリカの符号と、誤差信号にエコー
−エコーレプリカ士受信信号）の符号と（２）相ｇｔ＋
＞！、’２４留エコー（＝エコーーエコーレプリカ）レ
ベルに応じて変化することに注目し、前記相関値の大き
さに応じてアダプティブ・フィルタのタップ係数の修正
量を適応的に変化させることにより収束時間の短縮を可
能くする。この時、バースト状（１信号有り”と＠信号
無し”の時間区間が交互でかつ周期的）に発生された送
信信号の無信号区間において、誤差信号のΦには、エコ
ーもエコーレプリカも含まれておらず、受信信号のみの
成分となるコ従って、相関器の一方の入力である誤差信
号の符号は、受信信号の符号に一致するから、所望の相
関値が得られないという問題が生じる。そこで、送信信
号をバースト状に変換するための各種タイミング信号を
発生する伎能をもつ送信側制御部から発生される無信号
区間のりイミング信号を利用して、送出信号が無信号で
ある区間は相関器の動作を停止させるように構成し、正
確な相関値を得ることができるようにした点が本発明の
ポイントである。また、相関器として、乗算器、平均化
回路及び絶対値を得る手段を用いて構成することにより
回路の簡単化を図っている。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

ここで第１図の回路は、２線伝送路２０を介して対向で
接続されているものとする。加入者クープルを対象とす
れば、一方は局側に、一方は加入者側に設置される。こ
こでは、説明を簡単にするために、ベースバンド伝送を
仮定し、第１図を加入者側回路として説明する。

第１図において、入力端子ＩＫは２値データ系列が供給
され入力バッファ−２に入力される０人力バッファー２
の出力は送信部３及びアダプティブ・　ディジタルフィ
ルタ６に供給される０送信部３にて２値データ系列は伝
送路符号に変換されノ・イブリッド・トランス４を介し
て２＠伝送路２０に送出される。アダプティブ・ディジ
タルフィルタ６には入カパッフアー２の出力及び乗算器
１５の出力が供給されており、このアダプティブ・ディ
ジタルフィルタ６はハイブリッド・トランス４のインピ
ーダンス不整合により生じるエコーに対応したエコーレ
プリカを生成する。アダプティブ・ディジタルフィルタ
６の出力はＤ／Ａコンバータ７及び符号抽出回路１０に
供給されるＯＤ／Ａコンバータにより、アダプティブ・
ディジタルフィルタ６の出力であるエコーレプリカ轄ア
ナログ信号に変換されて減算器８の一方の入力として供
給される〇一方、送信部３にて発生された送信信号のエ
コー成分はハイブリッドトランス４を介してローパス・
フィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。さらに第１図の回
路に対向した相手側から送出された受信信号は、２線伝
送路２０及びハイブリッド・トランス４を介してローパ
ス・フィルタ５に供給されるロローパス・フィルタ５に
より、所望の帯域以外の周波数成分を抑圧された信号は
、減算器８の一方の人力に供給される。減算器出力は、
受信部１７及び符号検出器９に供給される。符号検出器
９では、入力信号の符号のみを検出し、その符号は乗算
器１１及び１５に供給される。一方符号抽出回路１０で
は、アダプティブ・ディジタルフィルタ６の出力信号で
ちるエコーレプリカの符号を抽出した後、その符号は乗
算器１１に供給される。乗算器１１にて得られた符号検
出器９の出力と符号抽出器１０の出力との乗算結果は平
均化回路１２に供給された後、絶対値化回路１３により
絶対値に変換されて乗算器１４に供給される。従りて、
乗算器１１．平均化回路１２．絶対値化回路１３から構
成されるブロックは、相関器として動作し乗算器１１に
入力される２つの入力の相関が計算されることになる。

ここで平均化回路１２にはアンドゲート１６を介して動
作クロックが供給されている口また、アンドゲート１６
の他方の入力には制御部１９からのタイミング信号が供
給されている。従りて、平均化回路１２の動作は、制御
部１９から供給されているタイミング信号により決定さ
れ、周期的にオン／オフの動作を繰返す、この平均化回
路１２のオン／オフの動作については後で詳しく述べる
。

絶対値化回路１３の出力信号は乗算器１４にて２α（α
は正の定数）倍された後アダプティブ・ディジタルフィ
ルタ６のタップ修正量として乗算器１５に供給される０
さらに乗算器１５の出力はアダプティブ・ディジタルフ
ィルタ６に供給されている。

一方、減算器８の出力である誤差信号は受信部１７に供
給され伝送路符号から２値のデータ系列に逆変換される
。また、受信部１７ではクロックの抽出、データの識別
、バースト検出などが行なわれ制御部１９に供給される
。さらに受信部１７の出力信号であるバースト状の２値
データ系列は出力バッファ１８に供給され、非バースト
の２値データ系列に迎変換されて出力端子２１に現われ
る。

次に、第１図の各部分の動作について、第２図ｆａｎ、
　（ｂｌ及び第３図（ａｔ〜（ｅ）をか照しながらさら
に詳細に説明する。第２図は、第１図の送信部３におい
て発生される伝送路符号のパルス波形の一例を示したも
のである。第２図（ａ）はＷＡＬ−１あるいはパイ７エ
ーズと呼ばれている符号であり、２値データ＠０”及び
１１１１１に対し、それぞれ図に示すように、１ビット
分の時間幅Ｔ内で完全に直流バランスの取れたパルス波
形を割当てる０第２図（ｂ）は。

ＷＡＬ−２符号と叶ばれる符号であシ、ＷＡＬ−１符号
と同様にＴ内で完全に直流バランスが取れており、かつ
ＷＡＬ−１符号と比べて若干信号スペクトラムが低域に
ずれているという特徴をもっている。

エコーキャンセラ技術を用いて２線双方向デイジタル伝
送を実現する際の伝送路符号としては、第２図（ａｌｌ
　（ｂｌに示すような２値打号がしばしば用いられる。

その理由はアダプティブ・フィルタのタップ係数の個数
は、伝送路符号の直流バランスが良い程少なくてすみ、
従ってハードウェア規模を小さくすることが可能となる
からである０さて、伝送路符号として２値打号を用い、
サイン・アルゴリズムによるエコーキャンセラの収束を
行なう場合、受信信号の存在によりエコーキャンセラの
適応動作が不可能になるという問題か生じる口この問題
を解決するため、従来は誤差信号（＝エコーー二コーレ
プリカ＋受信信号）を１ビツト波子化する際、受信信号
と同レベル程度のランダム雑音を付加した後１ビツト麓
子化を行なうという方法が知られている。本発明では、
この問題を避けるために、送信信号をバースト状に送出
すると共に、対向する装置の各々の送受信回路では、送
受信信号の無信号区間が時間的に重ならないように構成
する方法を採用している。次に送信信号の送出方法につ
いて説明する。

第３図（ａ）〜（ｅ）は、送受信号のタイミングチャー
トを示したものである。同図（ａｔは、送信２値データ
系列であり、Ｆはフレーム長を示す口例えば２値データ
系列のビットレースをｆ。ｂｉｔ／ｓ　、　ｎビ、ト単
位でフレームを組むとすると、Ｆ＝ｎ／ｆ０ｓｅｅとな
る。第３図（ｂｌは、送信信号を示したものでアシ、フ
レーム内のｎビットは圧縮されバースト状に構成される
。ここでは第２図（、）のＷＡＬ−１符号の例を示した
。無信号区間の時間幅をτと仮定すれば、送信信号のビ
ットレートはｆ。／（１−τｆ　ｏ／　ｎ　）　ｂ　ｉ
　ｔ／　ｓとな！り１／（１−τｆｏ／ｎ）倍に上昇す
る０第３図（ａ）の２値データ系列は、第１図の入力端
子１に供給される。第１図の入力バッファ２では制御部
１９の制御信号により入力信号のビットレートをフレー
ム単位で１７（ｌ−τｆｏ／ｎ）倍に上昇させると共に
、無信号区間を区別できる形で出力される口従って入力
バッファー２の出力信号は３値又は、バイナリの２ビ、
トで表現され、送信部３及びアダプティブ・ディジタル
フィルタ６に供給される。送信部３の出力信号が第３図
（ｂｌに対応している。第３図（ｅ）の平均化回路の動
作については後述することにし、同図（ｄＬ　（ｅ）に
ついて、まず説明する。第３図（ｄｌは受信信号のタイ
ミングチャートを示したも、のであシ、送受信信号の各
々の無信号区間が重なり合わないように同期させる。

第３図（ｄ）の無信号区間では、受信信号は無信号状態
となるから、サイン・アルゴリズムによるアダプティブ
・フィルタの収束に際し、その適応動作が保障されるこ
とになる。第３図（ｅ）は受信２値データ系列を示した
ものであり、受信信号の信号有シの区間のデータを識別
し、ビットレートを（１−τｆ０／ｎ）倍に下降させ１
元のピッ−トレードｆ　に戻して、出力する。第３図（
ｅｌの受信２値デ〇 一夕系列は第１図の出力端子２１に現われることになる
。第１図の出力パッファ−１８では、制御回路１９０制
御信号によりバ−スト状の信号が非バースト状の２値デ
ータ系列に戻される。なお、入力バッファー２及び出力
バッファ−１８は、例えばファースト・イン・ファース
ト・アウトと呼ばれるディジタル素子を利用すれば容易
に実現できる。次にエコーキャンセラの動作について詳
細に説明する〇 第１図において、アダプティブ・ディジタルフィルタ６
＊　　Ｄ／Ａコンバータ７、減算器８．符号検出回路９
及び乗算器１５により構成される閉ループ回路は、減算
器８の出力信号に含まれているエコー成分を小さくする
ように適応動作する。この適応動作はアダプティブ・デ
ィジタルフィルタ６のタップ係数を更新することによ゛
シ実現されるロー回当りの各タップ係数の修正量の大き
さは、乗算器１５の出力信号の絶対値に一致している０
第１図において、符号抽出回路１０１乗算器１１゜平均
化回路１２．絶対値化回路１３及び乗算器１４を削除し
１乗算器１４から供給されている乗算器１５０入力を２
αとすれば、従来のサイン・アルゴリズムと一致する。

その理由は減算器８の出力信号即ち誤差信号をフィード
・バックする際、符号検出回路９により誤差信号の符号
情報のみをフィード・バックしているからである。本発
明は、従来の構成と異なシ、第１図に示したように、絶
対値化回路１３の出力信号をタップ係数の修正量として
利用する構成となりているから、符号情報Ｋｍみづけし
た値がアダプティブ・ディジタルフィルタ６にフィード
・バックされることになる。

従って乗算器１１．平均化回路１２及び絶対値化回路１
３から成る相関器の出力値は残留エコーが大きい場合に
は大きな値、残留エコーが小さい場合には小さな値とな
るので、従来のサイン・アルゴリズムと比較して収束時
間を大幅に短縮することが可能となる。

ここで、第１図の平均化回路１２には、アンド・ゲート
１６を介してクロック信号が供給されており、その動作
は以下のよプに現定される。即ち、アンド・ゲー）１６
には制御回路１９から供給される制御信号が加えられ、
この制御信号により平均化回路１２のオン／オフ動作が
決定される。平均化回路１２の動作のタイミングチャー
トを第３図（ｃｌ　Ｋ示す。同図に示すように平均化回
路１２は、１フレーム内で送信信号が有りの時間区間の
み動作し、送信信号が無信号となる時間区間ではその動
作を停止する。この平均化回路１２のオン／オフ動作は
制御回路１９からアンド・ゲート１６に供給されている
１ｉｌＪ御信号を＠１″／＠０”にすることにより実現
されている口このように、平均化回路１２の動作をオン
／オフする理由は、送信信号が無信号となる時間区間で
は、エコー自体が存在しないから、誤差信号にエコーが
含まれないことになシ、誤差信号の符号とエコーレプリ
カの符号との相関をとる意味がなくなるからである。第
１図に示した本発明の一実施例の構成によれば、送信信
号が無信号となる時間区間では平均化回路１２の出力信
号は、その動作がオフとなる直前の値を保持しているか
ら、乗算器１１．平均化回路１２及び絶対値化回路１３
から成る相関器は、正確に動作し、正しい相関値が得ら
れることになる〇なお、以上の説明では伝送路符号とし
て２値打号を利用した例を示したが、バイポーラ符号の
ような３値打号あるいは多値符号にも本発明が適用でき
ることは明らかである。この場合にも送信信号をバース
ト状に変換し無信号区間において平均化回路の動作を停
止するように構成すれば良い。

この時第１図において送信部３と受信部１７の構成を採
用した伝送路符号に対応して変形すれば容易に実現でき
る。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれば、送信信号を
一定のフレーム周期にてバースト状に変換することくよ
）、無信号区間を生成すると共に、同様の変換を施され
た受信信号の無信号区間を利用したエコーキャンセラの
適応動作が可能となる。

従って、サイン・アルゴリズムを実現する際、従来必要
とされたランダム雑音を付加する回路が不要となるから
ハードウェア規模を小さくすることが可能となる。また
、誤差信号の符号とエコーレプリカの符号との相関値を
用いて、アダプティブ・フィルタのタップ修正量の大き
さを適応的に変化させることにより、従来のサイン・ア
ルゴリズムに比べて大幅な収束時間の短縮を実現するこ
とが可能となる。この時、本発明によれば、送信信号が
無信号となる時間区間にて、平均化回路の動作を停止す
ることにより正確な相関値を得ることができるから、更
に収束時間の短縮が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａｔ、　（ｂ）は伝送路符号のパルス波形の一例、第
３図（ａ）〜（ｅｌは１第１図のタイミングチャートを
示したものである０ 図において１は入力端子、２は入カッ（ツ７アー、３は
送信部、４は）・イブリッド回路、５はローノくス・フ
ィルタ、参照６はアダプティブ・ディジタＡ／フィルタ
、７はＤ／Ａコンバータ、８は減算器、９は符号変換器
、１０は符号抽出器、１１，１４及び１５は乗算器、１
２は平均化回路、１３は絶対値化回路、１６はアンド・
ゲート、１７は受信部、１８は出力パッファ−１１９は
制御部、２０は２線伝送路、２１は出力端子をそれぞれ
示すＯＮ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　−１
−！− ）Ｊ＝Ｉ　　　Ｇ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
   へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装置であって、
   送信信号を受けエコーレプリカを生成するためのアダプ
   ティブ・フィルタと、該受信回路にて得られる受信信号
   と該エコーとから成る混在信号と該エコーレプリカとの
   差を得るための減算器と、該減算器の出力信号の符号と
   該エコーレプリカの符号とを乗算するための乗算器と、
   該乗算器の出力を平均化するための平均化回路と、送信
   信号が無信号となる区間を検出し該区間において前記平
   均化回路に供給されるクロックを停止するクロック禁止
   手段と、該平均化回路の出力の絶対値の大きさに応じて
   該アダプティブ・フィルタのタップ係数修正量の大きさ
   を適応的に変化させ前記アダプティブ・フィルタに供給
   する手段とを備えたことを特徴とするエコー除去装置。