JP2005094648A - エコーキャンセラ、双方向伝送方式及び受信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 等化器及び自動利得制御増幅器のダイナミックレンジを十分生かすエコーキャンセラ、近端漏話キャンセラを提供する。
【解決手段】 エコーキャンセラのループ中にエコー量演算部１１３、等化器１０３及び自動利得制御増幅器１０４を含ませる。また、エコーキャンセラと並列に近端漏話キャンセラのループを配置し、そのループに近端漏話量演算部１２４、等化器１０３及び自動利得制御増幅器１０４を含ませる。また、エコーキャンセラ及び近端漏話キャンセラの後段に多段接続された遠端漏話キャンセラを配置する。
【選択図】 図４

Description

本発明は、双方向通信においてエコーをキャンセルするためのエコーキャンセラ、双方向多重通信において他伝送路からの近端漏話（nearest end cross talk;ＮＥＸＴ）をキャンセルする近端漏話キャンセラ及び双方向多重通信において遠端漏話（farthest end cross talk;ＦＥＸＴ）をキャンセルするための遠端漏話キャンセラ並びにこれらを備える受信回路に関する。

双方向通信を行うと、送信信号が受信信号に漏れ込むことによりエコーが発生する。このようなエコーをキャンセルするものとして、エコーキャンセラが提案されている（例えば、特許文献１乃至５）。

また、複数の双方向伝送路が併存すると、他伝送路の近端の送信側で発生する信号及び他伝送路の遠端の送信側で発生する信号が自伝送路の受信信号に漏れ込み、近端漏話及び遠端漏話が発生する。このような近端漏話をキャンセルするものとして、近端漏話キャンセラが提案され、このような遠端漏話をキャンセルするものとして、遠端漏話キャンセラが提案されている。

従来のエコーキャンセラは、例えば、図１に示すような構成を有する。

図１を参照すると、エコーキャンセラは、エコー量演算部９０３及び減算器９０４を備える。減算器９０４は、ハイブリッド部９０３から供給される受信信号からエコー量演算部９０３から供給されるエコー予測信号を減算し、エコーが削減された信号を出力する。エコー量演算部９０３は、減算器９０４の出力信号及び送信信号発生器９０１の出力信号を基にエコー予測信号を生成する。
特開平６−２１８５０号公報 特開平５−２８４０６６号公報 特開昭６１−２６３３３０号公報 特開２００２−１４２００８号公報 特開平１０−５６４０７号公報

一般に受信回路は、伝送路での波形歪みを補正する等化器及び伝送路での減衰を補償するための自動利得制御増幅器を有する。そして、波形等化された信号は、波形等化されていない信号に比べ、波形が整っているため、等化器よりも後段に自動利得制御増幅器を配置する。

等化器をエコーキャンセラの前段に配置すると、エコーが残存している信号を等化器が扱うこととなり、等化器が波形を十分に等化することができなくなってしまう。一方、等化器をエコーキャンセラの後段に配置すると、波形等化されていない信号をエコーキャンセラが扱うこととなる。このような場合、波形が歪んでいるためにピークツーピーク値が大きくなっている信号をエコーキャンセラが扱うこととなり、エコーキャンセラのダイナミックレンジを十分利用できないこととなる。

図２（ａ）に示すように、自動利得制御増幅器を等化器の後段に配置し、エコーキャンセラを自動利得制御増幅器の後段に配置すると、十分に波形等化されておらず、且つ、エコーがキャンセルされていない信号の自動利得制御増幅を行うこととなる。こうすると、せっかく自動利得制御増幅器で信号のレベルを一定値にしても、エコーキャンセラでその信号のレベルが変化し、自動利得増幅器を設けた意味が無くなってしまう。また、図２（ｂ）に示すように、自動利得制御増幅器のための振幅測定点をエコーキャンセラの後段に配置すると、自動利得増幅器が飽和してしまう場合が生ずる。

図２（ｃ）に示すように、エコーキャンセラを等化器の後段に配置し、自動利得制御増幅器をエコーキャンセラの後段に配置すると、等化器及びエコーキャンセラは、振幅が不十分な信号に対して等化及びエコーキャンセルを行う場合が生じ、等化器及びエコーキャンセラのダイナミックレンジを十分に生かせないこととなってしまう。

図２（ｄ）に示すように、等化器をエコーキャンセラの後段に配置し、自動利得制御増幅器を等化器の後段に配置すると、エコーキャンセラを等化器の後段に配置し、自動利得制御増幅器をエコーキャンセラの後段に配置する場合と同様に、等化器及びエコーキャンセラは、振幅が不十分な信号に対して等化及びエコーキャンセルを行う場合が生じ、等化器及びエコーキャンセラのダイナミックレンジを十分に生かせないこととなってしまう。

図１に示すエコーキャンセラにおいて、送信信号発生器９０１は、自系列の送信信号発生器であるが、これが他系列の送信信号発生器に置き換わったものが、近端漏話キャンセラである。従って、近端漏話キャンセラについても、上記問題点は同様である。

そこで、本発明は、等化器及び自動利得制御増幅器のダイナミックレンジを十分生かすことを可能とするエコーキャンセラを提供することを目的とする。

また、本発明は、等化器及び自動利得制御増幅器のダイナミックレンジを十分生かすことを可能とするエコーキャンセラを含む受信回路を提供することを目的とする。

本発明の第１の観点によれば、受信信号から予測エコー信号を減算する減算器と、前記減算器の出力信号を等化する等化器と、前記減算器の出力信号のレベルを所定値にする自動利得制御増幅器と、前記減算器から出力され、前記自動利得制御増幅器及び前記等化器を通った信号と送信信号を基に前記予測エコー信号を生成するエコー量演算部と、を備えることを特徴とするエコーキャンセラが提供される。

本発明の第１の観点によるエコーキャンセラにおいて、前記減算器、前記自動利得制御増幅器及び前記等化器はアナログ回路であり、前記エコー量演算部はデジタル回路であり、前記エコー量演算部の出力端子と前記減算器の入力端子との間にデジタル−アナログ変換器を備え、前記自動利得制御増幅器の出力端子と前記エコー量演算部の入力端子との間にアナログ−デジタル変換器を備えていてもよい。

本発明の第２の観点によれば、本発明の第１の観点によるエコーキャンセラと、前記デジタル−アナログ変換器及び前記アナログ−デジタル変換器により生じる遅延時間だけ前記送信信号を遅延させる遅延回路を備えることを特徴とする双方向伝送方式が提供される。

本発明の第３の観点によれば、エコーキャンセラと、前記アナログ−デジタル変換器の出力信号と他チャンネルの送信号を基に予測近端漏話信号を生成する近端漏話量演算部と、を備え、前記減算器は前記受信信号から前記予測エコー信号及び前記予測近端漏話信号を減算することを特徴とする受信回路が提供される。

本発明の第１の観点によるエコーキャンセラは、前記アナログ−デジタル変換器の出力信号から第２の予測エコー信号を減算する第２の減算器と、前記第２の減算器の出力信号と前記送信号を基に前記第２の予測エコー信号を生成する第２のエコー量演算部と、を更に備えていてもよい。

本発明の第４の観点によれば、本発明の第１の観点によるエコーキャンセラと、前記第２の減算器の出力信号と前記他チャンネルの前記送信信号を基に第２の予測近端漏話信号を生成する第２の近端漏話量演算部と、を備え、前記アナログ−デジタル変換器の出力信号から前記第２の予測エコー信号及び前記第２の予測近端漏話信号を減算することを特徴とする受信回路が提供される。

本発明の第４の観点による受信回路は、遠端漏話をキャンセルする１段以上の遠端漏話キャンセラを更に備えていてもよい。

本発明の第４の観点による受信回路において、前記遠端漏話キャンセラは、前記第２の減算器の出力信号から予測遠端漏話信号を減算する第３の減算器と、前記第３の減算器の出力信号を基に予測主信号を生成する予測器と、前記予測主信号から前記第３の減算器の出力信号を減算する第４の減算器と、前記他チャンネルの主信号を基に前記他チャンネルの予測主信号を生成する第２の予測器と、前記第４の減算器の出力信号と前記他チャンネルの予測主信号を基に前記予測遠端漏話信号を生成する遠端漏話量演算部と、を備えていてもよい。

本発明の第５の観点によれば、受信信号から予測遠端漏話信号を減算する第１の減算器と、前記第１の減算器の出力信号を基に予測主信号を生成する第１の予測器と、前記予測主信号から前記第３の減算器の出力信号を減算する第２の減算器と、前記他チャンネルの主信号を基に前記他チャンネルの予測主信号を生成する第２の予測器と、前記第２の減算器の出力信号と前記他チャンネルの予測主信号を基に前記予測遠端漏話信号を生成する遠端漏話量演算部と、を備えることを特徴とする遠端漏話キャンセラが提供される。

本発明によれば、エコーキャンセラのループ中に等化器及び自動利得制御増幅器を設けたので、等化器及び自動利得制御増幅器のダイナミックレンジを十分に利用して、波形等化、利得制御及びエコーキャンセルを行うことができる。

同様に、近端漏話キャンセラのループ中に等化器及び自動利得制御増幅器を設けたので、等化器及び自動利得制御増幅器のダイナミックレンジを十分に利用して、波形等化、利得制御及びエコーキャンセルを行うことができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。

本実施形態においては、エコーキャンセラ、近端漏話キャンセラ及び遠端漏話キャンセラは、Ｎ本のメタリック伝送線路を用い、ディジタル信号をＮ本に分割すると同時にＭ値に多値化し、かつ送受信を一対の伝送線路を用いて伝送する双方向伝送方式に適用される。このような双方向伝送方式においては、主信号がエコー、近端漏話、遠端漏話に埋もれている。エコーキャンセラ、近端漏話キャンセラ及び遠端漏話キャンセラを用いることにより、受信信号から主信号を抽出することが可能となる。

また、送信側クロックの周波数と、受信側クロック周波数が互いに非同期である。

送信側においては、周波数がｆ［Ｈｚ］の高周波二進符号系列をまずＮ分割する。次に、それぞれの分割された符号系列をｌｏｇ₂Ｍビット毎にブロック化し、送信信号発生器によってｌｏｇ₂Ｍビットの値に対応したＭ値符号に変換する。このＭ値符号のパターンに、遅延補正回路によって、エコーキャンセラのアナログ−デジタル変換器及びデジタル−アナログ変換器で発生する遅延を補償するための遅延を与える。それぞれ信号は基本周波数をｆ₀＝ｆ／（Ｎ×２×Ｍ）［Ｈｚ］とする低域通過フィルタを通し、高周波成分を除去し第一の送信信号とし、ハイブリッド回路に供給する。ここで、ハイブリッド回路は伝送路の特性インピーダンスに極力等しくなるように設計されたビルデングアウトネットワークターミネータ１３４によって終端される。

ハイブリッド回路において、送信信号は伝送路に送出される。他方、伝送路から入ってくる信号は、受信回路に向け出力される。このときのＮ＝４の場合のシステムの全体構成図を図３に示し、送受信器の構成図を図４に示す。

図３において、Ｈで示すブロック１３０は、ハイブリッド回路である。図３に示すように４系列の回路が存在し、これらの間で、近端漏話及び遠端漏話が発生する。また、それぞれの回路においてエコーが発生する。例えば、左上角の受信回路が受信する信号を例に取ると、左側の下の３つの送信回路から近端漏話が漏れ込み、右側の４つの送信回路からの遠端漏話が漏れ込み、左上隅の送信回路からのエコーが漏れ込む。

図４を参照すると、受信回路においては、インピーダンスマッチングをとるためのパッド１０１が設けられる。次にエコー、および他の回路からの近端漏話を除去するための第１−１段目の減算器１０２が設けられる。更に、伝送路の特性を等化するため最大伝送損失の１／２に相当する等化器１０３が設けられる。そして、伝送路特性を等化器１０３の特性と合わせて周波数特性がフラットになるように動作する自動利得制御アンプ（ＡＧＣ）１０４が挿入される。次に送信クロックで駆動されサンプリング周波数が２ｆ₀［Ｈｚ］よりも高く設定されたｋビットの第１−１のアナログ−ディジタル変換器１０５が設けられる。その後段には残余のエコー、および他の回路からの残余の近端漏話を除去するための第１−２段目の減算器１０６が設けられる。

また、第１−２段目の減算器１０６の出力は他の回路からの遠端漏話を除去するための第１−３の減算器１０７に加えられる。第１−３の減算器１０７の出力は送信クロックで駆動されサンプリング周波数が２ｆ₀［Ｈｚ］よりも高く設定されたｋビットの第１−１のディジタル−アナログ変換器１０８でＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation)信号に戻され、更に低域通過フィルタ１０９によってアナログ信号に戻される。アナログ信号の振幅の最大値が自動利得制御アンプ１０４に帰還され、自動利得制御アンプ１０４は適正レベルで動作するように制御される。

ここで、送信信号発生器（１）（符号１１０）で発生する送信パターンを送信クロックで駆動されサンプリング周波数が２ｆ₀［Ｈｚ］よりも高く設定されたｋビットの第１−２のアナログ−ディジタル変換器１１１でディジタル信号に変換しｆ₀［Ｈｚ］以上をカットするＩＩＲフィルタ１１２に入力し、エコー量演算部１−１（符号１１３）の基準信号とする。また、第１−１のアナログ−ディジタル変換器１０５の出力はエコー量演算部１−１（符号１１３）および他の回路の第一番目の近接漏話量演算部の入力信号となる。

ここで、送信信号と受信主信号との間には相関がないため、エコー量演算部１−１（符号１１３）において、基準信号と入力信号との間で自己相関値を求めることによりエコーのみが検出され、一つのインパルスに対するサンプル値系列に対するそれぞれの重みが求まる。エコー量演算部１−１（符号１１３）の基準信号にこれらの重みを乗じ、他の回路の近接漏話量演算部ｉ−１の出力結果の加算結果をエコー量演算部１−１の出力に加算する加算器１１４が備えられ、その出力を送信クロックで駆動されサンプリング周波数が２ｆ₀［Ｈｚ］よりも高く設定されたｋビットの第１−２のディジタル−アナログ変換器１１５でＰＡＭ信号に戻し、この出力を低域通過フィルタ１１６によりアナログ信号に戻し第１−１段目の減算器１０２に加える。これにより、まず第１−１段目のエコーおよび近端漏話がキャンセルされる。

次に、送信信号発生器（１）（符号１１０）で発生する送信パターンを第１−２のアナログ−ディジタル変換器１１１でディジタル信号に変換しｆ₀［Ｈｚ］以上をカットするＩＩＲフィルタ１１２に入力し、その出力をエコー量演算部１−２（符号１１７）の基準信号とする。また、第１−２段目の減算器１０６の出力はエコー量演算部１−２（符号１１７）および他の回路の第二番目の近接漏話量演算部ｉ−２の入力信号となる。

ここで、送信信号と受信主信号との間には相関がないため、エコー量演算部１−２（符号１１７）において、基準信号と入力信号との間で自己相関値を求めることによりエコーのみが検出され、一つのインパルスに対するサンプル値系列に対するそれぞれの重みが求まる。エコー量演算部１−２（符号１１７）の基準信号にこれらの重みを乗じ、第１−２段目の減算器１０６に加える。これにより、まず第二段目のエコーがキャンセルされる。また他の回路の第二番目の近接漏話量演算部ｉ−２の出力の加算結果を第１−２段目の減算器１０６に加える。これにより、まず第二段目の近端漏話がキャンセルされる。

以下、ｉ番目の回路の近接漏話量演算部の構成および動作について述べる。ｉ番目の回路の送信信号発生器１２１からの出力信号は送信クロックで駆動されサンプリング周波数が２ｆ₀［Ｈｚ］よりも高く設定されたｋビットの第ｉ−２のアナログ−ディジタル変換器１２２でディジタル変換しｆ₀［Ｈｚ］以上をカットするＩＩＲフィルタ１２３に入力し、近接漏話量演算部ｉ−１（符号１２４）および近接漏話量演算部ｉ−２（符号１２５）の基準信号とする。第１−１のアナログ−ディジタル変換器１０５の出力を近接漏話量演算部ｉ−１（符号１２４）の入力信号とする。このとき近接漏話量演算部ｉ−１（符号１２４）の入力信号に含まれる主信号と、基準信号との間には相関がないため、近接漏話量演算部ｉ−１（符号１２４）において、基準信号と入力信号との間で自己相関値を求めることにより近端漏話のみが検出され、一つのインパルスに対するサンプル値系列に対するそれぞれの重みが求まる。近接漏話量演算部ｉ−１（符号１２４）の基準信号にこれらの重みを乗じ、これに他の回路ｊの近接漏話量演算部ｊ−１（符号１２４）の出力結果を加算器１２６により加算し、その加算結果を近接漏話量演算部１−１の出力に加算器１１４により加算し、その加算結果を第１−２のディジタル−アナログ変換器１１５に供給する。このようにして、第一段目の近端漏話がキャンセルされる。

次に、第ｉ−２のアナログ−ディジタル変換器１２２の出力をＩＩＲフィルタ１２３によってｆ₀［Ｈｚ］以上をカットした信号を近接漏話量演算部ｉ−２（符号１２５）の基準信号とする。また、第１−２段目の減算器１０６の出力を近接漏話量演算部ｉ−２（符号１２５）の入力信号となる。

ここで、第ｉ番目の送信信号と第一の受信主信号との間には相関がないため、近接漏話量演算部ｉ−２（符号１２５）において、基準信号と入力信号との間で自己相関値を求めることにより近端漏話のみが検出され、一つのインパルスに対するサンプル値系列に対するそれぞれの重みが求まる。近接漏話量演算部ｉ−２（符号１２５）の基準信号にこれらの重みを乗じ、これに他の回路ｊの近接漏話量演算部ｊ−２の出力結果を加算器１２７により加算し、この加算結果を第１−２段目の減算器１０６に供給する。このようにして、第二段目の近端漏話がキャンセルされる。

最後に遠端漏話キャンセラの構成について述べる。

遠端漏話キャンセラは、エコー・近端漏話キャンセラとデジタル−アナログ変換器１０８との間に配置される。従って、アナログ自動利得制御アンプおよびエコーキャンセラおよび近端漏話キャンセラによってケーブルの損失特性が補償され、エコーおよび近端漏話による雑音が除去された後、遠端漏話を除去する。

ここで、遠端漏話を除去すべき主信号に対して、遠端漏話を除去するための基準信号には、ＥＬ(equal level)−遠端漏話によって生じた主信号成分が含まれている。従って一度に遠端漏話による雑音を除去することは出来ない。ここではＬ段で構成される遠端漏話キャンセラを採用する。但し、図４には、１段の遠端漏話キャンセラのうちの遠端漏話量演算部１３３及び減算器１０７のみを示す。

図５は、一段の遠端漏話キャンセラの全体の構成を示す。以下、図５を参照して、一段の遠端漏話キャンセラの構成を述べる。

ここでは、遠端漏話の影響を受けた信号源が４つあるとして述べる。

第一の主信号２００に対して、まず一定周期の遅延を持つ遅延回路（Finite Delay;ＦＤ）２０１が挿入される。次に、第一段目の遠端漏話量演算部１−１（符号１３３）の出力を減算する１−４の減算器１０７が設けられる。１−４の減算器１０７の出力は予測器１−１（符号２０４）の入力信号となる。予測器１−１（符号２０４）においては過去の主信号のサンプル値系列を基に次に現れると予測されるＭ値のサンプル値を前もって計算する。そして、予測器１−１（符号２０４）への入力と最も近いサンプル値を出力として選択する。次に減算器１−５（符号２０５）において予測器１−１（符号２０４）の入力と出力の差を求め、第一段目の遠端漏話量演算部１−１（符号１３３）の誤差信号入力とする。次に第２の主信号２０６、第３の主信号２０７、第４の主信号２０８、それぞれについて予測器ｉ−２（符号２０９）によって主信号成分と想定される信号が出力される。これらの信号は加算器１−２（符号２１０）によって加算され、遠端漏話量演算部１−１（符号１３３）の基準信号となる。遠端漏話量演算部１−１（符号１３３）においては、基準信号と入力誤差信号との間で自己相関値を求めることにより、一つのインパルスに対するサンプル値系列に対するそれぞれの重みが求まる。遠端漏話量演算部１−１（符号１３３）の基準信号にこれらの重みを乗じ、減算器１０７に与える。これにより、まず第１−１段目の遠端漏話がキャンセルされる。

第２の主信号２０６に対する、遠端漏話量演算部２−１の基準信号は第１の主信号２００、第３の主信号２０７および第４の主信号２０８となる。

第３の主信号２０７に対する、遠端漏話量演算部３−１の基準信号は第１の主信号２００、第２の主信号２０６および第４の主信号２０８となる。

第４の主信号２０８に対する、遠端漏話量演算部４−１の基準信号は第１の主信号２００、第２の主信号２０６および第３の主信号２０７となる。

これらの遠端漏話量演算部ｉ−１の構成は遠端漏話量演算部１−１と同様である。

以上の様に構成された遠端漏話キャンセラを直列に多段接続し必要とする遠端漏話キャンセル量を確保する。

最後に、受信信号の基準クロックを再生するためのＰＬＬ回路１３５等のタイミング抽出回路が設けられる。

［理論］
１．伝達関数の表関数ｆ（ｔ）をエコーキャンセラ又は近端漏話キャンセラのループの内部に持つ場合
図６に示すごとく伝達関数の表関数ｆ（ｔ）をエコーキャンセラ又は近端漏話キャンセラのループの内部に持つ時、送信回路から受信回路へのエコーもしくは近端漏話のインパルス応答がｈ（ｔ）で表され、エコーキャンセラ又は近端漏話キャンセラのインパルス応答がｈ'（ｔ）である時、ｆ（ｔ）（ｈ（ｔ）−ｈ'（ｔ））＝０となるようにインパルス応答ｈ'（ｔ）が与えられる。

２．第１段目のエコーキャンセラの構成例
図７に第１段目のエコーキャンセラの構成例を示す。

送信信号発生器１１０によって発生されたＭ値符号は遅延補正回路Ｄｘ１２８によって遅延を加えられた後、低域通過フィルタ１２９によって、主信号の繰り返し周波数以下に帯域が制限され、ハイブリッド回路１３０を介して、伝送路１３１に送出される。また、送信信号発生器１１０の出力は第一のアナログ−ディジタル変換器１１１によって、ディジタル信号に変換され、ＩＩＲフィルタ１１２によってｆ₀［Ｈｚ］以上の成分がカットされる。

他方、受信信号１３２は、ハイブリッド回路１３０を介して受信回路に送られ第１−１のアナログ−ディジタル変換器１０５によってディジタル信号に変換される。送信側ディジタル信号は一サンプリング周期毎に遅延回路Ｄ１４１によってシフトされる。そして、ＩＩＲフィルタ１１２の出力とそれぞれの遅延回路Ｄ（符号１４１）の出力と、受信信号１３２の自己相関が計算され、その長時間平均値が記憶素子Ａ₀〜Ａ_n-1（符号１４２）に記憶される。それぞれの遅延回路Ｄ（符号１４１）の出力に記憶素子Ａ₀〜Ａ_n-1（符号１４２）に記憶されている自己相関値を乗算器１４３により乗じ、加算器１４４によって加算した結果をデジタル−アナログ変換器１１５によりディジタル−アナログ変換しカットオフ周波数がｆ₀［Ｈｚ］のアナログ低域通過フィルタ１１６によってアナログ信号に戻し、第１−１段目の減算器１０２により受信信号から減じることによりエコーがキャンセルされる。ここで、自己相関値の演算と、自己相関値の乗算との間では乗算の方が１遅延素子分遅延を短くする。すなわち、Ｄ／Ａ変換によって発生する遅延を補正する。また、第１−１のＡ／Ｄ変換器１０５が適正タイミングでサンプリングするためＤＰＬＬ(Digital Phase-Locked Loop)回路１４５が備えられる。

３．ＤＰＬＬの動作原理
第１−１のアナログ−デジタル変換器１０５のサンプリング周波数は２ｆ₀［Ｈｚ］である。ここで、駆動周波数は２ｆ₀・ｋ［Ｈｚ］である（ここで、ｋはＡ／Ｄ変換器のビット数）。また、逆相のクロックを用いることが出来る。このため、サンプリング位置は２ｋ点得られる。ＤＰＬＬは記憶素子Ａ₀〜Ａ_n-1に記憶される自己相関値の演算において、最も相関が高くなる点をサンプリング位置と決定する。

４．二段目のエコーキャンセラの動作原理
図８に第２段目のエコーキャンセラの構成例を示す。

送信信号発生器１１０によって発生されたＭ値符号は第一のアナログ−ディジタル変換器１１１によって、ディジタル信号に変換され、ＩＩＲフィルタ１１２によってｆ₀［Ｈｚ］以上の成分がカットされる。

他方、主信号１５１は、第１−１のアナログ−ディジタル変換器１０５によってディジタル信号に変換された信号である。送信側ディジタル信号１５２は一サンプリング周期毎に遅延回路Ｄ（符号１５３）によってシフトされる。そして、ＩＩＲフィルタ１１２の出力及びそれぞれの遅延回路（符号１５３）の出力と、主信号１５１の自己相関が計算され、その長時間平均値が記憶素子Ｂ₀〜Ｂ_n-1（符号１５４）に記憶される。ＩＩＲフィルタ１１２およびそれぞれの遅延回路Ｄ（符号１５３）の出力に記憶素子Ｂ₀〜Ｂ_n-1（符号１５４）に記憶されている自己相関値を乗算器１５５により乗じ、加算器１５６によって加算した結果を、減算器１０６により主信号１５１から減じることによりエコーがキャンセルされる。ここで、自己相関値の演算と、自己相関値の乗算との間では同一ＩＩＲおよび遅延素子の出力を用いる。つまり、例えば、ＩＩＲフィルタ１１２の出力を用いてＡ０の自己相関値を求めるのと同時に、ＩＩＲフィルタ１１２の出力を第１番目の乗算器の入力として用いる。同様に、１番目の遅延回路の出力を用いてＡ１の自己相関値を求めるのと同時に、１番目の遅延回路の出力を第２番目の乗算器の入力として用いる。

５．二段階のエコーキャンセラの動作原理
今、送信信号のピークレベルを基準レベルとする。ここで、伝送路の損失をＬ［ｄＢ ａｔ ｆ₀］（ｆ₀は伝送信号の基本繰り返し周波数）とする。また、ハイブリッド回路１３０による挿入損失をＨ［ｄＢ］とする。更に、インピーダンスマッチングを取るためのパッド１０１により挿入損失をＰ［ｄＢ］とする。また、第１−１段目の減算器１０２の入力点でのエコーの量をＺ［ｄＢ］とする。そして、伝送損失を補償する等化器１０３および自動利得制御アンプ１０４の総合利得をＡ［ｄＢ］とする。

ここで、エコーキャンセラからのキャンセル量をＸ［ｄＢ］とする。またエコーキャンセラはある前もって定められた時定数により、エコー量がキャンセルされる度合いにより、自動利得制御アンプ１０４への入力信号は次第に主信号成分のみに近づいてゆく。このことにより、自動利得制御アンプの増幅量は希望する値に漸近してゆく。ここで、エコーキャンセラに帰還する第１−１のアナログ−ディジタル変換器１０５からの帰還量がある定められた値以下（ここでは一端収束させるすなわち誤差量を殆ど０とする）となった場合、系は安定したと見なす。この時ｋビットでは十分なダイナミックレンジが確保出来ないためエコーに関するインパルスレスポンスｈ（ｔ）と、エコーキャンセラのインパルスレスポンスｈ'（ｔ）の間には恒常的な補正誤差が発生する。この様子を図９に示す。

従って、この補正誤差を第二段目のエコーキャンセラによって取り除く。

自動利得制御アンプ１０４のダイナミックレンジを５０［ｄＢ］とすると、第１−２のディジタル−アナログ変換器１１５のダイナミックレンジはピーク値において５３［ｄＢ］確保出来る。ここで、ハイブリッド回路１３０のエコー抑圧量を１５［ｄＢ］とするとＳ／Ｎはピークツーピーク比で１１［ｄＢ］確保できる。すなわち、主信号のピーク値と雑音のピーク値の比は３．５４対１となる。この残存分を第二段目のエコーキャンセラによって取り除く。

６．遠端漏話キャンセラの原理（１）
ここでは、図５において、対向装置の回路１の送信信号を止め（このとき回路１の自動利得制御アンプおよびエコーキャンセラ、近端漏話キャンセラの設定値は一時保存したままで動作させる）、回路２〜４に信号を発生させる。この状態を図１０に示す。受信回路において、回路２〜４の信号和を求め、回路１との間で一定期間自己相関を求め、遠端漏話キャンセラの各項の相関係数を算出する。算出結果は記憶回路に記憶する。回路２においては対向装置の回路２の送信信号を止め（このとき回路２の自動利得制御アンプおよびエコーキャンセラ、近端漏話キャンセラの設定値は一時保存したままで動作させる）、回路１、３、４に信号を発生させ、受信回路において、回路１、３、４の信号和を求め、回路２との間で一定期間自己相関を求め、遠端漏話キャンセラの各項の相関係数を算出する。算出結果は記憶回路に記憶する。以下同様にして回路毎の遠端漏話キャンセラの各項の相関係数を算出する。

７．遠端漏話キャンセラの原理（２）
図１１において、遠端漏話源２２１は、予測器予測器（１）（符号２０９）において、過去のサンプル系列から現在のＮ値の取るべきサンプル値が予測される。そして、遠端漏話源の現在のサンプル値と最も近い値が選択され、遠端漏話源２２１の振幅のサンプル値として決定される。

一方、主信号２２２は遅延回路ＦＤ（符号２０１）によって遅延され、減算器１０７によって遠端漏話成分が除去される。そして、予測器（２）（符号２０４）において、過去のサンプル系列から現在のＮ値の取るべきサンプル値が予測される。そして、主信号２２２の現在のサンプル値と最も近い値が選択され、主信号２２２の振幅のサンプル値として決定される。更に、予測器（２）（符号２０４）の入力の主信号と決定された予測値とが比較され、減算器２０５によって誤差信号２２３が検出される。次に、予測器（１）（符号２０９）の出力である遠端漏話源の振幅のサンプル値と誤差信号２２３の間で一定期間自己相関を求め、遠端漏話量演算部１３３の各項の相関係数を算出する。算出結果は記憶回路Ｃ₀〜Ｃ_n-1（符号２２４）に記憶される。遅延素子Ｄ（符号２２５）によってそれぞれ遅延された遠端漏話源のサンプル値と各項の相関係数を乗算器２２６により乗じ、この乗算結果を加算器２２７により加算し、ク遠端漏話２２８のサンプル値系列を生成し、減算器１０７によって主信号２２２から円端漏話２２８を除去する。

８．予測器の原理
予測器２０４、２０９はそれぞれＫ段のＦＦＴ(Fast Fourier Transform)部およびＫ段のＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)で構成され、まず、予測器の入力を高速フーリエ変換することにより基本周波数成分を抽出する。ここで、入力波形は極性ビットを機械的に交互に反転させたものである。また入力の振幅の中心値を追跡する様演算する。予測値を求める時には、高速逆フーリエ変換を行い、それぞれ期待されるＭ値分の振幅を求める。そして、入力の値に最も近い値を予測結果として出力する。高速フーリエ変換および逆高速フーリエ変換の動作原理を図１２に示す。図１２に示すように過去のサンプル値より基本周波数成分を有する正弦波を求め、その正弦波の現在及び将来のサンプル値を予測する。

高速フーリエ変換の基となる離散フーリエ変換は下式で表される。

高速逆フーリエ変換の基となる離散逆フーリエ変換は下式で表される。

他の予測器の構成例としては、再生された受信クロックにより、Ｍ値の符号の基本波を発生させ、この信号を、送信クロックによってサンプル抽出することにより、基本信号を発生する方法を用いる。

９．アナログ自動利得制御回路の動作原理
アナログ自動利得制御（ＡＧＣ）回路の構成例を図１３に示す。ハイブリッドからの入力信号を十分なるリターンロスを確保するために、まず、パッドによって終端する。このときパッドの構成は、抵抗もしくは電子回路で構成される。次に、最大伝送距離の１／２に相当するケーブルの損出／周波数特性の逆特性を有する波形等化器によって入力波形を等化する。そして、双極性を有する自動利得制御回路に入力する。自動利得制御アンプは伝送距離が最大伝送距離の１／２未満の場合には、等化器が過補正となっているため、低周波で利得を有し、高周波で損失を発生させ、ケーブル特性を、等化器および自動利得制御アンプ双方の特性によって補償する。また、自動利得制御アンプは伝送距離が最大伝送距離の１／２を超える場合には、高周波において利得を有する特性を示し、伝送路の長さに対応して、ケーブル特性を補償し損失／周波数特性を常にフラットになるよう制御する。このとき、自動利得制御アンプの制御情報は、自動利得制御アンプの出力信号のピーク値である。

１０．オーバーサンプリング
ここでは、全てのデジタル系におけるサンプリング周波数を送受信信号の基本周波数ｆ₀［Ｈｚ］の二倍よりも高いｆｓ［Ｈｚ］に設定する。このことによりサンプル位置によらず原信号が再生される。ここで帯域幅がＷ＝ｆｓの理想的な低域通過フィルタのインパルス応答関数は下式に示す標本化関数により表される。

ここで、ｆｓ／ｆ₀＝５／４の場合のｓｉｎ（２πｆ₀ｔ＋π／４）をｆｓ［Ｈｚ］でサンプリングしたものインパルス応答の重ね合わせ結果を図１４に示す。図１４において、ｘ軸に平行に現れる線がサンプル値系列であり、このエンベロープが低域通過フィルタの応答を示している。また、再生された正弦波を実線で示した。この図に示す様に、オーバーサンプリングにより正弦波が忠実に再生されることがわかる。

［システム設計例］
１０Ｇｂｐｓのディジタル信号を４ペアのメタリック線を用い８値伝送で１００ｍを伝送する場合を想定し、以下システム設計を行う。

・伝送損失：５０［ｄＢ］（４１７［ＭＨｚ］において）
・ハイブリッド挿入損失：３．５［ｄＢ］×２＝７［ｄＢ］（４１７［ＭＨｚ］において）
・Ｔｏｔａｌ損失：５７［ｄＢ］（４１７［ＭＨｚ］において）
・８値伝送における信号のピークツーミニマム比：１２［ｄＢ］（図１５参照）
・所用Ｓ_min／Ｎ_max（Ｐｏｗｅｒ比）≧１４．５［ｄＢ］（１０^-6の所要エラーレートにおいて）
・各雑音源へのＳ_min／Ｎ_max割り振り：１９［ｄＢ］＠４１７［ＭＨｚ］（エコー、近端漏話、遠端漏話に対して当分に配分）
［問題点］
ここで、動作限界が１０［ＧＨｚ］のＬＳＩを用いると仮定すると、ビット数１０ビットでサンプリング周波数が１［ＧＨｚ］、すなわち１０ビット×１［ＧＨｚ］＝１０Ｇｂｐｓとなる。ここで、サンプル周波数は厳密にはオーバーサンプリングを行うため２（４１７×５／４）＝１．０４２５［ＧＨｚ］とする。

ここで、ディジタルフィルタの設計に双一次ｚ変換を用いると仮定すると、Ｓ平面の虚軸と左半平面は、ｚ平面の単位円内に写像される。このときＳ＝ｊΩとｚ＝ｅ^jω^Tの対応は

で与えられる。従ってサンプリング周波数が１．０４２５［ＧＨｚ］の場合、周波数軸上でそれぞれ４１７［ＭＨｚ］→４２３［ＭＨｚ］、５２１．２５［ＭＨｚ］→∞が対応する。このようにサンプリング周波数が１．０４２５［ＧＨｚ］は動作限界のサンプリング周波数となる。

また、１０ビットはダイナミックレンジが１０２４ステップとなり、ケーブルの伝送損失と開口度を対応させると
開口度
１０ビットのリニアコーデックの場合、量子化ステップ数は１０２４となる。このとき８値伝送を想定すると、最小振幅の時の開口度は、信号の減衰に応じて次のように対応する。

開口度：１１３ｓｔｅｐ／１値（損失が０［ｄＢ］において）
１１ｓｔｅｐ／１値（損失が２０［ｄＢ］において）
１ｓｔｅｐ／１値（損失が４０［ｄＢ］において）
となり、４０［ｄＢ］を一度にカバーすることは出来ない。このため上記システム設計例を満足することは、ディジタル回路一段では困難である。

［必要エコー抑圧量］
図１６に必要なエコー抑圧量の算出結果を示す。この結果、７３［ｄＢ］程度のエコー抑圧量が必要となる。しかしながら、上記開口度の計算結果より、ディジタル回路一段では困難である。

［解決手段］
エコーキャンセラのループの中に、伝送路損失を補正するための、等化器および自動利得制御増幅器を含むことにより、エコーキャンセラが初期状態ではエコーが多く、信号は雑音に埋もれているため、自動利得制御アンプのゲインは小さくなるが、次第にエコーキャンセラが初期トレーニングを完了するにつれエコーを適正にキャンセルするため、自動利得制御アンプも適正点で動作する。

また、一段目のエコーキャンセラは、自動利得制御アンプにおける信号の開口度を確保することを目的として抑圧量を制限し、エコーキャンセラを直列に多段接続することにより所望のエコーキャンセル量を確保する。

近端漏話キャンセラにおいてもエコーキャンセラと同様である。

［従来方式との比較］
従来、エコーキャンセラは、線路等化器の前段に挿入されていた（エコーキャンセラ技術、日本工業技術センター、昭和６１年１２月２０日発行 第７章）。このため、エコーキャンセラのＡ／Ｄ変換器は１６ビットさらには３２ビットと極めてきめ細かい量子化が要求されていた。一方、エコーキャンセラ回路を二段構成にし、第一段目において、線路等化器が飽和しない程度に粗くキャンセルし、二段で高精度にキャンセルする回路構成が提案されている。本発明では、一段目のエコーキャンセラ回路又は近端漏話キャンセラ回路の系の内部に線路等化器および自動利得制御回路を組み込むことにより、少ない量子化ステップ数で、自動利得制御回路を飽和させること無しに、信号の開口度を確保した後、必要な雑音キャンセル量を達成する。そして、このために、エコーキャンセラ又は近端漏話キャンセラを直列に多段接続する。また、一段目の雑音キャンセラはディジタル信号処理した後、アナログ信号に戻した後、アナログ信号による雑音キャンセルを行うことにより、雑音が除去された主信号が波形等化器および自動利得制御回路に入力されるため、自動利得制御回路を適正動作させることが可能となっている。更に、エコーキャンセル量と他の回路の近端漏話キャンセル量の重ね合わせを求めることにより、回路構成を削減している。更に、雑音量の大きいエコーおよび近端漏話をキャンセルした後に雑音量の小さい遠端漏話をキャンセルする。

本発明は、例えば、双方向多重デジタル伝送方式に適用することができる。

従来例によるエコーキャンセラの構成例を示すブロック図である。 従来例によるエコーキャンセラ、等化器及び自動利得制御増幅器の接続例を示す図である。 本発明の実施形態によるエコーキャンセラ、近端漏話キャンセラ及び遠端漏話キャンセラを適用する双方向他寿でジタル伝送方式の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態によるエコーキャンセラ、近端漏話キャンセラ及び遠端漏話キャンセラの構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による遠端漏話キャンセラの構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態によるエコーキャンセラの原理を示すためのブロック図である。 本発明の実施形態による第１段目のエコーキャンセラの詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による第２段目のエコーキャンセラの詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による、切り捨てによって生ずるインパルス応答の誤差を示すグラフである。 遠端漏話を示す概念図である。 本発明の実施形態による遠端漏話キャンセラの原理を示すブロック図である。 本発明の実施形態による遠端漏話キャンセラの予測器で用いるＦＦＴ及びＩＦＦＴを説明するための図である。 本発明の実施形態による自動利得制御増幅器の構成例を示す図である。 本発明の実施形態によるオーバーサンプリングを説明するためのグラフである。 本発明の実施形態による８値信号におけるピークツーミニマム比を説明するための図である。 本発明の実施形態による必要なエコー抑圧量の算定を説明するための図である。

符号の説明

１０２ 減算器
１０３ ２０ｄＢ等化器
１０４ ±２０ｄＢ自動利得制御増幅器
１０５ アナログ−デジタル変換器
１０６ 減算器
１０７ 減算器
１１３ エコー量演算部１−１
１１４ 加算器
１１５ デジタル−アナログ変換器
１１６ 低域通過フィルタ
１１７ エコー量演算部
１２４ 近端漏話量演算部
１２５ 近端漏話量演算部
１３３ 遠端漏話量演算部
２０４ 予測器
２０５ 減算器

Claims (9)

1. 受信信号から予測エコー信号を減算する減算器と、
   前記減算器の出力信号を等化する等化器と、
   前記減算器の出力信号のレベルを所定値にする自動利得制御増幅器と、
   前記減算器から出力され、前記自動利得制御増幅器及び前記等化器を通った信号と送信信号を基に前記予測エコー信号を生成するエコー量演算部と、
   を備えることを特徴とするエコーキャンセラ。
2. 請求項１に記載のエコーキャンセラにおいて、
   前記減算器、前記自動利得制御増幅器及び前記等化器はアナログ回路であり、前記エコー量演算部はデジタル回路であり、
   前記エコー量演算部の出力端子と前記減算器の入力端子との間にデジタル−アナログ変換器を備え、
   前記自動利得制御増幅器の出力端子と前記エコー量演算部の入力端子との間にアナログ−デジタル変換器を備えることを特徴とするエコーキャンセラ。
3. 請求項２に記載のエコーキャンセラと、
   前記デジタル−アナログ変換器及び前記アナログ−デジタル変換器により生じる遅延時間だけ前記送信信号を遅延させる遅延回路を備えることを特徴とする双方向伝送方式。
4. 請求項２に記載のエコーキャンセラと、
   前記アナログ−デジタル変換器の出力信号と他チャンネルの送信号を基に予測近端漏話信号を生成する近端漏話量演算部と、
   を備え、
   前記減算器は前記受信信号から前記予測エコー信号及び前記予測近端漏話信号を減算することを特徴とする受信回路。
5. 請求項２に記載のエコーキャンセラにおいて、
   前記アナログ−デジタル変換器の出力信号から第２の予測エコー信号を減算する第２の減算器と、
   前記第２の減算器の出力信号と前記送信号を基に前記第２の予測エコー信号を生成する第２のエコー量演算部と、
   を更に備えることを特徴とするエコーキャンセラ。
6. 請求項５に記載のエコーキャンセラと、
   前記第２の減算器の出力信号と前記他チャンネルの前記送信信号を基に第２の予測近端漏話信号を生成する第２の近端漏話量演算部と、
   を備え、
   前記アナログ−デジタル変換器の出力信号から前記第２の予測エコー信号及び前記第２の予測近端漏話信号を減算することを特徴とする受信回路。
7. 請求項６に記載の受信回路において、
   遠端漏話をキャンセルする１段以上の遠端漏話キャンセラを更に備えることを特徴とする受信回路。
8. 請求項７に記載の受信回路において、
   前記遠端漏話キャンセラは、
   前記第２の減算器の出力信号から予測遠端漏話信号を減算する第３の減算器と、
   前記第３の減算器の出力信号を基に予測主信号を生成する予測器と、
   前記予測主信号から前記第３の減算器の出力信号を減算する第４の減算器と、
   前記他チャンネルの主信号を基に前記他チャンネルの予測主信号を生成する第２の予測器と、
   前記第４の減算器の出力信号と前記他チャンネルの予測主信号を基に前記予測遠端漏話信号を生成する遠端漏話量演算部と、
   を備えることを特徴とする受信回路。
9. 受信信号から予測遠端漏話信号を減算する第１の減算器と、
   前記第１の減算器の出力信号を基に予測主信号を生成する第１の予測器と、
   前記予測主信号から前記第３の減算器の出力信号を減算する第２の減算器と、
   前記他チャンネルの主信号を基に前記他チャンネルの予測主信号を生成する第２の予測器と、
   前記第２の減算器の出力信号と前記他チャンネルの予測主信号を基に前記予測遠端漏話信号を生成する遠端漏話量演算部と、
   を備えることを特徴とする遠端漏話キャンセラ。

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