DE2315347C3

DE2315347C3 - Verfahren und Vorrichtung zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung unter Einbeziehung von Amplitudengewichtung von Gruppen bildenden Signalen

Info

Publication number: DE2315347C3
Application number: DE2315347A
Authority: DE
Inventors: Sung Y. Tarzana Calif. Wong (V.St.A.)
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1970-09-18
Filing date: 1973-03-28
Publication date: 1978-06-22
Also published as: GB1370874A; DE2315347B2; US3747099A; FR2223907B1; FR2223907A1; DE2315347A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung unter Einbe-

(io ziehung von Aniplitudengewichtung von nacheinander zugeführten Signalen, die Gruppen von N² Signalen mit A/verschiedenen Phasenzuständen bilden.

Bei der Entfernungsmessung oder der Kartenaufzeichnung nach dem Rückstrahlprinzip ist es theoretisch

(>s möglich, jede gewünschte Entfernungsauflösung zu erzielen, indem ausreichend schmale Energieimpulse ausgesendet und danr die empfangene Energie in einem Empfänger ausreichender Bandbreite verarbeitet wird.

Allerdings muß die ImpulsJeistung des ausgesendeten Signals in dem Maß erhöht werden, wie die Breite des Impulses abnimmt, wenn ein gewisser Entfernungsbereich beibehalten werden soll. Bei manchen Anwendungen würden dann die Forderungen nach dem Meßbereich und der Entfernungsauflösung einen schmalen Impuls solcher Leistung erfordern, der bei dem gegenwärtigen Stand der HF-Impulstechnik nicht zur Verfügung gestellt werden kann.

Das vorstehend behandelte Problem hatte die Entwicklung der Pulskomprecsionstechnik zur Folge, bei der ein zeitlich ziemlich langer codierter Impuls mit verhältnismäßig geringer Leistung ausgesendet und das empfangene Signal decodiert und dabei zeitich komprimiert wird. Es sind zahlreiche Techniken für die Pulskompression entwickelt worden, beispielsweise unter Verwendung von angezapften Verzögerungsleitungen oder einen Frequenzgang aufweisenden Verzögerungsgliedern. Alle diese Analogsysteme haben ungeachtet ihrer Wirksamkeit alle die Nachteile, die auf eine analoge Signalverarbeitung zurückzuführen sind und in einer mangelnden Stabilität, großem Umfang und Gewicht, großem Leistungsbedarf und hohen Kosten bestehen und die bei digitalen Geräten weitgehend vermieden sind.

Die Entwicklung digitaler Decodiersysteme für mehrphasig codierte Signale wurde bisher vernachlässigt, weil für einen auf N Phasenzuständen aufg bauten Code der Länge ΙΨ eine Anzahl von N² komplexen Multiplikationen (vektorielle Phasenverschiebungen) und N² komplexe Additionen, bei denen sowohl die Signalphase als auch die Amplitude verarbeitet wird, erforderlich ist, um jede Codefolge zu verarbeiten. Bei Anwendungen wie der Entfernungsmessung und der Kartenaufzeichnung nach dem Rückstrahlprinzip, bei dem während jeder Sendeperiode tausende von Entfernungsintervallen geprüft und für jedes Entfernungsintervall /V² komplexe Additionen ausgeführt werden müssen, ist eine digitale Decodiereinrichtung wirtschaftlich uninteressant.

Außer bei Radaranlagen zur Entfernungsmessung und Kartenaufzeichnung können digitale Korrelations-Decodiereinrichtungen überall dort Anwendung finden, wo bisher von einer Pulskompressionstechnik Gebrauch gemacht wurde. Daher besteht ein Bedarf an solchen Einrichtungen beispielsweise zur Erzielung hoher Datengeschwindigkeiten in Speichereinrichtungen oder zur Übertragung großer Bandbreiten in Nachrichtensystemen. Ein besonderes Anwendungsgebiet liegt beim Nachrichtenverkehr mit Satelliten.

Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung einer Vielzahl mehrphasig codierter Signalgruppen anzugeben, das eine vereinfachte digitale Verarbeitung der Signale ermöglicht und insbesondere für Mehrphasen-Pulskompressionssysteme geeignet ist. Insbesondere soll das erfindungsgemäße Verfahren die Anzahl der notwendigen arithmetischen Operationen vermindern und demgemäß zu einer Vereinfachung und Verminderung der Bauteile einer zur Durchführung des Verfahrens ausgebildeten Einrichtung vermindern.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß bei dem erfindungsgemäßen Verfahren von den nacheinander zugeführten Signalen durch phasen empfindliche Demodulation Videosignale abgeleitet werden, die für die reelle und die imaginäre Komponen te der zugeführten Signale charakteristisch sind und deren Kombination die jeweilige Phasenlage darstellt.

und diese Videosignale in Form »/on N modifizierten Teilgruppensignalen gespeichert werden und dann die Phase der N modifizierten Teilgruppensignale so eingestellt wird, daß N Teilgruppensignale gebildet werden, deren Summe den decodierten Wert einer bestimmten Gruppe codierter Signale annähen, daß dann die jeder Gruppe zugeordneten N Teilgruppensignale summiert und dadurch Signale gebildet werden, die im wesentlichen dem decodierten Wert der entsprechenden Gruppe codierter Signale gleich sind, daß die N Teilgruppensignale als Funktion der Differenz zwischen der bestimmten Gruppe codierter Signale und der nächsten Gruppe modifiziert werden und der so gewonnene neue Satz von modifizierten Teilgruppensignalen anstelle des vorherigen gespeichert und wieder in der beschriebenen Weise verarbeitet wird.

Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Diese Vorrichtung weist N Verzögerungsglieder und eine Subtraktionseinrichtung auf, und es werden die nacheinander zugeführten Signale sowohl dem Minuendeneingang der Subtraktionseinrichtung und einem ersten der N Verzögerungsglieder zugeführt, dessen Ausgang mit dem Subtrahendeneingang der Subtraktionseinrichtung verbunden ist. Der Ausgang der Subtraktionseinrichtung ist mit einem /.weiten der N Verzögerungsglieder verbunden, von denen das zweite bis /V-te in Serie geschaltet sind. Endlich ist eine Summiereinrichtung vorhanden, welche die Summe aus den /VTeilgruppensignalen und dem Ausgangssignal der Subtraktionseinrichtung bzw. den Ausgangssignalen der zweiten bis /V-ten Verzögerungsglieder bildet.

Kurz gesagt umfaßt demnach die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zur digitalen Decodierung von Signalgruppen, die gemäß einem aus N Phasenzuständen gebildeten Code codiert ist und von denen jede codierte Gruppe N² Signale umfaßt üie Decodiervorrichtung besteht aus N Einheiten, von denen jede ein Teilgruppensignal genanntes Ausgangssignal liefert, das für die Summe von /V in der Phase gedrehten codierten Signalen charakteristisch ist. Die Summe der N Teilgruppensignale, die während einer bestimmten Verarbeitungsperiode gebildet wird, ist dem decodierten Wert der zugeordneten Signalgruppe angenähert. Die Ausgangssignale der gleichen Einheit stehen in einem funktioneilen Zusammenhang mit folgenden codierten Signalgruppen und es kann daher eine iterative Rechenmethode angewendet werden. Demgemäß findet bei dem erfindungsgemäßen Decodierer nicht eine Phasenverschiebung und dann eine Summierung jedes Signales jeder Codegruppe statt, sondern es werden die N Teilgruppensignale die der letzten verarbeiteten Codegruppen zugeordnet sind, modifiziert, um die Änderung zwischen codierten Signalgruppen zu berücksichtigen, und es wird dann diesen modifizierten und dadurch berichtigten Ausgangssignalen individuell eine Phasenverschiebung erteilt, um /V Teilgruppensignale zu bilden, die der nächsten Codegruppe zugeordnet sind. Durch diese vorstehend beschriebene rekursive Arbeitsweise wird die erforderliche Anzahl der arithmetischen Operationen und damit der L'infang der erforderlichen Einiijhtungen wesentlich vermindert.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens enthält jede der N Einheiten digitale .Schaltungsanordnungen /\\r Addition eines neuen

Signales und Subtraktion eines vorher eingegebenen Signales von jedem der N Teilgruppensignale, die der zuletzt decodierten Signalgruppe zugeordnet sind. Die Addition und die Subtraktion erfolgen vektoriell, d. h. daß sowohl die reellen als auch imaginären Komponenten der Signale verarbeitet werden. Es sind Mittel vorhanden, um diese modifizierten Teilgruppensignale zu speichern. Weiterhin enthält jede Einheit eine Multiplikationseinrichtung für komplexe Zahlen, die das Vektorprodukt des entsprechenden modifizierten Teilgruppensignals mit einem vorgegebenen vektoriellen Faktor bildet, was bedeutet, daß jedem der modifizierten Ausgangssignale des vorhergehenden Zyklus eine inkrementale Phasenverschiebung erteilt wird. Zwischen die Einheiten sind A/-stufige Schieberegister geschaltet, welche die korrekte Fortpflanzung der Daten innerhalb der Decodiervorrichtung bewirken.

Bei der Anwendung der Erfindung bei Radargeräten zur Entfernungsmessung und Kartenaufzeichnung können die nachteiligen Wirkungen auf das decodierte Empfangssignal, die auf Interferenzen mit Signalen von angrenzenden Entfernungsintervallen zurückzuführen sind, durch ein digitales Gewichtungs-Netzwerk reduziert werden, das an den Ausgang der Decodiervorrichtung angeschlossen ist. Das Gewichtungs-Nelzwerk modifiziert das decodierte Signal eines jeden Entfernungsintervalls als Funktion des Wertes der Signale für die Entfernungsintervalle, die dem gerade verarbeiteten Entfernungsintervall vorausgehen und nachfolgen.

Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele. Die der Beschreibung und der Zeichnung /u entnehmenden Merkmale können bei anderen Auslührungsformcn der Erfindung einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination Anwendung finden. Es zeigt

F i g. 1 eine Gruppe von diskreten, dicht benachbarten Reflektoren innerhalb der Strahlungskeule einer Sendeeinrichlung zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Fig. 2 ein Diagramm des Sendeimpulses und empfangener Echosignale.

Fig. 3 die relative Phasenlage innerhalb eines Sendeimpulses für einen vereinfachten Code mit vier verschiedenen Zuständen und 16 Elementen.

Fig.4 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der in der Beschreibung verwendeten Symbole,

F i g. 5a. 5b und 5c eine vereinfachte Decodierfolge für Signale, die von den in Fig. 1 dargestellten Reflektoren stammen, zur Veranschaulichung der erzielten Pulskoimpression,

Fig. 6 das Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Aussenden mehrphasig codierter Signale,

F i g. 7 das Blockschaltbild eines Empfängers zar Verarbeitung empfangener Echosignale nach dem erfindungsgemäßen Verfahren,

Fig.8 ein Zeitdiagramm von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Verfahrens,

F i g. 9 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer in dem Empfänger nach Fig. 7 enthaltenen Decodiervorrichtung nach der Erfindung,

Fig. 10 ein destilliertes Blockschaltbild eines Teiles der Vorrichtung nach F i g. 9,

Fig. 11 und 12 Blockschaltbilder von Vektor-Multiplikationseinrichtungen, die in der Decodiereinrichtung nach F i g. 9 enthalten sind.

Fig. 13 das Blockschaltbild eines Gewichtungs-Nctzwerkes zur Reduzierung von »spektralen Nebenzipfeln« des decodierten Signals und

Fig. 14 das Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Decodiervorrichtung nach der Erfindung.

Um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, erscheint es zweckmäßig, zunächst die Technik der Mehrphasen-Codierung und ihre Anwendung bei der Pulskompression zu behandeln, die das Decodieren aufeinanderfolgender Gruppen codierter Signale erfordert.

Fig. 1 zeigt in starker Vereinfachung eine solche \nwendung, bei der ein Gelände 20 dicht benachbarter Reflektorelemente a, b und c innerhalb der Strahlungskeulc 22 einer Antenne 24 aufweist. Wenn ein von der Antenne ausgesendeter Energieimpuls durch die Kurve 26 in Fig. 2 veranschaulicht wird, stellen die Kurven 28a, 28£>, und 28c in F i g. 2 die von den mit den gleichen Buchstaben bezeichneten Reflektoren stammenden Echosignale dar, während die Kurve 28 das zusammengesetzte empfangene Videosignal wiedergibt. Die gestrichelte Linie 30 zeigt die Form des Signals 28 nach der Verarbeitung in einem Empfänger begrenzter Bandbreite. Die gestrichelte Linie 30 läßt erkennen, daß die Entfernung der einzelnen Reflektoren nicht anhand der Amplitude des zusammengesetzten Signals 28 bestimmt werden kann.

Die Entfernungsauflösung könnte bedeutend verbessert werden, wenn der ausgesendete Impuls 26 in geeigneter Weise durch Phasenmodulation codiert worden wäre. Als Beispiel ist der Impuls 26 in F i g. 3 mit gedehntem Zeilmaßstab und einem »Frank«-Code versehen, der von vier Phasenzuständen und 16 Codeelementen Gebrauch macht. Der Frank-Code ist bekannt und wird später noch mehr im einzelnen behandelt werden. Die Phasencodierung jedes der Elemente des Impulses 26 ist in F i g. 3 angegeben und kann der Matrix in Tabelle 1 entnommen werden, wenn die Matrix von links nach rechts und zeilenweise von oben nach unten gelesen wird.

Tabelle 1

0	0	0
90	180	270
180	0	180
270	180	90

Bevor die Erläuterung der Pulskompression fortgesetzt wird, sollen zunächst anhand F i g. 4 die Symbole erläutert werden, die im folgenden zur Beschreibung der vektoriellen Größen verwendet werden. Die relative Phasenlage der im Impuls 26 enthaltenen, ausgesendeten Energie kann durch einen Vektor 32 einer Länge A dargestellt werden, der auf ein X, V-Koordinatensystem bezogen ist. Es wird angenommen, daß das Koordinatensystem X, Y mit einer Kreisfrequenz /j> umläuft, die

(«ι der Grundfrequenz des Sendeimpulses gleich ist.

Eine Phasenverschiebung ΔΦ im ausgesendeten Signal gegenüber der Grundfrequenz f„ wird durch einen Winkel zwischen der X-Achse und dem Vektor 32 anzeigt. Der Vektor kann durch die Größe der reellen

'.s Komponente längs der X-Achse, nämlich A cos ΔΦ und der imaginären Komponente längs der V-Achse, nämlich A sin ΔΦ definiert werden. Im folgenden wird ein solcher Vektor gelegentlich durch den komplexen

Ausdruck

A cos ΔΦ +j A sin ΔΦ

bezeichnet. Wie in F ι g. 4 angegeben, wurde willkürlich einer Phasendrehung im Uhrzeigersinn ein positiver Wert zugeordnet, während einer Drehung entgegen dem Uhrzeigersinn, also einer Phasenverzögerung, das negative Vorzeichen zugeordnet wurde. Eine positive Phasenverschiebung um den Winkel θ kann durch eine Phasenverzögerung um 2 π- β bewirkt werden.

Um einen solchen Impuls, wie er in F i g. 3 als Impuls 26 dargestellt ist, richtig decodieren zu können, muß dem Empfangssignal eine Phasendrehung erteilt werden, die gleich, jedoch entgegengesetzt zu der Phasencodierung des ausgesendeten Impulses ist, was eine Multiplikation mit der konjugiert komplexen Zahl des codierten Wertes ist. Wenn das empfangene Signal 28 einem Schieberegister zugeführt würde, in dem alle Signalelemente des von einem Reflektor, beispielsweise dem Reflektor 6, stammenden Echosignals enthalten wären, könnte das Entfernungsintervall, in dessen Bereich der Reflektor 6 liegt, untersucht werden, in dem die zur Decodierung erforderliche Phasenverschiebung bewirkt wird.

Dieser Decodierungsvorgang wird durch die F i g. 5a, 5b und 5c veranschaulicht, in denen die Echosignale 28a, 286 und 28c so decodiert werden, als ob sie getrennt verarbeitet würden. Wenn angenommen wird, daß die Signale von der Decodierung linear verarbeitet werden, ist eine getrennte Analyse jedes Signals und eine Kombination der Resultate für das Ergebnis der gleichzeitigen Verarbeitung der Signale charakteristisch (Überlagerungs-Theorem). Es sei angenommen, daß die Signalelemente des Echosignals 28 in Ibstufige Register 34a, 34£> und 34c eingegeben werden, so daß die jedem Reflektor zugeordneten Signalelemente innerhalb des entsprechend bezeichneten Registers enthalten sind. Es sei ferner angenommen, daß im Zeitpunkt einer speziellen Beobachtung das letzte Echoelement vom Reflektor 6 gerade empfangen worden ist. Es kann gezeigt werden, daß durch richtige Decodierung die vom Reflektor 6 empfangene Energie verstärkt wird, während die Energie von den Reflektoren a und c gedämpft wird. Nach der Darstellung in den F i g. 5a bis 5c werden die empfangenen Signalkomponenten getrennt in Registern 34a bis 34c Multiplikationseinheiten 38a bis 38c und Summiereinheiten 42a bis 42c verarbeitet, wobei der Buchstabe jeweils den Reflektor angibt, von dem das verarbeitete Signal stammt. Es versteht sich, daß tatsächlich eine einzige Einheit gleichzeitig das zusammengesetzte Signal 28 verarbeitet.

Gemäß F i g. 5b sind die dem Reflektor 6 zugeordneten Signalelemente Si bis S\_h im Register 346 gespeichert. Die relative Phasenlage jedes empfangenen Signalelementes ist durch Vektorpfeile angegeben, wie den Pfeil 366. Zum Decodieren der im Register 346 enthaltenen Signalgruppe ist eine Phasendrehung notwendig, die den gleichen Betrag, aber der entgegengesetzten Richtung der dem Sendesignal aufgeprägten Phasendrehung hat. Diese Phasendrehung kann in einer komplexen Muliplikationseinheit 386 erfolgen, welche die angegebenen Phasendrehungen bewirkt, welche zu den im Sendesignal 26 aufgeprägten Phasendrehungen entgegengesetzt sind. Komplexe Multiplikationseinheiten werden bei der Erläuterung des Decodiercrs anhand F i g. 9 noch im einzelnen beschrieben.

Das Ausgangssignal der Multiplikationseinheit 386, dessen Phase wiederum durch Pfeile, wie der Pfeil 406, angegeben ist, wird einer komplexen Summiereinheit 426 zugeführt. Die von dieser Summiereinheit gebildete Summe ist ein Vektor, dessen Amplitude das löfache der Amplitude des Signals 286 und dessen Phasenlage 0" beträgt (16^^(l).

Aus den F i g. 5a, 5b und 5c ist ersichtlich, daß jedem Element der gleichen Stufe der Schieberegister 34a, 346 und 34c von der zugeordneten Multiplikationseinheit 38a, 386, und 38cdie gleiche Phasendrehung erteilt wird. Die den Reflektoren a und c zugeordneten Signale haben jedoch in den Registern eine andere Relativstellung, bei der eine Korrelation nicht vorliegt, während die dem Reflektor 6 zugeordneten Signale im Register zentriert sind und daher korrclieri werden, in dieser Hinsicht ist zu bemerken, daß das Signal So, also das erste Echoelement vom Reflektor a zur Zeit r = 0, das Register bereits verlassen hat und der gesamte Code gegenüber den entsprechenden Elementen im Register 346 nach rechts verschoben ist, so daß in der Stellung S\_b im Register 34a kein Signal enthalten ist. Entsprechend sind die Codeelemente im Register 34c gegenüber den Elementen im Register 346 um eine Stelle nach links verschoben. Wie durch die Summenwerte an den Ausgängen der Summiereinheiten 42a, 426 und 42c angegeben ist, wird die reflektierte Energie aus dem zugeordneten Entfernungsintervall bedeutend verstärkt, während die Energie von benachbarten Entfernungsintervallen, nämlich den Reflektoren a und c, wesentlich gedämpft wird.

Eine wichtige Eigenschaft eines Decodierungssystems für Pulskompression ist das Verhältnis der von Reflektoren innerhalb eines speziellen, untersuchten Entfernungsintervalls stammenden Energie zu der aus benachbarten Entfernungsintervallen empfangenen Energie. Es ist festzustellen, daß ein Anteil der Energie in dem decodierten Ausgangssignal für ein bestimmtes Entfernungsintervall ihren Ursprung nicht nur in benachbarten Entfernungsintervallen hat. sondern ein Teil der Energie auch aus anderen Entfernungsintervalien empfangen wird, die in dem Entfernungsbereich des ausgesendeten Impulses liegen. Der im folgenden gebrauchte Ausruck »Nebenzipfelenergie« soll die Summe der Energie bezeichnen, die in dem Ausgangssignal für ein bestimmtes Entfernungsintervall vorhanden ist, aber von Reflektoren stammt, die sich in anderen Entfernungsintervallen befinden. Es kann gezeigt werden, daß eine erhebliche Nebenzipfelenergie von Signalen erzeugt wird, die von den Rändern des Entfernungsbereiches des Sendeimpulses stammen. Der Grund dafür liegt darin, daß von in den Randbereichen liegenden Reflektoren stammende Energie im Empfangssignal weniger codierte Elemente erzeugen und daher ihre Unterdrückung durch mangelnde Korrelation oder Phasenauslöschung reduziert ist. Wie später noch erläutert wird, ermöglicht die Erfindung eine »Amplituden-Gewichtung« des decodierten Ausgangssignals, um die Wirkungen von Reflektoren an den Enden des durch die Pulslänge gegebenen Entfernungsbereiches zu reduzieren.

Bei der Auswahl eines Codes für Pulskompression wird eine maximale Entfernungsauflösung, also ein großes Verhältnis von Signal- zu Nebenzipfelenergie, bei geringen Kosten für die zur Signalverarbeitung benötigten Einrichtungen angestrebt. Ein Code, der dem Sendesignal leicht aufgeprägt werden kann und auch eine angemessene Entfernungsauflösung liefert, umfaßt

N diskrete Phasenzustände, die auf den Winkelbereich von 360° gleichmäßig verteilt sind, bei einer Codelänge von N ². Ein solcher Code wird im folgenden auch als Frank-Code bezeichnet. Das erfindungsgemäße Verfahren macht es möglich, die empfangenen Signale mit hoher Genauigkeit, Zuverlässigkeit und Wirtschaftlichkeit digital zu decodieren. Obwohl das erfindungsgemäße Verfahren anhand eines solchen Frank-Code erläutert wird und die als Ausführungsbeispiel dargestellte Vorrichtung zur Decodierung eines Frank-Code eingerichtet ist, versteht es sich, daß die Erfindung auch auf andere Mehrphasen-Code anwendbar ist.

Der Frank-Code ist in der Literatur eingehend behandelt, beispielsweise in einem Aufsatz von R. C. H e i m i 11 e r : »Information Theory« in IRE Transactions, Oktober !961, Seiten 254 bis 257 und in einem Aufsatz von R. L. Frank: »Polyphase Codes With Good Non-Periodic Correlation Properties« in Professional Group On iformation Theory, Januar 1963. Ein solcher Code mit Λ/ diskreten Zuständen und der Länge N ⁷ ist durch die Glieder der in Tabelle 2 wiedergegebenen quadratischen Matrix bestimmt, wenn die Glieder zeilenweise von links nach rechts gelesen werden.

Tabelle 2

W W¹

O. l\ I ι

(.¹V-Il

zu drehen, wie sie für den Codiervorgang benutzt worden ist. Beispielsweise kann in komplexer Schreibweise eine Phasenverschiebung von 45° durch eine Multiplikation mit der komplexen Größe (1 +j)/]/2 erreicht werden.

Um ein Signalelement zu decodieren, das durch die gerade erwähnte Phasenverschiebung von 45° codiert worden ist, ist eine Multiplikation nit der konjugiert komplexen Zahl der Codierungsfunktion erforderlich, also mit (1 -j)//!.

Es sei nun ein Signal S betrachtet, das aus einer Gruppe von N² zur Bezugszeit t empfangenen Signalelementen S*,,+1 besteht. Die Korrelationsfunktion für eine Gruppe von Signalelementen, die gemäß der Matrix nach Tabelle 2 codiert worden sind, kann du"*h den Ausdruck

wiedergegeben werden, indem

Uu = Σ H^_{n +} ,,,,. (2)

Für den Fall N= 8 ist die Codematrix für die codierten Phasenverschiebungen durch die Tabelle 3 gegeben. Die entsprechende Signalmatrix für die erste Gruppe der empfangenen Signalelemente zu einem willkürlich mit i=0 bezeichneten Zeitpunkt gibt die folgende Tabelle 4 wieder.

Tabelle 4

S₁,

IO Jy(V li. 1 Jy(A-Il Z Jy(N -1 I. (N - I I

In der Tabelle 2 ist jeweils W=exp(j2j-i/N) und es ist das Element in der k ten Zeile und der p-ten Spalte mit W¹P bezeichnet. Die Bezeichnung exp (J2nlN) besagt, daß die Zahl e in die (fin/N)-te Potenz erhoben ist, wobei j = j/ -1. Demgemäß ist W¹P = eü²-^T"^v)*p, was wiederum dem Ausdruck cos(2π/N)kp+js\n (2nlN)kp gleich ist und die Phasendrehung eines Vektors um den Winkel (2nlN)kp angibt.

Ohne dabei das allgemeine Prinzip aufzugeben, ist es vielleicht klarer, die Codematrix durch ein Beispiel für N= 8 anzugeben, das in Tabelle 3 wiedergegeben ist.

Tabelle	0	3	0	0	0	0	0	0
0	45	90	125	180	225	270	315
0	90	180	270	0	90	180	270
0	135	270	45	180	315	90	225
0	180	0	180	0	180	0	180
0	225	90	315	180	45	270	135
0	270	180	90	0	270	180	90
0	315	270	225	180	135	90	45
0

Von links nach rechts und von oben nach unten gelesen gibt die Tabelle 3 die relativen Phasenverschiebungen an, die dem Sendesignal als Code aufgeprägt werden müssen. Um die Signalfolgen oder -gruppen zu decodieren, die vorher durch die Mehrphasen-Funktion codiert worden sind, ist es erforderlich, die Phasen der empfangenen Signalelemente nach der gleichen Phasenfunktion zurück, also in entgegengesetzter Richtung

Die Signalelemente für die nächste Gruppe empfangener und zu decodierender Signale im Zeitpunkt /=1 gibt die folgende Tabelle 5 wieder.

Tabelle 5

Den Tabellen 4 und 5 ist zu entnehmen, daß der Unterschied zwischen den Gruppen aufeinanderfolgender codierter Signalelemente zu den Zeiten / = 0 und /=l der Fortfall des mit So bezeichneten Signales und die Addition eines neuen, mit Sm bezeichneten Signalelementes ist.

Die durch Gl. (1) angegebene Decodierungsfunktion kann mittels Recheneinrichtungen verwirklicht werden, indem zunächst jedes Signa'clement einer bestimmten Gruppe mit der angegebenen Phasendrehung multiplizit.'t wird und dann die in der Phase gedrehten Signale addiert werden. Bei einer digitalen Datenverarbeitung müßten dann N² komplexe Multiplikationen und /V-komplexe Additionen ausgeführt werden. Indem zunächst die Signalelemente jeder Gruppe summiert werden, welche die gleiche Phasendrehung erfordern, kann die Anzahl der komplexen Multiplikationen auf N reduziert werden, jedoch werden noch immer /V² komplexe Additionen benötigt. Da jede Gruppe empfangener Signalelemente nur einem Entfernungsintervall entspricht und bei typischen Anwendungen in der Radartechnik 2¹⁰ Entfernungsintervalle benutzt werden, müßten bei einem relativ einfachen Code von nur N=8 diskreten Phasenzuständen beispielsweise 2¹⁸ oder 262144 komplexe Additionen während jeder Sendeperiode ausgeführt werden. Weiterhin wurden bei der Anwendung der obenerwähnten Technik Schieberegister mit N² Ausgängen benötigt. Bei Mikrorniniatur-Schaltungen ist die Anzahl der benötigten Ausgangsleitungen ein bedeutender Faktor für die Größe und Wirtschaftlichkeit der Baueinheiten, so daß ein Konzept, das zu einer erheblichen Reduzierung der Anzahl der Ausgänge führt, bereits schon aus diesem Grunde einen bedeutenden wirtschaftlichen Vorteil hätte.

Wie nun erläutert wird, kann durch die Erfindung die notwendige Anzahl der komplexen Additionen bedeutend reduziert werden. Aus der Tabelle 2 ist ersichtlich, daß in der /r-ten Zeile der Phasensprung zwischen aufeinanderfolgenden Matrixelementen W* beträgt. Uk. ι und Uk. /₊i unterscheiden sich durch die ersten und letzten Elemente in einer Zeile und einer Phasenverschiebung um W' für die übrigen Elemente. Diese Tatsache kann durch die Fortsetzung des numerischen Beispiels für den Code mit N= 8 verdeutlicht v=rden:

Mo., + 1 = («II., - S₁₁)IV + S_HW"

«i.,t! = ("ι., - SJJV¹ + S₁₁₁JV⁷

»2., ti = (»2., - $\b\W*~ + S₂₄H"

ι.,,.,-u = (·(„,- S_4n)H'"" + S_5hJV²

i/₇, _M = (H₇., - S₅,,) IV ' + Sh₄H'¹

Da W^k der Größe W^k'^s gleich ist. wird
«η., +1 + ("..., - S₁, + SJH"'
MiJ ₊ I = (».., - S₁₁ + S₁JJV"¹

«2.1+1 = (»2., - S_lh + S₂₄) JV²

"(,., + ι = (»(,., - S_4n + S₅J It'"

"7.1*1 = ("7.1 - S₅,, -| .S'„₄) H

Die Gl. (4) macht deutlich, Jaß die Zahl der erforderlichen komplexen Additionen auf 3/V reduziert wird. Bei der obenerwähnten Anwendung mit 1024 Entfernungsintervallen würde die Anzahl der komplexen Additionen von 262 144 auf 49 152 reduziert. Es ist ebenfalls ersichtlich, daß dieses Prinzip bei Mehrphasen-Codes anwendbar ist, die durch eine Nx ΛΖ-Matrix mit beliebigem N dargestellt werden können, und nicht auf Potenzen von 2 beschränkt ist.

ι , Bevor eine bevorzugte Ausführungsform eines Denodierers nach der Erfindung im einzelnen beschrieben wird, soll zunächst ein Radarsystem beschrieben werden, das für das Aussenden mehrphasig codierter Signale sowie zum Empfang und zur Verarbeitung der

ι _? reflektierten Echosignale geeignet ist.

Wie aus Fig. 6 ersichtlich, die den Sende- und Synchronisationsteil eines solchen Radargerätes zeigt, liefert ein Hauptoszillator 50 ein HF-Signal mit einer Frequenz /i an einen Taktgenerator 52. DerTaktgenera-

;o tor 52, der übliche Differenzier- und Impulsformerkreise enthalten kann, liefert eine Reihe von Taktimpulsen, die in Fig. 8 durch die Kurve 54 dargestellt sind, an einen Zähler 56. Der Zähler 56 ist mit einer Logik 58 über ein mehradriges Kabel 60 verbunden. Die Logik 58 enthält geeignete Logikkreise, die bewirken, daß auf ausgewählten Ausgangsleitungen bei vorbestimmten Zählerständen des Zählers 56 Vorbereitungssignale erscheinen.
Sofern nichts anderes angegeben ist, werden alle im

,o folgenden erwähnten Flipflops dadurch gestellt, daß ein Signal mit dem Pegel einer logischen 1 an den /-Eingang angelegt wird, während zum Rückstellen ein Signal mit dem Pegel einer logischen 1 an den Ai-Eingang angelegt werden muß. Für die logische 1, die auch als

}_S Vorbereitungssignal dient, kann willkürlich ein positives Potential gewählt werden. Wenn ein Flipflop gestellt ist; hat sein ζ)-Ausgang das Potential einer logischen 1. während im rückgesteüten Zustand der (^-Ausgang auf dem Niveau einer logischen 0 liegt, das willkürlich als Masse- oder Bezugspotential gewählt sein kann.

Wenn der Zähler 56 seinen Höchststand erreicht hat. beispielsweise 2048, geht er automatisch auf 0 zurück. Die Logik 58 stellt den Zählerstand Null fest und führt der /-Klemme eines Steuerflipflops 62 ein Vorbereitungssignal (Signal mit dem Pegel einer logischen 1) zu. Der (^-Ausgang des Flipflops 62 ist mit einem Treiber oder Leistungsverstärker 64 verbunden. Der Treiber 64 kann von jeder beliebigen Art eines steuerbaren HF-Verstärkers bestehen und einen Verstärker mit gekreuzten Feldern oder eine Wanderfeldröhre umfassen. Der Treiber 64 ist so ausgebildet, daß er vorbereitet ist, also einen HF-Ausgangsimpuls liefert, während sich das Flipflop 62 im gestellten Zustand befindet.

Ein Code mit JV=8 Phasenzuständen umfaßt 64 Elemente, deren Phasenlage in der Tabelle 3 angegeben ist. Die Logik 48 liefert an den K-Eingang des Flipflops 62 ein Signal mit dem 1-Pegel, wenn der Zähler 56 den Stand 63 erreicht. Daher schaltet der (^-Ausgang des Flipflops 62 nach 64 Zählschritten auf den 0-Pegel um,

und es wird der Treiber 64 gesperrt, d. h„ daß er kein Ausgangssignal mehr erzeugt.

Das Eingangssignal mit einer Frequenz /ö wird dem Treiber 64 von einem Frequenzvervielfacher 66 zugeführt, der die ihm vom Hauptoszillator 50

hs zugeführte Frequenz /i heraufsetzt, beispielsweise durch die Erzeugung von Harmonischen an einem nichtlinearen Glied und anschließender Filterung. Das getastete Ausgangssignal mit der Frequenz f», das in Fi g. 8 durch

die Kurve 72 wiedergegeben ist, wird auf einer Leitung 68 einer Phasenschieberanordnung 70 zugeführt. Diese Phasenschieberanordnung wird von der Logik 58 so gesteuert, daß die 'JF-Impulse 72 gemäß dem Mehrphasencode nach Tabeile 3 codiert werden. Die Logik 58 enthält übliche Verknüpfungsgliecier, zum Erkennen der Zählerstände von 0 bis 63 und zum Einschalten der jedem Zählerstand zugeordneten Kombination von Phasenschiebern. Für den Code nach Tabelle 3 können die erforderlichen Phasenverschiebungen mit Hilfe von drei Phasenschiebern 74,76 und 78 erzielt werden. Diese Phasenschieber können aus Hohlleiter-Abschnitten mit daran angeordneten Dioden oder Varactoren bestehen, so daß die angegebene Phasenverschiebung eingeführt wird, wenn den entsprechenden Phasenschiebern das Vorbereitungssignal zugeführt wird. Beispielsweise bewirkt der Phasenschieber 74 eine Phasenverschiebung von 45°, wenn er vorbereitet ist, und keine Phasenverschiebung, wenn ihm kein Vorbereitungssignal zugeführt wird. Es ist zu bemerken, daß die für den Code nach Tabelle 3 erforderlichen Phasenverschiebungen durch die richtige Kombination von nur drei Phasenschiebern erzielbar sind. Beispielsweise kann eine Phasenverschiebung von 315° durch das Einschalten aller drei Phasenschieber erzeilt werden, während eine Phasenverschiebung von 225° von den Phasenschiebern 74 und 78 und eine Phasenverschiebung von 135° von den Phasenschiebern 74 und 76 bewirkt wird.

Das phasenmodulierte Ausgangssignal der Phasenschieberanordnung 70 wird in einem HF-Leistungsverstärker 80, bei dem es sich wiederum um einen steuerbaren HF-Verstärker oder eine Wanderfeldröhre handeln kann, auf die endgültige Leistung verstärkt und dann über eine Sende-Empfangs-Weiche 82 (Duplexer) der Sende- und Empfangsantenne 20 zugeführt.

Die von sich innerhalb der Strahlungskeule 22 der Antenne 20 befindenden Reflektoren (Fig. 1) empfangene HF-Energie wird von der Antenne 20 über die Sende-Empfangs-Weiche 82 dem Mischer 84 der in Fig. 7 dargestellten Empfangseinrichtung zugeführt. Dem Mischer 84 wird außerdem von einem stabilen Lokaloszillator 86 ein solches HF-Signal zugeführt, daß der Mischer das empfangene HF-Signal in einen ZF-Bereich transformiert. Das Ausgangssignal des Mischers 84 wird einem ZF-Verstärker 88 zugeführt. Das verstärkte Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 88 wird mit Hilfe eines Phasendetektors 92 phasenmoduliert, dem von einem Bezugsoszillator 90 ein ZF-Signal zugeführt wird. Wenn das von dem Phasendetektor 92 empfangene Eingangssignal durch einen Vektor der Länge A mit einer Phase B relativ zur Phase des von dem Bezugsoszillators 90 /ugeführten Signals, dessen Phase willkürlich als Bezugsphase gewählt wird, betrachtet wird, dann kann das Ausgangssignal des Detektors 92 durch die Größe A cos B wiedergegeben werden. Dieses Signa! wird auch manchmal im folgenden mit »/« bezeichnet, weil dieses Signal »in Phase« ist. Bei komplexer Behandlung der Vektoren handelt es sich auch um die reelle Komponente.

Das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 88 wird außerdem einem zweiten Phasendetektor 94 zugeführt. dem das Signal des Bc/.ugsos/illators 90 nach einer Phasenverschiebung von 90 im Phasenschieber % zugeführt wird. Demgemäß ist das Ausgangssignal des Phasendetektors 94 gegenüber dem Ausgangssignal ties Phasendelektors 92 um 90' verschoben und kann demnach durch die Größe A sin Ii wiedergegeben werden. Diese Größe wird manchnal auch mit »Q< bezeichnet, weil dieses Signal zu der Bezugsphase »ir Quadratur« steht. Bei komplexer Betrachtungsweise handelt es sich um die imaginäre Komponente.

Für die Länge des Entfernungsbereiches, der von den Bearbeitungsteil des Empfängers zu untersuchen ist sind viele Gesichtspunkte maßgebend. Beispielsweise bestimmen die Höhe, das Strahlungsdiagramm und dei nach unten gerichtete Neigungswinkel der Antenne welcher Entfernungsbereich von der ausgesendeter Energie beleuchtet wird. Hier sei willkürlich angenommen, daß die Periode T der Sendeimpulse (F i g. 8) ir 2048 Entfernungsintervalle geteilt ist und daß der vor dem Verarbeitungsteil des Systems zu untersuchende Entfernungsabschnitt der 512 Entfernungsintervalk umfassende mittlere Bereich jeder Sendeperiode ist.

Von einem Flipflop 98 (F i g. 6) wird in Abhängigkeil von Vorbereitungssignalen, die ihm von der Logik 5f zugeführt werden, ein Torsignal 99 (F i g. 8) erzeugt, da; im Bereich zwischen dem nächsten und dem weitester interessierenden Entfernungsintervall den 1-Pegel hat Beispielsweise wird die /-Klemme des Flipflops 9Ϊ vorbereitet, wenn der Zähler 56 den Stand 768 erreicht und es wird dann die K-Klemme beim Zählerstand 128C vorbereitet, so d. 3 dann 512 Entfernungsintervalle in dem interessierenden Entfernungsbereich enthalten sind·.

Während der Dauer des den interessierenden Entfernungsbereieh kennzeichnenden Torsignals oder des Meßintervalls tasten durch die Zufuhr von Taktsignalen gesteuerte Analog-Digital-Umsetzer IOC und 102 die reellen und imaginären Videosignale ab, die ihnen vom Phasendetektor 92 bzw. 94 zugeführt werden. Die Digital-Analog-Umsetzer bilden aus den Videosignalen digitale Wörter mit der gewünschten Genauigkeit Beispielsweise kann jedes Wort 8 Bits einschließlich eines Vorzeichenbits, enthalten. Das Torsignal wird mit den Taktinipulsen 54 (Fig.8) in einem UND-Glied 104 (Fig. 6) kombiniert. Es ist das Ausgangssignal dieses UND-Gliedes, das den Analog-Digital-Umsetzern 100 und 102 zur Synchronisation zugeführt wird.

Die digitalen Wörter, die für den Amplitudenwert der reellen und imaginären Videosignale charakteristisch sind, werden von den Analog-Digital-Umsetzern über mehradrige Kabel 105 und 106 je einem Pufferspeicher 108 bzw. 110 zugeführt. Die reellen und imaginären Binärwörter werden aus den Pufferspeichern über mehradrige Kabel 114 und 116 in einen Decodierer 112 eingegeben. Die Überli agung der Binärwörter erfolgt in Abhängigkeit von Steuersignalen, die den Pufferspeichern von dem Decodierer 112 zugeführt werden. Bei dem dargestellten Beispiel ermöglicht das Einschalten von Pufferspeiehern, daß der Decodierer 112 mil reduzierter Geschwindigkeit arbeitet. Es versteht sich jedoch, daß bei Anwendungen, bei denen die Verarbeitungszeit keine wesentliche Rolle spielt, solche Pufferspeicher nicht benötigt werden und der Decodierer mit der Geschwindigkeit arbeiten kann, mit der die Daten von den Umsetzern zugeführt werden. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel werden die Daten in den Pufferspeicher in Abhängigkeit von den von dem UND-Glied 104 gelieferten Taktimpulsen wahrend der Dauer des Meßinten ,ills gespeichert, wahrend das Auslesen der Daten unter der Steuerung des Deeodiereis 112 wahrend des außerhalb des Meßintervalls liegenden Teiles der Impulsperiode rrlolgt.

Line bevorzugte Ausfühningslorm des Decodierer*!

{12, der die obenerwähnten Vorteile der hohen Zuverlässigkeit und der Reduktion der Anzahl der erforderlichen arithmetischen Operationen aufweist, ist in Fig.9 in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Wie ersichtlich, weist der Decodierer 112 einen Eingangs-Subtrahierer 134 und acht Verarbeitungs-Baugruppen 122 bis 129 auf. Die Baugruppen 126 bis 129, die in Blockform dargestellt sind, sind in ihrem Aufbau mit den Baugruppen 122 bis 125 identisch. Alle in F i g. 9 dargestellten Einheiten weisen zwei parallele Kanäle für die separate Verarbeitung der reellen und imaginären Signalkomponenten auf, und es sind alle Verbindungsleitungen mehradrige Kabel, beispielsweise 16adrige Kabel mit acht Adern für jedes reelle und jedes imaginäre Wort.

Der Subtrahierer 134 und die erste Verarbeitungs-Baugruppe 122 sind in Fig. 10 mehr im einzelnen dargestellt. Wegen der Übereinstimmung zwischen den Verarbeitungs-Baugruppen ist es leicht erkennbar, daß die übrigen Baugruppen des Decodierers nach F i g. 9 in gleicher Weise aufgebaut sein können. In Fig. 10 sind die Einheiten in jedem der beiden Kanäle mit den gleichen Bezugsziffern versehen wie in F i g. 9 jedoch sind die Bauteile für den reellen Kanal durch ein / und die Einheiten für den imaginären Kanal durch Q ergänzt.

Wie in Fig. 10 dargestellt, erzeugt eine Uhr 130 Uhrimpulse in einem solchen Abstand, daß die Daten aus einer gewünschten Anzahl von Entfernungsintervallen, beispielsweise 512 Entfernungsintervallen pro Impulsperiode, während jeder Verarbeitungsperiode Pl, die in F i g. 8 durch die Kurve 133 wiedergegeben ist, verarbeitet werden können. Die Impulse der Uhr 130 werden in einem UND-Glied 135 mit dem Q-Ausgangssignal des Flipflops 98 in Fig. 1 kombiniert, um allen Einheiten des Decodierers nach den Fig. 9 und 10 im Verarbeitungsintervall Uhrimpulse zuzuführen, ausgenommen den festen Registern. Wie die Kurve 133 in Fig.8 zeigt, ist die Verarbeitungsperiode Pl das Komplement zu der Meßperiode, die durch das von der nächsten bis zur weitesten interessierenden Entfernung reichenden Entfernungstor bestimmt ist (siehe Kurve 99 in F i g. 8).

Die Ausgangssignale der Uhr 130 werden auch den Pufferspeichern 108 und 110(Fi g. 7) zugeführt, um das Verschieben des nächsten Wortes aus diesen Pufferspeichern in die reellen und imaginären Schieberegister 132/ und 132Q sowie die Subtrahierer 134/ und 134ζ) zu bewirken. Die Ausgangssignale der Schieberegister 132/ und 132Q werden den Subtrahentcn-Eingängen der Subtrahierer 134/bzw. 134(? zugeführt. Die Ausgangssignale der Subtrahierer werden Volladdierern 138/und 138ζ) zugeführt. In diesen Addierern werden die Ausgangssignale der Sub'.rahierer zu den Ausgangssignalen von Multiplizierern 140/ und 140Q addiert. Die Multiplizierer 140 bilden das Vektorprodukt einer vektoriellen Größe, die in einem Register 142/ bzw. 142<? gespeichert ist. mit dem Vektor, der von dem festen Register 144 zugeführt wird.

Zur Erläuterung der Operation der komplexen Multiplizierer sei daran erinnert, daß das Produkt zweier komplexer Zahlen Smi+jS^vund S\*n 4 /.9_Hw die Zahl

¹ / 1'Vl 4 (_J'Vl-¹ / ' "M4 1 / -'U: IJ '

ist, wenn Siui und S,^_n die reelle b/w. imaginäre

Komponente des vom Register 144 zugefuhrten Vektors, 5m2/ und Sn2O die reelle bzw. imaginäre Komponente der im Register 142 gespeicherten vektonellen Größe und

(S|44/ Sl42l— Si

sowie

die reellen bzw. imaginären Glieder des komplexen Produktes sina, die den Ausgangsleitungen 146/ bzw, 146<? zugeführt werden. Die Multiplizierer 140/ und 140ζ> können in der in den F i g. 11 und 12 angegebenen Weise ausgebildet sein. Wie in F i g. 11 dargestellt, bilden Multiplizierer 146 und 148, bei denen es sich um digitale Multiplizierer herkömmlicher Bauart handeln kann, die Glieder Sm; Su2/ und Smρ Su2c>.und es wird das letzte Glied von dem ersten in einem Subtrahierer 150 subtrahiert, um das reelle Glied des komplexen Produktes zu bilden. Ebenso bilden, wie in Fig. 12 dargestellt. Multiplizierer 152 und 154 die Glieder Siuq Sun und S|44/ Si42c* ^und ^es werden diese Glieder im Addierer 156 kombiniert, um das imaginäre Glied des komplexen Produkts zu bilden.

Wie aus Fig. 10 weiter ersichtlich, werden die von den Multiplizierern 140/ und 140<? gelieferten reellen und imaginären Glieder des Produktes Addierern 138/ und 138ζ) und einem komplexen Addierer 158 in F i g. 9 zugeführt. Das Ausgangssignal des komplexen Addierers 138 wird zur Verwendung im folgenden Verarbeitungszyklus im Register 142 gespeichen. Die Register 142 und die entsprechenden Register in den Baugruppen 123 bis 129 werden durch ein Signal R zurückgestellt, das von der Logik 58 in F i g. 6 beim Zählerstand 1024 zugeführt wird. Es werden also alle Register vor Beginn eines neuen Verarbeitungszyklus gelöscht.

Die N, im vorliegenden Fall also acht Baugruppen 122 bis 129 sind durch zweikanalige Schieberegister 160 bis 166 getrennt. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 160 speist die Verarbeitungs-Baugruppe 123, und es sind die Einheiten der Baugruppe 123 mit den gleichen Bezugsziffern versehen wie die entsprechenden Einheiten der Baugruppe 122, jedoch folgt den Bezugsziffern der Buchstabe a. Das Ausgangssignal (Produkt) des Multiplizieren 140a wird als eines der Eingangssignale dem komplexen Addierer 158 zugeführt. Der komplexe Addierer 158 umfaßt zwei Kanäle mit üblichen Volladdierern, von denen der eine Kanal das reelle Glied und der andere Kanal das imaginäre Glied verarbeitet.

In gleicher Weise speist das Schieberegister 161 die Verarbeitungs-Baugruppe 124 und es sind die Einheiten, welche die Baugruppe 124 bilden, mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet wie die entsprechenden Einheiten in der Baugruppe 121, jedoch sind die Bezugsziffern durch den Buchstaben b ergänzt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 1406 wird als Eingangssignal einem komplexen Addierer 167 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Schieberegisters 162 wird der Baugruppe 125 zugeführt, deren Einheiten durch den zusätzlichen Buchstaben cgekennzeichnet sind. Das von dem Multiplizierer 140c gelieferte Ausgangssignal wird in dem komplexen Addierer 167 mil dem Ausgangssignal der Raugruppe 124 kombiniert.

In gleicher Weise werden die Baugruppen 126 und 127 von den Ausgangssignalen der Schieberegister 163 bzw. 164 gespeist und enthalten Einheiten, die zu denjenigen der anderen Baugruppen identisch sind und

durch zusätzliche Buchstaben d bzw. e gekennzeichnet werden. Die von den nicht mehr dargestellten Multiplizierern dieser Baugruppen gebildeten Produktglieder werden in einem komplexen Addierer 171 kombiniert Die Baugruppen 128 und 129 haben den s gleichen Aufbau wie die anderen Baugruppen und es sind ihre Einheiten durch den zusätzlichen Buchstaben / bzw. g kenntlich gemacht Die Baugruppen 128 und 129 sind an die Ausgänge der Schieberegister 165 bzw. 166 angeschlossen, und es werden die Ausgangssignale ι ο dieser Baugruppen im Addierer 173 kombiniert

Die Ausgangssignale der Addierer 158 und 167 werden in einem weiteren Addierer 169 kombiniert. Ebenso werden die Ausgangssignale der Addierer 171 und 173 in einem weiteren Addierer 175 kombiniert, und ι s es wird dann die Summe der Ausgangssignale der Addierer 169 und 175 in einem Addierer 177 gebildet. Die zuletzt erwähnten Addierer sind alle zweikanalige Einrichtungen, in denen der eine Kanal zur Verarbeitung der reellen und der andere Kanal zur Verarbeitung der imaginären Signalkomponenten dient.

Der Addierer 177 bildet fortlaufend den decodierten Wert für jedes Entfernungsintervall innerhalb des Entfernungstores und es werden diese Signale einem dreistufigen Schieberegister 172 zugeführt, das in Fig. 13 dargestellt ist. Wie aus Fig. 13 ersichtlich, ist mit dem Register 172 eine Subtrahiereinrichtung, die zwei Subtrahierer 176 und 178 umfaßt, mit dem Register 172 derart verbunden, daß die beiden äußeren Stufen des Registers mit einer Verschiebung um ein Bit nach rechts mit der Subtrahieranordnung verbunden sind, was einer Teilung durch 2 in binärer Arithmetik entspricht. Diese gerade beschriebene Verschiebung der voreilenden und nacheilenden decodierten Signalwerte, also der dem gerade verarbeiteten Entfernungsintervall ^ vorausgehenden und folgenden Entfernungsintervalle, ist einem Gewichtungsfakt.or von 0,5 äquivalent und hat die Wirkung einer Unterdrückung von Nebenzipfelenergie, also der relativen Unterdrückung von Energie, die auf reflektierende Quellen in anderen als dem decodierten Entternungsintervall zurückzuführen ist. Die beschriebene Art der Gewichtung wurde wegen ihrer einfachen Verwirklichung und im Hinblick auf die Tatsache gewählt, daß eine Gewichtungsfunktion von 0,5 bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel eine annehmbare Verbesserung des Verhältnisses von Signal- zu Nebenzipfelenergie ergibt. Es versteht sich jedoch, daß auch andere Gewichtungsfunktionen bei der Erfindung verwendet werden können. Beispielsweise können zwischen die erste und die letzte Stufe des Schieberegisters einerseits und die zugeordneten Subtrahierer andererseits Divisionseinrichtungen eingeschaltet werden. Auch kann zwischen die zentrale Stufe des Registers 172 und den Subtrahierer 176 ein Multiplizierer angeordnet sein. ss

Wie bei der Beschreibung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Vorrichtung noch deutlicher erke.inbar wird, werden N² Arbeitszyklen benötigt, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das für den decodierten Wert des ersten Enifernungsintervalls charakteri- f«> stisch ist.

Bei der Anwendung der in Fig. 13 dargestellten Schaltungsanordnung wird das gewichtes: Ausgangssignal einem nicht näher dargestellten Verbraucher ersi drei Arbeitszyklen nach der Decodierung des ersten ''s Entfernungsintervalles zugeführt. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal des Subtrahierers 178, bei dem es sich um das codierte und gewichtete Ausgangssignal handelt durch ein Ausgangstor 180 geleitet, das von einem Torsignal 181 in Fig.8 gesteuert wird. Das Torsignal wird von dem ^Ausgang eines Flipflops 182 geliefert das bei einem vorbestimmten Zählerstand gestellt wird, beispielsweise nach dem 67ten Zählschritt (/Ψ+3) nach dem Rückstellimpuls. Ein Logikkreis 18istellt fest wenn ein Zähler 186 den zuletzt genannten Stand erreicht hat und führt dann dem /-Eingang des Flipflops 182 ein Stellsignal zu. Sowohl der Zähler 186 als auch das Flipflop 182 werden von dem ß-Signal zurückgestellt das die Logik 58 nach F i g. 6 vor dem Start jedes Verarbeitungszyklus liefert Demgemäß läßt das Ausgangstor 180 die Ausgangssignale vom Subtrahierer 178 erst dann passieren, wenn sich die Arbeitsweise des Gerätes stabilisiert hat.

Beim Betrieb des beschriebenen Ausführungsbeispiels emittiert der in Fig.6 dargestellte Sender eine Folge von HF-Impulscn mit einer Pulsfolgefrequenz 1/7" (Kurve 72 in Fig.8). Jeder ausgesendete Impuls ist durch N verschiedene Phasenzustände codiert und umfaßt N² Codeelemente (siehe F i g. 3). Das Codieren des Sendeimpulses erfolgt mit Hilfe der Phasenschiebereinheit 70, die von der Logik 58 gesteuert wird. Bei einem Code mit acht Phasenzuständen spricht die Logik 58 auf die Zählschritte 0 bis 63 des Zählers 56 an und aktiviert die richtige Kombination der Phasenschieber, so daß die in der Tabelle 3 angegebenen Phasenverschiebungen Jem Sendeimpuls aufgeprägt werden.

Während der Zeit zwischen den Sendeimpulsen werden von der in F i g. 7 dargestellten Empfangseinheit die Echosignale von Objekten empfangen, die sich innerhalb der Strahlungskeule der Antenne 20 befinden. Es sei bemerkt, daß jeder angestrahlte Reflektor ein mehrphasig codiertes Signal der Länge N² reflektiert. Wenn der Abstand zwischen reflektierenden Quellen kleiner ist als die Länge des ausgesendeten Impulses, so fallen die Echosignale von benachbarten Reflektoren zeitlich zusammen.

Das Torsignal 99 in F i g. 8 wird mit den Taktimpulsen 54 in dem UND-Glied 104 kombiniert, um Abtastimpulse zu bilden, welche die Operation der Analog-Digital-Umsetzer 100 und 102 für die reellen und imaginären Signalkomponenten und die Speicherung der Daten in den Pufferspeichern 108 und 110 steuern. Wenn beispielsweise in den Pufferspeichern 512 Werte während jeder Impulsperiode gespeichert werden, wie es bei dem behandelten Ausführungsbeispiel vorgesehen ist, dann können diese Datenelemente mit Si), Si, 52,...,SiH bezeichnet werden. Die Signalelemente Sb bis Sm stellen die erste empfangene und codierte Signalgruppe, die Signalelemente Si bis Sm die zweite empfangene codierte Signalgruppe, die Signalelemenie S2 bis Sb5 die dritte Gruppe usw. dar, so daß die Signalelemente S44« bis S?η die letzte Gruppe der Signalelemente bildet, die während einer Impulsperiode zu decodieren sind.

Die in den Pufferspeichern während des MeUintcrvalls gespeicherten Daten werden während des Verarbeitungsintervalls (Kurve 133 in Fig. 8) in Abhängigkeit von Uhrimpulsen, die von dem UND-Glied 135 in F i g. 10 geliefert werden, wortweise in dem Decodierer 112 eingetaktet.

In dem Decodierer 112 werden zu einer Zeit t, die während jedes Verarbeitungsintervalls dem vom IJNIl Glied 135 gelieferten 64ten Taktimpuls folgt, Jie Signalelemente Si, bis Sm der ersten Gruppe verarbeitet, '.im Teilgruppcnsignale U_n, bis U₇, am Ausgang der entsprechenden Multiplizierer 140 und l40<fbis 140^ zu

bilden. Die Summe dieser Signale u₀., bis u_7j ist dem decodierten Wert der Signalgruppe So bis St, ι (erstes Entfernungsintervall) gleich. Es sei erwähnt, daß zu Beginn jedes Verarbeitungsintervalls ΛΓ, also im vorliegenden Fall 64 Verarbeitungszyklen, die durch die Uhfimpulse vom UND-Glied 135 bestimmt sind, benötigt werden, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das für den decodierten Wert des ersten Entfernungsintervalls charakteristisch ist. Die Ausgangssignale, uie für die decodierten Werte der folgenden Entfernungsintervalle charakteristisch sind, werden jedoch dananch bei jedem folgenden Verarbeitungsintervall geliefert

GL (3) gibt das grundlegende Schema für die rekursive Arbeitsweise wieder, bei der die vollständigen N² Signalelememte einer Gruppe codierter Signalelemente in N Teilgruppen unterteilt werden. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel mit /V= 8 gibt es acht Teilgruppen, und es ist die Geamtheit der Teilgruppensignale u auf der linken Seite der Gl. (3) gleich dem decodierten Wert der Gruppe der Signalelemente, die während der Periode f+1 verarbeitet wird, und zwar ausgedrückt als Funktion der Teilgruppensignale u, die während der vorhergehenden Periode t gebildet worden sind. Anstatt daß in dem Decodierer 112 jedem einzelnen Datenelement in jedem Zeitintervall die erforderliche Phasenverschiebung individuell aufgeprägt wird, wird die erforderliche Phasenverschiebung den von jeder Baugruppe gelieferten modifizierten Teilgruppensignalen aufgeprägt. Die Modifikation der Teilgruppensignale der zuletzt verarbeiteten Gruppe kompensiert das Hinzutreten eines neuen codierten Signalelements am einen Ende und das Abgehen des ältesten Signalelements am anderen Ende jeder Teilgruppe. Auf diese Weise kann der Aufbau des Decodierers erheblich vereinfacht und die für den Decodierer aufzuwendenden Kosten erheblich vermindert werden.

Die Eingangsstufen des Decodierers 112, die von dem Schieberegister 132 und dem Subtrahierer 134 gebildet werden, vereinfachen die erforderliche Verarbeitung, indem sie die Differenz zwischen den um N Zeitschritten verschobenen Signalen 5, und 5,8 bilden. Beispielsweise sind zur Zeit t+ 1 die Signalpaare der Gl. (4),

nämlich Sg-S₀, S₁₁₁-S₈, S₂A-S,,, Sm-S-* in den

Eingangsstufen gebildet und in den Stufen der Schieberegister 160 bis 166 gespeichert worden. Obwohl die Schieberegister 132 und 160 bis 166 in Fig.9 um der Klnrheit willen als getrennte Einheiten bezeichnet worden sind, versteht es sich, daß sie von einem einzigen Schieberegister mit N² Stufen gebildet werden können, das N Abgriffe aufweist. Die folgende Tabelle 6 gibt für die Glieder der Gl. (4) die Signalwerte an, die an den Ausgängen der wichtigsten Einheiten der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 auftreten, während die Tabelle 7 die eine Phasenverschiebung bewirkenden Faktoren angibt, die in den festen Registern 144 bis
gespeichert sind.

Tabelle 6
Signal

.St>4 — S',h S% — SlK •J4N — 'S40

Bezugsziffer der |-inheil des
Decodieren 112

134 160 161 162

Signal

Si2 — $24 S\b — *->8

S₈-S₀

Ul. ι

ICJ Ub.,

U%!

U₂.!

Be/'Jgs/iffer
der hinhcii des
Decodiert rs 112

163

164

165

166

140

140 a

140ά

140c

14Gc/

14Oe

140/

20	U₀./ Ui. ι — S% + Sm i/fc, ,-S₄JJ-I- Ssfc U₅,, -Sw + Sau Ua. ι — S32 + Sw U)., — S₂₄ + Sj₂ U₂. ι — Sib + S₂₄ Ui. ί — Se + S₁O Uo., - So + Sb	I4U£ 138 138a 138ϋ 138c 138c/ 138e 138/	4 /1
2S			■I + / I 2
	Tabelle 7		I i j\
	Be.'ugs/iffer des festen Rcüisters	Ciespeieherter I- tk'.ur	I -7 12
	144	exp - ; 315 —	-71
	I44i.	exp-/27O = O	- j r-
	144/)	exp-/225 =	4 /(I
40	144 ί	exp -,/ 180 = -
	1441/	exp-/135 =
4.	144 c	exp ~/90 - O
	144/	exp-/45 =
SO	144 (,'	exp-/0 -- I

Wie die vorstehenden Tabellen zeigen, bildet beispielsweise der Subtrahierer 134 die Größe Sm-Ss₆ und das Ausgangssignal des Multiplizierers 140 ist U₁.,. Infolgedessen bildet der Addierer 138 das Glied Ui.ι-Sit,+ Sw, bei dem es sich um ein modifiziertes Teilgruppensignal handelt und das dem in Klammern eingeschlossenen Glied der letzten Zeile der Gl. (4) entspricht. Die Addierer 138a bis 138^ bilden gleichartige Glieder. Diese modifizierten Teilgruppensignale werden in den Registern !42 bis 142^r während einer UhrpTiode gehalten. Es sei erwähnt, daß die Multiplizierer 140 bis 140^r die Vektorprodukte der in den entsprechenden Registern enthaltenen Werte mit den Phiisenverschiebungs-Faktoren in den zugeordneten fest cn Registern bilden. Beim nächsten Zeitschritt, also dem nächsten UhrirtiDuls. und die Ci1.14) vervollstän-

digt, und es liefert der Multiplizierer 140 das Glied ο?.,, ι. bei dem es sich um ein neues Tcilgruppensignal handelt. Entsprechend liefern die Multiplizierer 140a bis

140g an ihren Ausgängen die Glieder i/t,. <. ι, Us. μ ι

IAi.1.1· Die Signale u_M ι werden mit Hilfe der vektoricllen Addierer 158, 167,169,171, 175 und 177 kombiniert, um den decodierten Signalwert für das Entfernungsintervall zu bilden, das während der mit /+ 1 bezeichneten Verarbeitungsperiode untersucht wurde. Außerdem werden die Signale u_M ι in den zugeordneten Registern 142 bis 142g gespeichert, d. h., daß diese Register durch einen neuen Satz modifizierter Teilgruppensignale auf den neuesten Stand gebracht werden.

Das Ausgangssignal für das Verarbeitungsintcrvall /+1 ist im Register 172 (Fig. 13) gespeichert, und es werden während des nächsten Verarbeitungszyklus jeweils die Hälfte der decodierten Signale aus der Verarbeitungsperiode t und t + 2 subtrahiert. Das decodierte und gewichtete Ausgangssignal wird dann dem Ausgangstor 180 zugeführt und, wenn das Ausgangstor geöffnet ist, einem nicht näher dargestellten Verbraucher zugeführt, beispielsweise einer Darstellungseinheit.

Fig. 14 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der die Differenzsignale zwischen den codierten Signalelementen, die einen Abstand von N Verarbeitungsschritten haben, nämlich S,—S, _ ν [siehe Gl. (4)j\ in jeder der Baugruppen gebildet werden anstatt in einem einzigen Subtrahierer 134 wie bei der Ausführungsform nach F i g. 9. Wie aus Fig. 14 ersichtlich, macht diese Ausführungsform der Erfindung von einem Schieberegister 200 mit Λ/² Stufen Gebrauch, das nach jeweils N Stufen mit einem Ausgang versehen ist. Die verschiedenen Teilgruppensignale werden in einzelnen Verarbeitungs-Baugruppen 202 bis 209 erzeugt und, wie es für das Ausführungsbeispiel nach F i g. 9 beschrieben wurde, mit Hilfe von Addierern 158, 167,171,169,175 und 177 kombiniert, um das decodierte Ausgangssignal zu bilden.

Die Verarbeitungs-Baugruppen 202 bis 209 sind in ihrem Aufbau und in ihrer Funktion identisch, so daß nur eine Baugruppe 202 im einzelnen dargestellt und beschrieben zu werden braucht. Für den Fall N= 8 bildet die Baugruppe 202 die letzte Zeile der Gl. (4), und es kann die Ausführungsform nach Fig. 14 am besten anhand dieser Zeile beschrieben werden. Es sei angenommen, daß das Teilgruppensignal υ?., während eines vorhergehenden Arbeitszyklus / gebildet worden und im Register 212 gespeichert ist. Während des nächsten Verarbeitungszyklus /+1 wird das codierte Signalelemenl 5% im Subtrahierer 214 von ü?. , während eines Verarbeitungs-Teilintervalls subtrahiert. Zu dem Rest wird während eines nächsten Verarbeitungs-Teilintervalls das Glied Sm im Addierer 216 addiert, und es prägt der Multiplizierer 218 dem modifizierten Teilgruppensignal die Phasenverschiebung W ⁷ auf, so daß das neue Teilgruppensignal u?.mi gebildet, wird. In gleicher Weise bilden die Verarbeitungs-Bauelemente 203 bis 209 die Glieder «„.„, bis (Am ι· Alle in Fig. 14 dargestellten Einheiten weisen zwei parallele Kanäle zur getrennten Verarbeitung der von den Pufferspeichern in Fig. 7 gelieferten reellen und imaginären Signalkomponenten auf und es sind alle Verbindungsleitungen mehradrige Kabel, die beispielsweise 16 Adern mit jeweils 8 Adern für jedes reelle und imaginäre Wort aufweisen. Weiterhin sind alle Einheiten durch Uhrimpulse synchronisiert, ähnlich wie es für die Ausführungsform nach F i g. 9 beschrieben worden ist.

Es versteht sich, daß die beschriebenen Ausführungsbeispiele in macher Hinsicht geändert und abgewandelt werden können, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise können für gewisse Werte der Phasenverschiebung, wie beispielsweise 0°, ±90°, 180° und 360° die festen Register wie 144a in F i g. 9 und die komplexen Multiplizierer wie 140a eliminiert werden und die Ausgänge der Register wie des Registers 142a unmittelbar mit den zugeordneten Einheiten verbunden werden, wie den Addierern 138a und 158a. Weiterhin sind bei den dargestellten Ausführungsbeispielen Multiplizierer in allen Verarbeitungs-Baugruppen dargestellt worden, um den allgemeinen Fall für einen Code mit N Phasenzuständen zu beschreiben. Beim Fall /V= 8 kann jedoch die Multiplikation, die durch manche der Koeffizienten der Tabelle 7 gegeben ist, ohne die Anwendung von Multiplizierern ausgeführt werden. Beispielsweise kann die in der Baugruppe 123 erforderliche Phasendrehung ausgeführt werden, indem die reellen und imaginären Ausgangssignale des Registers 142 nach einer Umkehrung des Vorzeichenbits des imaginären Signals· ausgetauscht werden. Die Phasenverschiebung in der Baugruppe 125 kann durch einfaches Umkehren der Vorzeichenbits der reellen und imaginären Signale des Registers I42c bewerkstelligt werden. In der Baugruppe 127 kann die angegebene Multiplikation dadurch erfolgen, daß die reellen und imaginären Ausgangssignale des Registers 142e vertauscht werden, nachdem das Vorzeichenbit des reellen Gliedes geändert wurde. Endlich kann der Ausgang des Registers 142g unmittelbar mit den zugeordneten Addierern verbunden werden.

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Claims

tentansprüche:

1. Verfahren zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung unter Einbeziehung von Amplitudengewichtung von nacheinander zugeführten Signalen, die Gruppen von N² Signalen mit N verschiedenen Phasenzuständen bilden, dadurch gekennzeichnet, daß von den nacheinander zugeführten Signalen durch phasenempfindliche Demodulation Videosignale abgeleitet werden, die für die reelle und die imaginäre Komponente der zugeführten Signale charakteristisch sind und deren Kombination die jeweilige Phasenlage darstellt, und diese Videosignale in Form von N modifizierten Teilgruppensignalen gespeichert werden und dann die Phase der N modifizierten Teilgruppensignaie so eingestellt wird, daß N Teilgruppensignale gebildet wenden, deren Summe den decodierten Wert einer bestimmten Gruppe codierter Signale annähert, daß dann die jeder Gruppe zugeordneten N Teilgruppensignale summiert und dadurch Signale gebildet werden, die im wesentlichen dem decodierten Wert der entsprechenden Gruppe codierter Signale gleich sind, daß die N Teilgruppensignale als Funktion der Differenz zwischen der bestimmten Gruppe codierten Signale und der nächsten Gruppe modifiziert werden und der so gewonnene neue Satz von modifizierten Teilgruppensignalen anstelle des vorherigen gespeichert und wieder in der beschriebenen Weise verarbeitet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die N Teilgruppensignale modifiziert werden, indem zu bzw. von jedem der Teilgruppensignale ausgewählte codierte Signale addiert und andere ausgewählte codierte Signale subtrahiert werden, so daß jedes Teilgruppensignal durch ein anderes Paar ausgewählter Signale modifiziert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daU die zu bzw. von den N Teilgruppensignalen zu addieren und subtrahierenden codierten Signale so gewählt sind, daß sie um N Signalstellungen in der Folge der codierten Signale verschoben sind.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die N modifizierten Teilgruppensignale zum Einstellen ihrer Phase mit N vorgewählten Werten vektoriell multipliziert werden.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der decodierte Wert einer Anzahl nacheinander decodierter Signalgruppen gespeichert und der decodierte Wert einiger der gespeicherten Gruppen durch vorbestimmte konstante Werte modifiziert und von einem der anderen, nicht modifizierten decodierten Werte subtrahiert wird.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Gruppe r+ 1 der codierten Signale sich von einer vorhergehenden Gruppe t durch das Fehlen eines Signals So an einem Ende der Gruppe t und ein zusätzliches Signal Sn- am anderen Ende der Gruppe / unterscheidet, die N Teilgruppensignale

der Gruppe / mit jai.,. U\,,, i/ij Un \i und die

Signale, welche die codierte Gruppe zur Zeit f+1

bilden, mit Si. Si. S) Sn- bezeichnet sind und zur

Modifikation der N Teilgruppensignale zi* u»., der

Wert(-S₀ +5¹Zv)₁ZU Ui.,der Wert(-S_n+ S₂n).zu U₂., der Wert ( — S₂N+Sjn), ■ ■ ■. zu un-\.i der Wert (- S(S- ΐ)Λί+ S/v²) addiert wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Drehung der Phase der modifizierten Teilgruppensignale

Uo.,- S₀+ S_NmitexpO(j 2π/ N) uij—Sn+Sin mh exp
h

Un-U-S(N-UN+S_n ² mhexp(N- i)(j2π/Ν)
multipliziert wird.

8. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie N Verzögerungsglieder (132, 160 bis 166) und einen Subtrahierer (134) aufweist und die nacheinander zugeführten Signale sowohl dem Minuendeneingang des Subtrahierers (134) als auch einem ersten der N Verzögerungsglieder zugeführt werden, dessen Ausgang mit dem Subtrahendeneingang des Subtrahierers (134) verbunden ist, daß der Ausgang des Subtrahierers (134) mit einem zweiten der N Verzögerungsglieder verbunden ist, von denen das zweite bis /V-te in Serie geschadet sind, und daß eine Summiereinrichtung (136 bis 138g) vorhanden ist, welche die Summe aus den /VTeilgruppensignalen und dem Ausgangssignal des Subtrahierers (134) bzw. den Ausgcngssignalen der zweiten bis /V-ten Verzögerungsglieder (160 bis 166) bildet.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der Verzögerungsglieder ein /V-stufiges Schieberegister (132,160 bis 166) umfaßt.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die N Verzögerungsglieder ein Schieberegister (200) mit /V² Stufen umfassen, das nach jeder /V-ten Stufe einen Ausgang aufweist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Verzögerungsglied ein eigenes /V-stufiges Schieberegister (z. B. 132/ und 132ζ>) für die reelle und die imaginäre Komponente der Signale umfaßt.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Subtrahierer (134) und die Summiereinrichtung getrennte Kanäle für die reelle und die imaginäre Komponente der Signale umfassen.

13. Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einstellung der Phase der N modifizierten Teilgruppensignale eine Multiplikationseinrichtung vorhanden ist, die getrennte Kanäle für die reelle und die imaginäre Komponente der Signale aufweist, denen je ein fester Faktor zugeordnet ist.