DE2658676A1

DE2658676A1 - Verfahren und vorrichtung zur unterdrueckung des geraeusches eines eingangs- bzw. bas-signals

Info

Publication number: DE2658676A1
Application number: DE19762658676
Authority: DE
Inventors: Norio Ebihara; Kaichi Tatsuzawa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1975-12-26
Filing date: 1976-12-23
Publication date: 1977-07-14
Also published as: FR2336841B1; GB1538509A; NL7614451A; DE2658676C2; US4163258A; CA1076246A; FR2336841A1; JPS5279747A; ATA968876A; AT376350B; IT1074230B

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Unterdrückung des Geräusches eines Eingangs- bzw. BAS-Signals

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Geräuschunterdrückungssystem und insbesondere auf ein
derartiges System, welches zur Unterdrückung oder Mindrung des Geräusches in den Abschnitten hoher Frequenz eines Signals verwendbar ist, wie z.B. eines Signalgemisches bzw. BAS-Signals, ohne eine nennenswerte
Verzerrung der Version eines Eingangssignals mit unterdrücktem Geräusch zu erteilen.

Die Kraft- oder Stromverteilungscharakteristik des Frequenz spektrums in einem BAS-Signal ist derart, daß die

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Niedrigfrequenzkomponenten im allgemeinen höhere Signalpegel oder Signalwerte zeigen, als die Komponenten höherer Frequenz. Infolgedessen ist das Verhältnis Signal/Geräusch viel höher für die Komponenten niedrigerer Frequenz als die Komponenten höherer Frequenz eines derartigen Signal. Dies bedeutet, daß dann, wenn das Geräusch über dem FrequenzSpektrum gleichmäßig verteilt ist, dieses Geräusch gewöhnlich die Komponenten niedrigerer Frequenz des Videosignals nicht nachteilig beeinflussen, und zwar infolge des höheren Verhältnisses zwischen Signal und Geräusch. Da jedoch dieses Verhältnis in dem Teil des Videosignalsspektrums höherer Frequenz nicht so gut ist, ist die Unterdrückung dieses Geräusches wünschenswert.

Bei einem Vorschlag zur Unterdrückung des Geräusches sind die Komponenten niedriger Frequenz und hoher Frequenz des BAS-Signals voneinander typisch durch Tief- und Hochpaßfilter getrennt. Dann v.⁷ird das Geräusch, welches die Komponenten hoher Frequenz begleitet, wie z.B. das Geräusch, das durch einen Fernsehbandrekorder erzeugt wird, der zum Aufzeichnen und zur Wiedergabe von Videosignalen verwendet, unterdrückt. Diese Geräuschuntersuchung wird auf der Basis eines verhältnismäßig geringen Signal/Geräusch-Verhältnisses durchgeführt, die durch den Teil des Videosignals höherer Frequenz gezeigt ist. D.h., es wird angenommen, daß dann, wenn der Signalwert oder Signalpegel der Komponenten höherer Frequenz einen Schwellenwert unterschreitet, dann sind infolge dieses geringen Signal/Geräusch-Verhältnises solche Niedrigpegelsignale Geräusch. Demgemäß wird der Pegel oder Wert des Signals höherer Frequenz, der den Schwellenwert nicht überschreitet, unterdrückt. Auf die.se Signalunterdrückungsstufe folgend

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werden die getrennten Frequenzkomponenten niedriger und hoher Frequenz wieder miteinander verbunden oder kombiniert, um somit das eingegebene Videosignal im wesentlichen zu rekonstruieren.

Falls Filter zum Trennen der Komponenten des Eingangsvideosignals höherer und niedrigerer Frequenz verwendet werden, so führt leider die Tatsache, daß solche Filter im allgemeinen ungleiche Phasenverschiebungen den daran angelegten Signalen erteilen, zu einer Phasenverschiebung oder Phasenverzerrung, wenn die Komponenten niedriger Frequenz mit den Komponenten hoher Frequenz wieder verbunden oder kombiniert werden. Auch Amplituden-Frequenzcharakteristiken dieser Filter sind im allgemeinen nicht gleich. Infolge der verschiedenen Phasenverschiebungen und der unterschiedlichen Amplitudencharakteristiken der wieder miteinander kombinierten Frequenzfrequenzkomponenten niedriger Frequenz und hoher Frequenz, die diesem Filter anhaften, zeigt daher das resultierende Videosignal eine bedeutsame Verzerrung, welche in dem wiedergegebenen Videosignal festellbar ist.

Die Erfindung ist also auf eine Geräuschunterdrückungsanlage , insbesondere zur Verwendung in Verbindung mit einem Videosignal, wobei Geräusch während der Aufzeichnung der Wiedergabe mit einem Video-Bandaufnahmegerät erzeugt wird. Infolge der besonderen Signalverteilung eines Videosignals in seinem gesamten Frequenzspektrum (wie in Figur 8 der beigefügten Zeichnungen gezeigt) sind im allgemeinen nur die Geräuschkomponenten feststellbar und nur jene Geräuschkomponenten sind zu unterdrücken, welche die Komponenten des Videosignals höherer Frequenz begleiten. Eine Bauart einer Geräuschunterdrückungsanlage ist, wie in Figur 1 der Zeichnungen

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gezeigt, vorgeschlagen worden, wobei die Verwendung von Tiefpaß- und Hochpaßfiltern erforderlich ist, um das Videosignal in seine Komponenten niedriger Frequenz und hoher Frequenz zu trennen. Durch Verwendung einer nichtlinearen Signalunterdrückungsschaltung (deren Signalübertragungscharakteristik in Figur 2 der beigefügten Zeichnungen gezeigt ist), können dann die die Komponenten höherer Frequenz begleitenden Geräuschkomponenten unterdrückt werden. Infolge der Tatsache jedoch, daß Filter verwendet werden, werden ungleiche Phasenverschiebungen den Komponenten niedriger und hoher Frequenz zugegeben. Die Tiefpaß- und Hochpaßfilter haben ferner unterschiedliche Amplitudencharakteristiken. Das Ausgangsvideosignal S ist somit mit einer Phasen- und Amplitudenverzerrung behaftet.

Die vorliegende Erfindung überwindet dieses Problem durch das Weglassen von Filtern. Statt dessen wird das Eingangsvideosignal aufeinanderfolgender Zeitintervalle abgetastet, wobei eine orthogonale Transformation, wie z.B. die Hadamard-Transformation der zeitabhängigen Abtastwerte abgeleitet wird. Falls η zeitliche Abtastwerte verwendet werden, so wird die orthogonale Transformation von η transformierten Signalkomponenten gebildet. Jede transformierte Signalkomponente stellt einen diskreten Abschnitt des Frequenzspektrums des Videosignals dar. Die die höheren Frequenzen enthaltenden transformierten Komponenten werden durch nichtlineare Signalunterdrückungsschaltungen (mit einer in Figur 2 gezeigten Signalübertragungscharakteristik) geliefert, wobei die signalunterdrückten und restlichen transformierten Signalkomponenten im wesentlichen in das ursprüngliche Eingangssignal rückumgesetzt werden.

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Daher ist das Ziel-der-vorliegenden Erfindung die Schaffung eines verbesserten Verfahrens und einer-verbesserten Vorrichtung zur Unterdrückung von Geräuschkomponenten in-einem Eingangssignal, wodurch die obigen Mangel und Nachteile beseitigt werden. ,

Das Ziel der Erfindung ist ferner die Schaffung eines verbesserten Verfahrens und einer verbesserten Vorrichtung zur Minderung des Geräusches in einem Signalge- . misch oder Videosignal. .

Das Ziel der vorliegenden. Erfindung ist ferner die Schaffung verbesserten Geräuschminderungsanlage, bei welcher die Verwendung von Filterschaltungen oder Filterkreisen entfällt. -

Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist ferner die Schaffung eines Verfahrens und eines Gerätes zur Unterdrückung von Geräuschen in einem Eingangssignal durch Ableitung der orthogonalen Transformierten dieses Signals und durch Unterdrückung des Geräusches in ausgewählten transformierten Signalkomponenten.

Das Ziiel der vorliegenden Erfindung ist ferner die Schaffung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Unterdrückung des Geräusches, welches ein Signalgemisch begleitet, in dem dieses Signal in verschiedene Frequenzbänder geteilt und dann das Geräusch in ausgewählten Bändern unterdrückt wird.

Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist ferner die Schaffung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Unterdrückung des Geräusches eines Eingangssignal durch Ableitung der Hadamard-Transformierten dieses Signals und durch Dämpfung gewählter Komponenten, welche durch die HAdamard-Transformierte erzeugt werden.

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Weitere Ziel, Vorteile und Merkmale erhellen aus der nachfolgenden näheren Beschreibung, während die neuartigen Merkmale, insbesondere aus den beigefügten Patentansprüchen ersichtlich sind.

Erfindungsgemäß ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Minderung des Rauschens oder Unterdrückung des Geräusches eines Eingangssignals, wie z.B. einen Signalgemisch oder Videosignals vorgesehen. Eine orthogonale Transformierte eines Eingangssignals wird abgeleitet, wobei diese orthogonale Transformierte η transformierte Signalkomponenten aufweist. Mindestens einige dieser Signalkomponenten werden unterdrückt, wenn ihre entsprechenden Signalpegel oder Signalwerte einen Schwellenwert unterschreiten. Die η transformierten Signalkomponenten, dieser Signalunterdrückung folgend, werden im wesentlichen zu dem ursprünglichen Eingangssignal weniger der unterdrückten Komponenten rückumgesetzt. Die nachfolgende nähere Beschreibung eines Beispiels wird unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen verständlich; darin zeigen:

Figur 1: ein Blockschaltbild eines Vorschlages einer Geräuschunterdrückungsanlage;

Figur 2: eine graphische Darstellung der Charakteristiken einer Schaltung, welche bei einer Geräuschunterdrückungsanlage verwendet werden kann?

Figur 3: ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Aus fuhrungs form;

Figur 4: ein Schaltbild eines der in Figur 3 gezeigten Elemente;

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Figur 5: ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines anderen Elementes der in Figur 3 gezeigten Schaltung;

Figur 6: eine graphische Darstellung der Charakteristiken einer Schaltung, welche bei der in Figur 3 gezeigten Ausführungsform verwendet werden kann;

Figur 7: ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der in Figur 3 gezeigten Schaltung;

Figur 8: eine graphische Darstellung des frequenzbezogenen Kraftspektrums des Videosignals;

Figur 9: eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform;

Figur 10: ein Blockschaltbild eines Abschnittes einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform zur Verwendung in Verbindung mit der in Figur 3 gezeigten Schaltungsanordnung; und

Figur 11: ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung.

Einfachheitshalber sei angenommen, daß zum Zwecke der vorliegenden Beschreibung das mit S. bezeichnete Eingangssignal ein Signalgemisch oder Videosignal, wie z.B. ein Farbfernsehsignal oder dgl. ist. Hierbei ist jedoch zu beachten, daß das Eingangssignal auch eine andere Information oder andere Daten darstellen kann.

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Es sei ferner angenommen, daß ein derartiges Eingangssignal sowohl Komponenten höherer Frequenz als auch Komponenten niedriger Frequenz aufweist und daß das Verhältnis Signal/Geräusch größer für die niedrigeren Frequenzen als für die höheren Frequenzen ist. Falls das Eingangssignal ein Videosignal ist, so ist seine Signalverteilung in dem gesamten zugeordneten Frequenzspektrum wie in Figur 8 dargestellt, welche zeigt, daß der größte Teil der Signalinformation in dem Abschnitt der gezeigten Verteilung niedriger Frequenz liegt.

Zurückkehrend nun zur Figur 1 zeigt diese Figur eine Ausführungsform einer vorgeschlagenen Geräuschunterdrückungsanlage, welche in Verbindung mit einem Eingangssignal S. verwendet werden kann, dessen Signalverteilung zu der in Figur 8 gezeigten Art gehört. Dieses Eingangssignal wird an die Eingangsklemme 1 angelegt und durch den Tiefpaßfilter 2 in seine Komponenten niedriger Frequenz und durch einen Hochpaßfilter 3 in seine Komponenten höherer Frequenz geteilt; Diese Filter sind gemeinsam mit der Eingangsklemme verbunden. Wie zuvor erwähnt, wird infolge des höheren Verhältnisses Signal/ Geräusch bei niederen Frequenzen angenommen, daß die Signale niedriger Frequenz, die durch den Tiefpaßfilter 2 weitergeleitet werden, im wesentlichen frei von schädlichem Geräusch sind. Das niedrigere Verhältnis Signal/ Geräusch bei den höheren Frequenzen führt jedoch zu einem bedeutenden Geräusch am Ausgang des Hochpaßfilters 3. Mit anderen Worten, wird Geräusch, das in einer Video-Bandaufnahmeanlage während der Aufzeichnung oder Wiedergabe erzeugt werden kann, gleichmäßig verteilt, wobei die Anwesenheit dieses Geräusches eher bei den höheren Frequenzen wahrnehmbar und bei den niedrigeren

Frequenzen verhältnismäßig geringfügig ist. Um somit diese Geräuschkomponenten der höheren Frequenzen zu unterdrücken, werden die durch den Hochpaßfilter 3 durchgelassenen Signalkomponenten in einer nichtlinearen Schaltung 4 unterdrückt, falls diese Signalkomponenten einen Ämplitudenpegel haben, welcher einen Schwellenwert unterschreitet, der für die nichtlineare Schaltung festgelegt worden ist. D.h. es wird angenommen, daß dann, wenn die Komponenten höherer Frequenz, welche durch den Hochpaßfilter 3 durchgelassen worden sind, diesen Schwellenwert nicht überschreiten, dann diese Komponenten Geräusch darstellen und unterdrückt werden sollen.

Die Spannungsübertragunscharakteristik der nichtlinearen Schaltung 4 ist wie durch die Kurve 7 in Figur 2 gezeigt. Diese Übertragungscharakteristik zeigt ein "Totband" oder einen nicht ansprechenden Abschnitt 7a, worin keine Ausgangsschaltung erzeugt wird, bis die Eingangsspannung den Schwellenwert überschreitet. Dieser nichtansprechende Abschnitt ist für positive und negative Signale symmetrisch, so daß die Eingangsspannungen innerhalb eines Bereiches ^₁W keine Ausgangsspannung erzeugen.

Sobald die Eingangsspannung diesen Schwellenwert überschreitet, wird selbstverständlich die Ausgangsspannung, welche durch die nichtlineare Schaltung 4 erzeugt wird, dazu direkt proportional. Die nichtlineare Schaltung kann beispielsweise aus an den Rückseiten nebeneinander angeordneten Dioden bestehen, welche mit einem Vorspannungswider stand verbunden sind.

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Die durch die nichtlineare Schaltung 4 erzeugte Ausgangsspannung, welche zur Eingangsspannung direkt proportional ist, vorausgesetzt, daß die Eingangsspannung den Schwellenwert überschreitet, wird in einer Addierschaltung 5 mit den Komponenten niedrigerer Frequenz
kombiniert, welche durch den Tiefpaßfilter 2 durchgelassen worden sind. Auf diese Weise wird ein Ausgangssignal S , welches im wesentlichen dasselbe wie das
Eingangssignal S. weniger der Geräuschkomponenten sein dürfte, welche in der nichtlinearen Schaltung 4 unterdrückt worden sind, einer Ausgangsklemme 6 zugeführt. Es wird jedoch erwartet, daß die Phasenverschiebung, welche durch den Tiefpaßfilter 2 den Komponenten niedriger
Frequenz in dem Eingangssignal S. erteilt wird, der
Phasenverschiebung, welche durch den Hochpaßfilter 3
den Komponenten höherer Frequenz erteilt wird, nicht
gleich ist. Infolgedessen entsteht Phasenverzerrung in dem Ausgangssignal S infolge dieser ungleichen Phasenverschiebungen. Infolge von ungleichen Amplitudencharakteristiken der Hochpaß- und Tiefpaßfilter, wird auch Amplxtudenverzerrung in das Ausgangssignal S eingeführt. Diese Phasen- und Amplitudenverzerrungen in dem Ausgangssignal sind in dem wiedergegebenen Videosignal festellbar.

Diese Nachteile oder Mängel werden gemäß der in Figur gezeigten Geräuschunterdrückungsanlage vermieden. Bei
dieser Anlage wird eine orthogonale Transformierte des Eingangssignals S. abgeleitet, wobei ausgewählte Komponenten des transformierten Signals unterdrückt werden. Dann werden die transformierten Komponenten in im wesentlichen das Eingangssignal rückumgesetzt.

Bei der Ableitung der orthogonalen Transformierten des Eingangssignals S. wird angenommen, daß dieses Signal

als X = (x-,

...x ) und daß die orthogonale Transformierte von X als Y= (Y₁, Y₀, ...Y) ausgedrückt werden kann. Um nun Ϋ zu erhalten, wird X mit der orthogonalen Transformierten der Matrix A multipliziert. Um das transformierte Signal wieder umzusetzen, kann auf ähnliche 'weise X durch Multiplizieren von Y mit der Matrix B erhalten werden. Diese Funktionen können wie folgt ausgedrückt werden:

(D

Y = AX

Ϋ = BY

- 1

worin B=A , d.h. B ist die umgekehrte Matrix A.

Der mathematische Ausdruck für die Matrix A ist:

A =

a, a.

^a12 *·· ^a1n ^a22 '·· ^a2n

(2)

el λ · · ■ cL

n2 nn

wobei auf ähnliche Weise die Matrix B mathematisch wie folgt ausgedrückt werden kann:

B =

'11

'21

12

'22

1n

^bn1 ^bn2 ^bnn

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(3)

ZX

Aus den Gleichungen (1), (2) und (3) kann das transformierte Signal Ϋ wie folgt ausgedrückt werden:

^Y2 " ^a21^X1 ^{+ a}22^X2 ⁺ ··· ^{+ a}2n^Xn

(4)

^Yn = ^an1^X1 ^{+ a}n2^x2 ⁺ ··· ^{+ a} _nn ^x _n

Während das rückumgesetzte Signal X wie folgt ausgedrückt werden kann:

x₂ =

^xn = ^bn1^y1

Aus den Gleichungen (4) und (5) ist ersichtlich, daß das Verhältnis zwischen dem Eingangssignal, das mathematisch als X ausgedrückt wird, und dem orthogonal transformierten Ausgangssignal, das mathematisch als Ϋ ausgedrückt wird, linear ist.

Die orthogonale Transformationsmatrix ist eine η χ n-Matrix, bei welcher sowohl die Umsetzungs- als auch die Rückumsetzungsmatrix η χ η ist. Typische orthogonale Transformationsmatrizen, welche Verwendung finden

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können, sind die Fourier-Transformationsmatrix oder die Hadamard-Transformationsmatrix. Auch andere Arten einer orthogonalen Matrix können verwendet werden, wobei jedoch die Hadamard-Transformatchnsmatrix bevorzugt wird. Wird nun die Hadamard-Transformationsmatrix eines Signalgemisches oder Videosignals abgeleitet, so stellen die sich ergebenden η transformierten Signalkomponenten verschiedene entsprechende Teile oder Abschnitte des Frequenzspektrums des ursprünglichen Videosignals dar; d.h. dann, wenn das Videosignal als X dargestellt wird, und die η transformierten Signalkomponenten, die durch die Hadamard-Matrix abgeleitet worden sind, Y₁, y_,

.Y sind, wie in der Gleichung (4)

dargestellt, so enthält die Komponente y- die Komponenten des Videosignals mit der niedrigsten Frequenz, während y_ die Videosignalfrequenzkomponenten enthält, die den nächst niedrigen Wert haben, während Y_n* die Videosignalkomponenten mit der nächsthöheren Frequenz und y die Videosignalkomponenten mit der höchsten Frequenz enthält.

Eine aus vier Reihen und vier Spalten oder Säulen Hadamard-Transformationsmatrix kann wie folgt ausgedrückt sein:

1	1	1	1
1	1	-1	-1
1	-1	-1	1
1	-1	1	-1

(6)

worin der Bruchteil - für Einheitszuwachs vorgesehen

ist. Aus Reihe 1 dieser Matrix ist ersichtlich, daß die Multiplikatoren keiner Polaritätsänderung oder

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keinem Polaritätswechsel unterworfen sind. Daher enthält Reihe 1, welche der transformierten Komponente Y₁ entspricht, die Gleichstromfrequenzkomponenten und die Komponenten mit der niedrigsten Frequenz. Die Multiplikatoren von Reihe 2 der Hadamard-Matrix zeigen einen Polaritätswechsel. Dieser Reihe entspricht der transformierten Komponente y_ und enthält die Komponenten mit der nächst höheren Frequenz. Die Multiplikatoren von Reihe 3 der Hadamard-Matrix zeigen zwei Polaritätswechsel. Diese Reihe entspricht demnach der transformierten Komponente y₃ und enthält die Komponenten mit der nächst höheren Frequenz. Die Multiplikatoren der Reihe 4 dieser Hadamard-Matrix zeigen schließlich drei Polaritätswechsel. Diese Reihe entspricht der transformierten Komponente y. und enthält die Komponenten mit der höchsten Frequenz. Somit teilt die Hadamardtransformation eines Signalgemisches oder Videosignals dieses Videosignal in einzelne Komponenten, wovon jede einem verschiedenen Abschnitt des Frequenzspektrums des Videosignals entspricht. Ein Vorteil der Verwendung dieser Hadamard-Transformierten bzw. dieser Hadamardtransformation besteht darin, daß dieselbe Matrix, welche zur Ableitung der transformierten Komponenten des Eingangsvideosignals verwendet wird, auch für die Rückumsetzung derartiger transformierter Komponenten zurück zum ursprünglichen Videosignal Verwendung finden kann.

Bezugnehmend nun insbesondere auf die in Figur 3 gezeigte Ausführungsform ist ersichtlich, daß die Geräuschunterdrückungsanlage aus einer Sampling- oder Abtastwertgeberschaltung 12, einer orthogonalen Transformationsmatrix 20, einer Signalunterdrückungsschaltung 16, einer

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orthogonalen Rückumsetzungsmatrix 30 und einer Kombinationsschaltung 31 besteht. Die Samplingschaltung 12 ist mit einer Eingangsklemme 11 verbunden und mit einem Eingangssignal S. gespeist. Diese Samplingschaltung kann das Eingangssignal in aufeinanderfolgenden Zeitintervallen abtasten, wobei bei der dargestellten Ausführungsform vier solche zeitabhängige Abtastwerte des Eingangssignals als S., S₁₃, S._ und S.. erhalten werden. Die Samplingschaltung 12 kann eine herkömmliche Samplingschaltung darstellen, wie z.B. eine Abtast- und Halteschaltung, wobei sie jedoch in Form von Verzögerungslextungen 12a, 12b und 12c in Kaskadenschaltung dargestellt ist. Bei Verwendung dieser Verzögerungsleitungen werden zeitabhängige Abtastwerte S₁₁, ...S.. konkurrierend oder gleichzeitig während jedes abgetasteten zeitlichen Intervalls erzeugt. Falls beispielsweise das Frequenzband eines ein Eingangssignal darstellenden Videosignals S. 4,5 mHz ist, so ist, wie bekannt, eine zweckmäßige Abtastgeschwindigkeit 10 mHz. Somit werden aufeinanderfolgende zeitmäßige Abtastwerte alle 100 η sec. erzeugt. Jede Verzögerungsleitung oder Verzögerungsteile weist somit eine Verzögerung von 100 η sec. auf. Infolgedessen wird der zeitmäßige Abtastwert S., einer Verzögerung von 300 η sec. unterworfen, während der zeitmäßige Abtastwert S.~ einer Verzögerung von 200 η sec. und der zeitmäßige Abtastwert S._? einer Verzögerung von 100 η sec. unterworfen, wogegen der zeitmäßige Abtastwert S.- keiner Verzögerung ausgesetzt ist. Obwohl vier zeitmäßige Abtastwerte für die hier dargestellte Ausführungsform beschrieben werden, ist ersichtlich, daß η aufeinanderfolgende zeitmäßige Abtastwerte verwendet

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werden können, wobei die Samplingschaltung 12 aus (n-1)-Verzögerungsleitungen gebildet sein kann, um unterschiedliche Verzögerungen den η aufeinanderfolgenden zeitmäßigen Abtastwerten zu erteilen, so daß sämtliche zeitmäßige Abtastwerte gleichzeitig am Ausgang der Sampiingschaltung erzeugt werden. Bei einer anderen Ausfuhrungsform werden in Reihe geschaltete Abtast- und Halteschaltungen gemeinsam mit dem Eingangssignal S. gespeist, um diese η (oder vier bei der dargestellten Ausführungsform) zeitmäßige Abtastwerte gleichzeitxg zu erzeugen.

Die orthogonale Transformationsmatrix 20 ist mit η Eingangsklemmen versehen, welche gleichzeitig die η zeitlichen Abtastwerte empfangen können, welche von der Samplingschaltung 12 erzeugt werden. Bei der dargestellten Ausführungsform werden vier derartige Abtastwerte erzeugt, wobei die orthogonale Transformationsmatrix 20 eine 4 χ 4-Matrix ist, welche aus vier Reihen Multiplikatoren besteht, wobei jede Reihe aus vier Spalten oder Säulen besteht. Bei der beschriebenen Ausführungsform ist die orthogonale Transformationsmatrix 20 eine Hadamardmatrix, welche die Hadamardtransformation durchführen kann, welche mathematisch durch die Gleichung (6) dargestellt ist. Eine Ausführungsform einer physikalischen Verwirklichung dieser Hadamardtransformation ist in Figur 4 dargestellt. Bei dieser hier dargestellten Ausführungsform besteht die Matrix 20 aus vier Reihen 1.., 1„, 1_ und 1., wobei jede Reihe vier Säulen oder Spalten von Dämpfungsschaltungen 13 enthält. Eine Eingangsklemme 21a, 21b, 21c und 21d ist jeweils für jede Reihe

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vorgesehen. Eine entsprechende Phasenumkehrstufe 15 ist mit einer entsprechenden Eingangsklemme verbunden, wobei die ausgewählten Reihen die Eingänge ausgewählter Dämpfungsschaltungen 13 mit dem Ausgang der Phasenumkehrstufe 15 verbunden sind. Die restlichen Dämpfungsschaltungen in diesen Reihen sind mit ihren Eingängen mit der zugeordneten Eingangsklemme verbunden. In Reihe 1₁ sind die Eingänge sämtlicher Dämpfungsschaltungen 13 gemeinsam mit der Eingangsklemme 21a verbunden. Somit kann die Phasenumkehrstufe 15 in Reihe 1. entfallen. Jede Dämpfungsschaltung 13 kann das an sie angelegte Signal um einen Faktor 1/4 dämpfen, wobei jede Phasenumkehrstufe 15 die Phase oder Polarität des daran angelegten Signals umkehren kann.

Die Ausgänge der Dämpfungsschaltungen 13 in jeder Säule sind gemeinsam mit einer zugeordneten Ausgangsklemme verbunden. Die Ausgänge der Dämpfungsschaltungen 13 in Säule m,. sind also mit der Ausgangsklemme 22a additionsmäßig oder zusätzlich verbunden, während die Ausgänge der Dämpfungsschaltungen 13 in Säule nu mit der Ausgangsklemme 22b additionsmäßig oder zusätzlich verbunden sind, wobei die Ausgänge der Dämpfungsschaltungen 13 in Säule iru mit der Ausgangsklemme 22c und die Ausgänge der Dämpfungsschaltungen 13 in Säule m. gemeinsam mit der Ausgangsklemme22d additionsmäßig Oder zusätzlich verbunden sind. Die Ausgänge der betreffenden Dämpfungsschaltüngen in jeder Säule sind also der zugeordneten Ausgangsklemme entsprechend zugegeben und angelegt.

Angenommen, daß der zeitmäßige Abtastwert S... an die Eingangsklemme 21a angelegt wird, so wird dieser zeitliche Abtastwert mit einem Safe? von Dämpfungsfaktoren multipliziert, welche durch die Dämpfungsschaltungen

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festgelegt sind, die der Reihe 1.. zugeordnet werden. Falls der zeitliche Abtastwert S_<2 an die Eingangsklemme 21b angelegt wird, so wird auf ähnliche Weise dieser zeitliche Äbtastwert mit einem Dämpfungsfaktor multipliziert, der durch die Dämpfungsschaltung in den Säulen iru und m₁ der Reihe 1 „ festgelegt ist, während die umgekehrte Version des zeitlichen Abtastwertes S_<2 mit dem Dämpfungsfaktor multipliziert wird, der durch die Dämpfungsschaltungen 13 in den Säulen m_ und m. der Reihe 1„ festgelegt ist. Ähnliche Multiplikationen von zeitlichen Abtastwerten S.- und S.. werden in Reihen 1_ und 1 . entsprechend den ausgewählten Verbindungen der dargestellten Dämpfungsschaltungen in diesen Reihen erzielt. Die Ausgangssignale S ₁, S 21 S ₃ und S ., die an den Ausgangsklemmen 22a, 22b, 22c und 22d durch die dargestellte Matrixschaltung erzeugt werden, können wie folgt ausge-

(7)

drückt werden:	ι	1 ^{+ S}i2	^{+ S}i3	^{+ 8}X₄)
^So1 ⁼	4 ^(Si	1 ^{+ S}i2	- ^Si3	- ^Si4^}
S o2	1 4 ^(Si
	1	1 " ^Si2	"^Si3	^{+ 5}X₄)
^So3 =	4 ^(S±	1 ^{+ S}i2	^{+ S}i3	"³X₄)
^So4 =	1 4 ^Si

Wie oben erörtert, enthält das Ausgangssignal S .. die Gleichstrom- und Niederfrequenzkomponenten, während das Ausgangssignal S ₂ die nächst höheren Frequenzkomponenten, das Ausgangssignal S ₃ ^die nächst höheren Frequenzkomponenten, und das Ausgangssignal S . die höchsten Frequenzkomponenten des Eingangssignals S. enthält.

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Die Signalverteilung des Frequenzspektrums eines Videosignals ist in Figur 8 graphisch dargestellt und oben erörtet worden. Ein wesentlicher Teil eines Fernsehbildes besteht aus Hintergrund. Der Helligkeitspegel dieses Hintergrundes schwankt im allgemeinen verhältnismäßig langsam. Ein bedeutsamer Teil der Signalverteilung eines Videosignals enthält somit die diesem Hintergrund entsprechenden Komponenten niedriger Frequenz. Die Grenze zwischen dem Hintergrund und einem Gegenstand in einem Fernsehbild entspricht den Videosignalkomponenten mit der höheren Frequenz. D.h., der Helligkeitspegel ändert sich zwischen hellen und dunklen Gegenständen, welche abrupter und daher als Videosignalkomponenten höher Frequenz dargestellt sind. Die durch die Transformationsmatrix erzeugen Ausgangssignale S ₁ und S ~ enthalten die oben erwähnten Komponenten niedriger Frequenz, während die Ausgangssignale S ₃ und S . die Komponenten höherer Frequenz enthalten. Wie aus der Signalverteilungskurve gemäß Figur 8 ersichtlich, ist der größte Teil der Videosignalinformation in den Komponenten der Ausgangssignale S . und S „ niedriger Frequenz enthalten, wogegen ein viel kleinerer Teil des Videosignals in den Komponenten der Ausgangssignale S _ und S . höherer Frequenzen enthalten ist. Falls jedoch das Videosignal von statischem oder weißem Rauschen begleitet ist, welches im ganzen Frequenzband gleichmäßig verteilt ist, so wird auch dieses Rauschen in den Ausgangssignalen S .....S ₄ gleichmäßig verteilt. Da das Verhältnis Signal/Geräusch in Niederfrequenzkomponenten, d.h. in den AusgangsSignalen S ₁ und S „ verhältnismäßig hoch ist, ist das Problem des Begleitgeräusches in diesen Komponenten nicht so dringend.

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Da jedoch das Verhältnis Signal/Geräusch in den Komponenten höherer Frequenz, d.h. in den AusgangsSignalen S ο und S . verhältnismäßig niedrig ist, kann angenommen werden, daß dann, wenn der Signalpegel oder Signalwert dieser Ausgangssignale einen vorbestimmten Schwellenwert unterschreitet dann dieses Signal praktisch Geräusch darstellt. Mit anderen Worten, infolge dieses niedrigen Verhältnisses Signal/Geräusch wird angenommen, daß ein Ausgangssignal, welches den Schwellenwert unterschreitet. Geräusch ist, während ein Ausgangssignal, welches diesen Schwellenwert überschreitet, eine Videosignalkomponente höherer Frequenz ist. Wenn eine Videosignalkomponente höherer Frequenz auch unterdrückt wird, da fehlerhaft angenommen wurde, daß diese Komponente einen niedrigen Signal hat und daher Geräusch ist, so übt nichtsdestoweniger diese Signalunterdrückung nur einen geringfügigen Einfluß auf das wahrgenommene Fernsehbild aus, da die Videosignalkomponenten höherer Frequenz nur eine geringe Wirkung auf die Sichtwahrnehmbarkeitscharakteristik der Zuschauer hat. Sogar dann, wenn die Signalunterdrückungsschaltungen 16 die Wiedergabe eines Fernsehbildes mit einer weniger als genauen Wiedergabetreue in dem Bildabschnitt höherer Frequenz ergeben, kann somit dies im allgemeinen vom menschlichen Auge nicht wahrgenommen werden.

Die Signalunterdrückungsschaltung 16 besteht aus den nichtlinearen Schaltungen 16a, 16b und 16c, welche mit Ausgangs Signalen S „, S _. und S . gespeist werden. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Transformationsmatrix 20 eine größere Anzahl Ausgangssignale erzeugt, eine entsprechend größere Anzahl nichtlinearer Schaltungen vorgesehen sein wird. Jede nichtlineare Schaltung

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kann eine Transformationscharakteristik der in Figur 2 gezeigten Art zeigen, so daß sie der zuvor beschriebenen nichtlinearen Schaltung 4 ähnlich sein kann. Falls der Signalwert eines der Ausgangssignale S₂/ ···£> ₄ innerhalb des Bereiches /^W (Figur 2) liegt, wird somit dieser Signalpegel oder Signalwert unterdrückt. Falls der Signalpegel des an eine nichtlineare Schaltung angelegten Ausgangssignals den dieser nichtlinearen Schaltung zugeordneten Schwellenwert überschreitet, so ist das Ausgangssignal dieser nichtlinearen Schaltung zum durch die Transformationsmatrix 20 daran angelegten entsprechden Ausgangssignal direkt proportional.

Wie in Figur 3 gezeigt, werden die Ausgangssignale S 2, S₃ und S . durch die nichtlinearen Schaltungen 16a, 16b und 16c der Rückumsetzungsmatrix 30 zugeführt, wogegen das Ausgangssignal S ^ unmittelbar der Rückumsetzungsmatrix zugeführt wird. Denn das Ausgangssignal S „ enthält die Gleichstromkomponenten und die Komponenten niedrigster Frequenz des Eingangssignals S.. Da ein wesentlicher Teil der Videosignalinformation durch das Ausgangs signal S .. dargestellt ist, wird bevorzugt, eine Einführung einer Verzerrung zu vermeiden, welche durch die Wirkung einer nichtlinearen Schaltung auf das Ausgangssignal S .. verursacht sein kann,. wodurch auch eine beobachtbare Verzerrung des rückumgesetzten Videosignals und des nachfolgend wiedergegebenen Fernsehbildes vermieden wird.

Obwohl jede der nichtlinearen Schaltungen 16a, 16b und 16c einer Art angehören kann, welche der Art der zuvor beschriebenen nichtlinearen Schaltung 4 ähnlich

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sein kann, wird in Figur 5 eine Ausfuhrungsform der in Figur 3 gezeigten nichtlinearen Schaltungen dargestellt. Wie gezeigt, besteht diese nichtlineare Schaltung aus einem Pufferverstärker 21, der eine transformierte Signalkomponente empfangen kann, d.h. eines.der Ausgangssignale S „, S ₃ oder S ., sowie zwei parallele Signalbahnen, wovon jede aus einer mit einem Gleichrichter in Kaskadenschaltung verbundenen Vorspannungsschaltung und einer Summierschaltung 24 zum Summieren der Ausgänge der Parallelsignalbahnen besteht. Bei einer Signalbahn kann eine Gleichstromvorspannungsschaltung 22B den positiven Vorspannungswert der durch den Pufferverstärker 21 zugeführten transformierten Signalkomporiente erhöhen, während ein Gleichrichter 23B die positiven Teile der transformierten Signalkomponenten gleichrichten kann, welche den durch die Vorspannungssehaltung 22B festgelegten positiven Vorspannungswort überschreiten. In der anderen Signalbahn kann auf ähnliche Weise die Vorspannungsschaltung 22A den negativen Vorspannungswert der transformierten Signalkomponente erhöhen, welche durch den Pufferverstärker 21 daran angelegt ist, während der Gleichrichter 23A die negativen Teile der transformierten Signalkomponente gleichrichten kann, die den negativen Vorspannungswert überschreiten. Somit stellt die Vorspannungsschaltung 22B einen positiven Schwellenwert, während die Vorspannungsschaltung 22A einen negativen Schwellenwert erzeugt. Die entsprechenden Gleichrichter 23B und 23A führen der Summierschaltung 24 nur jene positiven und negativen Teile der transformierten Signalkomponenten zu, welche diese positiven und negativen Schwellenwerte überschreiten.

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η-

Typische Wellenform der in den parallelen Signalbahnen übertragenen Signale sind in Figur 5 gezeigt, während die durch die Summierschaltung 24 erzeugte resultierende Wellenform am Ausgang dieser Schaltung mit ganzen Linien gezeigt ist. Die Wellenform, welche mit gestrichelten Linien gezeigt ist, stellt den Ausgang dieser nichtlinearen Schaltung dar, falls die Vorspannungsschaltungen 22a und 22b weggelassen werden. Es ist somit ersichtlich, daß diese hier dargestellte nichtlineare Schaltung nicht auf gewisse Signalwertbereiche anspricht, wodurch das in Figur 2 gezeigte "Totband" A~W entsteht.

Obwohl die übertragungscharakteristik der in Figur 5 gezeigten nichtiinearen Schaltung darstellt, daß das Ausgangssignal zum Eingangssignal direkt proportional ist, ist ersichtlich, daß infolge des nicht-ansprechenden Bereiches +A-W das Ausgangssignal dem Eingangssignal nicht gleich ist. Denn der Ausgangssignalwert ist Null, wenn der Eingangssignalwert etwas größer als der Schwellenwert ist. Bei einer anderen nichtlinearen Schaltung ist die Übertragungscharakteristik wie in Figur 6 gezeigt, wobei der Äusgangssignalwert dem Eingangssignalwert gleich ist, sobald das Ausgangssignal den Schwellenwert überschreitet. Wenn auch diese nichtlineare Schaltung einen bei 7a gezeigten nichtansprechenden Bereich Δ-W hat, ist nichtsdestoweniger das Ausgangssignal diesem Eingangssignalwert gleich, sobald der Eingangssignalwert geringfügig den Schwellenwert überschreitet, wie bei 7 gezeigt. Bei dieser Übertragungscharakteristik wird die Amplitudenverzerrung infolge der Anwesenheit der nichtlinearen

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Vf

herabgesetzt. Eine Äusführungsform einer nichtlinearen Schaltung mit der in Figur 6 gezeigten übertragungscharakteristik ist im Blockschaltbild gemäß Figur 7 gezeigt. Diese Ausführungsform besteht aus einem Pufferverstärker 25a, einem Ganzwellenglexchrichter 26, einem Vergleicher 27 und einem Dämpfungsglied 28. Wie gezeigt, kann der Pufferverstärker 25a eine transformierte Signalkomponente empfangen, wie das Ausgangssignal S ₂, S ₃ oder S ., das durch die Transformationsmatrix 20 erzeugt wird. Der Ausgang des Verstärkers 25a wird durch Vollweggleichrichter 26 gleichgerichtet und im Vergleicher 27 mit einem Bezugssignal entsprechend einem an die Klemme 27a angelegten Schwellenwert verglichen, Das Dämpfungsglied 28, welche einen Schaltkreis, eine Stillabstimmung oder dgl. sein kann, wird durch den Vergleicher 27 selektivgesteuert. Das Dämpfungsglied 28 ist als ein Schalter dargestellt, der angeschlossen ist, um die transformierte Signalkomponente, welche dem Pufferverstärker 25a und durch einen Impedanzumsetzer oder Puffer 29 zugeführt wird, zu überbrücken. Der Ausgang des Impedanzumsetzers oder Impedanzwandlers 29 wird einem weiteren Verstärker 25b zugeführt. Falls die durch den Verstärker 25a gelieferte und durch den Vollweggleichrichter 26 gleichgerichtete transformierte Signalkomponente den der Klemme 27a zugeführten Schwellenwert unterschreitet, so betätigt der Vergleicher 27 das Dämpfungsglied 28. Dies ist als das Schließen des gezeigten Schalters dargestellt, wodurch der Ausgang des Impedanzwandlers 29 auf Masse oder Erdpegel umgeleitet wird. Der Ausgang des Verstärkers 25b, d.h. der Ausgang dieser nichtlinearen Schaltung ist somit Massen- oder Nullwert. Falls der

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Signalwert der transformierten Signalkomponente jedoch den der Klemme 27a zugeführten Schwellenwert überschreitet, dann überschreitet das den Vergleicher 27 durch den Voilweggleichrichter 26 aigeführte Signal den Bezugswert, der an die Klemme 27a angelegt ist. Der Vergleicher 27 regt somit das Dämpfungsglied 28 ab, was als das öffnen des gezeigten Schalters dargestellt isf, wodurch der Signalausgäng des Impendanzwandlers^; dem und durch den Verstärker 25B zugeführt werden kann. Dieser Schaltungsvorgang führt zu den in Figur 6 gezeigten Übertragungscharakteristiken.

Bezugnehmend wiederum auf Figur 3 ist ersichtlich, daß die dein· Signalunterdrückungsvorgang durch die nichtlinearen Schaltungen folgenden transformierten Signalkomponentn S *...S. der Rückumsetzungsmatrix 30 zugeführt werden. Diese Rückumsetzungsmatrix kann die transformierten' Signalkomponenten in im wesentlichen die ursprünglichen Signalkomponenten S......S.. minus unterdrückte Signale wiederumsetzen. Die Rückumsetzungsmatr'ix" 30 ist demgemäß eine physikalische Verwirklichung des Umgekehrten der orthogonalen Transformationsmatrix _o

Ein Vorteil der Verwendung "der Hadamardtransformationsmatrix für die orthogonale Matrix 20 besteht darin, daß im wesentlichen dieselbe Matrix als Rückumsetzungsmatrix 30 verwendet werden kann. Die RückumEäizungsmatrix 30 zeigt somit die in Figur 4 dargestellte Schaltungskonstruktion. Wenn als Rückumsetzungsmatrix verwendet, so werden die Eingangsklemmen 21a, 21b, 21c und 21d mit transformierten Signalkomponenten

S \, S _o, S"--und-S . gespeist. Wenn diese transform-Oi Oz o3 O4 ^

mierten Signalkomponenten diesen Eingangsklemmen

ORIGINAL INSPECTED

zugeführt werden, werden rückumgesetzte Signalkomponenten S', S¹J₂' ^S'"3 ^unc^ ^S'"4 ^an men 22a, 22b, 22c und 22d entsprechend erzeugt. Es ist ersichtlich, daß die Geräuschkomponenten dieser betreffenden rückumgesetzten Signalkomponenten durch die Signalunterdrückungsschaltung 16 im wesentlichen unterdrückt werden.

Die rückumgesetzten Signalkomponenten entsprechen im wesentlichen den zeitlichen Abtastwerten S ......S...

i1 i4

Diese rückumgesetzten zeitlichen Abtastwerte werden in der Schaltung 31 kombiniert, um somit das ursprüngliche Videosignal S. im wesentlichen umzuformen. Die Schaltung 31 besteht demgemäß aus Verzögerungsleitungen 31a, 31b und 31c in Kaskadenschaltung, welche den Verzögerungsleitungen 12a, 12b und 12c entsprechen. Daher erteilen die Verzögerungsleitungen 31a...31c jeweils eine Verzögerung von 100 η sec. Die den rückumgesetzten Signalkomponenten zugegebenen Verzögerungen sind zu den Verzögerungen umgekehrt bezogen, welche zugegeben worden sind, um die anfänglichen zeitlichen Abtastwerte S......S.. zu erhalten. Da somit der zeitliche Abtastwert S.. mit der größten Verzögerung versehen worden ist, ist der rückumgesetzte zeitliche Abtastwert S¹.. keiner Verzögerung unterworfen. Auf ähnliche Weise ist der zeitliche Abtastwert S.₃ einer Verzögerung von 200 η sec. unterworfen worden, d.h. zwei Inkrementen der Verzögerung, welche den Verzögerungsleitungen zugerechnet werden müssen, so daß der rückumgesetzte zeitliche Abtastwert S'.₃ nur einem einzigen Inkrement einer Verzögerung unterworfen ist, d.h. einer Verzögerung von 100 η sec. - Da der zeitliche Abtastwert S.₂ einem Verzögerungsinkrement unterworfen

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worden ist, wird auch der rückumgesetzte zeitliche Abtastwert S¹.„ nun zwei Verzögerungsinkrementen ausgesetzt. Da schließlich der zeitliche Abtastwert S.. keiner Verzögerung unterworfen worden ist, ist der rückumgesetzte zeitliche Abtastwert S¹.. nunmehr drei Verzögerungsinkrementen unterworfen, d.h. einer Verzögerung von 300 η sec. Die rückumgeseizten zeitlichen Abtastwerte S ^l.....S¹.. sind somit verschiedenen Verzögerungen durch die Verzögerungsleitungen 31a...31c unterworfen, so daß die rückumgesetzten zeitlichen Abtastwerte zeitlich verschoben sind, um eine Aufeinanderfolge rückumgesetzter Komponenten zu bilden, die den sequentiellen zeitlichen Abtastwerten entsprechen, die durch die Samplingschaltung 12 erzeugt wurden. Diese zeitlich sequentiell rückumgesetzten Komponenten werden kombiniert, um das Signalgemisch oder Videosignal

S als nachformiertes oder umformiertes Signal zu ero

halten.

Aus dem Obigen ist ersichtlich, daß die in Figur 3 gezeigte Arbeitsweise der entsprechenden Ausführungsform nunmehr ohne weiteres verständlich ist. Der Kürze halber wird diese Arbeitsweise nun nur kurz beschrieben. Ein Signalgemisch oder Videosignal S. wird an die Eingangsklemme 11 angelegt und durch die Sampling- oder Abtastschaltung 12 sequentiell abgetastet. Die dabei erhaltenen zeitlichen Abtastwerte werden zweckmäßig verzögert und als Abtastwerte S. .....S.. der orthogonalen Transformationsmatrix 20 zugeführt. Diese Transformationsmatrix teilt die zugeführten zeitlichen Abtastwerte des Videosignals S. in transformierte Signalkomponenten, welche verschiedene Abschnitte des Frequenzspektrums des Videosignals darstellen. Wie somit in Figur 4 gezeigt, ist die transformierte Komponente S_q1 1/4 (S₁₁ + S. ₂ + S._ + S.") gleich. Die transformierte

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ORlGiNftL INSPECTED

Signalkomponente S _o ist 1/4 (S + S. _o - S._o -S..)

oz ii xz xJ x4

gleich. Die transformierte Signalkomponente S ₃ ist 1/4 (S₁₁ - S_±2 - S_±2 - S_±3 + S₁₄) gleich. Die transformierte Signalkomponente S . ist schließlich 1/4 (S_±1 - S₁₂ + S₁₃ - S₁₄) gleich. Bei der in Figur 4 gezeigten Matrix 20 ist ersichtlich, daß der Dämpfungsfaktor jeder Dämpfungsschaltung 13 gleich 1/4 ist.

Die transformierte Signalkomponente S . , welche die Gleichstromkomponente und die Komponenten niedriger Frequenz enthält, wird unmittelbar der Rückumsetzungsmatrxx 30 zugeführt. Die restlichen transformierten Signalkomponenten S », S _ und S _Δ werden der Rückumsetzungsmatrix 30 über die nichtlinearen Schaltungen 16a, 16b und 16c zugeführt. Falls somit der Signalwert dieser transformierten Signalkomponenten S _...S . den Schwellenwert, der den entsprechenden nichtlinearen Schaltungen zugeordnet ist, nicht überschreiten, so wird die transformierte Signalkomponente unterdrückt. Auf diese Weise wird Geräusch, für welches angenommen wird, daß es ein Niedrigwertsignal ist, aus den Videosignalkomponenten höherer Frequenz unterdrückt. Diesem Geräuschunterdrückungsvorgang folgend werden dann die transformierten Signalkomponenten in der Rückumsetzungsmatrix 30 in im wesentlichen die ursprünglichen zeitlichen Abtastwerte S¹.₁...S¹.. zurückumgesetzt, wobei diese zurückumgesetzten zeitlichen Abtastwerte durch die Verzögerungsschaltungen 31a, 31b und 31c derart sequentiell verzögert werden, daß das an die Ausgangsklemme 32 angelegte resultierende Ausgangssignal S im wesentlichen eine umgeformte Version des Eingangssignals S. weniger der unterdrückten Geräuschkomponenten ist.

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Bei der Ausfuhrungsform gemäß Figur 3 wird "angenommen, daß die orthogonale Transformationsmatrix 20 und die Rückumsetzungsmatrix 30 4 χ 4 für Hadamardtransformationsmatrizen sind. Bei Alternativ-Ausführungsformen können Matrizen höherer Ordnung, wie z.B. 8x8, 16 x16, oder dgl. verwendet werden. Bei derartigen Matrizen höherer Ordnung kann das Frequenzspektrum des Eingangsvideosignals in eine größere Anzahl einzelner Komponenten geteilt werden. Bei einer solchen größeren Auflösung kann infolgedessen die unerwünschte Geräuschkomponente genauer von einer Informationssignalkomponente unterschieden und in der richtigen Art unterdrückt werden. Die Güte des wiedergegebenen Fernsehbildes wird somit erhöht.

Es ist angenommen worden, daß die Samplingschaltung 12 gemäß Figur 3 aufeinanderfolgende zeitliche Abtastwerte aus einem einzigen Horizontalzeilenintervall des Eingangsvideosignals ableitet. Infolge der Redundanz eines Fernsehbildes ist die in einem Horizontalzeilenintervall enthaltene Information der in einem benachbarten Horizontalzeilenintervall enthaltene Information sehr ähnlich. D.h. ein Zeilenbild unterscheidet sich nicht maßgebend von dem nächsten Zeilenbild. Mit anderen Worten, die Information in einem Teilbild eines Fernsehbildes ist im wesentlichen dieselbe wie die Information in dem nächsten Teilbild. Auch ein Halbbild eines Fernsehbildes ist dem nächsten Halbbild sehr ähnlich. Die durch die Samplingschaltung Έ erhaltenen sequentiellen zeitlichen Abtastwerte müssen somit nicht aus einer einzigen Horizontalzeile abgeleitet werden. Diese Abtastwerte können vielmehr aus nebeneinanderliegenden Zeilen, d.h. aus einer Zeile in einem Teilbild und aus der nächsten Zeile in dem nächsten Teil-

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bild oder Halbbild abgeleitet werden. Als eine weitere Alternative können die sequentiellen Abtastwerte aus Horizontalzeilen in aufeinanderfolgenden Einzelbildern oder Halbbildern bzw. Teilbildern abgeleitet werden.

Als ein Beispiel für aus aufeinanderfolgenden Teilbildern oder Halbbildern abgeleitete zeitliche Abtastwerte sind ein Teil eines Horizontalzeilenintervalls S „ und ein Teil des nächsten Horizontalzeileninter-

tt - *

valls S'„ in benachbarten Halbbildern oder Teilbildern in Figur 9 graphisch dargestellt. Von den gestrichelten Linien sind vier zeitliche Abtastwerte umschlossen: S₁₁ und S._ in Zeile S„, und Abtastwerte S.₃ und S.. in Zeile S' . Diese Abtastwerte sind zur gleichen Re-

Ii

lativzeit in jedem Zeilenintervall genommen, wobei die Abtastwerte S... unc
see. getrennt sind.

Abtastwerte S... und S. ₂ (sowie S₁₃ und S₁₄) durch 100 η

Eine Ausfuhrungsform der zum Ableiten der Abtastwerte S......S. - verwendbare Samplingschaltung 12, wie in Figur 9 gezeigt, wobei diese Abtastwerte der orthogonalen Transformationsmatrix 20 zuzuführaisind, wie in Figur 10 gezeigt, enthält eine Verzögerungsleitung 40, welche eine Verzögerung von einem Horizontalzeilenintervall aufweist, während die Verzögerungsleitungen 41a und 41b jeweils eine Verzögerungvon beispielsweise 100 η sec. aufweisen, welche der Verzögerung gleich ist, die durch jede der Verzögerungsleitungen 12a... 12c, wie in Figur 3 gezeigt, gezeigt ist. Bei der Ausführungsform gemäß Figur 10 wird ein an die Eingangsklemme 11 angelegtes erstes Zeilenintervall S„ über die Bahn n„ der Verzögerungsschaltung 40 zugeführt, wo es um ein Horizontalzeilenintervall verzögert wird.

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In der nächsten Horizontalzeile S' wird die vor-

M.

herige Zeile der Information S„ am Ausgang der Verzö-

ri

gerungsschaltung 40 erzeugt, während diese nächste Zeile S'„ über die Bahn n. zugeführt wird. Die vor-

n I

herige verzögerte Zeile S wird durch die Verzögerungsleitung 41b verzögert, während die vorliegende Zeile S' durch die Verzögerungsleitung 41a verzögert wird.

An den Ausgangsklemmen 42a, 42b, 42c und 42d werden demnach die zeitlichen Abtastwerte S-.*, S.~, S._ bzw. S.. erzeugt. Diese zeitlichen Abtastwerte sind wie in Figur 9 gezeigt und erscheinen konkurrierend oder gleichzeitig. D.h., zum Zeitpunkt, zu welchem der Abtastwert S₁₁ an der Klemme 42a erscheint, erscheint der zuvorige Abtastwert S.2 an der Klemme 42b. Auf ähnliche Weise und zum gleichen Zeitpunkt erscheint der Abtastwert S.„ in der verzögerten Zeile S„ an der Klemme 42c,

IJ rl

während der vorherige Abtastwert S., in dieser verzögerten Zeile an der Klemme 42d erscheint. Diese entsprechenden zeitlichen Abtastwerte werden der orthogonalen Transformationsmatrix 20 zugeführt, um die transformierten Signalkomponenten in der oben näher beschriebenen Art und Weise abzuleiten. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Ausführungsform der in Figur 10 gezeigten Samplingschaltung 12 verwendet wird, eine ähnliche VerzögerungsSchaltungskonfiguration mit dem Ausgang der Rückumsetzungsmatrix 30 gekoppelt wird, damit eine Umformung der entsprechenden Horizontalzeilenintervalle S„ bzw. S' des Ausgangsvideosignals

η rl

zu erhalten.

Bei den obigen Ausführungsformen wurde angenommen, daß das Eingangssignal ein analoges Videosignal oder Signal-

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gemisch ist. Die orthogonale Transformationsmatrix (und die Rückumsetzungsmatrix 30) finden ihre Anwendung hinsichtlich der zeitlichen Abtastwerte eines derartigen Analogsignals. Bei einer anderen Ausführungsform arbeiten jedoch diese Matrizen hinsichtlich digitaler zeitlicher Abtastwerte.' Das Signalgemisch oder Videosignal kann demgemäß ein Digital-Signal sein, wobei alternativ ein Analog-Digital-Umsetzer zwischen die Eingangsklemme 11 und die Sanplingschaltung 12 eingeschaltet werden kann.

Bei den Ausführungsformen der nichtlinearen Schaltung 16, wie z.Bο bei den in den Figuren 5 und 7 gezeigten Ausführungsformen ist der Schwellenwert, mit welchem jede der transformierten Signalkcmponenten verglichen wird, festgelegt. D.h., die durch die Vorspannungsschaltung 22a und 22b (Figur 5) erzeugten addierten oder zugegebenen Vorspannungswerte und der an die Klemme 27a ( Figur 7) angelegte Bezugsschwellenwert sind somit vorbestimmt. In einer weiteren Ausführungsforxa können diese Vorspannungswerte und Schwellenwerte veränderlich sein. Dann kann der Bereich ^W, d.h. der nichtansprechende Bereich (Figur 2 und 6) als Funktion des Betrages oder der Größe des Geräusches eingestellt oder verstellt werden, das im Videosignal enthalten ist. Eine Jiusführungsform einer Geräuschunterdrückungsanlage unter Verwendung einer derartigen ein Signal mit veränderlichem Schwellenwert unterdrückenden Schaltung ist in Figur 11 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform sind gleiche Komponententeile mit denselben Bezugszeichen wie gemäß I'igur 3 versehen. Es wird angenommen, daß die Geräusch- oder Störkomponenten gleichmäßig verteilt sind, so daß dieses Geräusch während der

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vertikalen. Rücklaufzeit und insbesondere im schwarzen Pegel während dieser.Zeit erscheint, in welcher keine Videosignalinformation vorhanden ist. Bei der Ausführungsfprm gemäß Figur ...11 handelt sich um das Erfassen dieses Geräuschpegels, während der Vertikalrücklaufzeit. ■-."-,· -; - _: · . -

Die nlehtlineare Schaltung 16a ist demnach zusätzlich mit einer Tor-Schaltung 50a versehen, welche mit der transformierten Signalkomponente S „ gespeist werden kann,-wobei der Ausgang dieser Tor-Schaltung durch einen - Signalformer 52a als Schwellenwert für die nichtlineare Schaltung 16a, angelegt wird. Auf .ähnliche Weise ist die nichtlineare Schaltung 16b zusätzlich mit einer Tor-Schaltung 50b und einer Signalformerschaltung 52b versehen, wpbei. die. Tor-Schaltung mit der transformierten Signalkpmponente S₃ gespeist wird. Die nichtlineare Schaltung 16c ist ebenso zusätzlich mit einer Tor-Schaltung 50c und einer Signalformerschaltung 52c versehen-, wobei, diese Tor-Schaltung mit .der transformierten Signalkomponente S .gespeist wird. Ein Torsteuer- signal kann gemeinsam jeder derTor-Schaltungen 50a, 50b und 50c, zugeführt warden. Dieses Tor Steuer signal wird durch einen TorSteuerSignalgeber 51 erzeugt, der mit der Eingangsklemme 11 verbunden und mit dem Signalgemisch oder Videosignal S-. zugeführt wird.

Jeder der Signalformerschaltungen ,52a, 52b und 52c besteht aus einer Gleichrichterschaltung, die mit einem Tiefpaßfilter in Reihe geschaltet ist. Jeder der Signalformerschaltungen liefert somit ein Gleichstromsteuersignal ihrer zugeordneten nichtlinearen Schaltung entsprechend dem veränderlichen Schwellenwert.

709 828/0874 "— ,nspecteo

Im Arbeitszustand.ermittelt der Torsteuersignalgeber . 51 die Anwesenheit der Vertikalrücklaufzeit im Videosignal S.. Während dieser Vertikalrücklaufzeit ist jeder der Tor-Schaltungen 50a,.50b und 50c in.einen solchen Zustand gebracht worden, daß sie .die entsprechenden transformierten Signalkomponenten S₂,, S „ und S auf die Signalfprmerschaltungen 52a und 52b und 52c überträgt. Während des Zeitintervalls, . in welchem die Tor-Schaltungen in dem entsprechenden Zustand liegen, wird der Schwarzpegel jeder der Signalformerschaltungen geliefert. Geräuschkomponente, die sich in diesem Dunkelwert befinden, werden durch die Signalformerschaltungen52a, 52b,52c gleichgerichtet und filtriert und als Schwellenwert den nichtlinearen Schaltungen 16a, 16b und 16c zugeführt. Die Schwellenwerte werden bis zur nächsten Vertikalrücklaufzeit aufrechterhalten. In Abhängigkeit von dem Betrag oder der Größe des Geräusches, das während der Vertikalrücklaufzeit abgeleitet worden ist , werden somit die Vorspannungssignalwerte ( Figur 5) oder der Bezugsschwellenwert (Figur 7) dementsprechend bestimmt. Falls beispielsweise der erfaßt Geräuschpegel verhältnismäßig groß ist, so wird der Bereichilw der Nichtansprechbarkeit der nichtlinearen Schaltung vergrößert. Umgekehrt, falls der festgestellte Geräuschpegel verhältnismäßig gering ist, so wird dieser Bereichjd W verringert. Auf diese Weise sind die Geräuschkomponenten wirksamer unterdrückt.

Während die vorliegende Erfindung, insbesondere unter Bezugnahme auf gewisse bevorzugte Ausfuhrungsformen beschrieben und dargestellt wurde, ist ohne weiteres ersichtlich, daß verschiedene Abänderungen und Abwandlungen sowohl der Form als auch der Einzelheiten

. 7 0 9 8 2 8 / 0 8 7 U original inspected

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innerhalb des Schutzumfanges der beigefügten Ansprüche möglich sind. So muß beispielsweise das Eingangssignal S. nicht lediglich ein Videosignal oder Signalgemisch sein. Auch andere orthogonale Transformationsmatrizen können zusammen mit einer kompatiblen Rückumsetzungsmatrix Verwendung finden* Daher sollen die beigefügten Patentansprüche als diese sowie.auch sämtliche anderen Abwandlungen und Abänderungen enthaltend ausgelegt v/erden.

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L e e r s e i t e

Claims

Ansprüche

Verfahren zur Unterdrückung des Geräusches oder Minderung des Rauschens eines Eingangssignals,
dadurch gekennzeichnet,- daß
eine orthogonale Transformierte des Eingangsignäls abgeleitet wird, wobei diese orthogonale
Transformierte η-umgesetzte Signalkomponenten
aufweist, daß zunächst einige dieser Signalkomponenten unterdrückt werden, falls ihre entsprechenden Signalpegel oder -werte kleiner als ein
Schwellenwert sind, und daß die n-umgesetzten
Signalkomponenten im wesentlichen in das besagte Eingangssignal weniger der unterdrückten Komponenten wiederumgesetzt werden.

Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Verfahrensschritt der Ableitung einer orthogonalen Transformierten dadurch gekennzeichnet ist, daß das Eingangssignal zeitlich abgetastet wird, daß ausgewählte zeitabhängige Abtastwerte des Eingangssignals mit vorgestimmten Multiplikatoren multipliziert werden, und daß ausgewählte Gruppen der multiplizierten zeitabhängigen Abtastwerte kombiniert werden, um die
η-umgesetzten Signalkomponenten zu bilden.

Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die η-umgesetzten Signalkomponenten jeweils verschiedene Teile oder Abschnitte des Frequenzspektrums des Eingangssignals darstellen.

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4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Verfahrensschritt der Unterdrückung zumindest einiger der Signalkomponenten dadurch g ekennzeic hn e t ist, daß jene Teile der umgesetzten Signalkomponenten unterdrückt werden, die Höherfrequenzteile des Frequenzspektrums darstellen, wobei diese Höherfrequenzteile geringer als ein Schwellenwert sind.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Verfahrensschritt der Wiederumsetzung oder Rücktransformation dadurch gekennzeichnet ist, daß ausgewählte umgesetzte Signalkomponenten mit vorbestimmten Multiplikatoren multipliziert, ausgewählte Gruppen der multiplizierten Komponenten zum Bilden n-wiederumgesetzter Komponenten kombiniert und die n-wiederumgesetzten Komponenten zu einem Ausgangssignal kombiniert werden, das im wesentlichen dasselbe wie das besagte Eingangssignal weniger der unterdrückten Teile ist.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die orthogonale Umsetzung oder Transformation die Hadamardumsetzung oder -transformation ist und daß der Verfahrensschritt der Wiederumsetzung der n-umgesetzten Signalkomponenten in der Ableitung einer Hadamardrücktransformierten der η-umgesetzten Signalkomponenten besteht.

7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Verfahrensschritt der Ableitung der Hadamardtransformierten

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-ν

das Eingangssignal dadurch gekennzeichnet ist, daß das Eingangssignal zeitlich abtastet wird, um zu einem gegebenen Zeitpunkt η-diskrete zeitabhängige Abtastwerte desselben zu erzeugen, und daß die Hadamardtransformierte diese η-diskreten zeitabhängigen Abtastwerte abgeleitet wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Verfahrensschritt der Ableitung der Hadamardtransformierten der n-di'skreten zeitabhängigen Abtastwerte dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t ist, daß jeder dieser zeitabhängigen Abtastwerte mit einem entsprechenden Satz von n-Multiplikatoren zum Bilden von η-Gruppen multiplizierten zeitabhängigen Abtastwerte multipliziert wird, wobei jede aus.η zeitabhängigen Abtastwerten gebildete Gruppe jeweils mit einem entsprechenden ihrer η-Multiplikatoren multiplizier wird und daß de η multiplizierten zeitabhängigen Abtastwerte in jeder Gruppe addiert werden, um die besagten η umgesetzten Signalkomponenten zu bilden .

9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Verfahrensschritt der Ableitung einer Hadamardrücktransformierten dadurch gekennzeichnet ist, daß jeder der η umgesetzten Signalkomponenten mit einem entsprechenden Satz von η Multiplikatoren zum Bilden von η Gruppen multiplizierten umgesetzter Signalkomponenten multipliziert wird, wobei jede gebildete Gruppe η umgesetzte Signalkomponenten jeweils mit einem ihrer η Multiplikatoren multipliziert wird, und daß

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A'

die η multiplizierten umgesetzten Signalkomponenten in jeder Gruppe addiert werden, um η wiederumgesetzte oder rücktransformierte Komponenten zu bilden.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die η widerumgesetzten Komponenten in einer sukzessiven Zeitfolge derart kombiniert werden, daß aufeinanderfolgende Komponenten der η wiederumgesetzten Komponenten in aufeinanderfolgenden Zeitintervallen vorgesehen werden.

11. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Sätze der zur Ableitung der Hadamardtransformxerten verwendeten Multiplikatoren den Sätzen der zur Ableitung der Hadamardrücktransformierten verwendeten Multiplikatoren gleich sind.

12. Vorrichtung zur Unterdrückung des Geräusches oder zur Minderung des Rausches in einem Bildaustastsynchron-Signals (BAS-Signals) oder Signalgeräusches, mit einer Einrichtung zum Empfang des BAS-Signals gekennzeichnet durch eine orthogonale Transformationsmatrix (20), die mit der Empfangseinrichtung zum Ableiten der orthogonalen Transformierten des BAS-Signals (S.) mit η transformierten Signalkomponenten (S ^,S₂, S₃, S.) verbunden ist, einen Signalunterdrüeker (16) zum Empfang von mindestens einiger der η transformierten

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Signalkomponenten (S ~, S _, S .) und zum Unterdrücken jene transformierten Signalkomponenten, deren Signalpegel oder -werte kleiner sind als ein Schellenwert ( Δ W), und durch eine Rückumsetzungsmatrxx (30) zum Empfang der η transformierten Signalkomponenten (S .., S ~, S ,, S .) einschließlich jener 4ie durch" den Signalunterdrücker (16) hindurchgegangen sind, um die transformierten Signalkomponenten in im wesentlichen das empfangene BAS-Signal (S ) weniger der unterdrückten Geräusch- oder Störkomponenten rückumzusetzen.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Empfangseinrichtung durch eine Schalt- oder Samplingoder Teilbild- oder Abfrage- oder Färb- oder Abtastgeneratorschaltung (12) zur Erzeugung aufeinanderfolgender zeitlicher Abtastwerte (S..., S-₂, S-₃, S..) des BAS-Signals (S^) gekennzeichnet ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die orthogonale Transformationsmatrix durch eine η χ η-Matrix zum Empfang η zeitabhängiger Abtastwerte (S.,., S-₂, S₁₃, S..) des BAS-Signals gekennzeichnet ist, wobei die η zeitlichen Abtastwerte konkurrierend der η χ η-Matrix zugeführt sind, um jeden der zeitlichen Abtastwerte mit emem entsprechenden Satz Multiplikatoren (a* . . . a .j · . ·&21 ' * *^a2n* " *^an1 * * '^ann' zu multiplizieren und um ausgewählte Abtastwerte der multiplizierten zeitlichen Abtastwerte ^(a11^Si1^+ai2^Si2- "·^+β1η⁸1η'" ^a2i^Si1^+a22^Si2⁺·" ° ⁺ ^a2 S. ;+...) zu kombinieren und die transformierten

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Signalkomponenten (S_q1, ^s _o2' ^S _O3' ^So4^ ^zu bilden.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Sampling-. oder Abtastwertgeneratorschaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie Verzögerungsschaltungen (12a, 12b, 12c) aufweist, um verschieden Verzögerungen η sukzessiven zeitlichen Abtastwerten zu erteilen, so daß alle der η zeitlichen Abtastwerte konkurrierend bzw_o gleichzeitig der besagten η :c n-Matrix (20) zugeführt werden.

16. Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei der Signalunterdrücker durch eine Anzahl bzw. Vielzahl von Schaltungen (16a, 16b, 16c) zum Empfang entsprechender Komponenten der η transformierten Signalkomponenten (S „, S ₃, S .) aus der η χ η-Matrix (20) gekennzeichnet ist, wobei jede dieser Schaltungen ein Ausgangssignal erzeugt, das zu demjenigen Teil der empfangenen transformierten Signalkomponenten direkt proportional ist, die den Schwellenert (^W) überschreitet.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei jede der Schaltungen durch ein Paar Schwellenwertvorspannungsschaltungen (22A, 22B) zum Versehen der empfangenen transformierten Signalkomponente mit positiven bzw. negativen Vorspannungspegeln bzw. -werten gekennzeichnet ist, sowie durch ein Paar Gleichrichter (23A, 23B)

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entgegengesetzter Polarität zum Gleichrichten jene Teile der transformierten Signalkomponente, welche die jeweiligen positiven bzw. negativen Vorspannungswerte überschreiten, und durch eine Summierschaltung (24) zum Summieren der gleichgerichteten Komponenten.

18. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei jede der besagten Schaltungen durch einen Vergleicher (27) zum Vergleichen des Pegels bzw. Wertes der empfangenen transformierten Signalkomponente mit einem Schwellenwert (27a) und durch ein Dämpfungsglied (28) g e k e η η ζ e i c h η e t ist, das wahlweise betätigbar ist, wenn der Wert der empfangenen transformierten Signalkomponente den Schwellenwert unterschreitet, um die empfangene transformierte Signalkomponente im wesentlichen auf einen Nullwert abzudämpfen oder abzuschwächen.

19. Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei jede der Schaltungen ferner durch einen Voll- oder Zweiweggleichrichter (26) gekennzeichnet ist, der auf die empfangene transformierte Signalkomponente anspricht, um dem Vergleicher (27) ein gleichgerichtetes Signal zuzuführen.

20. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei jeder Schaltungen durch einen Detektor (50, 52) zum Erfassen oder zur Feststellung des in der empfangenen transformierten Signalkomponente vorhandenen Geräuschpegels in vorbestimmten Intervallen des BAS-Signals (S^) und zur Herstellung des Schwellenwertes als Funktion des erfaßten Geräuschpegels gekennzeichnet ist,,

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21. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die η χ η-Matrix eine Hadamardtransformäionsmatrix ist.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch g e kenn ze ichnet, daß die η transformierten Signalkomponenten (S .., S ₂, S ₃, S .) , die durch die Hadamardtransformationsmatrix erzeugt werden, verschiedene Abschnitte des Frequenz spektrums des abgetasteten BAS-Signals darstellen.

23. Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalunterdrücker (16) jene transformierten Signalkomponenten (S 2' ^s 2' ^S 4^ e^mpf&igt, welche die Teile höherer Frequenz des BAS-Signalfrequenzspektrums darsteLlen.

24. Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Hadamardtransformationsmatrix durch η Reihen (I₁, 1 _, ¹3' ¹4^ ^{von n Däm}P^fun9^s9^liedern (13) ⁱⁿ jeder Reihe gekennzeichnet ist, wobei jede Reihe Dämpfungsglieder in η Säulen (nu , m^r m_, m.) geteilt ist und eine Eingangsklemme (21a, 21b, 21c, 21d) für jede Reihe sowie eine Phasenumkehrstufe (15) in zumindest einigen der Reihen vorgesehen und die letztere mit einer zugeordneten Eingangsklemme verbunden ist, wobei die η zeitlichen Abtastwerte (S.*, S_>2, S-₃, S... entsprechenden Klemmen der Eingangsklemmen (21a, 21b, 21c, 21d) zugeführt und ausgewählte Dämpfungsglieder in den besagten Reihen unmittelbar

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mit der Eingangsklemme für die zugeordnete Reihe und andere der Dämpfungsglieder in den besagten Reihen mit der Phasenumkehrstufe in der besagten zugeordneten Reihe verbunden sind, während η Ausgangsklemmen (22a, 22b_f 22c, 22d) den η Säulen (m₁, m_, m_, m.) jeweils zugeordnet und Addierschaltungen mit den entsprechenden Ausgangsklemmen zum Addieren der Ausgangswerte betreffender Dämpfungsglieder (13) in jeder Säule (m , nu, m_, m.) verbunden sind.

25. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Sampling- oder Abtastgeneratorschaltung (12) eine empfangene Zeile (S_H) und eine verzögerte Zeile (S„) des BAS-Signals abtastet und eine Zeilenverzögerungsschaltung

(40) zur Erzeugung einer zeilenverzögerten Horizontalversion (S„) des BAS-Signals aufweist,

und daß ferner Verzögerungs Schaltungen (41 ä, 41b) zum Empfang des BAS-Signals (S„) und der hori-

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zontalen zeilenverzögerten Version (S„) des

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BAS-Signals vorgesehen sind, um verschiedene Verzögerungen den zeitlichen Abtastwerten (S.,., S-₂, S. ₃, S.-) des empfangenen BAS-Signals (S'tt) und der horizontalen zeilenverzögerten Version (S„) zu erteilen, so daß η zeitliche Ab-

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tastwerte (S..., S.₂, S._, Si₄) konkurrierend bzw. gleichzeitig der besagten η χ η-Matrix (20) zugeführt sind.

26. Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Rückumsetzungsmatrix (30) durch eine η χ η-Matrix gekennzeichnet ist, die im wesentlichen

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dieselbe wie die η χ η-Matrix ist, welche die orthogonale Transformationsmatrix (20) bildet.

27. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die η χ n-Rückumsetzungs-

- matrix (30) die η transformierten Signalkomponenten (S_q1, S_q2, S ₃, S.) empfangene und η rückumgesetzte Komponenten (S¹.., S'._, S'._, S¹..)

in Abhängigkeit davon erzeugt und daß die Rückumsetzungsmatrix (30) ferner Verzögerungsschaltungen (31) aufweist, um unterschiedliche Verzögerungen (31a, 31b, 31c) den η rückumgesetzten Komponenten zu erteilen, so daß die η rückumgesetzten Komponenten zeitlich verschoben sind, um eine Aufeinanderfolge rückumgesetzter Komponenten zu bilden, die kombiniert sind, um das BAS-Signal (S ) umzuformieren.

28. Vorrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltungen (31) aus (n-1) Verzögerungsschaltungen (31a, 31b, 31c) in Kaskadenschaltung gebildet sind, wobei die erste der rückumgesetzten Komponenten der ersten (31a) denVerzögerungsschaltungen zugeführt und der nächst nachfolgenden Komponente (S.₂, S._, S.,) der rückumgesetzten Komponenten kombiniert ist.

Patentanwalt

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