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Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts.
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Zur Messung des Amplituden- und des Phasenrauschens eines Messobjekts sind unterschiedliche Verfahren entwickelt worden. Ein wesentlicher Faktor, der die Messgenauigkeit einer Rauschmessung minimiert, ist das Eigenrauschen der einzelnen Funktionseinheiten innerhalb der Kette der Messsignalverarbeitung. Mithilfe des Zweikanal-Kreuzkorrelationsverfahrens, das für die Phasenrauschmessung aus der
DE 10 2005 017 217 A1 hervorgeht, wird das Eigenrauschen dieser Funktionseinheiten kompensiert und damit eine gute Messgenauigkeit erzielt.
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Die bisherige analoge Realisierung des Zweikanal-Kreuzkorrelationsverfahrens enthält für die Phasenrauschmessung eine analoge Phasenregelung (Phase-Locked-Loop (PLL)), die ein zeitaufwändiges Einfangen der vom spannungsgesteuerten Oszillator des Phasenregelkreises erzeugten Frequenz auf die vom Messobjekt erzeugte Frequenz und eine Normalisierungs-Vormessung erforderlich macht. Die Messzeit der Amplituden- und Phasenrauschmessung verlängert sich durch diese Normalisierungs-Vormessung.
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Aus der
US 2008/0 279 268 A1 sind bereits ein Verfahren und eine Vorrichtung zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts bekannt. Es erfolgt eine Aufteilung des Messsignals in reelle Signale, die zu den Mischern weitergeleitet werden. Dort werden jedoch das erste und das zweite reelle Signal nach dem Mischen ins Zwischenfrequenzband nicht jeweils mit unterschiedlichen Pseudo-Zufallsfolgen gespreizt.
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Aus der
EP 0 651 259 A1 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Modulationsgenauigkeit bekannt.
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Aus dem Artikel WALLS, W. F.: ”Cross-Correlation Phase Noise Measurement”, in: Proceedings of the IEEE Frequency Control Symposium, 1992, S. 257–261, ISBN: 0-7803-0476-4 ist eine Charakterisierung des Phasenrauschens in Verstärkern, Synthesizern, Quarzoszillatoren und andern elektronischen Baugruppen bekannt.
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Aus dem Artikel WALLS, W. F., et. al.: ”Biases and Variances of Several FFT Spectral Estimators as a Function of Noise Type and Number of Samples”, in: Proc. of 43rd Annual Symposium an Frequency Control, Denver, CO, May 31 – June 2, 1989, S. 336–341, INSPEC Accession Number: 3685427 ist eine theoretische Analyse der Varianz der schnellen Fourier-Transformation bei Verwendung unterschiedlicher Fensterfunktionen bekannt.
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Aus der
DE 10 2007 015 122 A1 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Messen des Phasenrauschens bekannt. Das Verfahren teilt das Messsignal in ein erstes und zweites Mess-Signal auf. Es leitet ein erstes Signal mit einer gegenüber der Mess-Frequenz und dem überlagerten Phasenrauschen reduzierten ersten Frequenz und ein zweites Signal mit einer gegenüber der Mess-Frequenz und dem überlagerten Phasenrauschen reduzierten zweiten Frequenz ab. Es ermittelt dann ein drittes Signal mit einer gegenüber der ersten Frequenz des ersten Signals um die Messfrequenz kompensierten dritten Frequenz und ein viertes Signal mit einer gegenüber der zweiten Frequenz des zweiten Signals um die Messfrequenz kompensierten vierten Frequenz. Es ermittelt schließlich ein Korrelationsspektrum aus dem dritten und vierten Signal. Die Frequenzen des dritten und vierten Signals kommen durch das Frequenzteilen der Frequenz des ersten und zweiten Mess-Signals jeweils innerhalb des Frequenzbereichs des Korrelationsspektrums zu liegen.
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Die Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur gleichzeitigen Amplituden- und Phasenrauschmessung eines Messobjekts auf der Basis eines Kreuzkorrelationsverfahrens zu schaffen, das eine minimale Messzeit ermöglicht.
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Die Aufgabe wird durch ein erfindungsgemäßes Verfahren zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts mit den Merkmalen des Patentanspruchs 21 gelöst. Vorteilhafte technische Erweiterungen sind in den jeweils abhängigen Patentansprüchen aufgeführt.
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Erfindungsgemäß wird die analoge Ermittlung der Phase des Messsignals mittels Phasenregelung durch eine digitale regelkreisfreie Ermittlung der Phase des Messsignals ersetzt.
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Hierzu wird das vom Messobjekt erzeugte Messsignal im Hinblick auf das Zweikanal-Korrelationsverfahren mittels eines Verteilers in ein erstes reelles Signal und in ein identisches zweites reelles Signal aufgeteilt. Das erste und zweite reelle Signal werden jeweils mittels eines Analog-Digital-Wandlers zur Erzeugung eines abgetasteten ersten bzw. zweiten reellen Signals zugeführt. In jeweils einem nachfolgenden Quadraturmischer wird mittels Mischen des abgetasteten ersten bzw. zweiten reellen Signals mit zwei in Quadratur zueinander stehenden Signalen jeweils ein zugehöriges erstes bzw. zweites komplexes Signal erzeugt. In jeweils einer nachfolgenden Einheit zur Ermittlung der Polarkoordinaten eines Signals wird die Amplitude und Phase des ersten komplexen Signals bzw. die Amplitude und Phase des zweiten komplexen Signals bestimmt. Schließlich werden in einem Kreuzkorrelator zur Ermittlung des Amplitudenrauschens des Messsignals die ermittelten Amplitudenwerte des ersten komplexen Signals und des zweiten komplexen Signal miteinander kreuzkorreliert und in einem Kreuzkorrelator zur Ermittlung des Phasenrauschens des Messsignals die ermittelten Phasenwerte des ersten komplexen Signals und des zweiten komplexen Signal miteinander kreuzkorreliert.
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Auf diese Weise ist das gleichzeitige Erfassen des Amplituden- und Phasenrauschspektrums eines von einem Messobjekt erzeugten Messsignals in minimaler Messzeit realisiert.
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Um gleichzeitig auch noch zusätzliche statistische Kenngrößen des Messsignals zu bestimmen, werden vorzugsweise die von den beiden Einheiten zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals jeweils erzeugten Amplituden- und Phasenwerte des ersten und zweiten komplexen Signals einer Einheit zur Ermittlung von statistischen Kenngrößen zugeführt, die unterschiedliche statistische Kenngrößen des Messsignals, beispielsweise die Allan-Varianz, ermittelt.
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Da die beiden Einheiten zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals jeweils Phasenwerte erzeugen, die keinen kontinuierlichen Verlauf aufweisen, sondern bei Erreichen eines Phasenwertes von 2π wieder auf einen Phasenwert von Null reduziert werden (so genannter „wrapped Modus”), ergibt sich ein Phasenverlauf, dessen stochastische Charakteristik aufgrund des Phasenrauschens zusätzlich eine Periodizität über einen Phasenwinkelbereich von 2π überlagert ist. Diese Phasen-Charakteristik mit einer Periodizität über einen Phasenwinkelbereich von 2π ist für eine Messung des Phasenrauschens nicht mehr zu gebrauchen.
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Diese unnötige Verfälschung des Ergebnisses des Phasenrauschens wird bevorzugt gelöst, indem die erste Ableitung der ermittelten Phasenwerte des ersten bzw. zweiten komplexen Signals nach der Zeit mittels eines mit dem Phasenausgang der jeweiligen Einheiten zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals verbundenen Differenzierers ermittelt wird und die erste Ableitung der Phase des ersten und zweiten komplexen Signals nach der Zeit dem Kreuzkorrelator zur Bestimmung des Phasenrauschens und der Einheit zur Ermittlung von statistischen Kenngrößen zugeführt wird. Die erste Ableitung der Phase des ersten und zweiten komplexen Signals nach der Zeit, die der Frequenz des ersten und zweiten komplexen Signals entspricht, weist die überlagerte Periodizität der Phase des ersten und zweiten komplexen Signals nicht mehr auf.
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Unsymmetrisches Übertragungsverhalten der einzelnen analogen Funktionseinheiten in jedem der beiden Signalpfade hinsichtlich der Frequenz führt durch das Differenzieren zu einem Gleichsignalanteil, der im Phasenrauschspektrum einem von Null verschiedenen Mittenfrequenzversatz und damit eine Frequenzverschiebung des Phasenrauschspektrums hat. Zur Vermeidung dieser unerwünschten Frequenzverschiebung im Phasenrauschspektrum wird bevorzugt dieser Mittenfrequenzoffset (Versatz wird hier und im Folgenden auch Offset genannt) des Phasenrauschspektrums, der durch die einzelnen analogen Funktionseinheiten in den beiden Signalpfaden verursacht wird, ermittelt und mittels eines dem Mittenfrequenzoffset entsprechenden Kompensationssignals in einem dem jeweiligen Differenzierer nachfolgenden Subtrahierer kompensiert.
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Äquivalent stellt die mittlere Trägerleistung des Messsignals einen unerwünschten Gleichsignalanteil im Amplitudenrauschspektrum dar. Zur Erzeugung eines reinen Amplitudenrauschspektrums wird vorzugsweise die mittlere Trägerleistung des Messsignals ermittelt und mittels eines der mittleren Trägerleistung entsprechenden Kompensationssignals in einem mit dem Betragsausgang der jeweiligen Einheit zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals verbundenen Subtrahierer kompensiert.
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Die Abtastung des ersten bzw. zweiten reellen Signals erfolgt im Zwischenfrequenzband, in dem das Amplituden- und auch das Phasenrauschen auf vergleichsweise niedrige Rauschwerte des Rauschflurs begrenzt sind. Auf diese Weise wird eine Abtastung im Basisband vermieden, in dem aufgrund der 1/f-Rauschcharakteristik des Amplituden- und Phasenrauschens des Messgeräts nachteilig deutlich höhere und deutlich stärker streuende Rauschwerte zu erwarten sind.
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Die Hochpass-Charakteristik der Differenzierer führt bei höheren Trägerfrequenz-Offsets zu höheren differenzierten Phasen-Pegelwerten. Diese Hochpass-Charakteristik des Differenzierers reduziert aber den Signal-Pegel im Frequenzbereich der kleinen Trägerfrequenz-Offsets. Hinzukommt, dass aufgrund der Festpunkt-Arithmetik der in den Kreuzkorrelatoren verwendeten Fast-Fourier-Transformatoren (FFT) der Dynamikbereich und damit die Messgenauigkeit zur Darstellung von Spektralwerten, die sich innerhalb des Messfrequenzbereichs über einen weiten Pegelbereich erstrecken, deutlich reduziert ist.
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Zur Begrenzung dieses frequenzabhängigen Nachteils wird vorzugsweise jedem Differenzierer jeweils ein Tiefpass erster Ordnung nachgeschaltet, dessen Flankensteilheit der Steilheit des Frequenzgangs des Differenzierers entspricht. Der Frequenzgang der Serienschaltung aus Differenzierer und Tiefpass weist folglich eine ansteigende Flanke unterhalb der Eckfrequenz des Tiefpasses und eine konstanten Verlauf oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpasses auf. Eine Frequenzgang-Kompensation für Spektralanteile des Phasenrauschsignals oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpasses im Kreuzkorrelator zur Bestimmung des Phasenrauschens ist somit nicht erforderlich. Insbesondere ist die Anforderung an die Sperrdämpfung eines Dezimationsfilters zur Dezimation und Spektralanalyse in einzelnen Frequenzbändern dadurch erheblich minimiert.
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Die Eckfrequenz des Tiefpasses wird in einer ersten Variante an den maximalen Frequenz-Offset des Phasenrauschens im vom Messobjekt erzeugten Messsignal angepasst. Die Anpassung erfolgt hierbei über einen geeignet gewählten Faktor, dessen Wert kleiner als Eins ist. Auf diese Weise wird oberhalb einer bestimmten Frequenz, die kleiner als der maximale Frequenz-Offset des Phasenrauschens im vom Messobjekt erzeugten Messsignal ist, eine Begrenzung der frequenzabhängigen Übertragungscharakteristik in den beiden Signalpfaden erzwungen.
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In einer zweiten Variante wird die Eckfrequenz des Tiefpasses an die Frequenz des Schnittpunktes zwischen der 1/f-Flanke und dem Rauschflur der Phasenrauschkurve gelegt. Somit werden vor allem die im Frequenzbereich der 1/f-Flanke liegenden Phasenrauschsignalanteile, die den größten Anteil am gesamten Phasenrauschen bilden, deutlich gedämpft.
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Die Eckfrequenz des Tiefpasses wird in einer dritten Variante so gewählt, dass die integrierte Phasenrauschleistung unterhalb der Eckfrequenz des Tiefpasses der integrierten Phasenrauschleistung oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpasses entspricht. Somit ist gewährleistet, dass diejenige Hälfte der gesamten Phasenrauschleistung, die hinsichtlich ihrer Frequenz näher an der Mittenfrequenz des Messsignals liegt, stärker als diejenige Hälfte der gesamten Phasenrauschleistung gedämpft wird, die hinsichtlich ihrer Frequenz entfernter zur Mittenfrequenz des Messsignals liegt.
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In einer vierten Variante wird die Eckfrequenz des Tiefpasses so eingestellt, dass die spektrale Rauschleistungsdichte nach der Tiefpassfilterung näherungsweise der Rauschleistungsdichte eines weißen Rauschens entspricht. Auf diese Weise wird erreicht, dass die Rauschleistungsdichte des Phasenrauschens nach der Tiefpassfilterung näherungsweise einen konstanten Verlauf über den gesamten Frequenzbereich aufweist und damit näherungsweise einer idealen Gleichverteilung der Phasenrauschleistung über den gesamten Frequenzbereich entspricht. Dadurch werden die Anforderungen an den Dynamikbereich der nachfolgenden Signalverarbeitungsstufen kleiner.
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Die Frequenzcharakteristik des Amplitudenrauschens folgt typischerweise für niedrigere Frequenzen einem 1/f-Verlauf und für höhere Frequenzen einem konstanten Rauschflur. Zur Realisierung eines Amplitudenrauschens mit einer der Rauschleistungsdichte des weißen Rauschens angenäherten Rauschleistungsdichte wird dem Amplitudenausgang jeder Einheit zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals ein Hochpass erster Ordnung nachgeschaltet.
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In Analogie zur Parametrierung der Eckfrequenz des Tiefpasses beim Phasenrauschen wird die Eckfrequenz des Hochpasses beim Amplitudenrauschen aufgrund der 1/f-Charakteristik und der Rauschflur-Charakteristik des Amplitudenrauschens vorzugsweise mittels folgender Varianten parametriert:
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses mittels eines geeignet gewählten Faktors, der kleiner Eins ist, vom maximalen Frequenz-Offset der durch das Amplitudenrauschen im Messsignal verursachten Verbreiterung des Messsignal-Spektrums und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses an die Frequenz des Schnittpunktes zwischen der 1/f-Flanke und dem Rauschflur des Amplitudenrauschens und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses derart, dass die integrierte Amplitudenrauschleistung unterhalb der Eckfrequenz des Hochpasses der integrierten Amplitudenrauschleistung oberhalb der Eckfrequenz des Hochpasses entspricht und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses derart, dass die spektrale Rauschleistungsdichte des Amplitudenrauschens nach der Hochpassfilterung näherungsweise der Rauschleistungsdichte eines weißen Rauschens entspricht.
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Unterschiedliche lineare Verzerrungen in den beiden Signalpfaden des Zweikanal-Korrelationsverfahrens haben einen Einfluss auf das Korrelationsergebnis des Phasen- und Amplitudenrauschens. Somit werden in einer zwischen den beiden Signalpfaden positionierten Einheit zur Bestimmung der Verstärkungsdifferenz der Unterschied in den Verstärkungen zwischen den beiden Signalpfaden identifiziert und im Rahmen einer frequenzunabhängigen Kompensation in einer Einheit zur Kompensation einer Verstärkungsdifferenz ein von der ermittelten Verstärkungsfaktordifferenz abhängiges Kompensationssignal multiplikativ auf das im jeweiligen Signalpfad an der Position der Einheit zur Kompensation einer Verstärkungsdifferenz befindliche Signal aufgeprägt. Eine frequenzabhängige Kompensation wird durch frequenzabhängige Gewichtung der einzelnen im Fast-Fourier-Transformator der Kreuzkorrelatoren ermittelten Spektralwerte des Amplituden- und Phasenrauschspektrums erreicht.
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Durch übersprechen von Signalen zwischen den beiden Signalpfaden befinden sich in den beiden Signalpfaden jeweils Signalanteile die zueinander korreliert sind und sich somit den korrelierenden Rauschsignalanteilen des vom Messobjekt erzeugten Messsignals in den beiden Signalpfaden überlagern. Da im Korrelationsergebnis des Phasen- und Amplitudenrauschens die korrelierenden Signalanteile des Übersprechens von den korrelierenden Signalanteilen des im Messobjekt verursachten Amplituden- und Phasenrauschens nicht getrennt werden können, müssen die übersprechenden Signalanteile in den beiden Signalpfaden vor Durchführung der Kreuzkorrelation kompensiert werden.
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Die Identifizierung der übersprechenden Signalanteile von den nicht übersprechenden Signalanteilen in jedem der beiden Signalpfaden wird anhand der Bezugsgrößen Amplitude, Frequenz, Phase, Zeit und Modulation/Kodierung durchgeführt:
In einer ersten Variante werden das erste und zweite reelle Signal mit jeweils einer unterschiedlichen Mischerfrequenz ins Zwischenfrequenzband gemischt. Somit weist das übersprechende Signal nicht nur eine andere Amplitude, sondern auch eine andere Frequenz als das nicht übersprechende Signal in beiden Signalpfaden auf. Das übersprechende Signal kann folglich vom nicht übersprechenden Signal anhand der Bezugsgrößen Amplitude oder Frequenz in einer Einheit zur Bestimmung eines übersprechenden Signals identifiziert werden. In einer am Ende jedes Signalpfads oder innerhalb jedes Signalpfads jeweils positionierten Einheit zur Kompensation eines übersprechenden Signals werden die übersprechenden Signale jeweils additiv kompensiert.
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In einer zweiten Variante erfolgt die Mischung des ersten reellen Signals mit einem Mischersignal ins Zwischenfrequenzband, dessen Phase in Quadratur zur Phase des Mischersignals ist, mit dem das zweite reelle Signal ins Zwischenfrequenzband gemischt wird. Auf der Basis einer Maximum-Likelihood-Schätzung werden die übersprechenden Signalanteile in den beiden Signalpfaden in einer Einheit zur Bestimmung eines übersprechenden Signals identifiziert und in einer am Ende jedes Signalpfads oder innerhalb jedes Signalpfads jeweils positionierten Einheit zur Kompensation eines übersprechenden Signals kompensiert.
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In einer dritten Variante werden die ersten und zweiten reellen Signale nach ihrer Mischung ins Zwischenfrequenzband in einem zeitlichen Wechsel zueinander versetzt. Somit lassen sich in jedem Signalpfad anhand der für den jeweiligen Signalpfad vorgesehenen Zeitschlitze erkennen, ob zu den nicht übersprechenden Signalanteilen auch noch übersprechende Signalanteile im jeweiligen Signalpfad hinzukommen.
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In einer vierten Variante werden das erste und zweite reelle Signal jeweils mit einer unterschiedlichen Pseudo-Zufallsfolge im Rahmen einer kodierten Modulation gespreizt. Die Identifizierung des übersprechenden Signalanteils in jedem einzelnen Signalpfad in einer Einheit zur Bestimmung eines übersprechenden Signals erfolgt durch Entspreizen des im jeweiligen Signalpfad befindlichen Gesamtsignals durch eine zum jeweiligen Signalpfad gehörige Pseudo-Zufallsfolge. Auf diese Weise wird der zum jeweiligen Signalpfad gehörige nicht übersprechende Signalanteil aufgrund des korrekten Entspreizens mit einer kompatiblen Pseudo-Zufallsfolge ermittelt und kann von dem in den jeweiligen Signalpfad übersprechenden Signalanteil separiert werden.
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Schließlich wird die mittels des Kreuz korrelationsverfahrens gemessene Phasenrauschkurve durch mathematische Umformung in eine Kurve der Varianz des Phasenrauschens, bevorzugt eine Kurve der Allan-Varianz des Phasenrauschens, und/oder die gemessene Kurve der Varianz des Phasenrauschens, bevorzugt die Kurve der Allan-Varianz des Phasenrauschens, durch mathematische Umformung in eine Phasenrauschkurve transformiert. Auf diese Weise können die gemessenen und die berechneten Kurven des Phasenrauschens und der Varianz des Phasenrauschens miteinander vergleichend dargestellt werden.
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Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts werden im Folgenden anhand der Zeichnung im Detail erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen:
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1 ein Blockdiagramm der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts,
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2A, 2B, 2C Frequenzdiagramme mit dem Frequenzgang eines Differenzierers, eines Tiefpasses und einer Serienschaltung aus Differenzierer und Tiefpass,
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3A, 3B, 3C Frequenzdiagramme mit dem Frequenzgang eines Signalpfads ohne Hochpass, eines Hochpasses und eines Signalpfads mit Hochpass,
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4A, 4B ein Blockdiagramm einer ersten und zweiten Variante der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit Kompensation von Verzerrungen in den Signalpfaden,
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5A, 5B, 5C, 5D ein Blockdiagramm einer ersten, zweiten, dritten und vierten Variante der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit Kompensation von Übersprechen zwischen den Signalpfaden,
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6A, 6B ein Frequenzdiagramm zur ersten Variante der Kompensation von Übersprechen zwischen den Signalpfaden und ein Zeitdiagramm zur dritten Variante der Kompensation von Übersprechen zwischen den Signalpfaden,
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7 ein Flussdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts,
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8A, 8B ein Flussdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts mit einer ersten und zweiten Variante der Kompensation von unterschiedlichen Amplitudenverzerrungen in den Signalpfaden und
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9A, 9B, 9C, 9D ein Flussdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts mit einer ersten, zweiten, dritten und vierten Variante der Kompensation von übersprechenden Signalanteilen in den Signalpfaden.
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Im Folgenden wird das erfindungsgemäße Verfahren zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts anhand des Flussdiagramms in 7 und die erfindungsgemäße Vorrichtung zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts anhand des Blockdiagramms in 1 beschrieben:
Im ersten Verfahrensschritt S10 wird das von einem Messobjekt erzeugte Messsignal in einem Verteiler 1 in ein erstes reelles Signal in einem ersten Signalpfad und in ein dazu identisches zweites reelles Signal in einem zweiten Signalpfad aufgeteilt.
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Im nächsten Verfahrensschritt S20 wird das erste und zweite reelle Signal jeweils in einem Verstärker 21 bzw. 22 hinsichtlich seines Signalpegels im Hinblick auf den Eingangssignalbereich eines nachfolgenden Analog-Digital-Wandlers 31 bzw. 32 angepasst. Jeweils ein nachfolgendes Tiefpassfilter 41 bzw. 42 führt eine Bandbegrenzung des ersten und zweiten reellen Signals hinsichtlich der Abtastfrequenz im nachfolgenden Analog-Digital-Wandler 31 bzw. 32 zur Vermeidung eines Aliasing durch. Schließlich erfolgt im Verfahrensschritt S20 auch noch eine analoge Mischung des reellen ersten und zweiten Signals mittels eines Mischers 51 bzw. 52 vom Hochfrequenzband ins Zwischenfrequenzband. Die Mischerfrequenz HF1 im Mischer des ersten Signalpfads kann im Sonderfall identisch zur Mischerfrequenz HF2 im Mischer des zweiten Signalpfads sein. Im Allgemeinen ist die Mischerfrequenz HF1 im Mischer des ersten Signalpfads aber unterschiedlich zur Mischerfrequenz HF2 im Mischer des zweiten Signalpfads. Die unterschiedlichen Zwischenfrequenzen im ersten und zweiten Signalpfad werden in diesem Fall durch eine entsprechende angepasste Mischerfrequenz in den beiden nachfolgenden Basisbandmischern berücksichtigt.
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Im nächsten Verfahrensschritt S30 wird das erste und zweite reelle Signal im Zwischenfrequenzband jeweils in einem Analog-Digital-Wandler 31 bzw. 32 mit einer fixen Abtastfrequenz abgetastet.
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Im darauffolgenden Verfahrensschritt S40 wird das abgetastete erste und zweite reelle Signal jeweils in einem Quadraturmischer 61 bzw. 62 in ein erstes und zweites komplexes Signal im Basisband mit den jeweiligen Inphasekomponenten I1 und I2 und den jeweiligen Quadraturkomponenten Q1 und Q2 zu den einzelnen Abtastzeiten gemischt. Die beiden Quadraturmischer 61 und 62 weisen jeweils den üblichen Aufbau auf und werden mit den beiden Mischersignalen mit den Mischerfrequenzen IF1 und IF2 gespeist.
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Im nächsten Verfahrensschritt S50 werden in einer in den beiden Signalpfaden jeweils befindlichen Einheit 71 bzw. 72 zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals aus den Inphasekomponenten I1 bzw. I2 und den Quadraturkomponenten Q1 bzw. Q2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals die Amplituden r1 bzw. r2 und die Phase φ1 bzw. φ2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals zu den einzelnen Abtastzeiten ermittelt.
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Im darauffolgenden Verfahrensschritt S60 werden in einem nachfolgenden Differenzierer
81 bzw.
82 die Phasen φ
1 bzw. φ
2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals jeweils numerisch differenziert. Die zugehörigen ersten Ableitungen
bzw.
der Phasen φ
1 bzw. φ
2 nach der Zeit t weisen gegenüber den Phasen φ
1 bzw. φ
2 keine Unstetigkeiten auf und ermöglichen eine Korrelationsmessung ohne Phasennachregelung.
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Im nächsten Verfahrensschritt S70 erfolgt eine Kompensation der in der Amplitude und der Frequenz des ersten und zweiten komplexen Signals jeweils enthaltenen Gleichsignalanteile.
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Hierzu wird in einem dem Differenzierer
81 bzw.
82 jeweils nachfolgenden Subtrahierer
91 bzw.
92 der Mittenfrequenz-Offset, d. h. die mittlere Frequenzverschiebung der Phasenrauschkurve gegenüber einer zur Frequenz Null symmetrischen Phasenrauschkurve, als Gleichsignalanteil Offset_FM im Messsignal von der differenzierten Phase
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals subtrahiert.
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In einem Subtrahierer 101 bzw. 102, der mit dem Amplitudenausgang der jeweiligen Einheit 71 bzw. 72 zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals verbunden ist, wird die mittlere Amplitudenrauschleistung als Gleichsignalanteil Offset_AM im Messsignal von der Amplitude r1 bzw. r2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals subtrahiert.
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Der im Messsignal enthaltene Mittenfrequenz-Offset und die im Messsignal enthaltene mittlere Amplitudenrauschleistung werden in einer ersten Untervariante einmalig vorab in einer Vormessung ermittelt. Mit diesem einmalig ermittelten Mittenfrequenz-Offset und mit der einmalig ermittelten mittleren Rauschleistung wird in der ersten Untervariante kontinuierlich eine konstante Gleichsignalkompensation in der Frequenz und in der Amplitude des ersten und zweiten komplexen Signals durchgeführt.
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In einer zweiten Untervariante wird der im Messsignal enthaltene Mittenfrequenz-Offset und die im Messsignal enthaltene mittlere Amplitudenrauschleistung kontinuierlich in einem bestimmten Zeitraster erfasst und eine adaptive Gleichsignalkompensation in der Frequenz und in der Amplitude des ersten und zweiten komplexen Signals durchgeführt.
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Im nächsten Verfahrensschritt S80 wird die Gleichsignalkompensierte differenzierte Phase
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals in einem jeweilig nachfolgenden Tiefpassfilter
111 bzw.
112 tiefpassgefiltert. Die Flankensteilheit des Tiefpassfilters
111 bzw.
112 entspricht gemäß
2A und
2B der Steilheit des Amplitudenfrequenzgangs des Differenzierers
81 bzw.
82, die typischerweise 20 dB/Dekade beträgt. Auf diese Weise ergibt sich gemäß
2C ein Amplitudenfrequenzgang der Serienschaltung aus Differenzierer
81 bzw.
82 und Tiefpassfilter
111 bzw.
112, der unterhalb der Eckfrequenz f
TP des Tiefpassfilters
111 bzw.
112 eine linear ansteigende Flanke mit der Flankensteilheit des Differenzierers
81 bzw.
82 und oberhalb der Eckfrequenz f
TP des Tiefpassfilters
111 bzw.
112 eine Konstanz aufweist. Somit erhält man in jedem der beiden Signalpfade jeweils eine Übertragungsfunktion mit einer flachen Charakteristik für höhere Frequenzen als der Eckfrequenz f
TP des Tiefpassfilters
111 bzw.
112 und damit einen an den Eingangssignalbereich der in den nachfolgenden Kreuzkorrelatoren
13 und
14 integrierten Fast-Fourier-Transformatoren angepasste Amplitudenfrequenzgang in den beiden Signalpfaden.
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Die Eckfrequenz fTP des Tiefpassfilters 111 bzw. 112 kann jeweils nach einer der folgenden Varianten parametriert werden:
- • Anpassung der Eckfrequenz des Tiefpasses mittels eines geeignet gewählten Faktors, der kleiner Eins ist, vom maximalen Frequenz-Offset der durch das Phasenrauschen im Messsignal verursachten Verbreiterung des Messsignal-Spektrums und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Tiefpasses an die Frequenz des Schnittpunktes zwischen der 1/f-Flanke und dem Rauschflur des Phasenrauschens und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Tiefpasses derart, dass die integrierte Phasenrauschleistung unterhalb der Eckfrequenz des Tiefpasses der integrierten Phasenrauschleistung oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpasses entspricht und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Tiefpasses derart, dass die spektrale Rauschleistungsdichte des Phasenrauschens nach der Tiefpassfilterung näherungsweise der Rauschleistungsdichte eines weißen Rauschens entspricht.
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Daneben wird in Verfahrensschritt S80 die Gleichsignalkompensierte Amplitude r1 und r2 des ersten und zweiten komplexen Signals in einem jeweiligen Hochpassfilter 121 bzw. 122 hochpassgefiltert. Die Flankensteilheit des Hochpassfilters 121 bzw. 122 entspricht gemäß 3A und 3B der Steilheit der 1/f-Flanke des im Messsignal enthaltenen Amplitudenrauschens. Somit führt die Hochpassfilterung gemäß 2C zu einem Amplitudenrauschen, das näherungsweise einem weißen Amplitudenrauschen entspricht wie in 3C gezeigt ist.
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Die Eckfrequenz fHP des Hochpassfilters 121 bzw. 122 kann in Analogie zur Parametrierung der Eckfrequenz fTP des Tiefpassfilters 111 bzw. 112 jeweils nach einer der folgenden Varianten parametriert werden:
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses mittels eines geeignet gewählten Faktors, der kleiner Eins ist, vom maximalen Frequenz-Offset der durch das Amplitudenrauschen im Messsignal verursachten Verbreiterung des Messsignal-Spektrums und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses an die Frequenz des Schnittpunktes zwischen der 1/f-Flanke und dem Rauschflur des Amplitudenrauschens und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses derart, dass die integrierte Amplitudenrauschleistung unterhalb der Eckfrequenz des Hochpasses der integrierten Amplitudenrauschleistung oberhalb der Eckfrequenz des Hochpasses entspricht und/oder
- • Anpassung der Eckfrequenz des Hochpasses derart, dass spektrale Rauschleistungsdichte des Amplitudenrauschens nach der Hochpassfilterung näherungsweise der Rauschleistungsdichte eines weißen Rauschens entspricht.
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Im nächsten Verfahrensschritt S85 erfolgt in einem Kreuzkorrelator
13 für PM-Rauschen die Bestimmung des im Messsignal enthaltenen Phasenrauschens mittels einer Kreuzkorrelation der tiefpassgefilterten, Gleichsignal-kompensierten differenzierten Phasen
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals. Die Kreuzkorrelation ermöglicht, dass das in den tiefpassgefilterten, Gleichsignal-kompensierten differenzierten Phasen
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals jeweils enthaltene Phasenrauschen in den einzelnen Funktionseinheiten der beiden Signalpfade, das typischerweise unterschiedlich ist, im Korrelationsergebnis stark unterdrückt ist, während das in den Gleichsignal-kompensierten differenzierten Phasen
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals jeweils enthaltene identische Phasenrauschen im Messobjekt im Korrelationsergebnis bestehen bleibt.
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Im Kreuzkorrelator 14 für AM-Rauschen (amplitudenmoduliertes Rauschen) erfolgt in demselben Verfahrensschritt S90 die Bestimmung des im Messsignal enthaltenen Amplitudenrauschens mittels einer Kreuzkorrelation der hochpassgefilterten, Gleichsignal-kompensierten Amplituden r1 und r2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals. Auch beim Kreuzkorrelator für AM-Rauschen ist das in den Gleichsignal-kompensierten Amplituden r1 und r2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals jeweils enthaltene Amplitudenrauschen in den einzelnen Funktionseinheiten der beiden Signalpfade, das typischerweise unterschiedlich ist, im Korrelationsergebnis stark unterdrückt, während das in den Gleichsignal-kompensierten Amplituden r1 und r2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals jeweils enthaltene identische Amplitudenrauschen im Messobjekt im Korrelationsergebnis bestehen bleibt.
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Im nächsten Verfahrensschritt S90 werden in einer Einheit
15 zur Bestimmung von statistischen Kenngrößen verschiedene Kenngrößen des Amplituden- und Phasenrauschens ermittelt. Die statistischen Kenngrößen für das Amplitudenrauschen verwenden die hochpassgefilterten, Gleichsignal-kompensierten Amplituden r
1 und r
2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals. Die statistischen Kenngrößen für das Phasenrauschen verwenden die tiefpassgefilterten, Gleichsinal-kompensierten differenzierten Phasen
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals.
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Hierbei kann es sich um folgende nicht vollständige statistische Kenngrößen handeln, die zusammen mit ihrer Berechnungsformel dargestellt werden. Die Werte y(i) stellen hierbei entweder die fraktionalen hochpassgefilterten, Gleichsignal-kompensierten Amplituden-Abtastwerte
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals im Fall des Amplitudenrauschens oder die fraktionalen tiefpassgefilterten, Gleichsignal-kompensierten differenzierten Phasen-Abtastwerte
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals dar; der Wert M ergibt sich aus der gesamten Messzeit T/Abtastintervall τ–1; t
0 ist der Zeitpunkt des Beginns der Messzeit T:
- • Allan-Varianz:
- • überlappende Allan-Varianz:
- • modifizierte Allan-Varianz:
- • Zeit-Varianz: σ2 x(τ) = (τ2/3)·Modσ2 y(τ),
- • Hadamard-Varianz:
- • überlappende Hadamard-Varianz:
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Im abschließenden, optional durchzuführenden Verfahrensschritt S95 wird die Kurve der Allan-Varianz σ2 y(τ) gemäß Gleichung (1) aus der Phasenrauschkurve Sy(f) berechnet fEnd ist dabei die Grenzfrequenz des betrachteten Phasenrauschspektrums.
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Äquivalent wird auch die Phasenrauschkurve Sy(f) aus der Kurve der Allan-Varianz σ2 y(τ) berechnet.
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Die auf diese Weise berechnete Phasenrauschkurve Sy(f) und Kurve der Allan-Varianz σ2 y(τ) werden mit der gemessenen Phasenrauschkurve Sy(f) und der gemessenen Kurve der Allan-Varianz σ2 y(τ) dargestellt.
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Unterschiedliche lineare Verzerrungen des ersten bzw. zweiten Signals im ersten bzw. zweiten Signalpfad haben nur hinsichtlich der Amplitude eine Auswirkung auf die Rauschmessergebnisse. Unterschiedliche lineare Phasenverzerrungen zwischen ersten und zweiten Signalpfad haben dagegen keinen Einfluss auf das Rauschmessergebnis und werden deshalb nicht kompensiert.
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Im Folgenden wird eine erste Variante zur Kompensation einer Verstärkungsfaktordifferenz zwischen ersten und zweiten Signalpfad durch die erfindungsgemäße Vorrichtung im Blockdiagramm der 4A und durch das zugehörige erfindungsgemäße Verfahren im Flussdiagramm der 8A vorgestellt. Die zur erfindungsgemäßen Vorrichtung in 1 identischen Funktionseinheiten der erfindungsgemäßen Vorrichtung in 4A weisen die gleichen Bezugszeichen auf und werden im folgenden nicht mehr erläutert.
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Die Verfahrensschritte S100 bis S130 des erfindungsgemäßen Verfahrens im Flussdiagramm der 8A entsprechen den Verfahrensschritten S10 bis S40 des erfindungsgemäßen Verfahrens im Flussdiagramm der 7 und werden deshalb hier nicht mehr erläutert.
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Im Verfahrensschritt S140 werden in einer Einheit
16 zur Bestimmung der Verstärkungsdifferenz die von den beiden Quadraturmodulatoren
61 bzw.
62 erzeugten Inphasekomponenten I
1 bzw. I
2 und Quadraturkomponenten Q
1 bzw. Q
2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals eingelesen und anhand der daraus ermittelten Amplituden
bzw.
des ersten bzw. zweiten komplexen Signals die Differenz in der Verstärkung in den beiden Signalpfaden zwischen dem Verteiler
1 und den beiden Quadraturmodulatoren
61 bzw.
62 ermittelt.
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Im nächsten Verfahrensschritt S150 werden in einer Einheit 17 zur Kompensation der Verstärkungsdifferenz die Werte von Kompensationssignalen berechnet, mit denen die Inphasekomponenten I1 bzw. I2 und Quadraturkomponenten Q1 bzw. Q2 des ersten bzw. zweiten komplexen Signals multiplikativ verknüpft werden, um eine bestehende Verstärkungsfaktordifferenz zwischen ersten und zweiten Signalpfad auszugleichen. Typischerweise werden nur die Inphase- und Quadraturkomponente des ersten oder zweiten komplexen Signals mit den Werten jeweils eines Kompensationssignals multiplikativ verknüpft. Die Inphasekomponenten I1' bzw. I2' und Quadraturkomponenten Q1' bzw. Q2' des ersten bzw. zweiten komplexen Signals am Ausgang der Einheit 17 zur Kompensation der Verstärkungsdifferenz werden den Einheiten 71 bzw. 72 zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals zugeführt.
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Die Verfahrensschritte S160 bis S195 des im Flussdiagramm der 8A dargestellten Verfahrens entsprechen wiederum den Verfahrensschritten S50 bis S85 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Bei der zweiten Variante zur Kompensation einer Verstärkungsfaktordifferenz zwischen ersten und zweiten Signalpfad durch die erfindungsgemäße Vorrichtung im Blockdiagramm der 4B und durch das zugehörige erfindungsgemäße Verfahren im Flussdiagramm der 8B erfolgt die Kompensation am Ende des ersten und zweiten Signalpfads. Somit werden Verstärkungsfaktordifferenzen über die gesamte Strecke des ersten und zweiten Signalpfads ermittelt.
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Die Verfahrensschritte S200 bis S270 des im Flussdiagramm der 8B dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S10 bis S80 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im Verfahrensschritt S280 wird in einer Einheit 16' zur Bestimmung der Verstärkungsdifferenz die Gleichsignalkompensierten Amplituden des ersten und zweiten komplexen Signals eingelesen und daraus die Differenz in der Verstärkung in den beiden Signalpfaden zwischen dem Verteiler 1 und den beiden Hochpassfiltern 121 bzw. 122 ermittelt.
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Im nächsten Verfahrensschritt S290 wird in einer Einheit 17' zur Kompensation der Verstärkungsdifferenz aus der im vorherigen Verfahrensschritt S280 ermittelten Differenz in der Verstärkung in den beiden Signalpfaden der Wert eines Kompensationssignals mit dem entweder hochpassgefilterte, Gleichsignal-kompensierte Amplituden des ersten komplexen Signals oder die hochpassgefilterte, Gleichsignal-kompensierte Amplitude des zweiten komplexen Signals multiplikativ verknüpft wird. Die kompensierte Amplitude des ersten oder zweiten komplexen Signals und die nicht kompensierte Amplitude des zweiten oder ersten komplexen Signals werden schließlich dem Kreuzkorrelator 14 zur Bestimmung des Amplitudenrauschens zugeführt.
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Die Bestimmung und anschließende Kompensation der Verstärkungsdifferenz zwischen den beiden Signalpfaden kann natürlich an jeder anderen Stelle zwischen den beiden Quadraturmodulatoren 61 bzw. 62 und den beiden Hochpassfiltern 121 bzw. 122 in den jeweiligen Signalpfaden durchgeführt werden und ist somit von der Erfindung auch mit abgedeckt.
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Im Folgenden wird eine erste Variante zur Kompensation von übersprechenden Signalanteilen zwischen den beiden Signalpfaden anhand des Blockdiagramms der erfindungsgemäßen Vorrichtung in 5A und des Flussdiagramms des erfindungsgemäßen Verfahrens in 9A erläutert. Die zur erfindungsgemäßen Vorrichtung in 1 identischen Funktionseinheiten der erfindungsgemäßen Vorrichtung in 5A weisen die gleichen Bezugszeichen auf und werden im Folgenden nicht mehr erläutert.
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Die Verfahrensschritte S300 bis S330 des in 5A dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S10 bis S40 und werden deshalb nicht mehr erläutert. Hervorzuheben ist in diesem Zusammenhang, dass das erste reelle Signal im ersten Signalpfad mittels des Mischers 51 mit einer Mischerfrequenz HF1 in eine Zwischenfrequenz IF1 gemischt wird, die zur Zwischenfrequenz IF2 bewusst unterschiedlich ist, in die das zweite reelle Signale im zweiten Signalpfad mittels des Mischers 52 mit der Mischerfrequenz HF2 gemischt wird. Auf diese Weise sprechen Zwischenfrequenzsignale mit jeweils unterschiedlichen Zwischenfrequenzen IF1 und IF2 zwischen dem ersten und zweiten Signalpfad über.
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Im nächsten Verfahrensschritt S330 werden in einer Einheit 18 zur Bestimmung eines übersprechenden Signals die übersprechenden Signalanteile von den nicht übersprechenden Signalanteilen in jedem Signalpfad unterschieden.
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Da die Mischerfrequenz des Quadraturmischers 61 im ersten Signalpfad der Zwischenfrequenz IF1 des ins Zwischenfrequenzband gemischten ersten reellen Signals im ersten Signalpfad entspricht, weist das nicht übersprechende erste komplexe Basisband-Signal im ersten Signalpfad gemäß 6A lediglich einen differentiellen Frequenzversatz dF gegenüber der Frequenz Null aufgrund eines Frequenzversatzes zwischen Messobjekt und Mess-System auf. Das vom zweiten Signalpfad in den ersten Signalpfad übersprechende zweite reelle Zwischenfrequenz-Signal weist nach der Basisbandmischung als übersprechendes zweites komplexes Basisband-Signal eine Frequenz von IF2 – IF1 + dF auf, das somit eine eindeutig unterscheidbare Frequenzlage zur Frequenzlage dF des nicht übersprechenden ersten komplexen Basisbandsignal aufweist.
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Analog weist das vom ersten Signalpfad in den zweiten Signalpfad übersprechende erste komplexe Basisbandsignal aufgrund der Mischerfrequenz IF1 des im zweiten Signalpfad integrierten Basisbandmischers 62, die mit der Zwischenfrequenz IF1 des ersten reellen Signals übereinstimmt, eine Frequenzlage dF auf, während das im zweiten Signalpfad nicht übersprechende zweite komplexe Basisbandsignal aufgrund der Mischerfrequenz IF2 des Zwischenfrequenzmischers 52 und der Mischerfrequenz IF1 des Basisbandmischers 62 im zweiten Signalpfad eine davon unterscheidbare Frequenzlage IF2 – IF1 + dF aufweist.
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Neben der unterscheidbaren Frequenzlage zwischen dem übersprechenden Signalanteilen und den nicht übersprechenden Signalanteilen weisen die nicht übersprechenden Signalabteile als zweites Unterscheidungskriterium eine höhere Amplitude gegenüber den übersprechenden Signalanteilen auf.
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Im darauffolgenden Verfahrensschritt S340 werden in einer Einheit 18 zur Kompensation eines übersprechenden Signals aus den von der Einheit 17 zur Bestimmung eines übersprechenden Signals zur Einheit 18 zur Kompensation eines übersprechenden Signals transferierten Inphasekomponenten I1 bzw. I2 und den Quadraturkomponenten Q1 bzw. Q2 des ersten bzw. zweiten komplexen Basisbandsignals die jeweils übersprechenden Signalanteile im ersten bzw. zweiten komplexen Basisbandsignal mittels einer geeigneten Signalverarbeitungsfunktion beseitigt.
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Die von übersprechenden Signalanteilen kompensierte Inphasekomponente I1' und Quadraturkomponente Q1' des ersten komplexen Basisbandsignals werden der Einheit 71 zur Ermittlung von Polarkoordinaten eines Signals im ersten Signalpfad zugeführt. Aufgrund der deutlichen Frequenzabweichung des zweiten komplexen Basisbandsignals von der Frequenz Null in Höhe von IF2 – IF1 + dF (siehe 6A) werden die von übersprechenden Signalanteilen kompensierte Inphasekomponente I2' und die ebenfalls von übersprechenden Signalanteilen kompensierte Quadraturkomponente Q2' des zweiten komplexen Basisbandsignals vor der Ermittlung der Polarkoordinaten noch einem komplexen Multiplizierer 20 zugeführt, der die von übersprechenden Signalanteilen kompensierte Inphasekomponente I2' und die ebenfalls von übersprechenden Signalanteilen kompensierte Quadraturkomponente Q2' des zweiten komplexen Basisbandsignals noch um einen Phase dreht, die von der Frequenzdifferenz zwischen der Mischerfrequenz IF2 des Zwischenfrequenzband-Mischers 52 und der Mischerfrequenz IF1 des Basisbandmischers 62 im zweiten Signalpfad abhängt. Die somit frequenzverschobene Inphasekomponente I2'' und ebenfalls frequenzverschobene Quadraturkomponente Q2'' des zweiten komplexen Basisbandsignals wird schließlich der Einheit 17' zur Bestimmung von Polarkoordinaten zugeführt.
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Die Verfahrensschritte S360 bis S395 des im Flussdiagramm der 9A dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S50 bis S85 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im Folgenden wird eine zweite Variante zur Kompensation von übersprechenden Signalanteilen zwischen den beiden Signalpfaden anhand des Blockdiagramms der erfindungsgemäßen Vorrichtung in 5B und des Flussdiagramms des erfindungsgemäßen Verfahrens in 9B erläutert.
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Die Verfahrensschritte S400 bis S430 des im Flussdiagramm der 9B dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S10 bis S40 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens. Einzig die Zwischenfrequenzbandmischung in den Mischern 51 und 52 funktioniert davon abweichend, indem die Mischer 51 und 52 über den 90°-Phasenschieber 21 als Quadraturmischer agieren und jeweils ein erstes reelles Zwischenfrequenzsignal bei der Zwischenfrequenz IF1 und mit einer Phase φ1(t) und ein zweites reelles Zwischenfrequenzsignal bei der identischen Zwischenfrequenz IF1 und mit der orthogonalen Phase φ1(t) + 90° erzeugen.
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Im nächsten Verfahrensschritt S440 werden in einer Einheit
18' zur Bestimmung eines übersprechenden Signals mittels einer Maximum-Likelihood-Schätzung die in den ersten und zweiten Signalpfad jeweils übersprechenden Signalanteile identifiziert. Hinsichtlich der Anwendung der Maximum-Likelihood-Schätzung zur Bestimmung von Gleichspannungs-Offset-Fehlern von in zwei unterschiedlichen Signalpfaden befindlichen und zueinander orthogonalen Signalen sei auf die
EP 1 626 516 A2 verwiesen, die hiermit durch Referenzierung in die Beschreibung der vorliegenden Anmeldung einbezogen wird.
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Im nächsten Verfahrensschritt S450 werden in einer Einheit
19' zur Kompensation eines übersprechenden Signals die in den Inphasekomponenten I
1 bzw. I
2 und die in den Quadraturkomponenten Q
1 und Q
2 des ersten und zweiten komplexen Basisbandsignals befindlichen übersprechenden Signalanteile mithilfe von Kompensationssignalen beseitigt, die gemäß der
EP 1 626 516 A2 aus den für den ersten und zweiten Signalpfad mittels Maximum-Likelihood-Schätzung jeweils ermittelten Gleichspannungs-Offsetfehlern (Matrix-Elemente) berechnet werden.
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Die von übersprechenden Signalanteilen jeweils befreiten Inphasekomponente I1' bzw. I2' und Quadraturkomponenten Q1' und Q2' des ersten und zweiten komplexen Basisbandsignals werden den Einheiten 71 bzw. 72 zur Bestimmung von Polarkoordinaten eines Signals zugeführt. Die Verfahrensschritte S460 bis S495 des im Flussdiagramm der 9B dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S50 bis S85 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im Folgenden wird eine dritte Variante zur Kompensation von übersprechenden Signalanteilen zwischen den beiden Signalpfaden anhand des Blockdiagramms der erfindungsgemäßen Vorrichtung in 5C und des Flussdiagramms des erfindungsgemäßen Verfahrens in 9C erläutert. Hierbei ist festzustellen, dass die dritte Variante zur Kompensation von übersprechenden Signalanteilen zwischen den beiden Signalpfaden lediglich im Rahmen einer Kalibrierung vor dem eigentlichen Mess-Betrieb anwendbar ist. Im laufenden Mess-Betrieb werden die in der Kalibrierung einmalig ermittelten Kompensationsparameter unverändert in jedem Mess-Zyklus verwendet.
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Die Verfahrensschritte S500 bis S520 des im Flussdiagramm der 9C dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S10 bis S30 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im nächsten Verfahrensschritt S530 werden die im ersten und zweiten Signalpfad jeweils erzeugten Abtastwerte des ersten und zweiten reellen Signals in zeitlich zueinander wechselnden und jeweils identisch langen Zeitintervallen zu den im jeweiligen Signalpfad nachfolgend angeordneten Funktionseinheiten übertragen.
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Hierzu werden im ersten und zweiten Signalpfad jeweils erzeugte Abtastwerte des ersten und zweiten reellen Signals in jeweils einem in 5C nicht dargestellten Zwischenpuffer des jeweiligen Signalpfads für die Dauer eines Zeitintervalls zwischengespeichert und nach Ablauf eines Zeitintervalls in einer Abtastfrequenz aus dem Zwischenpuffer ausgelesen, die der doppelten Abtastfrequenz entspricht, mit der die Abtastwerte in den jeweiligen Zwischenpuffer geschrieben werden. Die aus dem jeweiligen Zwischenpuffer ausgelesenen Abtastwerte werden in einem für den jeweiligen Signalpfad vorgesehenen Zeitintervall über den jeweilig geschlossenen Schalter 221 bzw. 222 an den jeweiligen Basisband-Quadraturmodulator 61 bzw. 62 weitergeleitet, während die Abtastwerte des jeweilig anderen Signalpfad bei offenen Schalter 222 bzw. 221 im jeweiligen Zwischenpuffer verharren. Auf diese Weise werden in jedem Zeitintervall jeweils nur Abtastwerte eines Signalpfads an die nächste Funktionseinheit im jeweiligen Signalpfad weitergeleitet, während im nächst folgenden Zeitintervall die Abtastwerte des jeweilig anderen Signalpfads weitergeleitet werden. Die zeitkorrekte Steuerung der beiden Schalter 221 und 222 erfolgt in einer Einheit 23 zur Steuerung der Zeitschlitze.
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Die Basisbandmischung im nächsten Verfahrensschritt S540 entspricht der Basisbandmischung im Verfahrensschritt S40 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im nächsten Verfahrensschritt S550 wird in einer Einheit 18'' zur Bestimmung eines übersprechenden Signals anhand der Inphasekomponente I1 und der Quadraturkomponente Q1 des ersten komplexen Basisbandsignals und anhand der Inphasekomponente I2 und der Quadraturkomponente Q2 des ersten komplexen Basisbandsignals gemäß 6B untersucht, ob in den für die Übertragung im jeweiligen anderen Signalpfad vorgesehenen Zeitintervallen jeweils ein vom jeweilig anderen Signalpfad übersprechendes Signal mit jeweils einer niedrigeren Amplitude gegenüber der Amplitude eines nicht übersprechenden Signals vorliegt.
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Liegt ein übersprechendes Signal vor, so wird im nächsten Verfahrensschritt S560 in den Inphasekomponenten I1 bzw. I2 und in den Quadraturkomponenten Q1 bzw. Q2 des ersten bzw. zweiten komplexen Basisbandsignals das übersprechende Signal in den für den jeweilig anderen Signalpfad vorgesehenen Zeitintervallen beispielsweise über geöffnete Schalter ausgeblendet. Mittels beispielsweise Interpolation und zeitlicher Verschiebung der Abtastwerte werden die Abtastwerte der Inphasekomponenten I1 bzw. I2 und der Quadraturkomponenten Q1 bzw. Q2 des ersten bzw. zweiten komplexen Basisbandsignals wieder verdoppelt und damit eine zeitlich lückenlose Folge von Abtastwerten der Inphasekomponenten I1' bzw. I2' und der Quadraturkomponenten Q1' bzw. Q2' des ersten bzw. zweiten komplexen Basisbandsignals erzeugt, die den jeweiligen Einheiten 71 bzw. 72 zur Bestimmung von Polarkoordinaten eines Signals zugeführt werden.
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Die Verfahrensschritte S570 bis S595 des im Flussdiagramm der 9C dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S50 bis S85 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im Folgenden wird eine vierte Variante zur Kompensation von übersprechenden Signalanteilen zwischen den beiden Signalpfaden anhand des Blockdiagramms der erfindungsgemäßen Vorrichtung in 5D und des Flussdiagramms des erfindungsgemäßen Verfahrens in 9D erläutert. Die Verfahrensschritte S600 bis S620 des im Flussdiagramm der 9D dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S10 bis S30 des im Flussdiagram der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im nächsten Verfahrensschritt S630 wird das erste und zweite reelle Signal im Zwischenfrequenzband in einem jeweiligen Kodierer 241 bzw. 242 mit einer Pseudo-Zufallsfolge im Rahmen einer kodierten Modulation gespreizt, die für jeden Kodierer 241 bzw. 242 im ersten und zweiten Signalpfad unterschiedlich ist.
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Nach der Basisbandmischung im Verfahrensschritt S640, die der Basisbandmischung im Verfahrensschritt S40 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entspricht, wird im nächsten Verfahrensschritt S650 in einer Einheit 18''' zur Bestimmung eines übersprechenden Signals die Inphasekomponenten I1 bzw. I2 und die Quadraturkomponenten Q1 bzw. Q2 des ersten bzw. zweiten komplexen Basisbandsignals mit der zum jeweiligen Signalpfad gehörigen Pseudo-Zufallsfolge im Rahmen einer kodierten Demodulation entspreizt. Auf diese Weise werden die nicht übersprechenden Signalanteile des jeweiligen Signalpfads korrekt entspreizt und wieder in eine korrekte nicht kodierten Signalform überführt, während die übersprechenden Signalanteile des jeweiligen Signalpfads nicht korrekt entspreizt werden und damit weiterhin in einer kodierten Form vorliegen. Auf diese Weise können die korrekt dekodierten nicht übersprechenden Signalanteile von den nicht korrekt dekodierten übersprechenden Signalanteilen unterschieden werden.
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Im nächsten Verfahrensschritt S650 werden in einer Einheit 19''' zur Kompensation von übersprechenden Signalen aus den Inphasekomponenten I1 bzw. I2 und aus den Quadraturkomponenten Q1 bzw. Q2 des ersten bzw. zweiten komplexen Basisbandsignals, die von der Einheit 18''' zur Bestimmung eines übersprechenden Signals zur Einheit 19''' zur Kompensation von übersprechenden Signalen transferiert werden, die nicht korrekt dekodierten übersprechenden Signalanteilen, die von der Einheit 18''' zur Bestimmung eines übersprechenden Signals als übersprechende Signalanteile gekennzeichnet werden, entfernt.
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Die Verfahrensschritte S670 bis S695 des im Flussdiagramm der 9D dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechen den Verfahrensschritten S50 bis S85 des im Flussdiagramm der 7 dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Die Verfahrensschritte des Ermitteln und des Kompensierens eines übersprechenden Signals kann natürlich an jeder anderen Stelle im ersten und zweiten Signalpfad zwischen den beiden Quadraturmischern 61 bzw. 62 und den beiden Kreuzkorrelatoren 13 bzw. 14. in allen Varianten durchgeführt werden.
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Näherungsweise zeitlich invariante Unsymmetrien zwischen ersten und zweiten Signalpfad hinsichtlich Verzerrung und übersprechen werden in einer ersten Untervariante einmalig vorab in einer Vormessung ermittelt und kontinuierlich auf der Basis der einmalig ermittelten Werte für Verzerrung und übersprechen kompensiert.
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In einer zweiten Untervariante werden zeitlich variante Unsymmetrien hinsichtlich Verzerrung und übersprechen kontinuierlich erfasst und kontinuierlich und damit adaptiv kompensiert.
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Sowohl die Unsymmetrie der Verzerrung als auch die Unsymmetrie des Übersprechens zwischen ersten und zweiten Signalpfad ist typischerweise schwach frequenzabhängig. Somit ist die Verwendung eines monofrequenten Test- bzw. Messsignal in diesem Fall ausreichend. Für den Fall, dass die Frequenzabhängigkeit der Verzerrung und des Übersprechens stärker ausgeprägt ist, ist ein Test- bzw. Messsignal mit einem Frequenzkamm oder ein über der Frequenz durchstimmbares Test- bzw. Messsignal zu verwenden. Dynamische frequenzabhängige und frequenzunabhängige Änderungen des Messobjekts und Mess-Systems können im laufenden Mess-Betrieb durch Verwendung eines dynamisch verstellbaren Testsignals ermittelt und kompensiert werden und sind von der Erfindung mit abgedeckt.
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Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsformen, Varianten und Untervarianten beschränkt. Im Rahmen der Erfindung können alle beschriebenen, beanspruchten und/oder gezeichneten Merkmale beliebig miteinander kombiniert werden.