DE3445915C2 - Hochfrequenz-Netzwerkanalysator - Google Patents
Hochfrequenz-NetzwerkanalysatorInfo
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- DE3445915C2 DE3445915C2 DE19843445915 DE3445915A DE3445915C2 DE 3445915 C2 DE3445915 C2 DE 3445915C2 DE 19843445915 DE19843445915 DE 19843445915 DE 3445915 A DE3445915 A DE 3445915A DE 3445915 C2 DE3445915 C2 DE 3445915C2
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Hochfrequenz(HF)-Netzwerkanalysator,
insbesondere dessen Kalibrierung.
Die meisten Vektormessungen nach Betrag und Phase bei Mikrowellenfrequenzen
wurden bisher mit Netzwerkanalysatoren ausgeführt, wie sie beispielsweise
beschrieben sind in "Automatic Network Analyzer 8542A,
Section IV Network Analyzer Fundamentals", Hewlett-Packard Co. 1969
und in US-PS 4 244 024. Derartige Vektor-Netzwerkanalysatoren charakterisieren
Netzwerke wie etwa Geräte, Bauelemente und Systeme durch
Messen des Betrages und der Phase des Transmissions- und des Reflexionskoeffizienten
des Netzwerks gegenüber der Frequenz. Oftmals besitzt
ein Vektor-Netzwerkanalysator auch die Fähigkeit zum Messen der
Gruppenlaufzeit.
Im allgemeinen enthält ein Meßsystem zur vektoriellen Netzwerkanalyse
mehrere getrennte Module. Ein erstes davon ist eine Hochfrequenzquelle
zum Abgeben eines Anregungssignales an das Meßobjekt (DUT). Das Anregungssignal
überstreicht üblicherweise einen beschränkten Frequenzbereich
entweder in einem kontinuierlichen analogen Durchlauf, Wobbelbetrieb
genannt, oder in diskreten Schritten, Schrittbetrieb genannt,
oder in einem Einzelpunktbetrieb. Das zweite Modul ist ein Netzwerk
zum Trennen der Signale, welches das Anregungssignal zu dem DUT führt
und eine Einrichtung zum Abtasten der Signale umfaßt, die von dem DUT
reflektiert werden oder durch das DUT hindurchgeleitet werden. Das auf
das DUT auftreffende Signal wird ebenfalls abgetastet, um ein Bezugssignal
für alle Relativmessungen bereitzustellen. Das dritte Modul ist
ein abgestimmter Empfänger, welcher die sich ergebenden Signale zur
Weiterverarbeitung auf eine Zwischenfrequenz (ZF) umsetzt. Die Betragsbeziehungen
und die Phasenbeziehungen der ursprünglichen Signale
müssen bei der Frequenzumwandlung auf die ZF beibehalten werden, um
sinnvolle Meßergebnisse zu liefern. Das vierte Modul ist ein Detektor
zum Bestimmen der Betrags- und Phasengrößen der Zwischenfrequenzsignale,
und das fünfte Modul ist eine Anzeigeeinrichtung zum Darstellen
der Meßergebnisse.
Zum Verbessern der Meßgenauigkeit kann eine Reihe von "Standard"-
Meßobjekten mit bekannter Charakteristik mit einem computergesteuerten
System gemessen werden. Mit diesen Daten kann eine Reihe komplexer
Gleichungen gelöst werden, um ein Modell zu bestimmen, welches viele
der mit dem Meßprozeß des Netzwerkanalysators zusammenhängenden Fehler
darstellt. Dieses Modell wird im Computer gespeichert und kann beim
späteren Messen unbekannter Meßobjekte dazu verwendet werden, die
tatsächlichen Daten von den gemessenen "Rohdaten" zu trennen, um eine
erhöhte Genauigkeit bei der Mikrowellenmessung durch ein als Vektor-
Fehlerkorrektur bekanntes Verfahren zu erzielen.
Die Erhöhung der Genauigkeit ist bei Mikrowellenmessungen sehr wichtig,
da selbst bei den besten Signalerzeugungs- und Signaltrennungsvorrichtungen,
die mit Toleranzen nach dem Stand der Technik hergestellt
sind, noch - verglichen mit Niederfrequenzmessungen - relativ
große Fehler vorkommen. Beispielsweise hat ein typisches Vektor-Meßsystem
ohne Vektor-Fehlerkorrektur Fehler von 30%. Ist man bereit,
entweder auf die Phasenmessung oder auf die Impedanzmessung des unbekannten
Meßobjekts zu verzichten, so kann auch ein moderner skalarer
Netzwerkanalysator die Fehler nur auf 10% reduzieren. Andererseits
können bei früheren Realisierungen der Vektor-Fehlerkorrektur die
Fehler bis etwa 1% reduziert werden.
Unglücklicherweise verbleiben verschiedene wesentliche Probleme bei
den bekannten "automatischen" Netzwerkanalysatoren: sie sind im Fehlerkorrektur-
Mode sehr langsam; die Systeme sind oft recht umständlich
zu benutzen; sie sind nicht in der Lage, automatisch eine voll fehlerkorrigierte
Messung der Reflexions- und der Transmissions-Parameter
sowohl in Vorwärtsrichtung als auch in Rückwärtsrichtung (z. B. S₁₁,
S₁₂, S₂₁ und S₂₂) durchzuführen; und breitbandige Vektormessung vom
Bereich der Radiowellen bis zu Millimeterwellen (beispielsweise von 45 MHz
bis 26,5 GHz) kann mit hoher Genauigkeit und hoher Auflösung nicht
durchgeführt werden, ohne daß mehrfach manuell Verbindungen gelöst und
wiederhergestellt werden müssen.
Schließlich werden in den bekannten Systemen die Daten üblicherweise
nur im Frequenzbereich angezeigt und analysiert, und es ist entweder
die Verwendung eines separaten Instruments wie ein Zeitbereichs-
Reflektometer (time domain reflectometer, TDR) erforderlich, um die
Antwort des DUT als Funktion der Zeit direkt zu messen, oder die Verwendung
eines leistungsfähigen, an den Netzwerkanalysator gekoppelten
externen Rechners, der Daten im Frequenzbereich aufnimmt und eine inverse
Fouriertransformation unter Verwendung abgebrochener Fourierreihen
oder des schnelleren Cooley-Tukey-Algorithmus oder anderer Algorithmen
durchführt. Obwohl die traditionelle TDR-Anwendung recht
schnell ist, ist das Signal/Rausch-Verhltnis niedrig und das Verfahren
empfindlich sowohl für Fluktuationen (Jitter) und Drift der Grundlinie.
Die bekannten rechnergekoppelten Netzwerkanalysatoren andererseits
weisen wesentliche Verbesserungen gegenüber der TDR-Methode auf,
was das Signal/Rausch-Verhältnis, Fluktuationen und Drift angeht, aber
diese Systeme sind sehr langsam, denn für eine Zeitbereichsanalyse und
Anzeige eines DUT sind mehrere Minuten erforderlich.
Demgegenüber liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde,
die genannten Nachteile der bekannten Netzwerkanalysatoren zu vermeiden
und bessere Leistungen insbesondere bei der automatischen, schnellen
und genauen Messung der Parameter eines Meßobjekts (DUT) über ein
breites Band von Mikrowellenfrequenzen zu ermöglichen. Die Lösung dieser
Aufgabe ist in den Ansprüchen gekennzeichnet.
Eine voll fehlerkorrigierte Vektormessung von vier Transmissions- und
Reflexions-Parametern wird mit der Fähigkeit, über 400 Frequenzpunkte
in weniger als einer Sekunde zu analysieren und anzuzeigen, in "Echtzeit"
durchgeführt. Diese Geschwindigkeit ermöglicht es der Bedienperson
zum ersten Mal, bei der Durchführung hochgenauer Messungen die
Auswirkungen von Justierungen auf das gemessene Netzwerk zu sehen.
Gleichzeitig werden Meßgenauigkeiten erreicht, die mehr als zehnmal
genauer sind als die vorher mit kommerziell erhältlichen Geräten erzielbaren
Genauigkeiten. Weiterhin kann zum ersten Mal unter Verwendung
eines einzigen Meßaufbaues eine Vektormessung an einem DUT über
ein Frequenzband vom Bereich der Radiowellen zum Bereich der Millimeterwellen
durchgeführt werden. Obwohl viele Faktoren, darunter auch
die Techniken der Bedienperson, die Meßgenauigkeit beeinflussen, können
dynamische Größengenauigkeiten von 0,05 dB und dynamische Phasengenauigkeiten
von 0,3 Grad bei einem Prüfling mit einer Durchgangsdämpfung
von 50 dB erreicht werden. Abhängig vom ausgewählten Frequenzbereich
und dem gewählten Testadapter können ein Dynamikbereich
von 100 dB, Betragsauflösungen von 0,001 dB, Phasenauflösungen von
0,01 Grad, und eine Auflösung der Gruppenlaufzeit von 10 ps sowie entsprechende
Stabilitäten der Messung erreicht werden. Weiterhin können
fehlerkorrigierte Daten ohne Verlust an Genauigkeit oder Auflösung in
Echtzeit vom Frequenzbereich in den Zeitbereich und zurücktransformiert
werden und auf einer einzelnen Kathodenstrahlröhre (CRT), einem
Plotter oder einem anderen Anzeigegerät entweder im Frequenzbereich,
im Zeitbereich oder in beiden Bereichen zur gleichen Zeit angezeigt
werden.
Die Zeitbereichs-Fouriertransformationen der vorliegenden Erfindung
erlauben es dem Benutzer, die Antwort des DUT als Funktion der Zeit ab
dem Zuführen der Anregung anzusehen. Die Zeitbereichsantwort präsentiert
getrennte Antworten als Funktion des Abstands, was die Identifikation
spezifischer Diskontinuitäten innerhalb des DUT und/oder des
Testadapters erlaubt, während die Frequenzbereichs-Antwort des DUT die
integrierte Antwort über den Testfrequenzbereich ist. Die Antworten
können innerhalb vorgebbarer "Tore" isoliert werden, wodurch Antworten
außerhalb der Tore praktisch ausgeblendet werden. Eine Antwort innerhalb
des Tors kann dann in den Frequenzbereich zurücktransformiert
werden, falls erwünscht. Es ist so möglich, Antworten des gemessenen
Systems auszublenden die von Kabeln, Verbindern und Anschlußstellen
stammen, um nur das DUT allein zu messen. Weiterhin werden Zeitbereichsdaten
mit Geschwindigkeiten berechnet, die ähnlich der Geschwindigkeit
von Frequenzbereichsmessungen sind, was die gleiche Echtzeit-
Fähigkeit, Flexibilität und Bequemlichkeit bewirkt. Sowohl die Zeitdaten
als auch die Frequenzdaten haben vergleichbare Genauigkeiten, weil
die Zeitbereichsdaten aus den fehlerkorrigierten S-Parametermessungen
berechnet werden.
Wesentliche Elemente der vorliegenden Erfindung sind der Analysator,
welcher die ZF-Schaltungen, die Signalverarbeitungsschaltungen, die
internen Rechenschaltungen und die Anzeigeschaltungen sowie die Bedienungsfrontplatte
enthält, welche dazu verwendet wird, Funktionen auszuwählen
und das gesamte Meßsystem zu steuern; weiterhin ein Testadapter
in Kombination mit einem Mikrowellen-ZF-Frequenzumsetzer; und
schließlich eine Quelle für Testsignale, beispielsweise ein synthetisierter
oder gewobbelter Oszillator, der die erwünschten Frequenzen
abdeckt. Es ist eine gesonderte Schnittstelle zwischen dem Analysator
und der Quelle vorgesehen, um die erforderlichen Steuerfunktionen und
Datenaustauschprozesse zu erleichtern, so daß alle Steuervorgänge und
alle Überwachungen für die Quelle vom Analysator aus durchgeführt werden
können. Um für verschiedene Frequenzbereiche und Verbindertypen
optimale Leistung zu erzielen, sind verschiedene Testadapter vorgesehen,
die breitbandige Signaltrennungsbauteile, abgeglichene breitbandige
Leistungsteiler und Abtaster mit hohem Wirkungsgrad, flachem Frequenzverhalten,
und geringem Übersprechen enthalten. Eine gesonderte
Schnittstelle dient der Steuerung durch den Analysator.
Der Analysator ist ein Mikroprozessor-gestütztes Instrument, das die
Signalverarbeitung und alle Berechnungen durchführt, die mit der Fehlerkorrektur,
dem Formatieren der Daten und mit Transformationen zusammenhängen.
Eine Auswahl von Anzeigemodi ist vorgesehen, die logarithmische
oder lineare Betragsdarstellungen in Abhängigkeit entweder
von der Frequenz oder von der Zeit umfaßt, weiterhin lineare Phasendarstellung,
Darstellung der Abweichung vom linearen Phasenverhalten,
Darstellung der Gruppenlaufzeit in Abhängigkeit von der Frequenz, Darstellung
des Standard Smith-Diagramms, komprimierte Smithdiagramm-
Darstellung, expandierte Smithdiagramm-Darstellung, invertierte Smithdiagramme
und eine als "Bullauge" bezeichnete Polardarstellung. Eine
Vielzahl von Marken-Ausleseformaten ist auch vorgesehen. Ein Beispiel
der Anzeigevielfalt ist eine geteilte Anzeige auf der Kathodenstrahlröhre
mit zwei unabhängigen Formaten oder zwei auf einem gemeinsamen
Format überlagerten Antworten. Zusätzlich können eine oder alle Kathodenstrahlröhren-
Anzeigen direkt auf einen digitalen Drucker oder Plotter
übertragen werden, ohne daß ein externer Rechner erforderlich ist.
Die Bedienungsfrontplatte des Analysators enthält eine Anzahl von Tasten,
die in einer hierarchischen Struktur geordnet sind, um den gesamten
Meßprozeß zu spezifizieren. Mehrere Steuertasten sind für Funktionen
reserviert, die in üblichen Meßanwendungen am meisten verwendet
werden, während weniger oft verwendete Funktionen durch eine Serie
logischer Auswahlanzeigen verfügbar sind, die über mehrere angezeigte
"weiche Tasten" oder "Softkeys" unter Steuerung interner Firmware zugänglich
sind. Insgesamt können mit Hilfe der Softkeys über 70 Auswahlanzeigen
mit über 320 Funktionen erreicht werden, um einen weiten
Bereich von Messungen an Mikrowellen-Netzwerken zu ermöglichen.
Die Erfindung wird nachfolgend näher beschrieben und anhand der Zeichnungen
erläutert.
Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Vektor-
Netzwerkanalysators;
Fig. 2 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines Teils des in Fig. 1
dargestellten Netzwerkanalysators;
Fig. 3 zeigt die Bedienungsfrontplatte des in Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysators;
Fig. 4 zeigt eine hierarchische SPFR-Struktur, wie sie bei dem in
Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysator verwendet wird;
Fig. 5 bis 14, 16 und 17 zeigen verschiedene Messungen, die mit dem
in Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysator durchgeführt werden können;
Fig. 15 zeigt die in Fig. 14 gemessene und angezeigte
Koaxialleitung;
Fig. 18a und 18b zeigen ein Schaltbild sowie eine Querschnittsansicht
einer breitbandigen Mikrowellenbrücke zur Verwendung in dem in
Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysator;
Fig. 19 bis 22 zeigen detaillierte Blockdiagramme von vier Testadaptern,
wie sie in Fig. 1 gezeigt sind;
Fig. 23.1 bis 23.3 zeigen ein detailliertes Blockdiagramm von einem
Teil des in Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysators;
Fig. 24.1 bis 24.6 zeigen ein Blockdiagramm und die darauf bezogenen
Gleichungen, die verwendet werden, um Fehler des Gleichanteils und
der Verstärkung des ZF-Abschnittes des in Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysators
zu justieren;
Fig. 25 zeigt den Fluß der programmäßigen Signalverarbeitung in dem
in Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysator;
Fig. 26 zeigt die Struktur des Programmkontrollprozesses in dem in
Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysator;
Fig. 27a bis 27e zeigen die Zeitbereichsmoden des in Fig. 1 gezeigten
Netzwerkanalysators;
Fig. 28a bis 28d zeigen den Einfluß der Fensterfunktion auf die
Zeitbereichsdaten;
Fig. 29a und 29b zeigen eine Zeitbereichsantwort ohne und mit Vektor-
Fehlerkorrektur; und
Fig. 30a bis 30b zeigen den Einfluß der Torfunktion auf die Zeitbereichsdaten
in dem in Fig. 1 gezeigten Netzwerkanalysator.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Vektor-Netzwerkanalysatorsystems.
Das Meßsystem besteht erstens aus einem Analysator 101 mit einem
zweiten ZF/Detektor-Abschnitt 103 und einem Datenverarbeitungs/
Anzeigeabschnitt 105. Der Analysator 101 wird durch einen von vier
angepaßten Testadaptern 107 versorgt, welche Signaltrennungsschaltungen
108 und Frequenzumsetzungsschaltungen 113 für eine erste Zwischenfrequenz
(ZF) entweder für Reflexions-/Transmissions-Messungen (ein
anregendes Signal) oder S-Parameter-Messungen (zwei anregende Signale)
bis entweder 18 GHz oder 26,5 GHz aufweisen. Der Frequenzumsetzer 113
ist auch separat erhältlich, um die Verwendung von vom Benutzer gelieferten
Signaltrennungsgeräten 108 für spezielle ausgebildete Signalkopplungsbedürfnisse
zu erlauben. Die dritte wesentliche Komponente
des Meßsystems ist eine kompatible Mikrowellenquelle 109, beispielsweise
der synthetisierte Wobbelsender HP8340A, erhältlich von der
Hewlett-Packard Company, Palo Alto, Kalifornien, der verwendbar ist
entweder in einem Frequenzschrittmode, in dem Frequenzgenauigkeit und
Frequenzwiederholbarkeit in der Klasse der synthetisierten Quellen
durch Phasenregelung der Quelle 109 bei jedem der über vierhundert
möglichen Frequenzschritte in gesamten durch den Analysator 101 ausgewählten
Frequenzbereich möglich ist, oder im gewobbelten Frequenzmode
für Anwendungen, bei denen ein extremer Frequenzbereich und hohe Stabilität
und Spektraleinheit wichtig sind, beispielsweise schmalbandige
Messungen mit Wobbelhüben unter 5 MHz. Ein Wobbelgenerator HP8350B mit
Mikrowelleneinschüben der Serie HP83500, welche den gesamten erwünschten
Frequenzbereich abdecken, aber auch mit geringeren Frequenzbereichen,
kann auch verwendet werden, wo eine kostengünstigere Quelle
ausreicht. Sowohl der HP8340A als auch der HP8350B weisen die erforderlichen
analogen Schnittstellensignale und eine volle digitale
Handshake-Kompatibilität mit dem Analysator 101 auf. Diese digitale
Handshake-Kompatibilität erlaubt es dem Analysator 101, als Steuereinheit
für das gesamte System zu dienen, indem er direkt die Quelle 109
steuert und alle Eingaben wie Startfrequenz, Stopfrequenz, Zentrierung,
Wobbelbandbreite und Modulation zur Verfügung stellt, und weiterhin
Rahmenbedingungen, welche die Quelle 109 sich normalerweise
intern selber auferlegt. Wenn beispielsweise ein Benutzer über den
Analysator 101 von der Quelle 109 ein Wobbeln zu einer unerreichbaren
Frequenz verlangt, beispielsweise 50 GHz, so wird die Quelle 109 an
den Analysator 101 rückantworten, daß eine solche Frequenz nicht unterstützt
ist, und der Analysator 101 informiert wiederum den Benutzer
über die Situation. Deswegen braucht der Benutzer nur auf seine
Schnittstelle zum Analysator 101 zu achten und kann jede Quelle 109
verwenden, welche die erforderlichen Handshake-Protokolle einhält.
Weil der Analysator 101 die Quelle 109 steuert, ist es auch möglich,
automatisch unterschiedliche Frequenzbereiche oder Moden (schrittweise
oder gewobbelt) für das Anlegen an jeden der Anschlüsse 1 und 2
auszuwählen.
In jeden Testadapter 107 integriert ist der erste ZF-Frequenzumsetzer
113 mit drei Kanälen 113a, 113b und 113c für Reflexions/Transmissionsmessungen
sowie mit vier Kanälen 113a, 113b, 113c und 113d für S-
Parametermessungen. Die Umsetzung von HF in ZF wird durch eine Abtasttechnik
erzielt, die gleichwertig zur harmonischen Mischung ist. Eine
Harmonische eines abstimmbaren lokalen Oszillators 115 wird durch einen
Oberwellengenerator 116 erzeugt, um mit dem eintreffenden HF-Signal
gemischt zu werden, so daß ein erstes ZF-Signal von 20 MHz geliefert
wird, sowohl für ein an Klemme 1 eintreffendes Signal a1, ein an Klemme
2 eintreffendes Signal a2, ein an Klemme 1 eintreffendes reflektiertes
oder transmittiertes Signal b1 und ein an Klemme 2 eintreffendes
reflektiertes oder transmittiertes Signal b2. Die Frequenzabstimmung
des lokalen Oszillators 115 wird durch eine Phasenverriegelungsschaltung
117 gesteuert, die das Signal a1 oder a2 der ersten ZF im Referenzkanal
mit einem ZF-Referenzoszillator 119 im ZF/Detektor-Abschnitt
103 vergleicht. Jede Differenz zwischen der Frequenz der Signale a1
oder a2 in der ZF im Referenzkanal und der Frequenz des ZF-Referenzoszillators
119 führt über den Schalter 123 zu einer Fehlerspannung auf
der Fehlerspannungsleitung 121, welche den lokalen Oszillator 115 auf
die Frequenz abstimmt, welche die erwünschte ZF erzeugt. Der Schalter
123 wird umgelegt, um das am besten geeignete Signal a1 oder a2 für
die Verriegelung auszuwählen, entweder auf der Basis interner Kriterien
des Systems oder nach Auswahl durch den Benutzer. Wenn die internen
Kriterien verwendet werden, wird a1 durch den Schalter 123 ausgewählt,
falls der Eingang für das eintreffende Signal die Klemme 1 ist,
und wenn der Eingang für das eintreffende Signal die Klemme 2 ist,
wird a2 durch den Schalter 123 ausgewählt. Dieses Schema erlaubt es
dem lokalen Oszillator 115, die eintreffende HF zu verfolgen, wenn die
HF-Frequenz sich mit der Zeit ändert, wie im gewobbelten Mode. Der
integrierte Testadapter 107 ermöglicht einen hohen Wirkungsgrad der
Umsetzung der HF in der ersten ZF sogar bei 26,5 GHz, was Messungen
sowohl mit hoher Empfindlichkeit als auch mit weitem Dynamikbereich
möglich macht. Die Adapterstruktur vermeidet die vielfache HF-
Umschaltung, die bei früheren Testadaptern erforderlich war, wodurch
die signifikanten Unsicherheiten eliminiert werden, die durch die mangelnde
Wiederholbarkeit mechanischer Schalter bewirkt werden. Die Reflexions/
Transmissions-Testadapter 107 erfordern keine interne Umschaltung,
weil der vierte Kanal 113d nicht benötigt wird, und die S-
Parameter-Testadapter 107 verwenden nur einen elektronischen PIN-
Diodenschalter 108, der innerhalb des Testadapters angebracht ist und
vor den Verhältnisknoten des Leistungsteilers geschaltet ist, so daß
er nicht zu Unsicherheiten beitragen kann.
Mehrere neue Konzepte sind in dem ZF/Detektor-Abschnitt 103 des Analysators
101 verkörpert worden, um die Genauigkeit der ZF-Verarbeitung
und Signaldetektion zu erhöhen. Der größte Teil der Phasenverriegelungsschaltungen
125 des Phasenregelkreises befindet sich in diesem
Abschnitt 103. Die Harmonischenzahl und die Vorabstimmung des lokalen
Oszillators werden digital über die Leitungen 127 und 129 gesteuert
und bieten eine Phasenverriegelung und Gleichlaufverhalten, das von
Wobbelvorgang zu Wobbelvorgang genau wiederholbar ist. Die ersten ZF-
Signale, proportional zu a1, a2, b1 und b2, werden durch die Mischer
138 zu einer zweiten ZF von 100 kHz umgesetzt und gehen durch ein paar
von Multiplexern 136 und Verstärkern 134 mit veränderbarer Verstärkung
im zweiten ZF-Abschnitt 135, ehe sie an die Synchrondetektoren 121
und 123 gesandt werden. Die Verstärkung der Verstärker wird digital
gesteuert und kalibriert und durch eine Verstärkungsregelung eingestellt,
um die für die Synchrondetektoren 131 und 133 zur Verfügung
stehende Amplitude der zweiten ZF-Signale 130 und 132 zu optimieren,
was zu einer Verbesserung von einer Größenordnung des Signal/Rausch
Verhältnisses und der dynamischen Genauigkeit der Detektorausgangssignale
x1, y1, x2 und y2 führt. Die Synchrondetektoren 131 und 133 verwenden
ebenfalls eine digitale Architektur, die eine genaue Steuerung
ihrer 90 Grad-Phasenverschiebungs-Funktion erlaubt, was zu verbesserter
Genauigkeit und verbesserter Gleichtaktunterdrückung von Phasenrauscheffekten
des lokalen Oszillators führt. Schließlich werden die
detektierten Signale x1, y1, x2 und y2 mit einem Abtast-Halte-Verstärker/
Multiplexer (MUX) 137 abgetastet und danach durch einen Analog/
Digital-Umsetzer (ADC) 139 mit einer Auflösung von 19 Bit digitalisiert.
Jede ADC-Umsetzung dauert etwa 40 Mikrosekunden, und es werden
vier Ablesungen für jeden HF-Frequenzdatenpunkt durchgeführt, um
sowohl für das Referenzsignal 130 als auch für das Testsignal 132 den
Realteil und Imaginärteil zu liefern.
Die Ausgabe des ADC 139 wird dann auf einem 16-Bit-Bus 141 an einen
Hochgeschwindigkeits-Zentralprozessor (CPU) 134 weitergegeben, der
einen Mikroprozessor wie den Motorola 68000 sowie die dazugehörigen
Unterbrechungsschaltkreise und Ein/Ausgabe-Steuerschaltkreise umfaßt.
Weil die CPU 143 in den Analysator 101 integriert ist, ist es möglich,
eine Mehrprozeß-Architektur (Multitasking-Architektur) zu verwenden,
um die Zeit mit besserem Wirkungsgrad auszunützen, als es vorher möglich
war. Diese strukturelle Integration erlaubt auch eine wesentliche
Erhöhung der Datenverarbeitungsflexibilität und der Systemsteuerleistung.
Die CPU 143 steuert die HF-Quelle 109, den Testadapter 107 und
zusammen mit der Abtastauswahl- und Zeitsteuerschaltung 146 die gesamten
ZF-Verarbeitungsfunktionen, was die Phasenverriegelungsschaltung
125, die Verstärkerungsregelung in den ZF-Verstärkern 134, die Detektion
durch die Synchrondetektoren 131 und 133 und die Digitalisierung
durch den ADC 139 umfaßt, über eine gesonderte Systemschnittstelle und
Sammelleitung 145. Die CPU 143 stößt periodisch eine Selbstkalibrierungssequenz
für die ZF-Verstärker 134, die Synchrondetektoren 131 und
133 und den ADC 139 an, und die sich ergebenden Änderungen der Verstärkung,
des Gleichanteils und der Zirkularität werden im Speicher
147 gespeichert, so daß die Änderungen in den ZF-Verstärkern 134 von
den gemessenen Ergebnissen abgezogen werden können. Die CPU 143 führt
auch alle Datenverarbeitungsfunktionen für das System aus. Die Signale
in ZF-Abschnitt 103 werden als lineare Realteile und Imaginärteile
einer vektoriellen Größe detektiert, und die CPU verarbeitet die detektierten
Daten zu einer Vielzahl von Formaten zur Anzeige auf der
Kathodenstrahlröhre 149. Durch die digitale Berechnung der verschiedenen
Meßwertformate werden Verbesserungen des Dynamikbereichs und der
Auflösung gegenüber traditionellen Techniken der Verarbeitung mit analogen
Schaltkreisen erzielt.
Bei früheren Netzwerkanalysator-Systemen war ein externer Rechner erforderlich,
um systematische Fehler zu charakterisieren und zu entfernen.
Bei der vorliegenden Erfindung besteht diese Fähigkeit intern mit
ausreichender Speicherkapazität (d. h. 256 KBytes Speicher mit wahlfreiem
Zugriff (RAM) und 256 KBytes Magnetblasenspeicher) im Speicher
147, um bis zu zwei Datenkurven mit jeweils 401 Punkten mit einer
Zwölfterm-Vektorfehlerkorrektur zu speichern (jedes Byte des Speichers
besteht aus einer Datenspeichereinrichtung für 8 Bits). Zusätzlich
können die gemessenen Daten umgesetzt werden, um die Antwort des DUT
111 als Funktion der Zeit (Zeitbereich) anzuzeigen, wozu ein interner
Fouriertransformationsprozeß verwendet wird. Alle Datenverarbeitung
findet durch parallele Datenverarbeitung in der CPU 143 praktisch in
Echtzeit statt, welches durch den Einbau eines spezialisierten Vektor-
Mathematikprozessors 151 für Fließkommarechnungen mit komplexen Zahlen
unterstützt wird, der speziell für schnelle vektorielle Berechnungen
ausgelegt ist. Die Multiplikation zweier komplexer Zahlen durch den Vektor-
Mathematikprozessor 151 erfordert nur eine Operation, wobei das
Produkt innerhalb von 20 Mikrosekunden verfügbar ist, so daß fehlerkorrigierte
Meßergebnisse tausendmal schneller verfügbar sind als nach
dem Stand der Technik. Durch einen internen Vektor-Graphikgenerator
werden die in Echtzeit verarbeiteten Daten dann sofort auf der Kathodenstrahlröhre
149, auf einem digitalen Drucker/Plotter 155, oder über
eine IEEE-488 (HP-IB) Schnittstelle und Sammelschiene 157 an externe
Geräte weitergegeben. Gegenwärtige und auch frühere Zustände der Bedienungsfrontplatten-
Steuerelemente 159, frühere und gegenwärtige Datenkurven
und ganze Systemkalibrierungen können auch im Speicher 147
gespeichert und von dort zurückgerufen werden oder auf eine eingebaute
Magnetbandeinheit 161 geladen und von dort zurückgelesen werden, unter
Steuerung über die Systemschnittstelle und Sammelleitung 157 durch die
CPU 143.
Wie bereits erklärt und mit mehr Einzelheiten in Fig. 2 dargestellt,
ist die CPU 143 mit ihrem 16-Bit Multitasking-Mikroprozessor 201, Ein/
Ausgabeschaltkreisen 203, und dem Unterbrechungssystem und Ein/
Ausgabesteuersystem 205, sowie der Vektor-Mathematikprozessor 151 mit
seinem Prozessorschaltkreis 207 und Kontrollschaltkreis 209 der
Schlüssel zu der Hochgeschwindigkeitsleistung der vorliegenden Erfindung.
Die Architektur des Vektor-Mathematikprozessors 151 mit variabler
Genauigkeit und variabler Funktion macht ihn dafür anpaßbar, mathematische
Fließkommaoperationen und komplexe Zahlenoperationen
durchzuführen. Der Vektor-Mathematikprozessor 151 läuft mit einer 16-
MHz-Taktfrequenz 208, die innerhalb des Mikroprozessors 201 erzeugt
wird, und wird durch eine Zustandsmaschine 201 gesteuert, die 1 KByte
Festspeicher (RAM) zum Speichern von Mikrocode aufweist.
Um eine maximale Datenverarbeitungsgeschwindigkeit sicherzustellen,
ist die Verarbeitungsleistung zusätzlich zum Mikroprozessor 201 und
zum Mathematikprozessor 207 auf verschiedene internen Steuereinheiten
aufgeteilt. Eine zusätzliche Zustandsmaschine mit 1 KByte Mikrocode
wird durch den Anzeigengenerator 153 benutzt, um eine Anzeige von sowohl
Daten als auch Anzeigeformaten aus einer Liste in dem Anzeige-RAM
217 zu erzeugen, wobei die Kathodenstrahlröhre 149 in dem Anzeigenabschnitt
218 durch einen Liniengenerator 219 gesteuert wird, der ein
neues X-Y-Punktepaar etwa alle 4 Mikrosekunden positioniert. In gleicher
Weise haben auch die Systemsammelleitung 145 und die externe HP-
IB Sammelleitung 157 ihre eigenen internen Prozessoren 221 und 223.
Schließlich sind Steuereinheiten 225, 227 und 229 jeweils dem Magnetbandlaufwerk
161, dem Blasenspeicher 231 innerhalb des Speichers 147
und der Bedienungsfrontplatte 159 zugeordnet.
Auch der Speicherplatz ist nach funktionellen Bedürfnissen verteilt.
16 KByte Festwertspeicher 233 innerhalb des Speichers 147 werden für
interne Testsoftware und den Systemstart verwendet. Die hauptsächliche
Systemsoftware wird aus 128 KByte nichtflüchtigen Blasenspeichers 235
innerhalb des Speichers 147 entnommen und in 128 KByte des Haupt-
Schreib/Lese-Speichers (RAM) 237, auch innerhalb des Speichers 147,
angebracht. 8 KByte Festwertspeicher 239 sind dem Blasenspeicher 231
zur Verwendung im Test und beim Systemstart zugeordnet. 16 KByte der
zweiten 128 KByte des Blasenspeichers 235 werden dazu verwendet, Gleichungskoeffizienten
zu speichern, die in der Vektor-Fehlerkorrektur
verwendet werden. Die verbleibenden 68 KBytes des Blasenspeichers 235
enthalten rückrufbare Gerätezustände, gespeicherte Meßdaten und zusätzliche
Systemsoftware. Der Inhalt der Anzeige auf der Kathodenstrahlröhre
wird in 32 KByte Anzeigespeicher (RAM) 217 gespeichert.
Die verbleibenden 96 KByte des Anzeigespeichers 217 werden für Daten,
Koeffizienten, und Kontrolltabellen verwendet. Persönlicher Hintergrundspeicher,
Testsoftware, zusätzliche Systemsoftware und Daten können
nach Wunsch in der Magnetbandlaufeinheit 241 gespeichert und abgerufen
werden.
Der Vektor-Mathematikprozessor
151 ist aus einer Anzahl kommerziell erhältlicher Schaltkreise in
mittlerer Integrationsdichte konstruiert.
Fig. 3 zeigt die Bedienungsfrontplatte 159 der vorliegenden Erfindung
mit der Fähigkeit, zwei unabhängige Messungen auf zwei Meßkanälen einzurichten
und zu steuern, die durch Kanaltasten 405 und 407 ausgewählt
werden. Wenn der Anzeiger 401 oder 403 über den Kanaltasten 405 und
407 erleuchtet ist, ist der jeweilige Kanal als der durch die Frontplatte
159 gesteuerte Kanal ausgewählt. Die Kathodenstrahlröhre 149
ist auch zur Anzeige auf der Bedienungsfrontplatte 159 verfügbar. Die
Darstellung auf der Kathodenstrahlröhre 149 umfaßt Teilungen falls
erwünscht, Titel für eine oder zwei Datenkurven nebeneinander oder
überlagerte Datenkurven, Symbole für die Position einer Referenzlinie
und Kanalanzeigen für den angezeigten Parameter, sowie eine Anzeige
des Anzeigeformats, des Wertes der Referenzlinie, horizontaler und
vertikaler Skalen und die Werte benutzter Marken. Die Frequenz der
Quelle und andere Information über das anregende Signal wird auf der
Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt. Es ist auch ein Auswahlanzeigenbereich
409 auf der Kathodenstrahlröhre 149 vorgesehen, in dem keine
Datenkurven angezeigt werden, und der dazu dient, die gerade aktiven
Funktionen zu identifizieren, welche über angezeigte Softkeys 411 ausgewählt
werden können. Die Softkeys 411 erweitern deshalb die verfügbaren
Fähigkeiten des Instrumetes, indem sie auswählbare Funktionen
hinzufügen, ohne die Komplexität der Bedienungsfrontplatte zu erhöhen.
Eine Eingabe-Aus-Taste 413 löscht der Zustand der aktiven Eingabe.
Aufforderungsmarken, Anzeigen der Gerätefunktion, Anweisungen zum Vorgehen,
Fehleranweisung, und Ratschläge zum Vorgehen erscheinen auch
auf der Kathodenstrahlröhre 149. Wenn eine Mitteilung wichtig für die
Messung ist, wird der Bedienperson durch einen Piepton aufmerksam gemacht,
so daß sie die Mitteilung ansieht. Ein Titelbereich 415 für bis
zu 50 Zeichen zur Information über die angezeigte Messung ist auch
vorgesehen. Um die Titelfunktion zu benutzen, wird die "zusätzliche
Auswahl" Systemtaste 417 gedrückt, und danach einer der Softkeys 411,
der mit "Titel" beschriftet sein wird. Ein Drehkopf 419 eines drehbaren
Impulsgebers (RPG) wird dann gedreht, um ein Pfeilsymbol unter dem
ersten gewünschten Buchstaben zu positionieren, der auf der Kathodenstrahlröhre
149 angezeigt wird. Der Benutzer drückt dann einen "wähle
Buchstabe"-Softkey 411, und der ausgewählte Buchstabe erscheint im
Titelbereich 415. Dieser Vorgang wird nach Wunsch wiederholt, zusammen
mit den erwünschten "Leertaste"-Softkeys 411 und "Rückschritt" Tasten
411, abgeschlossen durch einen "Fertig"-Softkey 411 und gelöscht durch
eine "Lösche" Taste 411.
Alle grundlegenden Funktionen der Messung werden durch vier Gruppen von
Tasten (SPFR) gesteuert, die mit "Stimulus" (Anregung) 423, "Parameter"
425, "Format" 427 und "Response" (Anzeige) 429 beschriftet sind,
und die jeweils benutzt werden, um den Stimulus (das anregende Signal),
den gemessenen Parameter und das gewünschte Format auszuwählen
sowie die Anzeige (Response) für die erwünschte Messung einzustellen.
Die Stimulus-Tasten 423 ermöglicht direkte Steuerung der Quelle 109,
um die Frequenzen, die Quellenleistung, die Wobbelzeit und andere
hierzu in Beziehung stehenden Funktionen einzustellen. Die Parameter-
Tasten wählen den zu messenden Parameter. Bei Anschluß der Quelle 109
an die Klemme 1 wird S₁₁ für Reflexion (return loss) ausgewählt und
S₂₁ für Transmission (insertion loss oder gain, Durchgangsdämpfung
oder Verstärkung) ausgewählt. Gleichermaßen wird bei Anschluß der
Quelle 109 an Klemme 2 S₂₂ für die Reflexion und S₁₂ für die Transmission
ausgewählt. Die passende Steuerung des Testadapters 107 wird automatisch
in Abhängigkeit vom ausgewählten Parameter aktiviert. Die
Formattasten 427 bringen die gemessenen Parameterdaten in das erwünschte
Format: logarithmisch (dB), Phase, Gruppenlaufzeit, und Smithdiagramm,
oder alternativ Schwellenverhältnis, linearer Betrag, R+jX
Impedanz oder andere. Die Responsetasten 429 stellen den Betrag
pro Skaleneinteilung, den Referenzwert und die Referenzposition ein
oder lassen die AUTO-Funktion über die "Auto" Taste 430 automatisch
alle gemessenen Daten automatisch auf der gesamten Anzeige 149 mit
angenehmen Werten des Referenzwerts und der Skala darstellen. Zusätzliche
Responsefunktionen umfassen Mittelwertbildung, Glätten und einen
elektronischen Leitungsstrecker.
Die hierarchische Kanal-Parameter-Format-Response (CPFR)-Struktur,
welche in der vorliegenden Erfindung verwendet wird, ist in Fig. 4
dargestellt. Wenn einmal ein bestimmter Weg durch die CPFR-Struktur
ausgewählt worden ist, wird dieser Weg im Speicher 147 für späteren
Bezug gespeichert. Wenn dann ein Element der CPFR-Struktur verändert
wird, beispielsweise der Parameter von S₁₁ in S₂₂ geändert wird, wird
der gesamte Pfad, der vorher mit dem neuen Element verknüpft war, automatisch
zur Verwendung durch das gesamte System wieder eingerichtet.
Beispielsweise wird, wenn derzeit der Kanal 1 dazu verwendet wird, den
Parameter S₁₁ mit einer logarithmischen Anzeige des Betrages und einer
vertikalen Skala von 0,2 dB pro Teilstrich anzuzeigen, und wenn vorher
der Kanal 1 dazu verwendet wurde, den Parameter S₂₂ zu messen mit einer
linearen Anzeige des Betrages mit 5 Milli-Einheiten pro Teilstrich
vertikaler Skala, das Anzeigenformat automatisch von der logarithmischen
Betragsanzeige in die lineare Betragsanzeige umgeschaltet, und
die Skala ändert sich automatisch von 0,2 dB pro Teilstrich in 5 Milli-
Einheiten pro Teilstrich, wenn der Parameter vom S₁₁ nach S₂₂ geändert
wird. Weil die CPFR Struktur ein hierarchischer Baum ist, und
weil Parameter niedriger in der Hierarchie stehen als Kanäle, wird
außerdem die Kanalnummer nicht geändert, wenn der Parameter wie in dem
vorliegenden Beispiel verändert wird. In gleicher Weise unterliegen,
wenn der Kanal gewechselt wird, der Parameter, das Format und die Anzeige
(Response) alle einer automatischen Neueinstellung, und wenn nur
das Format geändert wird, unterliegt nur die Anzeige (Response) einer
automatischen Neueinstellung. Natürlich kann jeder der CPFR-Werte von
der Bedienungsfrontplatte 159 aus nach Wunsch des Benutzers geändert
werden. Das Ergebnis dieser hierarchischen CPFR-Struktur ist ein wesentlich
erhöhter Grad von Geschwindigkeit und Bequemlichkeit für den
Benutzer.
Die numerischen Eingabetasten 431 werden benutzt, wenn ein numerischer
Wert eingegeben werden soll, der wiederum abgeschlossen wird
durch eine der vier Abschlußtasten G/n 433, M/u 435, k/m 437 und x1
439. Die vier Abschlußtasten 433 bis 439 werden benutzt, wenn der eingegebene
und abzuschließende Wert jeweils die Größenordnung Giga
(10+9) oder Nano (10-9), Mega (10+6) oder Mikro (10-6), Kilo (10+3)
oder Milli (10-3), oder die Größe einer grundlegenden Einheit (10⁰) wie
beispielsweise dB, Grad, Sekunde oder Hertz erhalten soll. Die vier
Abschlußtasten 433 bis 439 haben die besondere Eigenschaft, daß kein
bestimmter Satz von Maßeinheiten irgendeiner der Tasten dauerhaft zugeordnet
ist, so daß wesentlich weniger Abschlußtasten erforderlich
sind als nach dem Stand der Technik.
Drücken der "Speichern"-Taste 441, und danach eines der der auf der
Kathodenstrahlröhre dargestellten Softkeys 411 speichert den vorliegenden
vollständigen Zustand des Netzwerkanalysators 101 sowie die
gesteuerten Funktionen der Quelle 109 und des Testadapters 107. Die
"Rückhol"-Taste 443 wird in Verbindung mit einem nachfolgenden, auf
der Kathodenstrahlröhre dargestellten Softkey 411 verwendet, um den
vorher gespeicherten Zustand des Instruments wiederherzustellen. Die
hierarchische CPFR-Struktur ist ein integraler Bestandteil des
Gerätezustandes.
Die "Band"-Taste in dem Block "zusätzliche Auswahl" 471 zeigt Softkeys
409 für die Steuerung des internen Magnetbandlaufwerkes 241 an. Die
Magnetbandfunktionen erlauben das Initialisieren von Magnetbandkassetten,
das Speichern von Daten auf Band, das Zurückladen von Daten vom
Band, das Löschen von Daten auf dem Band, das Rückgängigmachen des
letzten durchgeführten Datenlöschvorgangs und das Anzeigen einer Liste
von Bandinhalten auf der Kathodenstrahlröhre 149. Die Banddaten können
eine Kombination des folgenden sein:
- 1. Meßdaten nach Korrekturen der zweiten ZF und des Detektors (Rohdaten), nach Fehlerkorrektur und/oder Zeitbereichsumwandlungen (Daten), oder nach Formatierung (formatierte Daten), jeweils für einen oder für beide Meßkanäle.
- 2. Speicherdaten, die nach einer Zeitbereichsumwandlung und vor einer Formatierung in einer früheren Messung gespeichert wurden, einzeln oder alle auf einmal.
- 3. Vom Benutzer auf der Kathodenstrahlröhre 149 (Fig. 3) erzeugte Graphik.
- 4. Einer oder alle Sätze von Gerätezuständen, die durch Drücken der "Speichern"-Taste 441 (Fig. 3) gespeichert worden sind.
- 5. Einer oder alle Sätze von Fehlerkoeffizienten, die durch Drücken der CAL-Taste 457 sowie eines der nachfolgenden Kalibrierungs-Softkeys 411, mit Beschriftungen im Bereich 409, gemessen und gespeichert worden sind.
- 6. Einer oder alle Sätze von Beschreibungen von Kalibrierungsstandards (Cal Kits).
- 7. Ein kompletter Speicherauszug der Maschine, bestehend aus allen Sätzen aller unter 1 bis 6 beschriebenen Daten.
- 8. System-, Wartungs- oder Vorführungssoftware, hierunter auch Optionen, überarbeitete Versionen und neue Software.
Wenn Meßdaten vom Band an einen beliebigen Punkt in den Datenverarbeitungspfad
geladen werden, wird die Anzeige auf der Kathodenstrahlröhre
149 so auf den neuesten Stand gebracht, daß die geladenen Daten mit
nachfolgender Datenverarbeitung angezeigt werden.
Wenn ein externes Gerät das System über die HP-IB Schnittstelle 157
steuert, wird die Steuerung des Systems durch drücken der "Lokal"-
Taste 445 an die Bedienungsfrontplatte zurückgegeben. Die "Restard"-
Taste 447 wird verwendet um eine vorher gestartete Messung oder Datenverarbeitungsoperation,
wie beispielsweise Wobbeln oder Mitteln, neu
zu starten.
Drei Blöcke der Tasten auf der Bedienungsfrontplatte bieten zusammen
mit den Softkeys 411 eine zusätzlich, "MENUS" genannte Betriebsart für
Funktionen, die weniger oft benutzt werden als die Funktion, denen
reservierte Tasten zugeordnet wird. Die vier Menu-Tasten 449, 451, 453
und 455 bieten Erweiterungen der CPFR-Tasten 423, 425, 427 und 429;
die Tasten mit den Bezeichnungen CAL 457, Domain 459, Display 461 und
Marker 463 im Menublock 465 erlauben die Auswahl verschiedener Meß-
und Anzeigemodi; und die Tasten mit den Bezeichnungen Copy 467, Tape 469
und System 417 unter dem Hilfsmenublock 471 liefern messungsbezogene
Ein- und Ausgabeoperationen.
Wenn ein Menu auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt ist, wird die
laufende Auswahl durch eine Linie unter der Beschriftung angezeigt,
und sich gegenseitig ausschließende und/oder in naher Beziehung zueinander
stehende Auswahlen sind durch Punkte verbunden. Durch Drücken
des Softkey 411 neben einer der Beschriftungen im Bereich 409 wird
entweder die entsprechende Funktion ausgeführt oder ein weiterer Satz
von Menubeschriftungen angezeigt. Wenn die ausgewählte Funktion eine
Eingabe anfordert, werden der Drehknopf des drehbaren Pulsgenerators
419 und die Eingabetasten 431 zum Antworten verwendet. Zusätzliche
Funktionen werden durch Drücken einer weiteren Taste ausgewählt. Eine
"vorheriges Menu"-Taste 473 wird benutzt, um zu dem vorher angezeigten
Menu in einer Reihe zurückzukehren. Wenn das vorher angezeigte Menu
das erste einer Reihe von Menus war, wird das Menu vom Bildschirm 149
gelöscht.
Mehrere der vielen verschiedenen Anzeigen, die entweder auf der Kathodenstrahlröhre
149 oder auf dem Drucker/Plotter 155 zur Verfügung stehen,
sind in den Fig. 5 bis 14, 16 und 17 angezeigt. Fig. 5 zeigt
eine typische Zweikurvenmessung zweier verschiedener Parameter S₁₁ und
S₁₂, angezeigt durch Kurvennummern 601 und 602, jeweils mit dem gleichen
logarithmischen Betragsformat, die beispielsweise benutzt werden
kann, um gleichzeitig die Impedanz und die Isolation eines Zirkulators
in Echtzeit einzustellen. Fig. 6 zeigt zwei überlagerte Kurven 701
und 702 für jeweils die Klemmen 2 und 3 eines Vielphasenfilters mit
drei Klemmen. Fig. 7 zeigt eine einzelne Kurve einer Kombination aus
einem Verstärker und einem Abschwächer, um die vollständige Schleifenantwort
der aktiven Schaltung anzuzeigen. Fig. 8 zeigt eine Meßkurve
des gleichen aktiven Verstärkers wie in Fig. 7, der in einer durch
der Benutzer definierten Bezugsebene mit einer elektrischen Verzögerung
von 6,0421 Nanosekunden unter Benutzung des elektronischen Leitungsstreckers
kalibriert ist. Fig. 9 zeigt eine geteilte Anzeige
zweier gleichzeitiger Messungen zweier verschiedener Parameter S₁₁ und
S₁₂, wie sie auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt wird. Fig. 10
zeigt eine andere Version der geteilten Anzeige, geteilt um die Antwort
eines akustischen Oberflächenwellenfilters (SAW-Filter) gleichzeitig
im Frequenzbereich und im Zeitbereich anzuzeigen. Zu beachten
ist das Auftreten des Dreifachdurchlauf-Peaks 1101 in der Zeitbereichsantwort.
Fig. 11 zeigt zwei verschiedene, in verschiedenen Formaten
(Stehwellenbild und Abweichung vom linearen Phasenverhalten) angezeigte
Parameter in Kurven 1201 und 1202. Fig. 12 zeigt eine vorher gemessene
Kurve 1301 aus dem "Speicher" und die laufende Meßkurve 1302
des gleichen Parameters S₂₁, die dafür benutzt werden kann. Übertragungsleitungen
bis auf 0,01 Grad aneinander anzugleichen. Fig. 13
zeigt die Anzeige der Gruppenlaufzeit eines typischen HF-Kommunikationsfilters,
das mit der vorliegenden Erfindung in Echtzeit beobachtet
und zum Erzielen optimaler Gruppenlaufzeit-Flachheit eingestellt
werden kann. Fig. 14 zeigt eine lineare Anzeige einer HF-Schaltung im
transformierten Zeitbereich zusammen mit einer Reihe von 5 Marken
1501-1505 zum Markieren der fünf Unstetigkeitsstellen (Verbinder 1601,
Verbinder 1602, Adapter 1603, Verbinder 1604, und Abschluß 1606) einer
in Fig. 15 dargestellten koaxialen Leitung 1610. Fig. 16 zeigt eine
geteilte Anzeige mit zwei polaren Darstellungen, wie sie gleichzeitig
auf der Kathodenstrahlröhre 149 dargestellt werden. Jede der Fig. 5
bis 14 und 16 sind Anzeigen realer Hochfrequenzbauelemente, wie sie in
Echtzeit auf der Kathodenstrahlröhre 149 dargestellt werden. Diese
gleichen Anzeigen können auch auf dem Drucker/Plotter 155 ausgedruckt
werden, während sie auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt werden,
und zwar mit jeder erwünschten Größenänderung und in einer Anzahl verschiedener
Farben. Falls erwünscht, können auch mehrere der Bildschirmanzeigen
auf den Drucker/Plotter 155 zu einem Vierquadranten-Bild
vereint werden, wie in Fig. 17 gezeigt.
Bis zu fünf verschiedene Marken für die Kurven auf der Kathodenstrahlröhre
149 sind über die "Marken"-Taste 463 zusammen mit den Softkeys
411 zugänglich, wie in Fig. 14 durch die Marken 1501-1505 gezeigt.
Die Marken werden in einer Anzahl verschiedener Weisen gesteuert. Die
numerischen Eingabetasten 431 werden benutzt, um die Marken auf eine
exakte numerische Position zu setzen, der Drehkopf des drehbaren Impulsgebers
419 wird verwendet, um die Marken entlang der Spuren auf
der Kathodenstrahlröhre 149 zu bewegen, die "Schrittauf"-Taste 475 und
die "Schrittab"-Taste 477 bewegen die Marken jeweils eine horizontale
Teilung nach links oder nach rechts. Der genaue Wert der Markenposition
wird auch sofort auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt, wie in
Fig. 7 anhand der Marke 801 und des angezeigten Wertes 802 dargestellt.
Die Markenbezeichnung 803 wird in der Nähe der Marke 801 angezeigt.
Weiterhin bewegen sich die Markenbezeichnungen zusammen mit den
Marken, wenn die Marken entlang der Spuren bewegt werden, so daß der
Benutzer immer sofort feststellen kann, welche Marke und welche zugehörige
Markenbezeichnung welche ist. Eine weitere, über die Softkeys
411 zugängliche Funktion sind Delta-Marken zum Auslesen der Differenz
der Kurvenwerte zwischen einer Referenzmarke und einer Delta-Marke,
wie in Fig. 6 anhand der Marken 703 und 706 gezeigt. Der Drehknopf
des drehbaren Impulsgenerators 419 wird dazu benutzt, nacheinander die
Referenzmarke und die Delta-Marke zu positionieren, und die Differenz
der Kurvenwerte wird sofort auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt.
Mit Hilfe des Softkeys 411 sind auch Marke-auf-Minimum und Marke-auf-
Maximum-Funktionen verfügbar, um eine ausgewählte Marke auf den Minimalwert
oder den Maximalwert der angezeigten Kurve zu bewegen, wie in
Fig. 9 durch die Marken 1001 und 1002 gezeigt. Eine weitere Funktion
ist die Anzeige der Markenfrequenz, wie in Fig. 9 durch 1003 gezeigt,
oder eines anderen Stimulus-Wertes, wie in Fig. 14 durch 1507
und 1506 gezeigt.
Die "Gleich Marke"-Taste 479 gibt den laufenden Wert des Stimulus oder
der Amplitude der letzten aktiven Marke für die gerade aktivierte
Funktion ein, wie erforderlich. Beispielsweise bewirkt das Auswählen
der Referenzwerttaste (429 in Fig. 3) gefolgt von der "Gleich Marke"-
Taste 479, daß die Amplitude der Marke als Referenzwert eingegeben
wird. In ähnlicher Weise bewirkt Auswählen der "Stimulus Start"-Taste
(423 in Fig. 3), gefolgt durch die "Gleichmarke"-Taste 479, daß der
Frequenzwert oder andere Stimulus-Wert der Marke als Startfunktion
eingegeben wird.
Die breitbandigen Testadapter 107 bis 26,5 GHz enthalten eine Hochleistungs-
HF-Richtbrücke in triaxialer Bauweise 1901, wie schematisch in
Fig. 18a und 18b gezeigt, die an jede der DUT-Klemmen 1 und 2 angeschlossen
ist, wie in Fig. 19 und 20 gezeigt. Die Richtbrücke 1901
it eine abgeglichene Wheatstone-Brücke 1903, die ein schwimmendes
Vektorsignal ohne Störung der abgeglichenen Brückenkonfiguration für
die Messung in einem einseitig geerdeten Detektorsystem gewinnt. Teil
dieser Hochleistungs-HF-Richtbrücke 1901 ist eine Kombination aus einer
Referenzlast und einer Umsymmetrieranordnung 1905, die Signaltrennung
über das gesamte Frequenzband zwischen 45 MHz und 26,5 GHz liefert
und auch das Anlegen einer Gleichspannung als Teil der HF-
Eingangsspannung Vin an das DUT 111 über ein konventionelles HF-
Vorspannungs-T 2105 erlaubt. Im Gegensatz dazu verwenden die schmalbandigeren
Testadapter 107, wie in Fig. 21 und 22 gezeigt, einen konventionellen
Richtkoppler 2001 für jede Klemme, um den Frequenzbereich
von 0,5 GHz bis 18 GHz abzudecken. Durch den Einbau der Signaltrennungselemente
108 in die Testadapter 107 werden breitbandige Vektormessungen
mit nur einer Verbindung des DUT 111 zwischen Klemme 1 und
Klemme 2 ermöglicht.
Jeder der Testadapter 107 enthält seine eigenen Netzgeräte 2001, um
die Systemkonfiguration zu vereinfachen, und jeder der Testadapter 107
hat seine eigene HP-IB Schnittstelle 2003, die zum Liefern von Steuer-
und Identifikationsdaten über den Systembus 145 an den Analysator 101
gekoppelt ist. Jeder der Testadapter 107 ist mit dem Abschnitt 103
jeweils über einen ersten ZF-Multiplexer 2002 oder 2102 gekoppelt, um
eine Aneinanderreihung mehrerer Testkoppler zu ermöglichen. Die ersten
ZF-Multiplexer 2002 und 2102 sind wiederum mit jeweils den Verbindungen
a1, b1 und b2 der Reflexions/Transmissions-Testadapter in Fig. 19
und 20 verbunden, beziehungsweise mit den Verbindungen a1, a2, b1 und b2
der S-Parameter Testadapter in Fig. 20 und 22. Die S-Parameter Testadapter
enthalten auch Frontplattenanzeigen 2104 (d. h. Leuchtanzeiger
490 und 492 in Fig. 3), um die aktive Testklemme anzuzeigen, und
jeweils ein konventionelles Gleichspannungs-T 2105 in jedem der Testkanäle,
um eine Vorspannung 2107 zu liefern, die beim Test aktiver
Elemente erforderlich ist, PIN-Dioden-Schalter 2109 unter Kontrolle
des Analysators 101 über die Systemdatensammelleitung 145 und eine
Schalterschnittstelle 2110 für das Umschalten des HF-Einganges zwischen
den Klemmen 1 und 2 sowie einstellbare Abschwächer 2111 unter
Kontrolle des Analysators 101 über die Systemdatensammelleitung 145
und eine Abschwächerschnittstelle 2213. Verschiedene HF-Anschlüsse
2015 und Test- und Referenz-Verlängerungen 2117 sind vorgesehen für
die Einstellung und den Abgleich der HF-Leistungspegel.
Jeder der Testadapter hat einen Frequenzumsetzer 113, um die erste ZF-
Umsetzung der HF-Signale in unmittelbarer Nähe der HF-Eingangs- und
Testklemmen durchzuführen. Innerhalb der Frequenzumsetzer 113 befinden
sich die spannungsgesteuerten Oszillatoren 115, die ersten ZF-
Abtaster 2019, Pulsgeneratoren 2021 zum Treiben der ersten ZF-Abtaster
2019 und erste ZF-Verstärker 2023 und 2123. Die ersten ZF-Verstärker
2023 weisen ein Bandpaßfilter 2231 im Eingang, einen Filterverstärker
2133 sowie ein Tiefpaßfilter 2135 im Ausgang auf, um zusätzliche Signalformung
zu liefern. Jeder der spannungsgesteuerten Oszillatoren
115 wird durch eine Abtast-Halte-Schaltung 2025, einen Summierknoten
2027 und einen Pufferverstärker 2029 getrieben, die an die Phasenverriegelungsschaltung
125 in Abschnitt 103 gekoppelt sind.
Ein detailliertes Blockdiagramm des in Fig. 1 gezeigten zweiten ZF/
Detektor-Abschnittes 103 ist in den Fig. 23.1 bis 24.6 dargestellt.
Nachdem die Signale a₁, a₂, b₁ und b₂ durch die zweiten ZF-Mischer 138
auf die zweite Zwischenfrequenz (ZF) umgesetzt sind, werden die sich
ergebenden Signale a₁′, a₂′, b₁′ und b₂′ an die zweiten ZF-Multiplexer
136 weitergeleitet. Eine 100 KHz-
Kalibrierfrequenz 2501, die durch den Oszillator 119 erzeugt wird,
sowie ein Massenpegel 2505 werden auch an die zweiten ZF-Multiplexer
136 angelegt, so daß die zweiten ZF-Kanäle automatisch sowohl nach
Verstärkung und Gleichanteil kalibriert werden können. Diese automatische
Kalibrierung wird ausgeführt, indem die vektorielle Verstärkung
jedes der vier nacheinandergeschalteten 12 dB-Verstärker, die zusammen
die Verstärker 2503 bilden, mit Hilfe des ADC 139 auf 0,001 dB gemessen
wird. Fehler der Gleichanteile werden dadurch eliminiert, daß der
Massenpegel 2502 an die Multiplexer 136 angelegt wird, die Verstärkung
der Verstärker 2503 ausgeschaltet wird und das resultierende Signal
mit dem ADC 139 für jede von vier Phaseneinstellungen (0, 90, 180 und
270 Grad) der Synchrondetektoren 131 und 133 gemessen wird, wodurch
die Meßebene der Synchrondetektoren 131 und 133 gedreht wird. Diese
Änderung der Phaseneinstellung und Drehung der Meßebene der Synchrondetektoren
131 und 133 wird, wie in Fig. 23.3 gezeigt, mit Hilfe der
einstellbaren Phasenschieber 2505 durch Einstellen des Phasenwinkels
des für die synchrone Detektion verwendeten demodulierenden Signals
bewirkt.
Aus den Fig. 24.1 bis 24.6 ist ersichtlich, daß die wahren Werte
von X und Y aus den gemessenen Werten Xm und Ym nach der in Fig. 24.2
gezeigten Gleichung bestimmt werden können. Zuerst werden die Gleichanteile
X₀ und Y₀ bestimmt, indem die Eingänge des Multiplexers 136,
wie in Fig. 24.1 gezeigt, auf Masse gelegt werden, alle Verstärkungen
G₁, G₂, G₃ und G₄ ausgeschaltet werden, und Xm und Ym für jede von
vier Phaseneinstellungen 0, 90, 180 und 270 Grad gemessen werden. X₀
und Y₀ werden dann nach der in Fig. 24.3 gezeigten Beziehung berechnet.
H wird durch Anlegen des Kalibriersignals 2501 und Einschalten
der Verstärkung G₄ bestimmt. Xm und Ym werden dann für jede der vier
Phaseneinstellungen gemessen, und die Gleichanteile X₀ und Y₀ werden
abgezogen. H kann dann unter Verwendung der vier in Fig. 24.4 gezeigten
Quadraturbeziehungen berechnet werden, indem eine Fehlerausgleichsrechnung
nach der Methode der kleinsten Quadrate zur Anpassung
an die vier gemessenen Datenpunkte durchgeführt wird, wie in Fig. 24.5
gezeigt, wobei A der Pegel des Kalibriersignals 2501 ist, die
Terme X und Y den Differenzen Xm-X₀ und Ym-Y₀ entsprechen und Sigma
die Summierung der vier Quadraturmessungen ist. Die Bestimmung von
Verstärkung und Phase der vier Verstärker G₁ bis G₄ erfordert, daß
jeder von den anderen unabhängig ist, weil H=G₁ * G₂ * G₃ * G₄. Zuerst
werden, wobei nur G₁ eingeschaltet ist, Xm und Ym für jede der
vier Phaseneinstellungen gemessen, und es wird unter Verwendung der
vorher während der Gleichanteilkorrektur bestimmten Korrekturkoeffizienten
ein korrigiertes X′ und Y′ berechnet. Unter Benutzung der in
Fig. 24.6 gezeigten Gleichungen kann die komplexe Verstärkung (a+jb)
berechnet werden, welche die vier Datenpunkte X′ und Y′ am besten
in die in Fig. 24.4 gezeigten Quadraturbeziehungen übersetzt. Die
Messung von Xm und Ym und Berechnung von a₁ und b₁, wie oben dargestellt,
wird aufeinanderfolgend unter Einschaltung von jeweils nur
einem der Verstärker G₂, G₃ und G₄ wiederholt.
Wie in der Fig. 25
gezeigt, beginnt die Signalverarbeitung in der vorliegenden Erfindung
an den Ausgängen des Synchrondetektorpaares 131 und 133, welche die
Realteile (X) und Imaginärteile (Y) des Testsignals und des Referenzsignals
abgeben. Wie bereits erklärt, werden Fehler im Gleichanteil,
in der Verstärkung und im Quadraturverhalten für beide ZF/Detektor-
Ketten durch Software korrigiert, die in zwei Blöcken ZF-Verstärkungstest
2803 und ZF-Korrektur 2805 angeordnet ist. Die sich ergebenden
Testdaten und Referenzdaten werden danach im Block 2807 zueinander ins
Verhältnis gesetzt, um die entsprechenden S-Parameter zu erzeugen, und
im Rohdatenfeld 2809 gespeichert. Bei Anforderung durch den Benutzer
werden aufeinanderfolgende, bei der gleichen Frequenz aufgenommene
Daten im Block ZF-Mittelung 2811 gemittelt, um das Systemrauschen zu
verringern und so den Dynamikbereich zu erweitern.
Während das Rohdatenfeld 2809 unter Kontrolle der Datenerfassungssoftware,
die im folgenden noch diskutiert werden wird, ständig aufgefüllt
wird, entnimmt die Datenverarbeitungssoftware zeitlich parallel dazu
Daten aus dem Rohdatenfeld 2809 und führt zusätzliche Signalverarbeitung
durch. Die Vektor-Fehlerkorrektursoftware 2813 erzeugt in Verbindung
mit dem Vektor-Mathematikprozessor 151 korrigierte Daten durch
Anwendung des Fehlerfeldes 2815 auf das Rohdatenfeld unter Benutzung
entweder eines Einterm-Modells (vektorielle Normalisierung der Frequenzantwort),
eines Dreiterm-Modells (Eintor-Modell) oder eines
Zwölfterm-Fehlerkorrekturmodells (umfassendes Zweitor-Modell) der Mikrowellen-
Meßschaltung. Nach Wunsch des Benutzers können mit Hilfe der
Torfunktion 2817 in Verbindung mit dem separaten Tordatenfeld 2819,
sowie durch die Verschiebungsfunktion für die elektrische Längs/
Referenzebene 2821 und die Parameterumrechnung 2822 weitere Manipulationen
der Daten ausgeführt werden. Die korrigierten Daten können auch
unter Verwendung von Chirp-Z-Transformationen aus dem Frequenzbereich
in den Zeitbereich umgewandelt werden. Die Fensterfunktion 2825 und
ein Fensterdatenfeld 2827 werden verwendet, um das Überschwingen im
Zeitbereich zu entfernen, das durch bandbegrenzte Eingangssignale im
Frequenzbereich und die Verwendung der Chirp-Z-Transformationen 2823
für die Transformation in den Zeitbereich entsteht. Die Daten im Datenfeld
2829 können in den Speicher in das Speicherfeld 2833 gespeichert
und zusammen mit Daten von einem zweiten Meßobjekt in vektoriellen
Berechnungen verwendet werden. Vergleiche gegenwärtiger Daten (D)
mit Speicherdaten (M) werden mit Hilfe von vektoriellen Berechnungen
durchgeführt, um die vier mathematischen Funktionen D*M, D/M, D+M und
D-M zu liefern (Kurvenmathematik). Die Speicherung der korrigierten
und verarbeiteten Daten D in dem Datenfeld 2829 und der Kurvenmathematik-
Daten M in dem Speicherfeld 2833 ermöglicht schnelles Ansprechen
auf vom Benutzer durchgeführte Format- oder Kurvenmathematik-
Änderungen.
Die Vektordaten werden dann im Formatblock 2835 in Betrag, Phase,
Gruppenlaufzeit oder andere gewünschte Formate formatiert. Aneinandergrenzende
formatierte Punkte können dann, falls gewünscht, im Glättungsblock
2837 miteinander kombiniert werden. Die sich ergebenden
formatierten Daten werden im Formatfeld 2839 gespeichert, welches bequemen
Zugriff für Änderungen der Skala und der Grundlinienlage durch
den Skalierblock 2843 ermöglicht. Falls gewünscht, werden durch den
Marken-Ausleseblock 2841 den formatierten Daten Marken hinzugefügt.
Skalierte Daten werden in einem Anzeigefeld 2845 in dem Anzeigespeicher
217 gespeichert, aus welchem der Anzeigengenerator 153 zur
flackerfreien Anzeige wiederholt eine Darstellung auf der Kathodenstrahlröhre
149 erzeugt.
Zugriff für Eingabe und Ausgabe zu und von allen Feldern besteht über
die HP-IB Schnittstelle 157 und über das Magnetband 161, wobei S-
Parameter vom Datenfeld 2829 und zusätzlich von anderen entsprechenden
Feldern verfügbar sind. Direkte Ausgabe an den Drucker 155 geschieht
vom Formatfeld 2839 aus. Direkte Ausgabe an den Plotter 155 geschieht
vom Anzeigenfeld 2845 aus. Der Benutzer kann auch durch Auswahl von
Auflösungen von 51 bis 401 Punkten die Datenauffrischrate gegen die
Anzahl verwendeter Datenpunkte abwiegen.
Die Software ist als Multitasking-System aufgebaut, um eine hohe Datenauffrischrate
dadurch zu ermöglichen, daß die Datenverarbeitung
fortschreiten kann, solange die Datenerfassungssoftware nicht beschäftigt
ist. Übergeordnete Befehls- und Steuerprozesse gliedern Zyklen
der Datenaufnahme in die Datenverarbeitung ein, um sowohl die Zweitor-
Fehlerkorrektur und den Zweikanal-Anzeigemodus zu ermöglichen.
Der beschriebene Prozeß der Software-Signalverarbeitung wird durch die
in Fig. 26 gezeigte Prozeßstruktur gesteuert. Die Prozeßstruktur
ist einer der Gründe, weswegen die vorliegende Erfindung HF-Daten im
wesentlichen in Echtzeit verarbeiten kann. Beispielsweise werden Prozesse
niedriger Priorität wie das Steuern der Quelle 109, das Steuern
der Testadapter 107 und das Formatieren der Anzeige 149 nur ausgeführt,
wenn der Datenerfassungsprozeß nicht beschäftigt ist. Die bisher
bekannten Systeme nahmen Daten auf, verarbeiteten sie vollständig
bis zur Anzeige und mußten am Ende jedes Wobbelvorganges warten, bis
die Schaltung zurückgesetzt wurde. Stattdessen führt die vorliegende
Erfindung die Datenverarbeitung durch, während die Steuerfunktionen
wie Rücksetzen für einen folgenden Wobbelvorgang oder Umschalten der
S-Parameter ablaufen. Die Befehlsquellen 2901 nehmen Benutzerbefehle
über die Frontplatten 159 und die HP-IB Schnittstelle 157 auf, zerlegen
und konvertieren die Befehle unabhängig von der Befehlsquelle in
gemeinsame interne Befehlscodes und fügen die Befehle in eine Befehlwarteschlange
2903 ein. Der Befehlsprozessor 2905 entnimmt Befehle aus
der Befehlwarteschlange 2903 und führt sie aus. Jede einmalige Vorberechnung,
die später den Laufzeitwirkungsgrad erhöhen wird, wird zu
dieser Zeit durchgeführt. Der Befehlsprozessor 2905 verändert den Gerätezustand
und führt einmalige Operationen, wie beispielsweise das Auffrischen
einer Kurve nach einer Skalenänderung, das Ausgeben eines
Feldes von Daten und das Kopieren des Datenfeldes in das Speicherfeld
aus. Auf der Grundlage des Gerätezustands ist die Steuerung 2907 dafür
verantwortlich, sicherzustellen, daß die erwünschten Daten in der erwünschten
Weise und unter den gewünschten Bedingungen erfaßt werden.
Diese Aufgabe umfaßt die Steuerung der Quelle 109, des Testadapters
107, der Phasenverriegelung 125, der ZF-Multiplexer 136 und des ADC
139, und das Vorbereiten der Datenerfassung und Datenverarbeitung.
Gewobbelte und schrittweise, alternierende und zerhackte sowie einzelne
und fortlaufende Signalwobbelvorgänge sind in der Steuerung 2907
vorgesehen. Auch die Überwachung des Wobbelns wird in der Steuerung
2907 durchgeführt, um die Überschreitung von Bandgrenzen und die Frequenzschritte
zu verfolgen. Die Datenerfassung 2909 bedient die Unterbrechungsanforderung
des ADC 139, die automatische ZF-Verstärkungsregelung,
die Verhältnisbildung, die Mittelwertbildung und das Speichern
der Daten in das Rohdatenfeld 2809. Die Datenverarbeitung 2911 verarbeitet
Daten aus dem Rohdatenfeld 2809 bis die Daten auf der Kathodenstrahlröhre
149 dargestellt werden, was die Vektor-Fehlerkorrektur
externer Fehler, die Parameterumwandlung, die Zeitbereichsverarbeitung
(Torfunktion, Fensterfunktion und Transformation), die Kurvenmathematik
(D*M, D/M, D+M, D-M), die Formatierung (logarithmisch, linear und
Laufzeit) und die Anzeige (Skala, Referenzwert, und geteilter Anzeigeschirm)
umfaßt.
Die Gerätezustandsvariablen, die benutzt werden, um die Steuervariablen
2913 abzuleiten, umfassen: Parameterbeschreibungen wie die Konfiguration
der Testadapter, die Konfiguration des Empfängers, und Verhältnisbildung/
keine Verhältnisbildung; Benutzerwahl von Frequenz,
Leistung, Wobbelzeit, Format, Skalenteilung, Information über Mittelwertbildung,
Anzahl aufzunehmender Datenpunkte, Art der Fehlerkorrektur,
und Faktoren der Zeitbereichsdarstellung. Weiterhin interne Verwaltungszeiger
zu den Feldern für Daten, Rohdaten, Fehlerkoeffizienten,
korrigierten Daten, formatierten Daten, Speicherdaten und Anzeigedaten.
Aus Gründen des Wirkungsgrads werden aus den Steuervariablen
2913 Datenerfassungsvariable 2915 abgeleitet, die in Beziehung zur
Kontrolle des ADC stehen, bis die Daten im Rohdatenfeld gespeichert
sind. Die Datenerfassungsvariablen 2915 umfassen: ZF-Verstärkung, Empfängerfehler,
Verhältnisbildung, Mittelung und die laufende Position
des Zeigers in dem Rohdatenfeld. Aus Gründen des Wirkungsgrads werden
aus den Steuervariablen 2913 auch Datenverarbeitungsvariable 2917 abgeleitet,
die sich auf die Verarbeitung von Daten aus dem Rohdatenfeld
bis zur Anzeige beziehen. Die Datenverarbeitungsvariablen 2917 umfassen:
laufende Zeigerposition für die Felder, Fehlerkorrekturtyp, Zeitbereichsinformation,
Kurvenmathematik, Format und Anzeige. Die Signale
2919 dienen der Synchronisation zwischen Programmen, die ansonsten
unabhängig voneinander ablaufen.
Eine Anzahl der vorher erwähnten Softwarefunktionen wird im folgenden
erläutert. Bei schrittweiser Wobbelung berechnet die Mittelung 2811
den linearen Mittelwert eines Blocks von Datenpunkten, die bei festgehaltener
Frequenz aufgenommen worden sind. Dies wird für jede Frequenz
des schrittweisen Wobbelvorgangs wiederholt. Bei Wobbelvorgängen mit
gleitender Frequenz berechnet die Mittelung 2811 den exponentiell gewichteten
laufenden Mittelwert der synchron eintreffenden Daten und
verringert dadurch die Eingangsrauschbandbreite, wodurch das Rauschen
reduziert und der Dynamikbereich erweitert wird. Jedes Mal wenn die
Mittelwertbildung erneut gestartet wird, fängt die Mittelung mit einem
kleinen Mittelungsfaktor an und vergrößert ihn alle eins bis acht Wobbelvorgänge
bis auf den angewählten Mittelungsfaktor, was schnelle
Konvergenz zum endgültigen Wert ermöglicht. Die Glättung 2837 andererseits
bearbeitet verarbeitete Daten, indem sie einen linearen gleitenden
Mittelwert aneinandergrenzender Datenpunkte als Prozentwert der
Anzeige bildet. Das Ergebnis ist wie ein Videofilter, das den Spitzenwert
des Rauschens reduziert, beispielsweise auf der Grundlinienkurve,
das aber den Dynamikbereich des Signals nicht verbessert. Außerdem hat
die Glättung bei der vorliegenden Erfindung eine neue Anwendung in der
Messung von Gruppenlaufzeiten. Gruppenlaufzeit (d. h. tg = Phasenänderung
in Grad/360 Grad * Frequenzänderung in Hertz) ist eine differentielle
Messung, weswegen unglücklicherweise das Rauschen akzentuiert
wird. Klassisch wird deshalb das Apertur genannte Frequenzband, über
das die Gruppenlaufzeitmessung gemacht wird, verbreitert um eine besser
verwendbare Gruppenlaufzeitmessung zu liefern. Bei der vorliegenden
Erfindung wird das gleiche Ergebnis durch Glättung der verarbeiteten
Gruppenlaufzeitdaten erzielt. Auf diese Weise erreicht die Glättung
(d. h. Mittelwertbildung aneinandergrenzender Datenpunkte) von
Gruppenlaufzeitdaten den gleichen Effekt, der durch Verwendung einer
klassischen variablen Gruppenlaufzeitapertur erzielt würde. Dies erlaubt
auch eine Phasenänderung von mehr als 180 Grad über die Apertur,
wenn die Glättung auf drei oder mehr aneinandergrenzende Datenpunkte
angewendet wird.
Die HF-Vektor-Fehlerkorrektur bei der vorliegenden Erfindung ist auch
dafür angepaßt, die Kalibrierung zu beschleunigen und vereinfachen.
Messungen werden an einer Reihe von Kalibrierstandards durchgeführt,
und danach wird das Rohdatenfeld 2809 in dem Fehlerfeld 2815 abgespeichert.
Viele verschiedene Arten von Kalibrierstandards können verwendet
werden, beispielsweise das Verfahren Leerlauf-Last-Kurzschluß,
das bei koaxialen Verbindern verwendet wird, das Verfahren verschobener
Kurzschluß-Last, das bei Hohlleitertechnologien verwendet wird,
und das Verfahren mehrfacher verschobener Kurzschlüsse, das bei Streifenleiterbauteilen
verwendet wird. Die Kalibrierstandards brauchen
nicht in einer besonderen Reihenfolge verwendet werden, weil alle Daten
digital gespeichert werden, und das Anzeigeformat, das sogar während
der Kalibrierung in Echtzeit aufgefrischt wird, kann zu jeder
Zeit ohne Auswirkung auf die Kalibrierung geändert werden. Auch ZF-
Mittelung kann während der Kalibrierung verendet werden, weil die
Mittelung das Rohdatenfeld 2809 bearbeitet. Mehrfache feste und bewegliche
Lasten können auch nach Wunsch verwendet werden. Weil die eigentlichen
Korrekturdatensätze im Speicher gespeichert werden, können
mehrere Korrekturdatensätze gleichzeitig in der Maschine gespeichert
werden (beispielsweise können verschiedene Korrekturdatensätze für
verschiedene S-Parameter und Korrekturdatensätze für verschiedene Frequenzbereiche
für einen S-Parameter gespeichert werden). Wegen der
Kurvenmathematik 2831 und wegen des Speicherdatenfeldes 2833 können
sowohl korrigierte als auch unkorrigierte Kurven zur gleichen Zeit
angesehen und verwendet werden.
Die Torfunktion 2817 wird verwendet, um gewisse Teile der Anzeige nach
Spezifikation des Benutzers anzusehen. Die Torfunktion kann entweder
im Zeitbereich oder im Frequenzbereich benutzt werden und liefert ein
Tor, durch das die Daten angesehen werden können. Dieses Tor wird ausgewählt
durch Einstellung einer Mittelpunktzeit und einer Zeitspanne
(oder einer Startzeit und einer Stopzeit), zur Auswahl der angezeigten
Daten. Wenn ein Tor verwendet wird, wird bei der vorliegenden Erfindung
die Kontur des Tores im Frequenzbereich berechnet und direkt mit
den anfallenden Frequenzdaten in einer Operation im Frequenzbereich
gefaltet, anstatt daß die außerhalb des Tores liegenden Zeitbereichsdaten
aus den zur Berechnung der Anzeigedaten verwendeten Daten entfernt
würden verwendet werden. Das Ergebnis ist, daß aus der innerhalb
des Tores liegenden Region keine Daten entfernt werden, und wenn die
Umwandlung vom Frequenzbereich in den Zeitbereich durchgeführt wird,
entsteht kein Problem der Unterabtastung der bandbegrenzten Zeitdaten.
Das Ergebnis ist, daß die mit der Torfunktion bearbeiteten Zeitbereichsdaten
ihr volles Informationsspektrum behalten und ohne Verlust
an Information in den Frequenzbereich zurücktransformiert werden können,
falls dies erwünscht ist. Auf diese Weise wird die eigentliche
Torfunktion im Frequenzbereich durch Faltung durchgeführt, obwohl der
Benutzer das Tor beim Betrachten der Zeitbereichsdaten setzen kann.
Die elektrische Verzögerung und die Bezugsebenen-Verschiebung 2821
werden jeweils benutzt um die elektrische Verzögerung zu ändern, beispielsweise
um die elektrische Verzögerung einer Luftleitung zu messen,
oder um die Meßebene bei S-Parametermessungen in eine andere als
die physikalische Ebene der Klemmen 1 oder 2 der Testadapter zu bewegen.
Obwohl sowohl die elektrische Verzögerung als auch die Bezugsebenen-
Verschiebung beide in Zeiteinheiten definiert sind (d. h. plus oder
minus bis zu 100 Sekunden) und obwohl beide die gleiche mathematische
Formel verwenden, variiert die elektrische Verschiebung pro Parameter
während die Verschiebung der Bezugsebene pro Klemme variiert. Zusammen
mit der elektrischen Verzögerung wird eine äquivalente Auslese als Abstand
durchgeführt.
Das übliche Mikrowellen-DUT 111 besteht aus mehreren Elementen mit
Abschnitten von Übertragungsleitungen dazwischen. Beim Test unter Verwendung
der konventionellen Frequenzbereich-Techniken wird eine zusammengesetzte
Antwort erzeugt. Die spezifischen Diskontinuitäten können
nicht einzeln untersucht werden. Im Zeitbereichsmodus nimmt die vorliegende
Erfindung die Frequenzbereichsdaten und wendet zum ersten Mal
die wenig bekannte Chirp-Z-Transformation an, die beschrieben wurde
von Rabiner und Gold in "Theory and Application of Digital Signal Processing",
Seiten 393-398, 1975, um aus dem Frequenzbereich in den
Zeitbereich umzusetzen. Frühere Zeittransformationsmethoden haben üblicherweise
eine konventionelle Fast-Fourier-Technik verwendet welche
das Anlegen von Frequenzen erfordert, die harmonisch zueinander in
Beziehung stehen, und wobei das ganze Frequenzfenster in das ganze
Zeitfenster transformiert wird. Wenn beispielsweise ein 10 Nanosekunden
breites Zeitfenster mit 101 Datenpunkten angesehen wird, ist jeder
Datenpunkt nur durch 0,1 Nanosekunden getrennt, und jeder Versuch, nur
einen Teil der Daten in dem 10 Nanosekunden breiten Zeitfenster anzusehen,
leidet unter der Verfügbarkeit von nur wenigen Datenpunkten.
Dies kann durch Aufnahme von mehr Datenpunkten überwunden werden, allerdings
nur mit einer drastischen Verringerung der Geschwindigkeit.
Durch andere ist die klassische vollständige Fourierreihenentwicklung
der Frequenzdaten verwendet worden, um eine beliebige Anzahl anzeigbarer
Datenpunkte zu erreichen, aber solch ein Verfahren ist extrem
langsam und erfordert mehrere Minuten, um die nötigen Berechnungen
durchzuführen. Die Chirp-Z-Transformation liefert eine beliebige Anzahl
von Datenpunkten wie die vollständige Fourierreihenentwicklung
zur Darstellung in jedem beliebig vorgegebenen Zeitfenster, aber diese
Transformation kann in weniger als einer Sekunde berechnet werden.
Das vorliegende System bietet zwei Zeitbereichs-Betriebsmodi. Der erste
wird Tiefpaß genannt und wird verwendet, um das traditionelle
Zeitbereichs-Reflektometer (TDR) zu simulieren, allerdings unter Verwendung
der Chirp-Z-Transformation. Wie die traditionelle Zeitbereichsreflektometrie
erfordert der Tiefpaßmode harmonisch zueinander
in Beziehung stehende Frequenzdaten ab Gleichstrom, die von dem niedrigsten
zur Verfügung stehenden Frequenzdatenpunkt zur höchsten zur
Verfügung stehenden Frequenz extrapoliert werden. Der Tiefpaßmode liefert
die schnellste Anstiegszeit und die beste Zeitbereichsauflösung
und kann entweder mit Stufenanregung oder mit Impulsanregung verwendet
werden. Durch Berechnung der Integrals der Impulsantwort im Tiefpaßmode
wird die Antwort auf eine Anregung des DUT mit einer Stufe erzeugt.
Der zweite Zeitbereichs-Betriebsmodus wird Bandpaß genannt und kann in
jedem Frequenzbereich benutzt werden, ohne daß der Einschluß eines
Gleichanteils erforderlich ist. Wegen der Verwendung der Chirp-Z-
Transformation erfordert der Bandpaßmode keine harmonisch zueinander
in Beziehung stehenden Frequenzdaten, sondern nur Anregungsfrequenzschritte
gleicher Größe (beispielsweise 10 MHz-Schritte über eine
Spanne von 1-2 GHz). Der Bandpaßmode wird sowohl für Reflektionsmessungen
als auch für Transmissionsmessungen verwendet, üblicherweise an
bandbegrenzten Prüflingen, und es kann nur die Impulsanregung verwendet
werden.
Eine Veranschaulichung des Tiefpaßmodes und des Bandpaßmodes sowie der
verwendeten Anregungen ist in den Fig. 27a bis 27e gezeigt. Die
Antwort des in Fig. 27a gezeigten DUT im Frequenzbereich ist in Fig. 27b
gezeigt, in Fig. 27c ist eine Stufenanregung im Tiefpaßmode
des Zeitbereichs gezeigt, in Fig. 27d ist eine Impulsanregung im
Bandpaßmode des Zeitbereichs gezeigt, und in Fig. 27e ist eine Impulsanregung
im Bandpaßmode des Zeitbereichs gezeigt. Weil es eine obere
Grenzfrequenz für die Daten gibt und an dieser Grenzfrequenz ein
schroffer Übergang von "Daten" zu "keine Daten" besteht, entstehen in
den Zeitbereichsdaten Oszillationen und Überschwingphänomene, die unter
dem Namen Gibbs-Phänomene bekannt sind. Das Oszillieren beeinträchtigt
für den Benutzer die Möglichkeit, zwischen zwei eng benachbarten
realen Antworten eines Prüflings zu unterscheiden und erzeugt
auch Verwirrung in der Trennung tatsächlicher und durch die Datenreduktion
erzeugter Antworten. Die vorliegende Erfindung bietet eine
Fensterfunktion (nicht zu verwechseln mit der Torfunktion), um die
Frequenzbereichsdaten zur gesteuerten Verringerung der Oszillationen
zu modifizieren und zu filtern, wie in Fig. 28a bis 28d gezeigt. Ein
Kaiser-Bessel-Fenster mit drei verschiedenen Fensterpegeln, mit den
Pegeln 0, 6 und 13 des Kaiser-Bessel-Parameters, kann verwendet werden,
um die höherfrequenten Daten zu dämpfen und einen Roll-off einzuführen,
wodurch die Auflösung gegen die Reduktion des Oszillierens
abgewogen wird, denn die beste Anstiegszeit ergibt sich bei minimaler
(d. h. Null) Fensteranwendung, und die beste Unterdrückung von Nebenmaxima
tritt bei maximaler Fensteranwendung auf. Die minimale Fensteranwendung
bewirkt Nebenmaxima von -14 dB bei minimaler Breite der Impulsanregung,
der normale Betrag der Fensteranwendung liefert Nebenmaxima
von -50 dB mit einem Anstieg um einen Faktor zwei in der Breite der
primären Antwort, und die maximale Fensteranwendung liefert Nebenmaxima
von -90 dB mit einem Anstieg um den Faktor vier in der Breite der
primären Antwort.
Die Fähigkeit, Vektor-fehlerkorrigierte Messungen durchzuführen, hat
eine wesentliche Auswirkung auf die Qualität der Zeitbereichsdarstellung.
Ein Beispiel hierfür ist in den Fig. 29a und 29b gezeigt, in
denen Zeitbereichsmessungen eines Kurzschlusses am Ende einer 30 cm
langen Luftleitung einmal ohne und einmal mit Korrektur einander gegenübergestellt
sind. Die äquivalente Quellenanpassung des Kopplers wird
auf 40 dB erhöht, und die äquivalente Direktivität des Kopplers wird
auf gut über 50 dB erhöht.
Wie bereits erwähnt, ist die Torfunktion ein weiteres wertvolles Merkmal
der vorliegenden Erfindung im Frequenzbereich. Dies ist in den
Fig. 30a bis 30d dargestellt. Fig. 30a zeigt eine geteilte Bildschirmansicht
der Frequenzanzeige 3301 und der Zeitanzeige 3303 mit
Torfunktion für eine Last mit einem Stehwellenverhältnis von 1,5. Fig. 30b
zeigt die Auswirkung des Hinzufügens einer reaktiven Fehlanpassung
von 12 dB, das eine starke Welligkeit im Frequenzbereich 3305
erzeugt. Fig. 30c zeigt die Auswirkung einer Torbildung um die Belastung,
hervorgehoben durch die Marken 3311 und 3315. Der hohe Grad an
Übereinstimmung zwischen den Frequenzbereichsdaten 3309 in Fig. 30c
und den Daten 3301 in Fig. 30a ist zu beachten. Fig. 30d zeigt die
Daten der Fig. 30c, wobei die Kurven 3309 und 3313 übereinander als
Kurven 3317 und 3319 dargestellt sind.
Claims (13)
1. Ein Netzwerkanalysesystem zum Analysieren von Reaktionen
eines Meßobjekts (DUT) in Echtzeit auf eine Stimulierung
durch Ausgangssignale von einer Signalquelle mit einem
Durchlaufsystem zum automatischen Variieren der Signalquellen-
Ausgangsfrequenz und zum Zurückführen der Signalquellen-
Ausgangsfrequenz an eine ursprüngliche Startfrequenz,
mit einem Testadapter, der in Verbindung mit der Signalquelle,
dem Meßobjekt (DUT) und einem nachgeschalteten
ZF-Konvertiermittel steht, wobei das ZF-Konvertiermittel
gleichzeitig eine Mehrzahl von parallelen Zwischen-Frequenz-
Analog-Ausgangssignalen entsprechend einem Referenzsignal
und ein reflektiertes Signal oder ein durchgelassenes
Signal von dem Meßobjekt (DUT) in Reaktion auf die stimulierenden
Ausgangssignale bereitstellt, und mit einem Signalmittel,
das mit dem ZF-Konvertiermittel verbunden ist und digitale
Datenaufnahmepunkte bereitstellt, die sowohl dem Realteil
als auch dem Imaginärteil der Zwischen-Frequenz-Analog-Ausgangssignale
entsprechen, und die mit einer Schnelligkeit
bereitgestellt werden, die ausreichend ist, um die Analyse
der Meßobjekt-Reaktionen in Echtzeit zu erreichen, dadurch
gekennzeichnet, daß das Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) ein
dezentralisiertes Datenverarbeitungsmittel aufweist, das in
dem Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) integriert ist, und daß
das dezentralisierte Datenverarbeitungsmittel aufweist: ein
zentrales Datenverarbeitungsmittel (143) zum Berechnen von
S-Parametern entsprechend den Charakteristiken des Meßobjekts (DUT), im
wesentlichen in Echtzeit auf der Basis der digitalen Datenaufnahmepunkte,
einen Speicher (147) zum Speichern der berechneten
S-Parameter, ein Vektor-Fehlerkorrekturmittel
(151) zum Bereitstellen von Korrekturwerten für die digitalen
Datenaufnahmepunkte oder die S-Parameter in im wesentlichen
Echtzeit, um Fehler in den gespeicherten S-Parametern
zu entfernen, ein Eingangs/Ausgangs-Steuermittel (153)
zum Verarbeiten und Formatieren von Befehlen an und von dem
zentralen Datenverarbeitungsmittel (143) und ein Anzeigemittel
(149, 153) zum Berechnen und Speichern von Anzeigeinformationen
auf der Basis der korrigierten Daten, wobei
das zentrale Datenverarbeitungsmittel (143) in einer Mehrprozeß-
Architektur arbeitet, um die Signalquelle (109), das
ZF-Konvertiermittel (113, 135), das Signalmittel (131, 133,
137, 139) oder das Anzeigemittel (149, 153) zu steuern.
2. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalquelle (109) ein erstes Steuermittel
zum Steuern des Betriebs der Signalquelle (109) aufweist,
wobei das erste Steuermittel ein Mittel zum Steuern
der Frequenzänderungen und Wiederholungen der Ausgangssignale
der Signalquelle (109) aufweist, daß eine erste
Handshake-Einrichtung vorgesehen ist, die mit dem ersten
Steuermittel verbunden ist, um mit der Signalquelle (109)
zu kommunizieren, daß das zentrale Datenverarbeitungsmittel
(143) eine zweite Handshake-Einrichtung aufweist, die mit
der ersten Handshake-Einrichtung verbunden ist, und daß ein
Prozessor vorgesehen ist, der mit der zweiten Handshake-
Einrichtung und dem Signalmittel (131, 133, 137, 139) verbunden
ist, um die Frequenzänderungen der Signalquelle
(109) zu wählen und zum Verarbeiten der digitalen Datenaufnahmepunkte
während der Wartezeit der Signalquelle (109).
3. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß ein mit der Signalquelle (109) und dem Meßobjekt
(DUT) verbundener Testadapter (107) vorgesehen ist, wobei der
Testadapter (107) einen analogen Signalausgang, ein zweites
Steuermittel zum Steuern des Betriebs des Testadapters
(107), und eine dritte, mit dem zweiten Steuermittel verbundene
Handshake-Einrichtung zur Kommunikation mit dem
Testadapter (107) aufweist, wobei das ZF-Konvertiermittel
(113, 135) mit dem analogen Signalausgang des Testadapters
(107) verbunden ist und die zweite Handshake-Einrichtung
mit der dritten Handshake-Einrichtung verbunden ist.
4. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste, zweite und dritte Handshake-
Einrichtung jeweils eine digitale Schnittstellenschaltung
aufweist, die mit einem gemeinsamen digitalen Kommunikationsbus
(145) verbunden ist.
5. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,
daß eine einzelne Bedienungsfrontplatte
(159), ein drittes Steuermittel zum Steuern des internen
Betriebs der einzelnen Bedienungsfrontplatte (159)
und eine vierte Handshake-Einrichtung vorgesehen sind, wobei
die vierte Handshake-Einrichtung mit der einzelnen Bedienungsfrontplatte
(159) und mit dem Prozessor über die
zweite Handshake-Einrichtung derart verbunden ist, daß ein
Benutzer die Signalquelle (109), den Testadapter (107) und
das zentrale Datenverarbeitungsmittel (143) von der einzelnen
Bedienungsfrontplatte (159) bedienen kann.
6. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste, zweite, dritte und vierte
Handshake-Einrichtung jeweils eine digitale Schnittstellenschaltung
aufweist, die mit einem gemeinsamen digitalen
Kommunikationsbus (145) verbunden ist.
7. Netzwerkanalysesystem (Fig. 4) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das zentrale Datenverarbeitungsmittel
(143) die Gruppenlaufzeit über variierte Aperturen in dem
Meßobjekt (DUT) berechnet, wobei zunächst die Gruppenlaufzeit des Meßobjekts (DUT)
über einen Satz von Frequenzen, die das Spektrum der variierenden
Aperturen abdecken, gemessen wird, um einen Satz
von Gruppenlaufzeit-Datenpunkten bereitzustellen, und anschließend
Untermengen der Gruppenlaufzeit-Datenpunkte geglättet
werden, um die äquivalenten Aperturen zu variieren,
wobei der Rauschanteil der gemessenen Gruppenlaufzeit geändert
wird.
8. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß das Glätten über mindestens drei benachbarte
Gruppenlaufzeit-Datenpunkte derart durchgeführt wird,
daß eine Phasenänderung von mehr als 180 Grad über der
äquivalenten Apertur erhalten wird.
9. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das zentrale Datenverarbeitungsmittel eine
Gruppenlaufzeit für eine vorbestimmte Apertur berechnet,
wobei zunächst die Gruppenlaufzeit des Meßobjekts (DUT)
über einen Satz von gleichmäßig beabstandeten Frequenzpunkten,
die die Apertur abdecken, gemessen wird, um einen Satz
von Gruppenlaufzeit-Datenpunkten bereitzustellen und anschließend
die Gruppenlaufzeit-Datenpunkte über eine Untermenge
der Frequenzpunkte entsprechend der vorbestimmten
Apertur geglättet werden, um einen linearen Mittelwert der
Gruppenlaufzeit-Datenpunkte zu erhalten, wodurch die Gruppenlaufzeit
für die vorbestimmte Apertur erhalten wird und
der Rauschanteil der gemessenen Gruppenlaufzeit gegenüber
dem eines beliebigen Gruppenlaufzeit-Datenpunktes reduziert
wird.
10. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 7, 8 oder 9,
gekennzeichnet durch einen Satz von gleich beabstandeten
Frequenzpunkten, die die Apertur abdecken, um einen Satz
von Gruppenlaufzeit-Datenpunkten bereitzustellen.
11. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Mittel zum Kalibrieren des Netzwerkanalysesystems
(Fig. 1) vorgesehen ist, wobei das Mittel
aufweist: ein Mittel zum Auswählen von mindestens drei Kalibrierstandards
durch einen Benutzer des Netzwerkanalysesystems
(Fig. 1), welche beliebige bekannte elektromagnetische
Reaktionscharakteristiken haben, ein Mittel zum Auswählen
einer beliebigen Reihenfolge durch den Benutzer zum
Messen der Reaktionen der Kalibrierstandards, ein Mittel
zum Messen von Streuparametern S₁₁, S₂₁, S₁₂ und S₂₂ der
Kalibrierstandards in der durch den Benutzer ausgewählten
Reihenfolge, ein Mittel zum Speichern von Daten in einem
Speicher, welche den gemessenen Streuparametern der Kalibrierstandards
entsprechen, und ein Mittel zum Berechnen
der Vektor-Fehlerkorrekturkoeffizienten.
12. Netzwerkanalysesystemen (Fig. 1) nach Anspruch 11, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Mittel zum Messen mit dem Netzwerkanalysesystem
(Fig. 1) von Streuparametern S₁₁, S₂₁, S₁₂
und S₂₂ des Meßobjekts mit unbekannten Reaktionscharakteristiken,
sowie ein Mittel zum Korrigieren der gemessenen Reaktionen
des Meßobjekts unter Verwendung der Vektor-Fehlerkorrekturkoeffizienten,
vorgesehen sind.
13. Netzwerkanalysesystem (Fig. 1) nach Anspruch 11, dadurch
gekennzeichnet, daß die Auswahl von mindestens drei Kalibrierstandards
aus der Gruppe, bestehend aus: einem Leerlauf,
einem Kurzschluß, einer Last, einem imperfekten Leerlauf
mit bekannter Kapazität und Offsetcharakteristiken,
einem imperfekten Kurzschluß mit bekannten Offsetcharakteristiken,
einer Mehrzahl von Offset-Kurzschlüssen und einem
Offset mit einer bekannten Offset-Verzögerung, Offset-Verlust
und Offset-Charakteristik-Impedanz, erfolgt.
Applications Claiming Priority (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US56899184A | 1984-01-09 | 1984-01-09 | |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: KOHLER, R., DIPL.-PHYS. SCHWINDLING, H., DIPL.-PHY |
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