DE3445915A1 - Hochfrequenz-netzwerkanalysator - Google Patents

Description

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HOCHFREQUENZ-NETZWERKANALYSATOR

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Hochfrequenz—^Netzwerkanalysator, insbesondere dessen Kalibrierung, und ein Verfahren zu dessen Anwendung.

Die meisten Vektormessungen nach Betrag und Phase bei Mikrowellenfrequenzen wurden bisher mit Netzwerkanalysatoren augeführt, wie sie beispielsweise beschrieben sind in "Automatic Network Analyzer 8542A, Section IV Network Analyzer Fundamentals", Hewlett-Packard Co. 1969 und in US-PS 4 244 024. Derartige Vektor- Netzwerkanalysatoren charakterisieren Netzwerke wie etwa Geräte, Bauelemente und Systeme durch Messen des Betrages und der Phase des Transmissions- und des Reflexionskoeffizienten des Netzwerkes gegenüber der Frequenz. Oftmals besitzt ein Vektor-Netzwerkanalysator auch die Fähigkeit zum Messen der Gruppenlaufzeit.

Im allgemeinen enthält ein Meßsystem zur vektoriellen Netzwerkanalyse mehrere getrennte Module. Ein erstes davon ist eine Hochfrequenzquelle zum Abgeben eines Anregungssignales an das Meßobjekt (DUT). Das Anregungssignal überstreicht üblicherweise einen beschränkten Frequenzbereich entweder in einem kontinuierlichen analogen Durchlauf, Wobbeibetrieb genannt, oder in diskreten Schritten, Schrittbetrieb genannt, oder in einem Einzel punktbetrieb. Das zweite Modul ist ein Netzwerk zum Trennen der Signale, welches das Anregungssignal zu dem DUT führt und eine Einrichtung zum Abtasten der Signale umfaßt, die von dem DUT reflektiert werden oder durch das DUT hindurchgeleitet werden. Das auf das DUT auftreffende Signal wird ebenfalls abgetastet, um ein Bezugssignal für alle Relativmessungen bereitzustellen. Das dritte Modul ist ein abgestimmten Empfänger, welcher die sich ergebenden Signale zur Weiterverarbeitung auf eine Zwischenfrequenz (ZF) umsetzt. Die Betragsbeziehungen und die Phasenbeziehungen der ursprünglichen Signale müssen bei der Frequenzumwandlung auf die ZF beibehalten werden, um sinnvolle Meßergebnisse zu liefern. Das vierte Modul ist ein Detektor

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zum Bestimmen der Betrags- und Phasengrößen der Zwischenfrequenzsigna-Ie, und das fünfte Modul ist eine Anzeigeeinrichtung zum Darstellen der Meßergebnisse.

Zum Verbessern der Meßgenauigkeit kann eine Reihe von "Standard"-Meßobjekten mit bekannter Charakteristik mit einem computergesteuerten System gemessen v/erden. Mit diesen Daten kann eine Reihe komplexer Gleichungen gelöst werden, um ein Modell zu bestimmen, welches viele der mit dem Meßprozeß des Netzwerkanalysators zusammenhängenden Fehler darstellt. Dieses Modell wird im Computer gespeichert und kann beim späteren Messen unbekannter Meßobjekten dazu verwendet werden₃ die tatsächlichen Daten von den gemessenen "Rohdaten" zu trennen, um eine erhöhte Genauigkeit bei der Mikrowellenmessung durch ein als Vektor-Fehlerkorrektur bekanntes Verfahren zu erzielen.

Die Erhöhung der Genauigkeit ist bei Mikrowellenmessungen sehr wichtig, da selbst bei den besten Signalerzeugungs- und Signaltrennungsvorrichtungen, die mit Toleranzen nach dem Stand der Technik hergestellt sind, noch -verglichen mit Niederfrequenzmessungen- relativ große Fehler vorkommen. Beispielsweise hat ein typisches Vektor-Meßsystem ohne Vektor-Fehlerkorrektur Fehler von 30%. Ist man bereit, entweder auf die Phasenmessung oder auf die Impedanzmessung des unbekannten Meßobjekts zu verzichten, so kann auch ein moderner skalarer Netzvierkanalysator die Fehler nur auf 10 % reduzieren. Andererseits können bei früherem Realisierungen der Vektor-Fehlerkorrektur die Fehler bis etwa 1 % reduziert werden.

Unglücklicherweise verbleiben verschiedene wesentliche Probleme bei den bekannten "automatischen" Netzwerkanalysatoren: sie sind im Feh-1erkorrektur-Mode sehr langsam; die Systeme sind oft recht umständlich zu benutzen; sie sind nicht in der Lage, automatisch eine voll fehlerkorrigierte Messung der Reflexions- und der Transmissions-Parameter

3Q sowohl in Vorwärtsrichtung als auch in Rückwärtsrichtung (z.B. S;q, $12> $21 ^unc* ^S22) durchzuführen; und breitbandige Vektormessung vom Bereich der Radiowellen bis zu Millimeterwellen (beispielsweise von MHz bis 26,5 GH2) kann mit hoher Genauigkeit und hoher Auflösung nicht

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durchgeführt werden, ohne daß mehrfach manuell Verbindungen gelöst und wiederhergestellt werden müssen.

Schließlich werden in den bekannten Systemen die Daten üblicherweise nur im Frequenzbereich angezeigt und analysiert, und es ist entweder die Verwendung eines separaten Instrumentes wie ein Zeitbereichs-Ref1ektometer (time domain reflectometer, TDR) erforderlich, um die Antwort des DUT als Funktion der Zeit direkt zu messen, oder die Verwendung eines leistungsfähigen, an den Netzwerkanalysator gekoppelten *' externen Rechners, der Daten im Frequenzbereich aufnimmt und eine inverse Fouriertransformation unter Verwendung abgebrochener Fourierreihen oder des schnelleren Cooley-Tukey-Algorithmus oder anderer Algorithmen durchführt. Obwohl die traditionelle TDR-Anwendung recht schnell ist, ist das Signal/Rausch-Verhältnis niedrig und das Verfahren empfindlich sowohl für Fluktuationen (Jitter) und Drift der Grundlinie. Die bekannten rechnergekoppelten Netzwerkanalysatoren andererseits weisen wesentliche Verbesserungen gegenüber der TDR-Methode auf, was das Signal/Rausch-Verhältnis, Fluktuationen und Drift angeht, aber diese Systeme sind sehr langsam, denn für eine Zeitbereichsanalyse und Anzeige eines DUT sind mehrere Minuten erforderlich.

'** 20 Demgegenüber liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, die genannten Nachteile der bekannten Netzwerkanalysatoren zu vermei-

* den und bessere Leistungen insbesondere bei der automatischen, schnellen und genauen Messung der Parameter eines Meßobjekts (DUT) über ein breites Band von Mikrowellenfrequenzen zu ermöglichen. Die Lösung dieser Aufgabe ist in den Ansprüchen gekennzeichnet.

Eine voll fehlerkorrigierte Vektormessung von vier Transmissions- und Reflexions-Parametern wird mit der Fähigkeit, über 400 Frequenzpunkte in weniger als einer Sekunde zu analysieren und anzuzeigen, in "Echtzeit" durchgeführt. Diese Geschwindigkeit ermöglicht es der Bedienper-

* 3o son zum ersten Mal, bei der Durchführung hochgenauer Messungen die

Auswirkungen von Justierungen auf das gemessene Netzwerk zu sehen. Gleichzeitig werden Meßgenauigkeiten erreicht, die mehr als zehnmal

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genauer sind als die vorher mit kommerziell erhältlichen Geräten erzielbaren Genauigkeiten. Weiterhin kann zum ersten Mal unter Verwendung eines einzigen Meßaufbaues eine Vektormessung an einem DUT über ein Frequenzband vom Bereich der Radiowellen zum Bereich der Millimeterwellen durchgeführt werden. Obwohl viele Faktoren, darunter auch die Techniken der Bedienperson, die Meßgenauigkeit beeinflussen_s können dynamische Größengenauigkeiten von 0,05 dB und dynamische Phasengenauigkeiten von 0,3 Grad bei einem Prüfling mit einer Durchgangsdämpfung von 50 dB erreicht werden. Abhängig vom ausgewählten Fre- quenzbereich und dem gewählten Testadapter können ein Dynamikbereich von 100 dB, Betragsauflösungen von 0,001 dB, Phasenauflösungen von 0,01 Grad, und eine Auflösung der Gruppenlaufzeit von 10 ps sowie entsprechende Stabilitäten der Messung erreicht werden. Weiterhin können fehlerkorrigierte Daten ohne Verlust an Genauigkeit oder Auflösung in Echtzeit vom Frequenzbereich in den Zeitbereich und zurücktransformiert werden und auf einer einzelnen Kathodenstrahlröhre (CRT), einem Plotter oder einem anderen Anzeigegerät entweder im Frequenzbereich, im Zeitbereich oder in beiden Bereichen zur gleichen Zeit angezeigt werden.

Die Zeitbereichs-Fouriertransformationen der vorliegenden Erfindung erlauben es dem Benutzer, die Antwort des DUT als Funktion der Zeit ab dem Zuführen der Anregung anzusehen. Die Zeitbereichsantwort präsentiert getrennte Antworten als Funktion des Abstands, was die Identifikation spezifischer Diskontinuitäten innerhalb des DUT und/oder des Testadapters erlaubt, während die Frequenzbereichs-Antwort des DUT die integrierte Antwort_über den Testfrequenzbereich ist. Die Antworten können innerhalb vorgebbarer "Tore" isoliert werden, wodurch Antworten außerhalb der Tore praktisch ausgeblendet werden. Eine Antwort innerhalb des Tors kann dann in den Frequenzbereich zurücktransformiert werden, falls erwünscht. Es ist so möglich, Antworten des gemessenen Systems auszublenden die von Kablen, Verbindern und Anschlußstellen stammen, um nur das DUT allein zu messen. Weiterhin werden Zeitbereichsdaten mit Geschwindigkeiten berechnet, die ähnlich der Geschwindigkeit von Frequenzbereichsmessungen sind, was die gleiche Echtzeit-

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Fähigkeit, Flexibilität und Bequemlichkeit bewirkt. Sowohl die Zeitdaten als auch die Frequenzdaten haben vergleichbare Genauigkeiten, weil die Zeitbereichsdaten aus den fehlerkorrigierten S-Parametermessungen berechnet werden.

Wesentliche Elemente der vorliegenden Erfindung sind der Analysator, welcher die ZF-Schaltungen, die Signal Verarbeitungsschaltungen, die internen Rechenschaltungen und die Anzeigeschaltungen sowie die Bedienungsfrontplatte enthält, welche dazu verwendet wird, Funktionen auszuwählen und das gesamte Meßsystem zu steuern; weiterhin ein Testadapter in Kombination mit einem Mikrowellen-ZF-Frequenzumsetzer; und schließlich eine Quelle für Testsignale, beispielsweise ein synthetisierter oder gewobbelter Oszillator, der die erwünschten Frequenzen abdeckt. Es ist eine gesonderte Schnittstelle zwischen dem Analysator und der Quelle vorgesehen, um die erforderlichen Steuerfunktionen und Datenaustauschprozesse zu erleichtern, so daß alle Steuervorgänge und alle Überwachungen für die Quelle vom Analysator aus durchgeführt werden können. Um für verschiedene Frequenzbereiche und Verbindertypen optimale Leistung zu erzielen, sind verschiedene Testadapter vorgesehen, die breitbandige Signaltrennungsbauteile, abgeglichene breitbandige Leistungsteiler und Abtaster mit hohem Wirkungsgrad, flachem Frequenzverhalten, und geringem Übersprechen enthalten. Eine gesonderte Schnittstelle dient der Steuerung durch den Analysator.

Der Analysator ist ein Mikroprozessor-gestütztes Instrument, das die Signalverarbeitung und alle Berechnungen durchführt, die mit der Fehlerkorrektur, dem Formatieren der Daten und mit Transformationen zusammenhängen. Eine Auswahl von Anzeigemodi ist vorgesehen, die logarithmische oder lineare Betragsdarstellungen in Abhängigkeit entweder von der Frequenz oder von der Zeit umfaßt, weiterhin lineare Phasendarstellung, Darstellung der Abweichung vom linearen Phasenverhalten, Darstellung der Gruppenlaufzeit in Abhängigkeit von der Frequenz, Darstellung des Standard Smith-Diagramms, komprimierte Smithdiagramm-Darstellung, expandierte Smithdiagramm-Darstellung, invertierte Smithdiagramme und eine als "Bullauge" bezeichnete Polardarstellung. Eine Vielzahl von Marken-Ausleseformaten ist auch vorgesehen. Eine Beispiel

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der Anzeigevielfalt ist eins geteilte Anzeige auf der Kathodenstrahlröhre mit zwei unabhängigen Formaten oder zwei auf einem gemeinsamen Format überlagerten Antworten. Zusätzlich können eine oder alle Kathodenstrahlröhren-Anzeigen direkt auf einen Digitalen Drucker oder Pl otter übertragen werden, ohne daß ein externe Rechner erforderlich ist. Die Bedienungsfrontplatte des Analysators enthält eine Anzahl yon Tasten, die in einer hierarchischen Struktur geordnet sind, um den gesamten Meßprozeß zu spezifizieren. Mehrere Steuertasten sind für Funktionen reserviert, die in üblichen Meßanwendungen am meisten verwendet werden, während weniger oft verwendete Funktionen durch eine Serie logischer Auswahlanzeigen verfügbar sind, die über mehrere angezeigte "weiche Tasten" oder "Softkeys" unter Steuerung interer Firmware zugänglich sind. Insgesamt können mit Hilfe der Softkeys über 70 Auswahlanzeigen mit über 320 Funktion erreicht werden, um einen weiten Bereich von Messungen an Mikrowellen-Netzwerken zu ermöglichen.

Die Erfindung wird nachfolgend näher beschrieben und anhand der Zeichnen erläutert.

Figur 1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Vektor-Netzwerkanal ysators:

Figur 2 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines Teils des in Figur 1 dargestellten Netzwerkanalysators;

Figuren 3.1 bis 3.102 zeigen Detail Schaltbilder des in Figur 2 gezeigten detaillierten Blockdiagramms;
Figur 4 zeigt die Bedienungsfrontplatte des in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysators;

Figur 5 zeigt eine hierarchische SPFR-Struktur, wie sie bei dem in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysator verwendet wird; Figuren 6 bis 15, 17 und 18 zeigen verschiedene Messungen, die mit dem in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysator durchgeführt werden können; Figur 16 zeigt die in Figur 15 gemessene und angezeigte Koaxialleitung;

Figuren 19a und 19b zeigen ein Schaltbild sowie eine Querschnittsansicht einer breitbandigen Mikrowellenbrücke zur Verwendung in dem in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysator; -

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Figuren 20 bis 23 zeigen detaillierte Blockdiagramme von vier Testadaptern, wie sie in Figur 1 gezeigt sind;

Figuren 24.1 bis 24.30 zeigen detaillierte Schaltbilder der in Figuren 20 bis 23 gezeigten Blockschaltbilder;

Figuren 25.1 bis 25.6 zeigen ein detailliertes Blockdiagramm von einem Teil des in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysators; Figuren 26.1 bis 26.6 zeigen ein Blockdiagramm und die darauf bezogenen Gleichungen, die verwendet werden, um Fehler des Gleichanteils und der Verstärkung des ZF-Abschnittes des in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysators zu justieren;

Figuren 27.1 bis 27.93 zeigen detaillierte Schaltbilder der Figuren 25.1 bis 25.6;

Figur 28 zeigt den Fluß der programmmäßigen Signalverarbeitung in dem in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysator;

Figur 29 zeigt die Struktur des Programmkontrollprozesses in dem in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysator;

Figuren 30a bis 3Oe zeigen die Zeitbereichsmoden des in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysators;
Figur 31a bis 31d zeigen den Einfluß der Fensterfunktion auf die Zeitbereichsdaten;

Figuren 32a und 32b zeigen eine Zeitbereichsantwort ohne und mit Vektor-Fehlerkorrektur; und

Figuren 33a bis 33b zeigen den Einfluß der Torfunktion auf die Zeitbereichsdaten in dem in Figur 1 gezeigten Netzwerkanalysator.

Figur 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Vektor-Netzwerkanalysatorsystems. Das Meßsystem besteht erstens aus einem Analysator 101 mit einem zweiten ZF/Detektor-Abschnitt 103 und einem Datenverarbeitungs/ Anzeigeabschnitt 105. Der Analysator 101 wird durch einen von vier angepaßten Testadaptern 107 versorgt, welche Signal trennungsschaltun-

3g gen 108 und Frequenzumsetzungschaltungen 113 für eine erste Zwischenfrequenz (ZF) entweder für Reflexions-/Transmissions-Messungen (ein anregendes Signal) oder S-Parameter-Messungen (zwei anregende Signale) bis entweder 18 GHz oder 26,5 GHz aufweisen. Der Frequenzumsetzer 113

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ist auch separat erhältlich., um die Verwendung von vom Benutzer gelieferten Signaltrennungsgeräten 108 für spezielle ausgebildete Signalkopplungsbedürfnisse zu erlauben. Die dritte wesentliche Komponente des Meßsystems ist eine kompatible Mikrowellen quelle 109, beispielsweise der synthetisierte Wobbelsender HP8340Ä, erhältlich von der Hewlett-Packard Company, PaIo Al to, Kalifornien, der verwendbar ist entv/eder in einem Frequenzschrittmode, in dem Frequenzgenauigkeit und Frequenzwiederholbarkeit in der Klasse der synthetisierten Quellen durch Phasenregelung der Quelle 109 bei jedem der über vierhundert D möglichen Frequenzschritte in gesamten durch den Analysator 101 ausgewählten Frequenzbereich möglich ist, oder im gewobbelten Frequenzmode für Anwendungen, bei denen ein extremer Frequenzbereich und hohe Stabilität und Spektalreinheit wichtig sind, beispielsweise schmalbandige Messungen mit Wobbelhüben unter 5 MHz. Ein Wobbelgenerator HP8350B mit Mikrowelleneinschüben der Serie HP83500, welche den gesamten erwünschten Frequenzbereich abdecken, aber auch mit geringeren Frequenzbereichen, kann auch verwendet v/erden, wo eine kostengünstigere Quelle ausreicht. Sowohl der HP8340A als auch der HP8350B weisen die erforderlichen analogen Schnittstellensignale und eine volle digitale

!0 Handshake-Kompatibilität mit dem Analysator 101 auf. Diese digitale Handshake-Kompatibilität erlaubt es dem Analysator 101, als Steuereinheit für das gesamte System zu dienen, indem er direkt die Quelle steuert und alle Eingaben wie Startfrequen.z, Stopfrequenz, Zentrierung, Wobbelbandbreite und Modulation zur Verfugung stellt, und weiterhin Rahmenbedingungen, welche die Quelle 109 sich normalerweise intern selber auferlegt. Wenn beispielsweise ein Benutzer über den Analysator 101 von der Quelle 109 ein Wobbein zu einer unerreichbaren Frequenz verlangt, beispielsweise 50 GHz, so wird die Quelle 109 an den Analysator 101 rückantworten, daß eine solche Frequenz nicht unterstützt ist, und der Analysator 101 informiert wiederum den Benutzer über die Situation. Deswegen braucht der Benutzer nur auf seine Schnittstelle zum Analysator 101 zu achten und kann jede Quelle 109 verwenden, welche die erforderlichen Handshake-Protokolle einhält. Weil der Analysator 101 die Quelle 109 steuert, ist es auch möglich, automatisch unterschiedliche Frequenzbereiche oder Moden (schrittweise

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oder gewobbbelt) für das Anlegen an jeden der Anschlüsse 1 und 2 auszuwählen.

In jeden Testadapter 107 integriert ist der erste ZF-Frequenzumsetzer 113 mit drei Kanälen 113a, 113b und 113c für Reflexions/Transmissionsmessungen sowie mit vier Kanälen 113a, 113b 113c und 113d für S-Parametermessungen. Die Umsetzung von HF in ZF wird durch eine Abtasttechnik erzielt, die gleichwertig zur harmonischen Mischung ist. Eine Harmonische eines abstimmbaren lokalen Oszillators 15 wird durch einen Oberwellengenerator 116 erzeugt, um mit dem eintreffenden HF-Signal gemischt zu werden, so daß ein erstes ZF-Signal von 20 MHz geliefert wird, sowohl für ein an Klemme 1 eintreffendes Signal al, ein an Klemme 2 eintreffende Signal a2, ein an Klemme 1 eintreffendes reflektiertes oder transmittiertes Signal bl und ein an Klemme 2 eintreffendes reflektiertes oder transmittiertes Signal b2. Die Frequenzabstimmung

•j5 des lokalen Oszillators 115 wird durch eine Phasenverriegelungsschaltung 117 gesteuert, die das Signal al oder a2 der ersten ZF im Referenzkanal mit einem ZF-Referenzoszillator 119 im ZF/Detektor-Abschnitt 103 vergleicht. Jede Differenz zwischen der Frequenz der Signale al oder a2 in der ZF im Referenzkanal und der Frequenz des ZF-Referenzoszillators 119 führt über den Schalter 123 zu einer Fehlerspannung auf der Fehlerspannungsleitung 121, welche den lokalen Oszillator 115 auf die Frequenz abstimmt, welche die erwünschte ZF erzeugt. Der Schalter 123 wird umgelegt, um das am besten geeignete Signal al oder a2 für die Verriegelung auszuwählen, entweder auf der Basis interner Kriterien des Systems oder nach Auswahl durch den Benutzer. Wenn die internen Kriterien verwendet werden, wird al durch den Schalter 123 ausgewählt, falls der Eingang für das eintreffende Signal die Klemme 1 ist, und wenn der Eingang für das eintreffende Signal die Klemme 2 ist, wird a2 durch den Schalter 123 ausgewählt. Dieses Schema erlaubt es dem lokalen Oszillator 115, die eintreffende HF zu verfolgen, wenn die HF-Frequenz sich mit der Zeit ändert, wie im gewobbelten Mode. Der integrierte Testadapter 107 ermöglicht einen hohen Wirkungsgrad der Umsetzung der HF in der erste ZF sogar bei 26,5 GHz, was Messungen sowohl mit hoher Empfindlichkeit als auch mit weitem Dynamikbereich möglich macht. Die Adapterstrukur vermeidet die vielfache HF-

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Umschaltung, die bei früheren Testadaptern erforderlich war, wodurch die signifikanten Unsicherheiten eliminiert werden, die durch die mangelnde Wiederholbarkeit mechanischer Schalter bewirkt ""werden. Die Reflexions/Transmissions-Testadapter 107 erfordern keine interne Umschaltung, weil der vierte Kanal 113d nicht benötigt wird, und die S-Parameter-Testadapter 107 verwenden nur einen elektronischen PIN-Diodenschalter 108, der innerhalb des Testkadapters angebracht ist und vor den Verhältnisknoten des Leistungsteilers geschaltet ist, so daß er nicht zu Unsicherheiten beitragen kann.

Mehrere neue Konzepte sind in dem ZF/Detektor-Abschnitt 103 des Änalysators 101 verkörpert worden, um die Genauigkeit der ZF-Verarbeitung und Signal detektion zu erhöhen. Der größte Teil der Phasenverriegelungsschaltungen 125 des Phasenregelkreises befindet sich in diesem Abschnitt 103. Die Harmonischenzahl und die Vorabstimmung des lokalen Oszillators werden digital über die Leitungen 127 und 129 gesteuert und bieten eine Phasenverriegelung und Gl ei chi aufverhalten, das von WobbelVorgang zu WobbelVorgang genau wiederhol bar ist. Die ersten ZF-Signale, proportional zu al, a2, bl und b2, werden durch die Mischer 138 zu einer zweiten ZF von 100 KHz umgesetzt und gehen durch ein paar j von Multiplexern 136 und Verstärkern 134 mit veränderbarer Verstärkung im zweiten ZF-Abschnitt 135, eher sie an die Synchrondetektoren 121 und 123 gesandt werden. Die Verstärkung der Verstärker wird digital gesteuert und kalibriert und durch eine Verstärkungsregelung eingestellt, um die für die Synchrondetektoren 131 und 133 zur Verfugung stehende Amplitude der zweiten ZF-Signale 130 und 132 zu optimieren, was zu einer Verbesserung von einer Größenordnung des Signal/Rausch Verhältnisses und der dynamischen Genauigkeit der Detektorausgangssignale xl, yl, x2 und y2 führt. Die Synchrondetektoren 131 und 133 verwenden ebenfalls eine digitale Architektur, die eine genaue Steuerung ihrer 90 Grad-Phasenverschiebungs-Funktion erlaubt, was zu verbesserter Genauigkeit und verbesserter Gleichtaktunterdrückung von Phasenrauscheffekten des lokalen Oszillators führt. Schließlich werden die

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detektierten Signale xl, yl, x2 und y2 mit einem Abtast-Halte-Verstärker/Multiplexer (MUX) 137 abgetastet und danach durch einen Analog/Digital -Umsetzer (ADC) 139 mit einer Auflösung von 19 Bit digitalisiert. Jede ADC-Umsetzung dauert etwa 40 Mikrosekurvden, und es werden vier Ablesungen für jeden HF-Frequenzdatenpunkt durchgeführt, um sowohl für das Referenzsignal 130 als auch für das Testsignal 132 den Real teil und Imaginärteil zu liefern.

Die Ausgabe des ADC 139 wird dann auf einem 16 Bit-Bus 141 an einen Hochgeschwindigkeits-Zentralprozessor (CPU) 134 weitergegeben, der einen Mikroprozessor wie den Motorola 68000 sowie die dazugehörigen Unterbrechungsschaltkreise und Ein/Ausgabe-Steuerschaltkreise umfaßt. Weil die CPU 143 in den Analysator 101 integriert ist, ist es möglich, eine Mehrprozeß-Architektur (Multitasking-Architektur) zu verwenden, um die Zeit mit besserem Wirkungsgrad auszunützen, als es vorher möglieh war. Diese strukturelle Integration erlaubt auch eine wesentliche Erhöhung der Datenverarbeitungsflexibilität und der Systemsteuerleistung. Die CPU 143 steuert die HF-Quelle 109, den Testadapter 107 und zusammen mit der Abtastauswahl- und Zeitsteuerschaltung 146 die gesamten ZF-Verarbeitungsfunktionen, was die Phasenverriegelungsschaltung 125, die Verstärkerungsregelung in den ZF-Verstärkern 134, die Detektion durch die Synchrondetektoren 131 und 133 und die Digitalisierung durch den ADC 139 umfaßt, über eine gesonderte Systemschnittstelle und Sammelleitung 145. Die CPU 143 stößt periodisch eine Selbstkalibrierungssequenzfür die ZF-Verstärker 134, die Synchrondetektoren 131 und 133 und den ADC 139 an, und die sich ergebenden Änderungen der Verstärkung, des Gleichanteils und der Zirkularität werden im Speicher 147 gespeichert, so daß die Änderungen in den ZF-Verstärkern 134 von den gemessenen Ergebnissen abgezogen werden können. Die CPU 143 führt auch alle DatanVerarbeitungsfunktionen für das System aus. Die Signale in ZF-Abschnitt 103 werden als lineare Real teile und Imaginärteile einer vektoriellen Größe detektiert, und die CPU verarbeitet die detektierten Daten zu einer Vielzahl von Formaten zur Anzeige auf der Kathodenstrahlröhre 149. Durch die digitale Berechnung der verschiedenen Meßwertformate werden Verbesserungen des Dynamikbereichs und der

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Auflösung gegenüber traditionellen Techniken der Verarbeitung mit analogen Schaltkreisen erzielt.

Bei früheren Netzwerkanalysator-Systemen war ein externer Rechner erforderlich, um systematische Fehler zu charakterisieren und zu entfernen. Bei der vorliegenden Erfindung besteht diese Fähigkeit intern mit ausreichender Speicherkapazität (d.h. 256 kBytes Speicher mit wahlfreien Zugriff (RAM) und 256 kBytes Magnetblasenspeicher) im Speicher 147, um bis zu zwei Datenkurven mit jeweils 401 Punkten mit einer zwölfterm-Vektorfehlerkorrektur zu speichern (jedes Byte des Speichers besteht aus einer Datenspeichereinrichtung für 8 Bits). Zusätzlich können die gemessenen Daten umgesetzt werden, um die Antwort des DUT 111 als Funktion der Zeit (Zeitbereich) anzuzeigen, wozu ein interner Fouriertransformationsprozeß verwendet wird. Alle Datenverarbeitung findet durch parallele Datenverarbeitung in der CPU 143 praktisch in Echtzeit statt, welches durch den Einbau eines spezialisierten Vektor-Mathematikprozessors 151 für Fließkommarechnungen mit komplexen Zahlen unterstützt wird, der speziell für schnelle vektorielle Berechnungen ausgelegt ist. Die Multiplikation zweier komplexer Zahl durch aen Vektor-Mathematikprozessor 151 erfordert nur eine Operation, wobei das Produkt innerhalb von 20 Mikrosekunden verfügbar ist, so daß fehlerkorrigierte Meßergebnisse tausendmal schneller verfügbar sind als nach dem Stand der Technik. Durch einen internen Vektor-Graphikgenerator werden die in Echtzeit verarbeiteten Daten dann sofort auf der Kathodenstrahlröhre 149, auf einem digitalen Drucker/Plotter 155, oder über eine'IEEE-488 (HP-IB) Schnittstelle und Sammelschiene 157 an externe Geräte weitergegeben. Gegenwärtige und auch frühere Zustände der Bedienungsfrontplatten-Steuerelemente 159, frühere und gegenwärtige Datenkurven und ganze Systemkalibrierungen können auch im Speicher 147 gespeichert und von dort zurückgerufen werden oder auf eine eingebaute Magnetbandeinheit 161 geladen und von dort zurückgelesen werden., unter Steuerung über die Systemschnittsteile und Sammelleitung 157 durch die CPU 143.

Wie bereits erklärt und mit mehr Einzelheiten in Figur 2 dargestellt, ist die CPU 143 mit ihrem 16-Bit Multitasking-Mikroprozessor 201, Ein/

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Ausgabeschaltkreisen 203, und dem Unterbrechungssystem und Ein/ Ausgabesteuersystem 205, sowie der Vektor-Mathematikprozessor 151 mit seinem Prozessorschaltkreis 207 und Kontrollschaltkreis 209 der Schlüssel zu der Hochgeschwindigkeitsleistung der vorliegender Erfindung. Die Architektur des Vektor-Mathematikprozessors 151 mit variabler Genauigkeit und variabler Funktion macht ihn dafür anpaßbar, mathematische Fließkommaoperationen und komplexe Zahlenoperationen durchzuführen. Der Vektor-Mathematikprozessor 151 läuft mit einer 16-MHz-Taktfrequenz 208, die innerhalb des Mikroprozessors 201 erzeugt wird, und wird durch eine Zustandsmaschine 201 gesteuert, die 1 kByte Festspeicher (RAM) zum Speichern von Mikrocode aufweist.

Um eine maximale Datenverarbeitungsgeschwindigkeit sicherzustellen, ist die Verarbeitungsleistung zusätzlich zum Mikroprozessor 201 und zum Mathematikprozessor 207 auf verschiedene internen Steuereinheiten aufgeteilt. Eine zusätzliche Zustandsmaschine mit 1 kByte Mikrocode wird durch den Anzeigengenerator 153 benutzt, um eine Anzeige von sowohl Daten als auch Anzeigeformaten aus einer Liste in dem Anzeige-RAM 217 zu erzeugen, wobei die Kathodenstrahlröhre 149 in dem Anzeigenabschnitt 218 durch einen Liniengenerator 219 gesteuert wird, der ein neues X-Y-Punktepaar etwa alle 4 Mikrosekunden positioniert. In gleicher Weise haben auch die Systemsammen eitung 145 und die externe HP-IB Sammelleitung 157 ihre eigenen internen Prozessoren 221. und 223. Schließlich sind Steuereinheiten 225, 227 und 229 jeweils dem Magnetbandlaufwerk 161, dem Blasenspeicher 231 innerhalb des Speicher 147 und der Bedienungsfrontplatte 159 zugeordnet.

Auch der Speicherplatz ist nach funktionell en Bedürfnissen verteilt. 16 kByte Festwertspeicher 233 innerhalb des Speichers 147 werden für interne Testsoftware und den Systemstart verwendet. Die hauptsächliche Systemsoftware wird aus 128 kByte nichtflüchtigen Blasenspeichers 235 3Q innerhalb des Speichers 147 entnommen und in 128 kByte des Haupt-Schreib/Lese-Speichers (RAM) 237, auch innerhalb des Speichers 147, angebracht. 8 kByte Festwertspeicher 239 sind dem Blasenspeicher 231 zur Verwendung im Test und beim Systemstart zugeordnet. 16 kByte der

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zweiten 128 kByte des Blasenspeichers 235 werden dazu verwendet, Gleichungskoeffizienten zu speichern, die in der Vektor-Fehlerkorrektur verwendet werden. Die verbleibenden 68 kBytes des Blasenspeichers 235 enthalten rückrufbare Gerätezustände, gespeicherte Meßdaten und zusätzliche Systemsoftware. Der Inhalt der Anzeige auf der Kathodenstrahlröhre wird in 32 kByte Anzeigespeicher (RAM) 217 gespeichert. Die verbleibenden 96 kByte des Anzeigespeichers 217 werden für Daten, Koeffizienten, und Kontrolltabellen vewendet. Persönlicher Hintergrundspeicher, Testsoftware, zusätzliche Systemsoftware und Daten können nach Wunsch in der Magnetbandlaufeinheit 241 gespeichert und abgerufen werden.

Die Figuren 3.1 bis 3.102 zeigen detaillierte Schaltbilder des in Figur 2 gezeigten Blockdiagramms. Die CPU 143 ist in den Figuren 3.1 bis 3.12 sowie in den Figuren 3.49 bis 3.54 gezeigt, mit dem Mikroprozessor 201 in Figur 3.2, der Ein/Ausgabe-Schnittstelle und dem Unterbrechungssystem 203 und 205 in den Figuren 3.49 bis 3.54. Der Festwertspeicher 233 ist in Figur 3.5 gezeigt, der Schreib/Lesespeicher 237 ist in den Figuren 3.9 bis 3.11, und der Blasenspeicher 147 ist in den Figuren 3.24. bis 3.32 gezeigt. Der Anzeigengenerator 153 ist in den Figuren 3.33 bis 3.48 gezeigt, der Anzeigenrabschnitt 218 ist in den Figuren 3.64 bis 3.90 gezeigt, mit dem Liniengenerator 219 in den Figuren 3.79 bis 3.90. Die Schnittstelle 141 ist in Figur 3.1 gezeigt, und die externe HP-IB Schnittstelle 233 und die Systemschnittstelle 231 sind in Figur 3.58 gezeigt. Die Zeitgeber 211 sind in Figur 3.2 gezeigt. Die Bedienungsfrontplatten-Schnittstelle 229 ist in den Figuren 3.55 bis 3.56 gezeigt, und der Rest der Bedienungsfrontplatte 159 ist in den Figuren 3.60 bis 3.63 gezeigt. Das Magnetbandlaufwerk 161 ist in Figur 3.157 gezeigt. Die verschiedenen Netzteile 250 für den Datenprozessor/Anzeigenabschnitt 125 sind den in Figuren 3.91 bis 3.102 gezeigt.

Der in den Figuren 3.13 bis 3.22 gezeigte Vektor-Mathematikprozessor 151 ist aus einer Anzahl kommerziell erhältlicher Schaltkreise in mittlerer Integrationsdichte wie folgt konstruiert: U65, U74 und U97 sind 74S153 Multiplexer, U37 ist ein 74S175 D-Flipflop, U91 ist ein

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74LS385 Addierer, U65-68 und U82-85 sind 25LS14 Multiplizierer und U69-72 und U86-89 sind 25LS299 Schieberegister. Der 16 MHz-Taktgenerator 208 ist in Einzelheiten in Figur 3.1 und die Zustandsmaschine 210 ist in Einzelheiten in den Figuren 3.13 bis 3.14 gezeigt.

Figur 4 zeigt die Bedienungsfrontplatte 159 der vorliegender Erfindung mit der Fähigkeit, zwei unabhängige Messungen auf zwei Meßkanälen einzurichten und zu steuern, die durch Kanal tasten 405 und 407 ausgewählt werden. Wenn der Anzeiger 401 oder 403 über den Kanal tasten 405 und 407 erleuchtet ist, ist der jeweilige Kanal als der durch die Frontplatte 159 gesteuerte Kanal ausgewählt. Die Kathodenstrahlröhre 149 ist auch zur Anzeige auf der Bedienungsfrontplatte 159 verfügbar. Die Darstellung auf der Kathodenstrahlröhre 149 umfaßt Teilungen falls erwünscht, Titel für eine oder zwei Datenkurven nebeneinander oder überlagerte Datenkurven, Symbole für die Position einer Referenzlinie und Kanal anzeigen für den angezeigten Parameter, sowie eine Anzeige des Anzeigeformats, des Wertes der Referenzlinie, horizontaler und vertikaler Skalen und die Werte benutzter Marken. Die Frequenz der Quelle und andere Information über das anregende Signal wird auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt. Es ist auch ein Auswahlanzeigenbereich 409 auf der Kathodenstrahlröhre 149 vorgesehen, in dem keine Datenkurven angezeigt werden, und der dazu dient, die gerade aktiven Funktionen zu identifizieren, welche über angezeigte Softkeys 411 ausgewählt werden können. Die Softkeys 411 erweitern deshalb die verfügbaren Fähigkeiten des Instrumentes, indem sie auswahl bare Funktionen hinzufügen, ohne die Komplexität der Bedienungsfrontplatte zu erhöhen. Eine Eingabe-Aus-Taste 413 löscht der Zustand der aktiven Eingabe. Aufforderungsmarken, Anzeigen der Gerätefunktion, Anweisungen zum Vorgehen, Fehleranweisung, und Ratschläge zum Vorgehen erscheinen auch auf der Kathodenstrahlröhre 149. Wenn eine Mitteilung wichtig für die Messung ist, wird der Bedienperson durch einen Piepton aufmerksam gemacht, so daß sie die Mitteilung ansieht. Ein Ti te!bereich 415 für bis zu 50 Zeichen zur Information über die angezeigte Messung ist auch vorgesehen. Um die Titel funktion zu benutzen, wird die "zusätzliche Auswahl" Systemtaste 417 gedruckt, und danach einer der Softkeys 411,

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der mit "Titel" beschriften sein wird. Ein Drehkopf 419 eines drehbaren Impulsgebers (RPG) wird dann gedreht, um ein Pfeil symbol unter dem ersten gewünschten Buchstaben zu positionieren, der auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt wird. Der Benutzer drückt dann einen "wähle Buchstabe"-Softkey 411, und der ausgewählte Buchstabe erscheint im Titel bereich 415. Dieser Vorgang wird nach Wunsch wiederholt, zusammen mit den erwünschten "Leertaste"-Softkeys 411 und "Rückschritt" Tasten 411, abgeschlossen durch einen "Fertig"-Softkey 411 und gelöscht durch eine "Lösche" Taste 411.

Alle grundlegenden Funktion der Messung werden durch vier Gruppen von Tasten (SPFR) gesteuert, die mit "Stimulus" (Anregung) 423, "Parameter" 425, "Format" 427 und "Response" (Anzeige) 429 beschriftet sind, und die jeweils benutzt werden, um den Stimulus (das anregende Signal), den gemessenen Parameter und das gewünschte Format auszuwählen sowie die Anzeige (Response) für die erwünschten Messung einzustellen. Die Stimulus-Tasten 423 ermöglicht direkte Steuerung der Quelle 109, um die Frequenzen, die Quellenleistung, die Wobbeizeit und andere hierzu in Beziehung stehenden Funktionen einzustellen. Die Parameter-Tasten wählen den zu messenden Parameter. Bei Anschluß der Quelle 109 an die Klemme 1 wird Sn für Reflexion (return loss) ausgewählt und S21 für Transmission (Tnsertion loss oder gain, Durchgangsdänipfung oder Verstärkung) ausgewählt. Gleichermaßen wird bei Anschluß der Quelle 109 an Klemme 2 S22 für die Reflexion und S3.2 für die Transmission ausgewählt. Die passende Steuerung des Testadapters 107 wird automatisch in Abhängigkeit vom ausgewählten Parameter aktiviert. Die Formattasten 427 bringen die gemessenen Parameterdaten in das erwünschte Format: logarithmisch (dB), Phase, Gruppenlaufzeit, und Smithdiagramm, oder alternativ Stehwellenverhältnis, linearer Betrag, R + jX Iimpedanz oder andere. Die Responsetasten 429 stellen den Betrag pro Skaleneinteilung, den Referenzwert und die Referenzposition ein oder lassen die AUTO-Funktion über die "Auto" Taste 430 automatisch alle gemessenen Daten automatisch auf der gesamten Anzeige 149 mit . angenehmen Werten des Referenzwerts und der Skala darstellen. Zusätzliche Responsefunktionen umfassen Mittelwertbildung, Glätten und einen elektronischen Leitungsstrecker.

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Die hierarchische Kanal-Parameter-Format-Response (CPFR)-Struktur, welche in der vorliegende Erfindung verwendet wird, ist in Figur 5 dargestellt. Wenn einmal ein bestimmter Weg durch die CPFR-Struktur ausgewählt worden ist, wird dieser Weg im Speicher 147 für späteren Bezug gespeichert. Wenn dann ein Element der CPFR-Struktur verändert wird, beispielsweise der Parameter von S^ in S22 geändert wird, wird der gesamte Pfad, der vorher mit dem neuen Element verknüpft war, automatisch zur Verwendung durch das gesamte System wieder eingerichtet. Beispielsweise wird, wenn derzeit der Kanal 1 dazu verwendet wird, den Parameter Sn mit eine logarithmischen Anzeige des Betrages und einer vertikalen Skala von 0,2 dB pro Teilstrich anzuzeigen, und wenn vorher der Kanal 1 dazu verwendet wurde, den Parameter S22 zu messen mit einer linearen Anzeige des Betrages mit 5 Mill i-Einheiten pro Teilstrich vertikaler Skala, das Anzeigenformat automatisch von der logarithmisehen Betragsanzeige in die lineare Betragsanzeige umgeschaltet, und die Skala ändert sich automatisch von 0,2 dB pro Teilstrich in 5 MiI-1i-Einheiten pro Teilstrich, wenn der Parameter vom S\\ nach S22 geändert wird. Weil die CPFR Struktur ein hierarchischer Baum ist, und weil Parameter niederiger in der Hierarchie stehen als Kanäle, wird außerdem die Kanalnummer nicht geändert, wenn der Parameter wie in dem vorliegenden Beispiel verändert wird. In gleicher Weise unterliegen, wenn der Kanal gewechselt wird, der Parameter, das Format und die Anzeige (Response) alle einer automatischen Neueinstellung, und wenn nur das Format geändert wird, unterliegt nur die Anzeige (Response) eine automatischen Neueinstellung. Natürlich kann jeder der CPFR-Werte von der Bedienungsfrontplatte 159 aus nach Wunsch des Benutzers geändert werden. Das Ergebnis dieses hierarchischen CPFR-Struktur ist ein wesentlich erhöhter Grad von Geschwindigkeit und Bequemlichkeit für den Benutzer.

Die numerischen Eingabetasten 431 werden benutzt, wenn ein numerischerWert eingegeben werden soll, der wiederum abgeschlossen wird durch eine der vier Abschlußtasten G/n 433, M/u 435, k/m 437 und xl 439. Die vier Abschlußtasten 433 bis 439 werden benutzt, wenn der eingegebene und abzuschließende Wert jeweils die Größenordnung Giga (10+9) _{oder Nano}

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Int. Az.: Case 1784

oder MilIi (IQ-³), oder die Größe eine grundlegenden Einheit (10°) wie beispielsweise dB, Grad, Sekunde oder Hertz erhalten soll. Die vier Abschlußtasten 433 bis 439 haben die besondere Eigenschaft, daß kein bestimmter Satz von Maßeinheiten irgendeiner der Tasten dauerhaft zugeordnet ist, so daß wesentlich weniger Abschlußtasten erforderlich sind als nach dem Stand der Technik.

Drücken der "Speiehern"-Taste 441, und danach eines der der auf der Kathodenstrahlröhre dargestellten Softkeys 411 speichert den vorliegenden vollständigen Zustand des Netzwerkanalysators 101 sowie die gesteuerten Funktionen der Quelle 109 und des Testadapters 107. Die "Rückhol"-Taste 443 wird in Verbindung mit einem nachfolgenden, auf der Kathodenstrahlröhre dargestellten Softkey 411 verwendet, um den vorher gespeicherten Zustand des Instruments wiederherzustellen. Die hierarchische CPFR-Struktur ist ein integraler Bestandteil des Geräteszustandes.

Die "Band"-Taste in dem Block "zusätzliche Auswahl" 471 zeigt Softkeys 409 für die Steuerung des internen Magnetbandlaufwerkes 241 an. Die Magnetbandfunktionen erlauben das Initialisieren von Magnetbandkassetten, das Speichern vom Daten auf Band, das Zurückladen von Daten vom Band, das Löschen von Daten auf dem Band, das Rückgängigmachen des letzten durchgeführten Daten!öschvorgangs und das Anzeigen einer Liste vom Bandinhalten auf der Kathodenstrahlröhre 149. Die Banddaten können eine Kombination des folgenden sein:

1. Meßdaten nach Korrekturen der zweiten ZF und des Detektors (Rohdaten), nach Fehlerkorrektur und/oder Zeitbereichsumwandlungen (Daten), oder nach Formatierung {formatierte Daten), jeweils für einen oder für beide Meßkanäle.

2. Spei eherdaten, die nach einer Zeitbereichsumwandlung und vor einer Formatierung in einer früheren Messung gespeichert wurden, einzeln oder alle auf einmal.

3. Vom Benutzer auf der Kathodenstrahlröhre 149 (Figur 4) erzeugte Graphik.

4. Einer oder alle Sätze von Geerätezuständen, die durch Drücken der "Speiehern"-Taste 441 (Figur 4) gespeichert worden sind.

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5. Einer oder alle Sätze von Fehlerkoeffizientan, die durch Drücken der CAL-Taste 457 sowie eines der nachfolgenden Kai ibrierungs-Softkeys 411, mit Beschriftungen im Bereich 409, gemessen und gespeichert worden sind.

6. Einer oder alle Sätze vom Beschreibungen von Kalibrierungsstandards (CaI Kits).

7. Ein kompletter Speicherauszug der Maschine, bestehend aus allen Sätzen aller unter 1 bis 6 beschriebenen Daten.

8. System-, Wartungs- oder Vorführungssoftware, hierunter auch Optionen, überarbeitete Versionen und neue Software.

Wenn Meßdaten vom Band an einen beliebigen Punkt in den Datenverarbeitungspfad geladen werden, wird die Anzeige auf der Kathodenstrahlröhre 149 so auf den neuesten Stand gebracht, daß die geladenen Daten mit nachfolgender Datenverarbeitung angezeigt werden.

Wenn ein externes Gerät das System über die HP-IB Schnittstelle 157 steuert, wird die Steuerung des Systems durch drücken der "Lokal"-Taste 445 an die Bedienungsfrontplatte zurückgegeben. Die "Restart"-Taste 447 wird verwendet um eine vorher gestartete Messung oder Datenverarbeitungsoperation, wie beispielsweise Wobbein oder Mitteln, neu zu starten.

Drei Blöcke der Tasten auf der Bedienungsfrontplatte bieten zusammen mit den Softkeys 411 eine zusätzlich, "MENUS" genannte Betriebsart für Funktionen, die weniger oft benutzt werden als die Funktion, denen reservierte Tasten zugeordnet wird. Die vier Menu-Tasten 449, 451, 453 und 455 bieten Erweiterungen der CPFR-Tasten 423, 425, 427 und 429; die Tasten mit den Bezeichnung CAL 457, Domain 459, Display 451 und Marker 463 im Menublock 465 erlauben die Auswahl verschiedener Meß- und Anzeigemodi; und die Tasten mit den Bezeichnung Copy 467, Tape 469 und System 417 unter dem Hilfsmenublock 471 liefern messungsbezogene Ein- und Ausgabeoperationen. Anhang A zeigt ein Beispiel eines der verschiedenen Menus mit den Beschriftungen der Softkeys, wie sie im Auswahl bereich 409 der Kathodenstrahlröhre 149 gegenüber den dazu in Beziehung stehenden Softkeys 411 angezeigt werden.

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Wenn ein Menu auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt ist, wird die laufende Auswahl durch eine Linie unter der Beschriftung angezeigt, und sich gegenseitig ausschließende und/oder in naher Beziehung zueinander stehende Auswahlen sind durch Punkte verbunden. Durch Drücken des Softkey 411 neben einer der Beschriftungen im Bereich 409 wird entweder die entsprechende Funktion ausgeführt oder ein weitere Satz vom Menubeschriftungen angezeigt. Wenn die ausgewählte Funktion eine Eingabe anfordert, werden der Drehknopf des drehbaren Pulsgenerators 419 und die Eingabetasten 431 zum Antworten verwendet. Zusätzliche Funktionen werden durch Drücken einer weiteren Taste ausgewählt. Eine "vorheriges Menu"-Taste 473 wird benutzt, um zu dem vorher angezeigten Menu in einer Reihe zurückzukehren. Wenn das vorher angezeigten Menu das erste einer Reihe vom Menus war, wird das Menu vom Bildschirm 149 gelöscht.

Mehrere der vielen verschiedenen Anzeigen, die entweder auf der Kathodenstrahlröhre 149 oder auf dem Drucker/Plotter 155 zur Verfugung stehen, sind in den Figuren 6 bis 15, 17 und 18 angezeigt. Figur δ zeigt eine typische Zweikurvenmessung zweier verschiedener Parameter Sn und Sl2> angezeigt durch Kurvennummern 601 und 602, jeweils mit dem gleichen logarithmischen Betragsformat, die beispielsweise benutzt werden kann, um gleichzeitig die Impedanz und die Isolation eines Zirkulators in Echtzeit einzustellen. Figur 7 zeigt zwei überlagerte Kyrven 701 und 702 für jeweils die Klemmen 2 und 3 eines Vielphasenfliters mit drei Klemmen. Figur 8 zeigt eine einzelne Kurve einer Kombination aus einem Verstärker und einem Abschwächer, um die vollständige Schi eifenantwort der aktiven Schaltung anzuzeigen. Figur 9 zeigt einen Meßkurve des gleichen aktiven Verstärkers wie in Figur 8, der in einer durch der Benutzer definierten Bezugsebene mit einer elektrischen Verzögerung von 6,0421 Nanosekunden unter Benutzung des elektronische Leitungsstreckers kalibriert ist. Figur 10 zeigt eine geteilte Anzeige zweier gleichzeitiger Messungen zweier verschiedener Parameter S\\ und Si2> wie sie auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt wird. Figur 11 zeigt eine andere Version der geteilten Anzeige, geteilt um die Antwort eines akustischen Oberflächenwellenfliters (SAW-Filter) gleichzeitig im Frequenzbereich und im Zeitbereich anzuzeigen. Zu Beachten

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ist das Auftreten des Dreifachdurchlauf-Peaks 1101 in der Zeitbereichsantwort. Figur 12 zeigt zwei verschiedene, in verschiedenen Formaten (Stehwellenbild und Abweichung vom linearen Phasenverhalten) angezeigte Parameter in Kurven 1201 und 1202. Figur 13 zeigt eine vorher gemessene Kurve 1301 aus dem "Speicher" und die laufende Meßkurve 1302 des gleichen Parameters S2i, die dafür benutzt werden kann. Übertragungsleitungen bis auf 0,01 Grad aneinander anzugleichen. Figur 14 zeigt die Anzeige der Gruppenlaufzeit eines typischen HF-Koimunikationsfilters, das mit der vorliegender Erfindung in Echtzeit beobachtet und zum Erzielen optimaler Gruppenlaufzeit-Flachheit eingestellt werden kann. Figur 15 zeigt eine lineare Anzeige einer HF-Schaltung im transformierten Zeitbereich zusammen mit einer Reihe von 5 Marken 1501-1505 zum Markieren der fünf Unstetigkeitsstellen (Verbinder 1601, Verbinder 1602, Adapter 1603, Verbinder 1604, und Abschluß 1606) einer in Figur 16 dargestellten koaxialen Leitung 1610. Figur 17 zeigt eine geteilte Anzeige mit zwei polaren Darstellungen, wie sie gleichzeitig auf der Kathodenstrahlröhre 149 dargestellt werden. Jede der Figuren 6 bis 15 und 17 sind Anzeigen realer Hochfrequenzbauelemente, wie sie in Echtzeit auf der Kathodenstrahlrohre 149 dargestellt werden. Diese gleichen Anzeigen können auch auf dem Drucker/Plotter 155 ausgedruckt werden, während sie auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt werden, und zwar mit jeder erwünschten Größenänderung und in einer Anzahl verschiedener Farben. Falls erwünscht, können auch mehrere der Bildschirmanzeigen auf den Drucker/Pl otter 155 zu einem Vierquadranten-Bild vereint werden, wie in Figur 18 gezeigt.

Bis zu fünf verschiedene Marken für die Kurven auf der Kathodenstrahlröhre 149 sind über die "Marken"-Taste 463 zusammen mit den Softkeys 411 zugänglich, wie in Figur 15 durch die Marken 1501-1505 gezeigt. Die Marken werden in einer Anzahl verschiedener Weisen gesteuert. Die numerischen Eingabetasten 431 werden benutzt, um die Marken auf eine exakte numerische Position zu setzen, der Drehkopf des drehbaren Impulsgebers 419 wird verwendet, um die Marken entlang der Spuren auf der Kathodenstrahlröhre 149 zu bewegen, die "Schrittauf"-Taste 475 und die "Schrittab"-Taste 477 bewegen die Marken jeweils eine horizontale

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Teilung nach links oder nach rechts. Der genaue Viert der Markenposition wird auch sofort auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt, wie in Figur 8 anhand der Marke 801 und des angezeigten Wertes 802 dargestellt. Die Markenbezeichnung 803 wird in der Nähe der Marke 801 angezeigt. Weiterhin bewegen sich die Markenbezeichnungen zusammen mit den Marken, wenn die Marken entlang der Spuren bewegt werden, so daß der Benutzer immer sofort feststellen kann, welche Marke und welche zugehörige Markenbezeichnung welche ist. Eine weitere, über die Softkeys 411 zugängliche Funktion sind Delta-Marken zum Auslesen der Differenz der Kurvenwerte zwischen einer Referenzmarke und einer Delta-Marke, wie in Figur 7 anhand der Marken 703 und 706 gezeigt. Der Drehknopf des drehbaren Impulsgenerators 419 wird dazu benutzt, nacheinander die Referenzmarke und die Delta-Marke zu positionieren, und die Differenz der Kurvenwerte wird sofort auf der Kathodenstrahlröhre 149 angezeigt.

Mit Hilfe der Softkeys 411 sind auch Marke-auf-Minimum und Marke-auf-Maximum-Funktionen verfügbar, um eine ausgewählte Marke auf den Minimalwert oder den Maximalwert der angezeigten Kurve zu bewegen, wie in Figur 10 durch die Marken 1001 und 1002 gezeigt. Eine weitere Funktion ist die Anzeige der Markenfrequenz, wie in Figur 10 durch 1003 gezeigt, oder eines anderen Stimulus-Wertes, wie in Figur 15 durch 1507 und 1506 gezeigt.

Die "Gleich Marke"-Taste 479 gibt den laufenden Wert des Stimulus oder der Amplitude der letzten aktiven Marke für die gerade aktivierte Funktion ein, wie erforderlich. Beispielsweise bewirkt das Auswählen der Referenzwerttaste (429 in Figur 4) gefolgt von der "Gleich Marke"-Taste 479, daß die Amplitude der Marke als Referenzwert eingegeben wird. In ähnlicher Weise bewirkt Auswählen der "Stimulus Start"-Taste (423 in Figur 4), gefolgt durch die "Gleichmarke"-Taste 479, daß der Frequenzwert oder andere Stimulus-Wert der Marke als Startfunktion eingegeben wird.

Die breitbandigen Testadapter 107 bis 26,5 GHz enthalten eine Hochleistungs-HF-Richtbrücke in triaxialer Bauweise 1901, wie schematisch in Figur 19a und 19b gezeigt, die an jede der DUT-Klemmen 1 und 2 angeschlossen ist, wie in Figuren 20 und 21 gezeigt. Die Richtbrücke 1901

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Int. Az.: Case 1784

ist eine abgeglichene Wheatstone-Brücke 1903, die ein schwimmendes Vektorsignal ohne Störung der abgeglichenen Brückenkonfiguration für die Messung in einem einseitig geerdeten Detektorsystem gewinnt. Teil dieser Hochleistungs-HF-Richtbrücke 1901 ist eine Kombination aus einer Referenzlast und einer Umsymmetrieranordnung 1905, die Signaltrennung über das gesamte Frequenzband zwischen 45 MHz und 26,5 GHz liefert und auch das Anlegen einer Gleichspannung als Teil der HF-Eingangsspannung Vj_n an das DUT 111 über ein konventionelles HF-Vorspannungs-T 2105 erlaubt. Im Gegensatz dazu verwenden die schmalbandigeren Testadapter 107, wie in Figur 22 und 23 gezeigt, einen konventionellen Richtkoppler 2001 für jede Klemme, um den Frequenzbereich von 0,5 GHz bis 18 GHz abzudecken. Durch den Einbau der Signal trennungsei emente 108 in die Testadapter 107 werden breitbandige Vektormessungen mit nur einer Verbindung des DUT 111 zwischen Klemme 1 und Klemme 2 ermöglicht.

Jeder der Testadapter 107 enthält seine eigenen Netzgeräte 2001, um die Systemkonfiguration zu vereinfachen, und jeder der Testadapter hat seine eigene HP-IB Schnittstelle 2003, die zum Liefern vom Steuer- und Identifikationsdaten über den Systembus 145 an den Analysator 101 gekoppelt ist. Jeder der Testadapter 107 ist mit dem Abschnitt 103 jeweils über einen ersten ZF-MuItiplexer 2002 oder 2102 gekoppelt, um eine Aneinanderreihung mehrerer Testkoppler zu ermöglichen. Die ersten ZF-MuItiplexer 2002 und 2102 sind wiederum mit jeweils den Verbindungen al, bl und b2 der Reflexions/Transmissions-Testadapter in Figur und 21 verbunden, beziehungsweise mit den Verbindung al, a2, bl und b2 der S-Parameter Testadapter in Figuren 21 und 23. Die S-Parameter Testadapter enthalten auch Frontplattenanzeigen 2104 (d.h. Leuchtanzeiger 490 und 492 in Figur 4), um die aktive Testklemme anzuzeigen, und jeweils ein konventionelles Gleichspannungs-T 2105 in jedem der Testkanale, um eine Vorspannungs 2107 zu liefern, die beim Test aktiver Elemente erforderlich ist, PIN-Dioden-Schalter 2109 unter Kontrolle des Analysators 101 über die Systemdatensammelleitung 145 und eine Schalterschnittstelle 2110 für das Umschalten des HF-Einganges zwischen den Klemmen 1 und 2 sowie einstellbare Abschwächer 2111 unter Kontrolle des Analysators 101 über die Systemdatensammelleitung 145

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und eine Abschwächerschnittsteile 2213. Verschiedene HF-Anschlüsse 2015 und Test- und Referenz-Verlängerungen 2117 sind vorgesehen für die Einstellung und den Abgleich der HF-Leistungspegel .·_.

Jeder der Testadapter hat einen Frequenzumsetzer 113, um die erste ZF-Umsetzung der HF-Signale in unmittelbarer Nähe der HF-Eingangs- und Testklemmen durchzuführen. Innnerhalb der Frequenzumsetzer 113 befinden sich die spannungsgesteuerten Oszillatoren 115, die ersten ZF-Abtaster 2019, Pulsgeneratoren 2021 zum Treiben der ersten ZF-Abtaster 2019 und erste ZF-Verstärker 2023 und 2123. Die ersten ZF-Verstärker 2023 weisen ein Bandpaßfilter 2231 im Eingang, einen Filterverstärker 2133 sowie ein Tiefpaßfilter 2135 im Ausgang auf, um zusätzliche Signalformung zu liefern. Jeder der spannungsgesteuerten Oszillatoren 115 wird durch eine Abtast-Halte-Schaltung 2025, einen Summierknoten 2027 und einen Pufferverstärker 2029 getrieben, die an die Phasenverriegelungsschaltung 125 in Abschnitt 103 gekoppelt sind.

Die Figuren 24.1. bis 24.33 zeigen detaillierte Schaltbilder der in Figur 20 bis 23 gezeigten Testadapter 107. Die Figuren 24.1 bis 24.4 zeigen die Frontplatten-Anzeiger 2104, die Figuren 24.5 bis 24.8 zeigen die ersten ZF-MuItiplexer 2002 und 2102, die Figuren 24.9 bis 24.14 zeigen die spannungsgesteuerten Oszillatoren 115 und zugehörigen Treiber, die Figuren 24.15 bis 24.20 zeigen die HP-IB Schnittstelle 2003, die Figuren 24.21 bis 24.25 zeigen die Abschwächer 2111 und den PIN-Dioden-Schalter 2109, die Figuren 24.26 bis 24.28 zeigen die ersten ZF-Abtaster 2019 und die ersten ZF-Verstärker 2023 und 2123, und die Figuren 24.29 bis 24.33 zeigen die Netzgeräte 2001 der Testadapter.

Ein detailliertes Blockdiagramm des in Figur 1 gezeigten zweiten ZF/ Detektor-Abschnittes 103 ist in den Figuren 25.1 bis 26.6 dargestellt. Nachdem die Signale ai, a2, bi und b2 durch die zweiten ZF-Mischer auf die zweite Zwischenfrequenz (ZF) umgesetzt sind, werden die sich ergebenden Signale ai', ag', h\ und bz" an die zweiten ZF-MuI ti pl exer 136 weiter geleitet, wie in Figur 25.2 dargestellt. Eine 100 KHz-Kalibrierfrequenz 2501, die durch den Oszillator 119 erzeugt wird, sowie ein Massenpegel 2505 werden auch an die zweiten ZF-MuItiplexer

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136 angelegt, so daß die zweiten ZF-Kanäle automatisch sowohl nach Verstärkung und Gleichanteil kalibriert werden können. Diese automatische Kalibrierung wird ausgeführt, indem die vektorielle Verstärkung jedes der vier nacheinandergeschalteten 12 dB-Verstärker, die zusammen die Verstärker 2503 bilden, mit Hilfe des ADC 139 auf 0,001 dB gemessen wird. Fehler der Gleichanteile werden dadurch eliminiert, daß der Massenpegel 2502 an die Multiplexer 136 angelegt wird, die Verstärkung der Verstärker 2503 ausgeschaltet wird und das resultierenden Signal mit dem ADC 139 für jede von vier Phaseneinstellungen (0, 90, 180, und 270 Grad) der Synchrondetektoren 131 und 133 gemessen wird, wodurch die Meßebene der Synchrondetektoren 131 und 133 gedreht wird. Diese Änderung der Phaseneinstellung und Drehung der Meßebene der Synchrondetektoren 131 und 133 wird, wie in Figur 25.3 gezeigt, mit Hilfe der einstellbaren Phasenschieber 2505 durch Einstellen des Phasenwinkels des für die synchrone Detektion verwendeten demodulierenden Signals bewirkt.

Aus den Figuren 26.1 bis 26.6 ist ersichtlich, daß die wahren Werte von X und Y aus den gemessenen Werten X_n, und Y_m nach der in Figur 26.2 gezeigten Gleichung bestimmt werden können. Zuerst werden die Gleichanteile Xo und Yo bestimmt, indem die Eingänge des Multiplexers 136, wie in Figur 26.1 gezeigt, auf Masse gelegt werden, alle Verstärkungen ^Gl> ^G2> ^G3 ^{uncl G}4 ausgeschaltet werden, und X_m und Y_m für jede von vier Phaseneinstellungen 0, 90, 180, und 270 Grad gemessen werden. Xq und Yo werden dann nach der in Figur 26.3 gezeigten Beziehung berechnet: H wird durch Anlegen des Kalibriersignals 2501 und Einschalten der Verstärkung G4 bestimmt. X_m und Y_m werden dann für jede der vier Phaseneinstellungen gemessen, und die Gleichanteile Xq und Yq werden abgezogen. H kann dann unter Verwendung der vier in Figur 26.4 gezeigten Quadraturbeziehungen berechnet werden, indem eine Fehlerausgleichsrechnung nach der Methode der kleinsten Quadrate zur Anpassung an die vier gemessenen Datenpunkte durchgeführt wird, wie in Figur 26.5 gezeigt, wobei A der Pegel des Kalibriersignals 2501 ist, die Terme X und Y den Differenzen X_m - Xo und Y_m - Yo entsprechen und Sigma die Summierung der vier Quadraturmessungen ist. Die Bestimmung von Verstärkung und Phase der vier Verstärker Gi bis G4 erfordert, daß

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jeder von den anderen unabhängig ist, weil H = Gi * 62 * G3 * G4. Zuerst werden, wobei nur G^ eingeschaltet ist, X_n, und Y_m für jede der vier Phaseneinstellungen gemessen, und es wird unter Verwendung der vorher während der Gl eichanteil korrektur bestimmten Korrekturkoeffizienten ein korrigiertes X' und Y* berechnet. Unter Benutzung der in Figur 26.6 gezeigten Gleichungen kann die komplexe Verstärkung (a + jb) berechnet werden, welche die vier Datenpunkte X' und Y' am besten in die in Figur 26.4 gezeigten Quadraturbeziehungen übersetzt. Die Messung von X_m und Y_m und Berechnung von a χ und bi, wie oben dargestellt, wird aufeinanderfolgend unter Einschaltung von jeweils nur einem der Verstärker G2, G3 und G4 wiederholt.

Die Figuren 27.1 bis 27.93 zeigen detaillierte Schaltbilder für die in den Figuren 25.1 bis 25.6 gezeigten Blockdiagramme. Die Figuren 27.1 bis 27.7 zeigen den Taktgenerator 119, die Figuren 27.8 bis 27.12 zeigen den lokalen 19.9 MHz-Oszillator 2511, die Figuren 27.13 bis 27.16 zeigen den zweiten ZF-Mischer 138, die Figuren 27.17 bis 27.27 zeigen die zweiten ZF-Verstärker 134, die Figuren 27.29 bis 27.33 und die Figuren 27.82 bis 27.85 zeigen die in Abschnitt 103 verwendeten Regler, die Figuren 27.34 bis 27.39 zeigen die Abtast-Halte-Verstärker 137, die Figuren 27.40 bis 27.57 zeigen den ADC 139, die Figuren 27.58 bis 27.64 zeigen den ZF-Zähler 2513, die Figuren 27.65 bis 27.70 zeigen die Vorabstimmschaltung 2515 für den spannungsgesteuerten Oszillator, die Figuren 27.71 bis 27.76 zeigen die Haupt-Phasenverriegelungsschaltung 2517, die Figuren 27.77 bis 27.81 zeigen die Prozessorschnittsteile 145 des Abschnittes 103, die Figuren 27.86 bis 27.89 zeigen die Frontplattenschaltung 159 für den Abschnitt 103, und die Figuren 27.90 bis 27.93 zeigen die Synchrondetektoren 131 und 133.

Wie sowohl in der Figur 28 als auch in der Programmliste in Anhang B gezeigt, beginnt die Signalverarbeitung in der vorliegenden Erfindung an den Ausgängen des Synchrondetektorpaares 131 und 133, welche die Real teile (X) und Imaginärteile (Y) des Testsignals und des Referenzsignals abgeben. Wie bereits erklärt, werden Fehler im Gleichanteil, in der Verstärkung und im Quadraturverhalten für beide ZF/Detektor-

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Ketten durch Software korrigiert, die in zwei Blöcken ZF-Verstärkungstest 2803 und ZF-Korrektur 2805 angeordnet ist. Die sich ergebenden Testdaten und Referenzdaten werden danach im Block 2807 zueinander ins Verhältnis gesetzt, um die entsprechenden S-Parameter zu erzeugen, und im Rohdatenfeld 2809 gespeichert. Bei Anforderung durch den Benutzer werden aufeinanderfolgende, bei der gleichen Frequenz aufgenommene Daten im Block ZF-Mittelung 2811 gemittelt, um das Systemrauschen zu verringern und so den Dynamikbereich zu erweitern.

Während das Rohdatenfeld 2809 unter Kontrolle der Datenerfassungssoftware, die im folgenden noch diskutiert werden wird, ständig aufgefüllt wird, entnimmt die Datenverarbeitungssoftware zeitlich parallel dazu Daten aus dem Rohdatenfeld 2809 und führt zusätzliche Signalverarbeitung durch. Die Vektor-Fehlerkorrektursoftware 2813 erzeugt in Verbindung mit dem Vektor-Mathematikprozessor 151 korrigierte Daten durch Anwendung des Fehlerfeldes 2815 auf das Rohdatenfeld unter Benutzung entweder eines Einterm-Modells (vektorielle Normalisierung der Frequenzantwort), eines Drei term-Model!s (Eintor-Modell) oder eines Zwölfterm-Fehlerkorrekturmodel 1 s {umfassendes Zwei tor-Model 1) der Mikrowellen-Meßschaltung. Nach Wunsch des Benutzers können mit Hilfe der Torfunktion 2817 in Verbindung mit dem separaten Tordatenfeld 2819., sowie durch die Verschiebungsfunktion für die elektrische Länge/ Referenzebene 2821 und die Parameterumrechnung 2822 weitere Manipulationen der Daten ausgeführt werden. Die korrigierten Daten können auch unter Verwendung von Chirp-Z-Transformationen aus dem Frequenzbereich in den Zeitbereich umgewandelt werden. Die Fensterfunktion 2825 und ein Fensterdatenfeld 2827 werden verwendet, um das Überschwingen im Zeitbereich zu entfernen, das durch bandbegrenzte Eingangssignale im Frequenzbereich und die Verwendung der Chirp-Z-Transformationen 2823 für die Transformation in den Zeitbereich entsteht. Die Daten im Datenfeld 2829 können in den Speicher in das Speicherfeld 2833 gespeichert und zusammen mit Daten von einem zweiten Meßobjekt in vektorieilen Berechnungen verwendet werden. Vergleiche gegenwärtiger Daten (D) mit Speicherdaten (M) werden mit Hilfe von vektorieil en Berechnungen durchgeführt, um die vier mathematischen Funktionen D*M, D/M, D+M und D-M zu liefern (Kurvenmathematik). Die Speicherung der korrigierten

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Int. Az.: Case 1784 - ge -

und verarbeiteten Daten D in dem Datenfeld 2829 und der Kurvenmathematik-Daten M in dem Speicherfeld 2833 ermöglicht schnelles Ansprechen auf vom Benutzer durchgeführte Format- oder Kurvenmathematik-Änderungen .

Die Vektordaten werden dann im Formatblock 2835 in Betrag, Phase, Gruppenlaufzeit oder andere gewünschte Formate formatiert. Äneinandergrenzende formatierte Punkte können dann, falls gewünscht, im 61 ättungsblock 2837 miteinander kombiniert werden. Die sich ergebenden formatierten Daten werden im Formatfeld 2839 gespeichert, welches bequemen Zugriff für Änderungen der Skala und der Grundlinienlage durch den Skalierblock 2843 ermöglicht. Falls gewünscht, werden durch den Marken-Ausleseblock 2841 den formatierten Daten Marken hinzugefügt. Skalierte Daten werden in einem Anzeigefeld 2845 in dem Anzeigespeicher 217 gespeichert, aus welchem der Anzeigengenerator 153 zur flackerfreien Anzeige wiederholt eine Darstellung auf der Kathodenstrahlröhre 149 erzeugt.

Zugriff für Eingabe und Ausgabe zu und von allen Feldern besteht über die HP-IB Schnittstelle 157 und über das Magnetband 161, wobei S-Parameter vom Datenfeld 2829 und zusätzlich von anderen entsprechenden Feldern verfügbar sind. Direkte Ausgabe an den Drucker 155 geschieht vom Formatfeld 2839 aus. Direkte Ausgabe an den Plotter 155 geschieht vom Anzeigenfeld 2845 aus. Der Benutzer kann auch durch Auswahl von Auflösungen von 51 bis 401 Punkten die Datenauffrischrate gegen die Anzahl verwendeter Datenpunkte abwiegen.

Die Software ist als MuI ti tasking-System aufgebaut, um eine hohe Datenauf frischrate dadurch zu ermöglichen, daß die Datenverarbeitung fortschreiten kann, solange die Datenerfassungssoftware nicht beschäftigt ist. Übergeordnete Befehls- und Steuerprozesse gliedern Zyklen der Datenaufnahme in die Datenverarbeitung ein, um sowohl die Zweitor-Fehlerkorrektur und den Zwei kanal-Anzeigemodus zu ermöglichen.

Der beschriebene Prozeß der Software-Signal verarbeitung wird durch die in Figur 29 gezeigte Prozeßstruktur gesteuert. Diese Prozeßstruktur ist einer der Gründe, weswegen die vorliegende Erfindung HF-Daten im

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Int. Az.: Case 1784 - m -

wesentlichen in Echtzeit verarbeiten kann. Beispielsweise werden Prozessse niedriger Priorität wie das Steuern der Quelle 109, das Steuern der Testkoppler 107 und das Formatieren der Anzeige 149 nur ausgeführt, wenn der Datenerfassungsprozeß nicht beschäftigt ist. Die bisher bekannten Systeme nahmen Daten auf, verarbeiteten sie vollständig bis zur Anzeige und mußten am Ende jedes WobbelVorganges warten, bis die Schaltung zurückgesetzt wurde. Stattdessen führt die vorliegende Erfindung die Datenverarbeitung durch, während die Steuerfunktionen wie Rücksetzen für einen folgenden WobbelVorgang oder Umschalten der S-Parameter ablaufen. Die Befehlsquellen 2901 nehmen Benutzerbefehle über die Frontplatten 159 und die HP-IB Schnittstelle 157 auf, zerlegen und konvertieren die Befehle unabhängig von der Befehlsquelle in gemeinsame interne Befehlscodes und fügen die Befehle in eine Befehl Warteschlange 2903 ein. Der Befehl prozessor 2905 entnimmt Befehle aus der Befehlwarteschlange 2903 und führt sie aus. Jede einmalige Vorberechnung, die später den Laufzeitwirkungsgrad erhöhen wird, wird zu dieser Zeit durchgeführt. Der Befehl prozessor 2905 verändert den Gerätezustand und führt einmalige Operationen, wie beispielsweise das Auffrischen einer Kurve nach einer Skalenänderung, das Ausgeben eines Feldes von Daten und das Kopieren des Datenfeldes in das Speicherfeld aus. Auf der Grundlage des Gerätezustands ist die Steuerung 2907 dafür verantwortlich, sicherzustellen, daß die erwünschten Daten in der erwünschten Weise und unter den gewünschten Bedingungen erfaßt werden. Diese Aufgabe umfaßt die Steuerung der Quelle 109, des Testadapters 107, der Phasenverriegelung 125, der ZF-MuI ti piexer 136 und des ADC 139, und das Vorbereiten der Datenerfassung und Datenverarbeitung. Gewobbelte und schrittweise, alternierende und zerhackte sowie einzelne und fortlaufende Signalwobbelvorgänge sind in der Steuerung 2907 vorgesehen. Auch die Überwachung des Wobbeins wird in der Steuerung 2907 durchgeführt, um die Überschreitung von Bandgrenzen und die Frequenzschritte zu verfolgen. Die Datenerfassung 2909 bedient die Unterbrechungsanforderung des ADC 139, die automatische ZF-Verstärkungsregelung, die Verhältnisbildung, die Mittelwertbildung und das Speichern der Daten in das Rohdatenfeld 2809. Die Datenverarbeitung 2911 verarbeitet Daten aus dem Rohdatenfeld 2809 bis die Daten auf der Kathodenstrahlröhre 149 dargestellt werden, was die Vektor-Fehlerkorrektur

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externer Fehler, die Parameterumwandlung, die Zeitbereichsverarbeitung (Torfunktion, Fensterfunktion und Transformation), die Kurvenmathematik (D*M, D/M, D+M, D-M), die Formatierung (logarithmisch, linear und Laufzeit) und die Anzeige (Skala, Referenzwert, und geteilter Anzeigaschirm) umfaßt.

Die Gerätezustandsvariablen, die benutzt werden, um die Steuervariablen 2913 abzuleiten, umfassen: Parameterbeschreibungen wie die Konfiguration der Testadapter, die Konfiguration des Empfängers, und Verhältnisbildung / keine Verhältni-sbildung; Benutzerwahl von Frequenz, Leistung, Wobbeizeit, Format, Skalenteilung, Information über Mittelwertbildung, Anzahl aufzunehmender Datenpunkte, Art der Fehlerkorrektur, und Faktoren der Zeitbereichsdarstellung. Weiterhin interne Verwaltungszeiger zu den Feldern für Daten, Rohdaten, Fehlerkoeffizienten, korrigierten Daten, formatierten Daten, Speicherdaten und Anzeigedaten. Aus Gründen des Wirkungsgrads werden aus den Steuervariablen 2913 Datenerfassungsvariable 2915 abgeleitet, die in Beziehung zur Kontrolle des ADC stehen, bis die Daten im Rohdatenfeld gespeichert sind. Die Datenerfassungsvariablen 2915 umfassen: ZF-Verstärkung_s Empfängerfehler, Verhältnisbildung, Mittelung, und die laufende Position des Zeigers in dem Rohdatenfeld. Aus Gründen des Wirkungsgrads werden aus den Steuervariablen 2913 auch Datenverarbeitungsvariable 2917 abgeleitet, die sich auf die Verarbeitung von Daten aus dem Rohdatenfeld bis zur Anzeige beziehen. Die Datenverarbeitungsvariablen 2917 umfassen: laufende Zeigerposition für die Felder, Fehlerkorrekturtyp, Zeitbereidisinformation, Kurvenmathematik, Format und Anzeige. Die Signale 2919 dienen der Synchronisation zwischen Programmen, die ansonsten unabhängig voneinander ablaufen.

Eine Anzahl der vorher erwähnten Softwarefunktionen wird im folgenden erläutert. Bei schrittweiser Wobbelung berechnet die Mittelung 2811 den linearen Mittelwert eines Blocks von Datenpunkten, die bei festgehaltener Frequenz aufgenommen worden sind. Dies wird für jede Frequenz des schrittweisen WobbelVorgangs wiederholt. Bei Wobbelvorgängen mit gleitender Frequenz berechnet die Mittelung 2811 den exponentiell gewichteten laufenden Mittelwert der synchron eintreffenden Daten und

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Int. Az.: Case 1784 -Jf-

verringert dadurch die Eingangsrauschbandbreite, wodurch das Rauschen reduziert und der Dynamikbereich erweitert wird. Jedes Mal wenn die Mittelwertbildung erneut gestartet wird, fängt die Mittelung mit einem kleinen Mittelungsfaktor an und vergrößert ihn alle eins bis acht Wobbei vorgänge bis auf den angewählten Mittelungsfaktor, was schnelle Konvergenz zum endgültigen Wert ermöglicht. Die Glättung 2837 andererseits bearbeitet verarbeitete Daten, indem sie einen linearen gleitenden Mittelwert aneinandergrenzender Datenpunkte als Prozentwert der Anzeige bildet. Das Ergebnis ist wie ein Videofilter, das den Spitzenwert des Rauschens reduziert, beispielsweise auf der Grundlinienkurve, das aber den Dynamikbereich des Signals nicht verbessert. Außerdem hat die Glättung bei der vorliegenden Erfindung eine neue Anwendung in der Messung von Gruppenlaufzeiten. Gruppenlaufzeit (d.h. tg = Phasenänderung in Grad/(360 Grad * Frequenzänderung in Hertz) ist eine differenti el Ie Messung, weswegen unglücklicherweise das Rauschen akzentuiert wird. Klassisch wird deshalb das Apertur genannte Frequenzband, über das die Gruppen!aufzeitmessung gemacht wird, verbreitert um eine besser verwendbare Gruppen!aufzeitmessung zu liefern. Bei der vorliegenden Erfindung wird das gleiche Ergebnis durch Glättung der verarbeiteten Gruppen!aufzeitdaten erzielt. Auf diese Weise erreicht die Glättung (d.h. Mittelwertbildung aneinandergrenzender Datenpunkte) von Gruppen!aufzeitdaten den gleichen Effekt, der durch Verwendung einer klassischen variablen Gruppenlaufzeitapertur erzielt würde. Dies erlaubt auch eine Phasenänderung von mehr als 180 Grad über die Apertur, wenn die Glättung auf drei oder mehr aneinandergrenzende Datenpunkte angewendet wird.

Die HF-Vektor-Fehlerkorrektur bei der vorliegenden Erfindung ist auch dafür angepaßt, die Kalibrierung zu verschnellern und vereinfachen. Messungen werden an einer Reihe von Kalibrierstandards durchgeführt, und danach wird das Rohdatenfeld 2809 in dem Fehlerfeld 2815 abgespeichert. Viele verschiedene Arten von Kalibrierstandards können verwendet werden, beispielsweise das Verfahren Leerlauf - Last - Kurzschluß, das bei koaxialen Verbindern verwendet wird, das Verfahren verschobener Kurzschluß - Last, das bei Hohlleitertechnologien verwendet wird,

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Int. Az.: Case 1784 - 32 -

und das Verfahren mehrfacher verschobener Kurzschlüsse, das bei Streifenleiterbauteilen verwendet wird. Die Kalibrierstandards brauchen nicht in einer besonderen Reihenfolge verwendet werden, weil alle Daten digital gespeichert werden, und das Anzeigeformat, das sogar während der Kalibrierung in Echtzeit aufgefrischt wird, kann zu jeder Zeit ohne Auswirkung auf die Kalibrierung geändert werden. Auch ZF-Mittelung kann während der Kalibrierung verwendet werden, weil die Mittelung das Rohdatenfeld 2809 bearbeitet. Mehrfache feste und bewgliche Lasten können auch nach Wunsch verwendet werden. Weil die eigentlichen Korrekturdatensätze im Speicher gespeichert werden, können mehrere Korrekturdatensätze gleichzeitig in der Maschine gespeichert werden (beispielsweise können verschiedene Korrekturdatensätze für verschiedene S-Parameter und Korrekturdatensätze für verschiedene Frequenzbereiche für einen S-Parameter gespeichert werden). Wegen der Kurvenmathematik 2831 und wegen des Speicherdatenfeldes 2833 können sowohl korrigierte als auch unkorrigierte Kurven zur gleichen Zeit angesehen und verwendet werden.

Die Torfunktion 2817 wird verwendet, um gewisse Teile der Anzeige nach Spezifikation des Benutzers anzusehen. Die Torfunktion kann entweder im Zeitbereich oder im Frequenzbereich benutzt werden und liefert ein Tor, durch das die Daten angesehen werden können. Dieses Tor wird ausgewählt durch Einstellung einer Mittelpunktzeit und einer Zeitspanne (oder einer Startzeit und einer Stopzeit), zur Auswahl der angezeigten Daten-. Wenn ein Tor verwendet wird, wird bei der vorliegenden Erfindung die Kontur des Tores im Frequenzbereich berechnet und direkt mit den anfallenden Frequenzdaten in einer Operation im Frequenzbereich gefaltet, anstatt daß die außerhalb des Tores liegenden Zeitbereichsdaten aus den zur Berechnung der Anzeigedaten verwendeten Daten entfernt wurden verwendet werden. Das Ergebnis ist, daß aus der innerhalb des Tores liegenden Region keine Daten entfernt werden, und wenn die Umwandlung vom Frquenzbereich in den Zeitbereich durchgeführt wird, entsteht kein Problem der Unterabtastung der bandbegrenzten Zeitdaten. Das Ergebnis ist, daß die mit der Torfunktion bearbeiteten Zeitbereichsdaten ihr volles Informationsspektrum behalten und ohne Verlust

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Int. Az.: Case 1784 - <S8r -

an Information in den Frequenzbereich zurücktransformiert werden können, falls dies erwünscht ist. Auf diese Weise wird die eigentliche Torfunktion im Frequenzbereich durch Faltung durchgeführt, obwohl der Benutzer das Tor beim Betrachten der Zeitbereichsdaten setzen kann.

Die elektrische Verzögerung und die Bezugsebenen-Verschiebung 2821 werden jeweils benutzt um die elektrische Verzögerung zu ändern, beispielsweise um die elektrische Verzögerung einer Luftleitung zu messen, oder um die Meßebene bei S-Parametermessungen in eine andere als die physikalische Ebene der Klemmen 1 oder 2 der Testadapter zu bewegen. Obwohl sowohl die elektrische Verzögerung als auch die Bezugsebenen-Verschiebung beide in Zeiteinheiten definiert sind (d.h. plus oder minus bis zu 100 Sekunden) und obwohl beide die gleiche mathematische Formel verwenden, variiert die elektrische Verschiebung pro Parameter während die Verschiebung der Bezugsebene pro Klemme variiert. Zusammen mit der elektrischen Verzögerung wird ein äquivalente Auslese als Abstand durchgeführt.

Das übliche Mikrowellen-DUT 111 besteht aus mehreren Elementen mit Abschnitten von Übertragungsleitungen dazwischen. Beim Test unter Verwendung der konventionellen Frequenzbereich-Techniken wird eine zusammengesetzte Antwort erzeugt. Die spezifischen Diskontinuitäten können nicht einzeln untersucht werden. Im Zeitbereichsmodus nimmt die vorliegende Erfindung die Frequenzbereichdaten und wendet zum ersten Mal die wenig bekannte Chirp-Z-Transformation an, die beschrieben wurde von Rabiner und Gold in "Theory and Application of Digital Signal Processing", Seiten 393-398, 1975, um aus dem Frequenzbereich in den Zeitbereich umzusetzen. Frühere Zeittransformationsmethoden haben üblicherweise eine konventionelle Fast-Fourier-Technik verwendet welche das Anlegen von Frequenzen erfordert, die harmonisch zueinander in Beziehung stehen, und wobei das ganze Frequenzfenster in das ganze Zeitfenster transformiert wird. Wenn beispielsweise ein 10 Nanosekunden breites Zeitfenster mit 101 Datenpunkten angesehen wird, ist jeder Datenpunkt nur durch 0.1 Nanosekunden getrennt, und jeder Versuch, nur einen Teil der Daten in dem 10 Nanasekunden breiten Zeitfenster anzusehen, leidet unter der Verfügbarkeit von nur wenigen Datenpunkten.

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Int. Az.: Case 1784

Dies kann durch Aufnahme von mehr Datenpunkten überwunden werden, allerdings nur mit einer drastischen Verringerung der Geschwindigkeit. Durch andere ist die klassische vollständige Fours'erreihenentwicklung der Frequenzdaten verwendet worden, um eine beliebige Anzahl anzeigbarer Datenpunkte zu erreichen, aber solch ein Verfahren ist extrem langsam und erfordert mehrere Minuten, um die nötigen Berechnungen durchzuführen. Die Chirp-Z-Transformation liefert eine beliebige Anzahl von Datenpunkten wie die vollständige Fourierreihenentwicklung zur Darstellung in jedem beliebig vorgegebenen Zeitfenster, aber diese Transformation kann in weniger als einer Sekunde berechnet werden.

Das vorliegende System bietet zwei Zeitbereichs-Betriebsmodi. Der erste wird Tiefpaß genannt und wird verwendet, um das traditionelle Zeitbereichs-Reflektometer (TDR) zu simulieren, allerdings unter Verwendung der Chirp-Z-Transformation. Wie die traditionelle Zeitbereichsreflektometrie erfordert der Tiefpaßmode harmonisch zueinander in Beziehung stehende Frequenzdaten ab Gleichstrom, die von dem niedrigsten zur Verfügung stehenden Frequenzdatenpunkt zur höchsten zur Verfugung stehenden Frequenz extrapoliert werden. Der Tiefpaßmode liefert die schnellste Anstiegszeit und die beste Zeitbereichsauflösung und kann entweder mit Stufenanregung oder mit Impulsanregung verwendet werden. Durch Berechnung der Integrals der Impulsantwort im Tiefpaßmode wird die Antwort auf eine Anregung des DUT mit einer Stufe erzeugt. Der zweite Zeitbereichs-Betriebsmodus wird Bandpaß genannt und kann in jedem Frequenzbereich benutzt werden, ohne daß der Einschluß eines Gleichanteils erforderlich ist. Wegen der Verwendung der Chirp-Z-Transformation erfordert der Bandpaßmode keine harmonisch zueinander in Beziehung stehenden Frequenzdaten, sondern nur Anregungsfrequenzschritte gleicher Größe (beispielsweise 10 MHz-Schritte über eine Spanne von 1-2 GHz). Der Bandpaßmode wird sowohl für Reflektionsmessungen als auch für Transmissionsmessungen verwendet, üblicherweise an bandbegrenzten Prüflingen, und es kann nur die Impulsanregung verwendet werden.

Eine Veranschaulichung des Tiefpaßmodes und des Bandpaßmodes sowie der verwendeten Anregungen ist in den Figuren 30a bis 3Oe gezeigt. Die

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Int. Az.: Case 1784 - 29 -

Antwort des in Figur 30a gezeigten DUT im Frequenzbereich ist in Figur 30b gezeigt, in Figur 30c ist eine Stufenanregung im Tiefpaßmode des Zeitbereichs gezeigt, in Figur 3Od ist eine Impulsanregung im Bandpaßmode des Zeitbereichs gezeigt, und in Figur 3Oe ist eine Impulsanregung im Bandpaßmode des Zeitbereichs gezeigt. Weil es eine obere Grenzfrequenz für die Daten gibt und an dieser Grenzfrequenz ein schroffer Übergang von "Daten" zu "keine Daten" besteht, entstehen in den Zeitbereichsdaten Oszillationen und Überschwingphänomene, die unter dem Namen Gibbs-Phänomene bekannt sind. Das Oszillieren beeinträchtigt für den Benutzer die Möglichkeit, zwischen zwei eng benachbarten realen Antworten eines Prüflings zu unterscheiden und erzeugt auch Verwirrung in der Trennung tatsächlicher und durch die Datenreduktion erzeugter Antworten. Die vorliegende Erfindung bietet eine Fensterfunktion (nicht zu verwechseln mit der Torfunktion), um die Frequenzbereichsdaten zur gesteuerten Verringerung der Oszillationen zu modifizieren und zu filtern, wie in Figur 31a bis 31d gezeigt. Ein Kaiser-Bessel-Fenster mit drei verschiedenen Fensterpegeln, mit den Pegeln 0, 6, und 13 des Kaiser-Bessel-Parameters, kann verwendet werden, um die höherfrequenten Daten zu dämpfen und einen Roll-off einzu-

ZO führen, wodurch die Auflösung gegen die Reduktion des Oszillierens abgewogen wird, denn die beste Anstiegszeit ergibt sich bei minimaler (d.h. Null) Fensteranwendung, und die beste Unterdrückung von Nebenmaxima tritt bei maximaler Fensteranwendung auf. Die minimale Fensteranwendung bewirkt Nebenmaxima von -14 dB bei minimaler Breite der Impulsanregung, der normale Betrag der Fensteranwendung liefert Nebenmaxima von -50 dB mit einem Anstieg um einen Faktor zwei in der Breite der primären Antwort, und die maximale Fensteranwendung liefert Nebenmaxima von -90 dB mit einem Anstieg um den Faktor vier in der Breite der primären Antwort.

Die Fähigkeit, Vektor-fehl erkorrigierte Messungen durchzuführen, hat eine wesentliche Auswirkung auf die Qualität der Zeitbereichsdarstellung. Ein Beispiel hierfür ist in den Figuren 32a und 32b gezeigt, in denen Zeitbereichsmessungen eines Kurzschlusses am Ende einer 30 cm langen Luftleitung einmal ohne und einmal mit Korrektur einander gegenüberstellt sind. Die äquivalente Quellenanpassung des Kopplers wird

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Int. Az.: Case 1784

auf 40 dB erhöht, und die äquivalente Direktivität des Kopplers wird auf gut über 50 dB erhöht.

Wie bereits erwähnt, ist die Torfunktion ein weiteres wertvolles Merkmal der vorliegenden Erfindung im Frequenzbereich. Dies ist in den Figuren 33a bis 33d dargestellt. Figur 33a zeigt eine geteilte Bildschinnansicht der Frequenzanzeige 3301 und der Zeitanzeige 3303 mit Torfunktion für eine Last mit einem Stehwellenverhältnis von 1,5. Figur 33b zeigt die Auswirkung des Hinzufügens einer reaktiven Fehl anpassung von 12 dB, das eine starke Welligkeit im Frequenzbereich 3305 erzeugt. Figur 33c zeigt die Auswirkung einer. Torbildung um die Belastung, hervorgehoben durch die Marken 3311 und 3315. Der hohe Grad an Übereinstimmung zwischen den Frequenzbereichsdaten 3309 in Figur 33c und den Daten 3301 in Figur 33a ist zu beachten. Figur 33d zeigt die Daten der Figur 33c, wobei die Kurven 3309 und 3313 übereinander als Kurven 3317 und 3319 dargestellt sind.

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Hinweis

Zu dieser Patentanmeldung wurden ein Anhang A " Beispiel einer Auswahlanzeige " und ein Anhang B " Ausgewählte !Teile von Programmlisten der Betrxebssoftware " eingereicht, die wegen ihres enormen Umfanges aus drucktechnischen Gründen bei der OS - Reproduktion nicht berücksichtigt werden konnten.

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Claims (18)

Int. Az: Case 1784 -*T- PATENTANSPRÜCHE

1. Hochfrequenz(HF)-Netzwerkanalysator mit einem Referenzeingang für ein HF-Referenzsignal und einem Signal eingang für ein HF-Meßsignal, gekennzeichnet durch
einen an den Referenzeingang gekoppelten ersten Synchrondetektor (131);

einen an den Signal eingang gekoppelten zweiten Synchrondetektor (133);

einen Multiplexer (137) zum Kombinieren der Ausgänge der Synchrondetektoren;

eine mit dem Multiplexer zusammenwirkende Abtast-Halte-Schaltung (137);

einen Analog/Digital-Umsetzer (139) zum Digitalisieren des Multiplexer-Ausgangssignales; und . .,,-■-

einer Kaiibriereinrichtung (143), gekoppelt mit der durch die Synchrondetektoren (131, 133), den Multiplexer (137), die Abtast-Hal te-Schal tung (137) und den Analog/Digital-Umsetzer (139) gebildeten ZF-Kette, zum Durchführen einer digitalen Kalibrierung der komplexen Verstärkung und des komplexen Gleichanteils der ZF-Kette.

2Q

2. Hochfrequenz—^Netzwerkanalysator insbesondere nach Anspruch 1

mit einem Referenzeingang für ein HF-Referenzsignal und einem Signaleingang für ein HF-Meßsignal, dadurch gekennzeichnet, daß eine HF-Signal quelle (109) und ein mit der HF-Signal quelle (109) und einem Meßobjekt (111) verbindbarer Testadapter (108) vorgesehen sind,

daß der Testadapter (101) einen HF-Referenzausgang und einen HF-Signal ausgang jeweils zur Verbindung mit dem HF-Netzwerkanalysator (101) aufweist,
daß die HF-Signal quelle (109)
- eine erste Steuereinrichtung zum Steuern der HF-Signalquel1e

(109) mit Mitteln zum Steuern von Änderungen und Wiederholungen der Frequenz des HF-Ausgangssignales (RF) der HF-Signalquelle (109) und ·

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Int. Az: Case 1784 - 2 -

- eine mit der ersten Steuereinrichtung gekoppelte erste Handshake-Einrichtung zur Kommunikation mit der HF-Signal quelle (109) aufweist;

daß der Testadapter (108)

- eine zweite Steuereinrichtung zum Steuern des Testadapters (108)

und

- eine mit der zweiten Steuereinheit verbundene zweite Handshake- ··) Einrichtung zur Kommunikation mit dem Testadapter (108) aufweist; und

*;.._ 10 daß der Netzwerkanalysator (101)

- einen Analog/Digital -Umsetzer (139) zum Digitalisieren analoger Eingangsignale aufweist, der ein Digital signal (141) abgibt, sowie

- eine mit der ersten Handshake-Einrichtung und mit der zweiten Handshake-Einrichtung gekoppelte dritte Handshake-Einrichtung

(145) und

- einen mit der dritten Handshake-Einrichtung (145) und dem Analog/Digital -Umsetzer (139) gekoppelten Prozessor (143) zum Auswählen der Frequenzänderungen und der Frequenzwiederholungen des HF-Ausgangssignals (RF) der HF-Signal quelle (109) und zum Verarbeiten des Digital signal s (141) während Änderungen und Wiede.rho- *^x lungen der Frequenz des HF-Ausgangssignals (RF) der HF-

Signal quelle (109) aufweist.

3. HF-Netzwerkanalysator nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine einzelne Bedienungsfrontplatte (159),

eine dritte Steuereinrichtung zum Steuern des internen Betriebes der einzelnen Bedienungsfrontplatte (159), und eine an die einzelne Bedienungsfrontplatte sowie über die dritte Handshake-Einrichtung (145) an den Prozessor (143) gekoppelte 3Q vierte Handshake-Einrichtung zum Ermöglichen der Steuerung der HF-

Signal quelle (109), des Testadapters und des Netzwerkanalysator von der einzelnen Bedienungsfrontplatte (159) aus.

4. HF-Netzwerkanal ysator nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Handshake-Einrichtungen jeweils einen an eine

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Int. Az: Case 1784 - 3 -

gemeinsame Datenaustausch-Sanmielschiene (145) gekoppelten digitalen Schnittsteilenschaltkreis aufweist.

5. HochfrequenziHD-Netzwerkanalysator insbesondere nach Anspruch 1 mit einem Referenzeingang für ein HF-Referenzsignal und einem Signaleingang für ein HF-Meßsignal, dadurch gekennzeichnet, daß eine HF-Signal quelle (109) zum Erzeugen eines HF-Ausgangssignals (RF) als Prüfsignal für ein Meßobjekt (111) vorgesehen ist,
daß die HF-Signal quelle (109) Mittel zum Verändern der Frequenz des HF-Ausgangssignales (RF) und zum Zurückführen der Frequenz des HF-Ausgangssignales (RF) auf eine anfängliche Startfrequenz aufweist, wobei im HF-Ausgangssignal (RF) mindestens eine Pausenzeitperiode auftritt;
daß eine mit der HF-Signal quelle (109) gekoppelte Signal einrichtung (139, 143, 151) zum Erzeugen digitaler Datenerfassungspunkte zum Kennzeichnen der Hochfrequenzantwort des Meßobjekts (111) vorgesehen ist; und

daß eine mit der HF-Signal quelle (109) und der Signaleinrichtung (139, 143, 151) gekoppelte Anzeigeeinrichtung (149, 153) vorgese-

'0 hen ist, die während der Pausenzeitperioden die digitalen Datenerfassungspunkte in Anzeigedaten umsetzt.

6. HF-Netzwerkanalysator nach Anspruch 5,

gekennzeichnet durch eine gesonderte interne Datensammelschiene (145) zum Datenaustausch zwischen der Signaleinrichtung (139, 143, 151), der HF-Signal quelle (109) und der Anzeigeeinrichtung (149, 153).

7. HF-Netzwerkanalysator nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Signaleinrichtung (139, 143, 151) eine zentrale Prozessoreinheit (143) zum Korrigieren systematischer Fehler der di-

3Q gitalen Datenerfassungspunkte in Echtzeit sowie einen mit der zentralen Prozessoreinheit (143) gekoppelten Vektormathematik-Prozessor (151) zum mathematischen Bearbeiten der digitalen Datenerfassungspunkte als Vektor-Größen aufweist.

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Int. Az: Case 1784 - 4 -

8. HF-Netzwerkanalysator nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzeigeeinrichtung (149, 153) eine Sichtfläche, einen Anzeigespeicher zum Speichern eines Befehlssatzes zum Formatieren von auf der Sichtfläche (149) anzuzeigenden Daten und eine Anzeigesteuerung (219) aufweist, welche die digitalen

Datenerfassungspunkte nach dem im Anzeigespeicher gespeicherten Befehlssatz zur Darstellung auf der Sichtfläche (149) verarbeitet.

9. Verfahren zum Bestimmen der vektoriellen Verstärkung einer Zwischenfrequenz(ZF)-Kette eines Hochfrequenz(HF)-Netzwerkanalysators, in dessen ZF-Kette jeweils einer Anzahl reihengeschalteter

Verstärker (2503) ein Paar paralleler Synchrondetektoren (139) nachgeschaltet ist, gekennzeichnet durch folgende aufeinanderfolgende Verfahrensschritte:

(a) Abschalten der Verstärkung aller reihengeschalteten Verstärker (2503);

(b) Verbinden des Eingangs des ersten Verstärkers in der ZF-Kette mit Masse (2502);

(c) Messen der Ausgangssignale der Synchrondetektoren (139) bei jeder der vier Phasenempfindlichkeiten 0, 90, 180 und 270 Grad zum Bestimmen von Meßwerten von Gleichanteilen der ZF-Kette; und

(d) Mitteln der vier Gleichanteil-Meßwerte für jeden der Synchron-' ._ detektoren zum Berechnen des wahren komplexen Werts des Gleichanteils der ZF-Kette.

10. Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch folgende aufeinanderfolgende Verfahrensschritte:

(e) Einschalten der Verstärkung eines der reihengeschalteten Verstärker (2503);

(f) Anlegen eines Kalibrierfrequenz-Signals (2501) an den Eingang des ersten Verstärkers in der ZF-Kette;

3Q (g) Messen der Ausgangssignale der Synchrondetektoren (139) bei

*' jeder der vier Phasenempfindlichkeiten zum Bestimmen von Meßwerten

der komplexen Verstärkung der ZF-Kette bei Einschaltung eines * Verstärkers;

(h) Abziehen der wahren komplexen Werte des Gleichanteils der ZF-

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Hew! ett-Packard Company 3 4 4 O 9

Int. Az: Case 1784 - 5 -

Kette zum Bestimmen der Gl ei chanteil-korn" gierten gemessenen komplexen Verstärkung bei Einschaltung eines Verstärkers; und (i) Berechnen eines Ausgleichswertes nach der Methode der kleinsten Quadrate aus der Gl ei chanteil-korn" gierten gemessenen komplexen Verstärkung zur Berechnung des wahren Wertes der komplexen Verstärkung der ZF-Kette bei Einschaltung eines Verstärkers.

11. Verfahren nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch folgende aufeinanderfolgende Verfahrensschritte:

(j) Vliederholen der Schritte (e) bis (i) bei einzelner Einschaltung jedes der reihengeschalteten Verstärker (2503); und

(k) Multiplizieren aller wahren Werte der komplexen Verstärkung der ZF-Kette bei einzelner Einschaltung jeweils eines der reihengeschalteten Verstärker zum Berechnen der wahren komplexen Verstärkung der gesamten ZF-Kette.

12. Verfahren zum Durchführen einer Hochfrequenzmessung (HF-Messung) mit einem HF-Netzwerkanalysator (101), gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

Messen der Hochfrequenzantwort eines Leerlaufs; Digitales Speichern der gemessenen Hochfrequenzantwort des Leerlaufs;

Messen der Hochfrequenzantwort eines Kurzschlusses; Digitales Speichern der gemessenen. Hochfrequenzantwort" des Kurschlusses;

Messen der Hochfrequenzantwort einer Last; und Digitales Speichern der gemessenen Hochfrequenzantwort der Last; wobei

die Messungen der Hochfrequenzantworten in jeder beliebigen Reihenföl ge durchgeführt werden.

13. Verfahren zum Durchführen einer Hochfrequenzmessung (HF-Messung) mit einem HF-Netzwerkanalysator (101), gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

Messen der Hochfrequenzantwort eines verschobenen Kurzschlusses; digitales Speichern der gemessenen Hochfrequenzantwort des verschobenen Kurzschlusses;
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Hewlett-Packard Company O 4 4 O 9 1 b

Int. Az: Case 1784 - 6 -

Messen der Hochfrequenzantwort eines Kurzschlusses; digitales Speichern der gemessenen Hochfequenzantwort des Kurzschlusses;

Messen der Hochfrequenzantwort einer Last; und digitales Speichern der gemessenen Hochfrequenzantwort der Last; wobei

die Messungen der Hochfrequenzantworten in jeder beliebigen Reihenfolge durchgeführt werden.

14. Verfahren zum Durchführen einer Hochfrequenzmessung (HF-Messung) mit einem HF-Netzwerkanalysator (101), gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

Messen der Hochfrequenzantwort einer Vielzahl verschobener Kurzschlüsse; und

digitales Speichern der gemessenen Antworten jedes der verschobenen Kurzschlüsse; wobei

die Messungen der Hochfrequenzantworten in jeder beliebigen Reihenfolge durchgeführt werden.

15. Verfahren zum Durchführen einer Hochfrequenzmessung (HF-Messung) mit einem HF-Netzwerkanalysator (101), gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

Messen der Hochfrequenzantworten dreier beliebiger Kalibriernorma-Ie in jeder beliebigen Reihenfolge; und digitales Speichern der gemessenen Hochfrequenzantworten jeder der drei Eichnormale.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, gekennzeichnet durch folgenden Verfahrensschritt:

Berechnen der Hochfrequenzantwort des HF-Netzwerkanalysators (101) aus den digital gespeicherten Hochfrequenzantworten.

17. Verfahren zum Durchführen einer Hochfrequenzmessung (HF-Messung) mit einem HF-Netzwerkanalysator (101) insbesondere nach einem der Ansprüche 12 bis 16, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte zum Verringern des Rauschens einer

Gruppen!aufzei tmessung:

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Hewl ett-Packard Company O 4 A D 9 1

Int". Az: Case 1784 - 7 -

Messen der Gruppenlaufzeit eines HF-Meßobjekts (111) zum Bestimmen von Gruppenlaufzeit-Datenpunkten; und

Glätten der Gruppenlaufzeit-Datenpunkte zum Variieren der äquivalenten Gruppenlaufzeit-Apertur zur Verringerung des Rauschanteils der gemessenen Gruppenlaufzeit.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Glättung über mindestens drei aneinandergrenzende Gruppenlaufzeit-Datenpunkte durchgeführt wird, so daß eine Phasenänderung von mehr als 180 Grad über die äquivalente Gruppenlaufzeit-Apertur erreicht wird.

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