DE19654740C2

DE19654740C2 - Measuring method for four-pole analysis with high bandwidth

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Publication number: DE19654740C2
Application number: DE1996154740
Authority: DE
Inventors: Holger Mueller
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1996-12-30
Filing date: 1996-12-30
Publication date: 1999-05-06
Anticipated expiration: 2016-12-31
Also published as: DE19654740A1

Description

Die Erfindung betrifft die elektrische Meßtechnik im allgemeinen und speziell die Vierpolmeßtechnik.The invention relates to electrical measurement technology in general and, in particular, to four-pole measurement technology.

Sie betrifft ein Verfahren, mit dem sich elektrische Vierpole über einen sehr großen Frequenzbereich ausmessen lassen. Der von einem erfindungsgemäßen Gerät ermöglichte Frequenzbereich ist wesentlich größer (z. B. 0-50 GHz) als bei gewöhnlichen Meßgeräten mit vergleichbarem Aufwand. Es wird daher im folgenden von einer Ultrabreitbandmessung gesprochen. Die Erfindung ermöglicht diese Bandbreite durch Bandbreitenreduktion des Prüfsignals durch kombinierte Anwendung von Impuls- und Samplingtechnik.It relates to a method with which electrical four-pole measuring over a very large frequency range to let. The frequency range made possible by a device according to the invention is considerably larger (e.g. 0-50 GHz) than with conventional measuring devices with comparable effort. It is therefore in the following from a Spoken ultra wideband measurement. The invention enables this bandwidth by reducing the bandwidth of the Test signal through combined use of pulse and sampling technology.

Die Vierpolmessung ist eine allgemeine und häufig vorkommende Problemstellung der HF-Meßtechnik. Dementsprechend bietet der Stand der Technik sehr viele Verfahren, mit denen sie sich durchführen läßt. Sie sind z. B. in Meinke/Gundlach, Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, Berlin 1986, S. 19 ff. beschrieben.Four-pole measurement is a general and frequently occurring problem in HF measurement technology. Accordingly, the prior art offers a large number of methods with which it can be carried out. they are e.g. B. in Meinke / Gundlach, Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, Berlin 1986, p. 19 ff.

Die meisten dieser Verfahren arbeiten als Wobbelmessung. Dabei wird das Meßobjekt von einem sinusförmigen Prüfsignal angesteuert. Während die Frequenz des Prüfsignals verändert wird und dabei nach und nach den gesamten gewünschten Bereich überstreicht, werden automatisch die benötigten Messungen durchgeführt und die Ergebnisse aufgezeichnet. Das Wobbelverfahren hat große Verbreitung, und die Industrie bietet fertige Meßplätze für fast alle Anforderungen an.Most of these methods work as wobble measurements. The object being measured is of a sinusoidal shape Test signal activated. While the frequency of the test signal is changed and gradually the covers the entire desired area, the required measurements are automatically carried out and the Results recorded. The wobble process is very widespread and the industry offers ready measuring stations for almost all requirements.

Der Nachteil des Wobbelverfahrens ist sein hoher Aufwand. Insbesondere bei sehr großer Bandbreite bereitet die Realisierung eines durchstimmbaren Oszillators und der für Phasenmessungen benötigten phasenempfindlichen Detektoren große Schwierigkeiten. Wenn man eine Messung über ein sehr großes Frequenzband durchführen will, ist man daher gezwungen, das Band in mehrere Teilbereiche zu unterteilen, für jeden Teilbereich eigene Oszillatoren und Meßgeräte bereitzuhalten und eine Bereichsumschaltung vorzusehen. Neben der so entstehenden Vervielfachung der Kosten muß außerdem ein erhöhter Aufwand bei der Eichung in den Teilbereichen in Kauf genommen werden, da sonst Meßfehler durch die Bereichsumschaltung entstehen können. Die kommerziell erhältlichen breitbandigen Wobbelmeßplätze sind daher teuer (mehrere 10.000 DM), groß und schwer.The disadvantage of the wobble process is its high cost. Especially when the bandwidth is very large, the Realization of a tunable oscillator and the phase sensitive ones required for phase measurements Detectors great difficulty. If you want to take a measurement over a very large frequency band, you are therefore forced to divide the tape into several sections, each for its own section Keep oscillators and measuring devices ready and provide a range switch. In addition to the resulting Multiplication of the costs must also be an increased effort in the calibration in the sub-areas in purchase be taken, otherwise measuring errors can occur due to the range switch. The commercial Available broadband wobble measuring stations are therefore expensive (several 10,000 DM), large and heavy.

Diese Hindernisse haben dazu geführt, daß nach anderen Mitteln zur Vierpolmessung gesucht wurde. Dabei wurde z. B. vorgeschlagen, die Messung der Vierpolparameter mit Hilfe der Fouriertransformation durchzuführenden. Man steuert das Meßobjekt mit einem breitbandigen Signal an. Das Ausgangssignal des Meßobjektes oder eines davorgeschalteten Reflektometers wird digitalisiert und anschließend numerisch die Fouriertransformierte mit einem Rechner gebildet. Diese Fouriertransformierte enthält dann die gewünschten Meßergebnisse. Ein entsprechendes Verfahren ist in DE 34 39 918 C2 vorgeschlagen.These obstacles have led to the search for other means for four-pole measurement. Here z. B. suggested measuring the four-pole parameters using the Fourier transform to be carried out. The test object is controlled with a broadband signal. The output signal of the The object to be measured or a reflectometer connected upstream is digitized and then the numerically Fourier transform formed with a calculator. This Fourier transform then contains the desired ones Measurement results. A corresponding method is proposed in DE 34 39 918 C2.

Als breitbandiges Eingangssignal für das Meßobjekt eignen sich hierbei insbesondere sog. Deltapulse. Das sind Impulse, die im Idealfall unendlich kurz sind. Solche Impulse haben ein sehr breitbandiges Spektrum. Sie werden z. B. bei dem bekannten, im Meinke/Gundlach auf S. 133 beschriebenen Impulsreflektometer benützt.So-called delta pulses are particularly suitable as a broadband input signal for the measurement object. These are Pulses that are ideally infinitely short. Such impulses have a very broad spectrum. you will be e.g. B. used in the known pulse reflectometer described in Meinke / Gundlach on p. 133.

Das Ausgangssignal eines mit Deltapulsen angesteuerten Vierpols (die sog. Impulsantwort) kann einer Fouriertransformation unterworfen werden aus der sich die frequenzabhängigen Vierpolparameter gewinnen lassen. Ein entsprechendes Verfahren wird in DE 28 49 119 C2, DE 28 52 802 C2, DE 30 24 346 C2, DE 28 52 747 C2 und DE 28 52 791 C2 vorgeschlagen. Hier wird der bekannte Algorithmus der schnellen Fouriertransformation (FFT) verwendet. Ein anderes Verfahren, das statt dessen die sog. Chirp-Z- Transformation benützt, enthält DE 34 45 915 C2.The output signal of a four-pole controlled with delta pulses (the so-called impulse response) can be one Fourier transformations are subjected, from which the frequency-dependent four-pole parameters are obtained to let. A corresponding method is described in DE 28 49 119 C2, DE 28 52 802 C2, DE 30 24 346 C2, DE 28 52 747 C2 and DE 28 52 791 C2 proposed. Here the well-known algorithm of the fast Fourier transform (FFT) is used. Another method, which instead called the Chirp Z Used transformation, contains DE 34 45 915 C2.

Mit Hilfe solcher Verfahren läßt sich das Problem des wobbelbaren Oszillators lösen. Die Reaktion des Vierpols auf das breitbandige Prüfsignal ist aber ein breitbandiges Signal. Die Auswertung dieses Signals auf herkömmliche Weise bringt die oben diskutierten Schwierigkeiten mit sich, eine Auswertung mit Hilfe der Fouriertransformation erfordert zunächst die A/D-Wandlung dieses Signals, die bei hohen Frequenzen teuer, oberhalb einer gewissen Grenze aber gar nicht realisierbar ist. Schwierigkeiten bereitet auch eine eventuell erforderlich breitbandige Verstärkung des Prüfsignals vor der A/D-Wandlung. Zur Durchführung der A/D-Wandlung muß daher die Bandbreite der Reaktion des Meßobjektes auf das Prüfsignal in Teilbereiche unterteilt werden, die hintereinander in eine niedrigere Zwischenfrequenz umgesetzt werden. Dazu ist aber ein, wenn auch nur in Stufen, über den gesamten Bereich abstimmbarer Lokaloszillator erforderlich, der fast den gleichen Aufwand verursacht, wie der Oszillator beim Wobbelverfahren. Wegen dieser Mängel bieten Verfahren, die eine A/D-Wandlung des Prüfsignals erfordern, bei großer Bandbreite keine Vorteile hinsichtlich Aufwand und Preis gegenüber dem Wobbelverfahren.With the help of such methods, the problem of the wobble oscillator can be solved. The four-pole response but the broadband test signal is a broadband signal. The evaluation of this signal on conventional Weise brings with it the difficulties discussed above, an evaluation using the Fourier transform first requires the A / D conversion of this signal, which is expensive at high frequencies, above a certain one Limit is not realizable. Difficulties also arise in a broadband that may be required Amplification of the test signal before the A / D conversion. To perform the A / D conversion, the Bandwidth of the reaction of the test object to the test signal can be divided into sub-areas, one after the other be converted into a lower intermediate frequency. But there is a, if only in stages, over the entire range of tunable local oscillator required, which causes almost the same effort as that Wobble oscillator. Because of these shortcomings, methods offer an A / D conversion of the test signal require, with a large bandwidth, no advantages in terms of effort and price compared to the wobble process.

Es ist bekannt, daß sich eine Bandbreitenreduktion bei gleichzeitiger Zeitdehnung von periodischen Signalen mit Hilfe der Samplingtechnik erreichen läßt. Diese wird z. B. in sogenannten Sampling-Oszilloskopen angewendet, die die Darstellung sehr breitbandiger Signale ermöglichen, indem sie die Signale einer Zeitdehnung unterwerfen und sie anschließend mit einem normalen Oszillografen darstellen, der nicht besonders breitbandig zu sein braucht. Dabei wird das darzustellende breitbandige Signal abgetastet. Indem die Abtastung in jeder Periode des darzustellenden Signals etwas später erfolgt, kann nach und nach die ganze Periode des Signals bei kleinerer Frequenz rekonstruiert werden. Die Abtastung kann auch in zufälligen Zeitintervallen erfolgen (Random- Sampling).It is known that a bandwidth reduction with simultaneous time expansion of periodic signals is associated with With the help of sampling technology can be achieved. This is z. B. applied in so-called sampling oscilloscopes, which enable the display of very broadband signals by subjecting the signals to a time expansion and then display them with a normal oscillograph that does not need to be particularly broadband. The broadband signal to be displayed is sampled. By sampling in each period of the signal to be displayed a little later, can gradually reduce the entire period of the signal with a smaller one Frequency can be reconstructed. The sampling can also take place at random time intervals (random Sampling).

In DE 31 07 444 A1 wird die Samplingtechnik in abgewandelter Form für ein Impulsradar angewendet. Da hier die Periode des abzutastenden Signals durch die Impulsfrequenz des Radarsenders vorgegeben ist, kann die Bandbreitenreduktion durch Abtastung mit einer von der Impulsfrequenz des Senders leicht verschiedenen Frequenz erfolgen. Das durch Bandbreitenreduktion hergestellte Signal wird hier jedoch nur zur Ermittlung der Laufzeit der Radarpulse herangezogen und eine weitere Auswertung im Sinne der Vierpolmeßtechnik unterbleibt.DE 31 07 444 A1 uses the sampling technique in a modified form for a pulse radar. There here the period of the signal to be scanned is predetermined by the pulse frequency of the radar transmitter Bandwidth reduction by sampling with a slightly different from the pulse frequency of the transmitter Frequency. The signal produced by bandwidth reduction is used here only for determining the Runtime of the radar pulses used and a further evaluation in the sense of four-pole measurement technology is omitted.

Die Vierpolmessung über große Bandbreiten läßt sich mit Hilfe des Wobbelverfahrens nur mit großem Aufwand realisieren. Die anderen Verfahren haben zwar Vorteile bei speziellen Aufgaben, wie z. B. bei digitalen Übertragungsstrecken als Meßobjekt. Bei großer Bandbreite ermöglichen sie jedoch keinen gegenüber dem Wobbelverfahren verringerten Aufwand, der sich im hohen Preis der kommerziell erhältlichen Geräte niederschlägt.The four-pole measurement over large bandwidths can only be done with great effort using the wobble method realize. The other methods have advantages for special tasks, such as B. in digital Transmission lines as a measurement object. With a wide bandwidth, however, they do not allow any compared to that Sweeping process reduced effort, resulting in the high price of commercially available equipment precipitates.

Dem Erfinder hat sich daher die Aufgabe gestellt, ein Vierpolmeßverfahren zu realisieren, das die Ausmessung größter Frequenzbänder bei minimalem Aufwand gestattet.The inventor has therefore set himself the task of realizing a four-pole measuring method, which is the measurement Largest frequency bands allowed with minimal effort.

Gelöst wird diese Aufgabe durch das Meßverfahren gemäß Patentanspruch 1. Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben. This object is achieved by the measuring method according to claim 1. Further developments are specified in the subclaims.

Die Aufgabe wird gelöst durch ein Meßverfahren, bei dem das Meßobjekt von Deltapulsen angesteuert wird und die Meßergebnisse letzten Endes durch Fouriertransformation gewonnen werden. Im Unterschied zu den bekannten Verfahren wird vor der Durchführung der dazu erforderlichen A/D-Wandlung jedoch eine Bandbreitenreduktion der auszumessenden Impulsantwort des Meßobjektes vorgenommen. Für diese Bandbreitenreduktion wird ein spezielles Samplingverfahren verwendet, bei dem ein Mischer einerseits von dem Ausgangssignal des Meßobjektes andererseits von einem Impulsgenerator angesteuert wird. Der Impulsgenerator erzeugt Impulse, die eine von der Frequenz des Prüfsignals unterschiedliche Frequenz haben, wobei die Frequenzdifferenz sehr klein ist. So ist jeder Linie aus dem Spektrum des Prüfsignals eine benachbarte Linie aus dem Spektrum des Impulsgenerators zugeordnet. Indem der Mischer die Differenzfrequenzen solcher benachbarter Linien bildet, entsteht ein niederfrequentes Spektrum mit stark verringerter Bandbreite, welches abgesehen von der verringerten Frequenz die gleiche Gestalt wie das Spektrum der Reaktion des Meßobjektes auf das Prüfsignal hat.The object is achieved by a measuring method in which the measurement object is controlled by delta pulses and the measurement results are ultimately obtained by Fourier transformation. Unlike the Known methods, however, before performing the necessary A / D conversion Bandwidth reduction of the impulse response of the test object to be measured. For this Bandwidth reduction is a special sampling method used, in which a mixer on the one hand from the Output signal of the test object is controlled on the other hand by a pulse generator. The pulse generator generates pulses which have a frequency different from the frequency of the test signal, the Frequency difference is very small. Each line from the spectrum of the test signal is an adjacent line assigned to the spectrum of the pulse generator. By the mixer the difference frequencies of such neighboring lines, a low-frequency spectrum with a greatly reduced bandwidth arises apart from the reduced frequency, the same shape as the spectrum of the response of the test object has the test signal.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen genau beschrieben. Es zeigenThe invention is described in detail with reference to the drawings. Show it

Fig. 1 Beispiele für die in der Erfindung verwendeten Signale im Zeit- und Frequenzbereich, Fig. 1. Examples of the invention used in the signals in the time and frequency domain,

Fig. 2 die Phasen von Signalen aus Fig. 1 mit Bezug auf die Grundfrequenz, Fig. 2, the phases of signals of FIG. 1 with respect to the fundamental frequency,

Fig. 3 eine einfache Ausgestaltung der Erfindung, Fig. 3 shows a simple embodiment of the invention,

Fig. 4 eine Betrachtung der für die Erfindung wesentlichen Mischvorgange im Frequenzbereich, Fig. 4 is a view of the essential for the invention mixing processes in the frequency domain,

Fig. 5 - Fig. 7 verschiedene Ausgestaltungen der Erfindung, Fig. 5 - 7, various embodiments of the invention.

Fig. 8 Signale aus der Ausgestaltung nach Fig. 7 im Zeit- und im Frequenzbereich, Fig. 8 signals from the embodiment of FIG. 7 in the time and in the frequency domain,

Fig. 9 - Fig. 15 Schaltungsdetails, Fig. 9 - 15 shows circuit details.

Fig. 16 eine Frequenzaufbereitung durch Phasenregelung, Fig. 16 shows a frequency synthesizer by phase control,

Fig. 17 eine Frequenzaufbereitung durch Einseitenbandmodulation. Fig. 17 is a frequency synthesizer by single-sideband modulation.

Fig. 1a) zeigt den zeitlichen Verlauf eines typischen Impulssignals U(t). Das Signal hat die Grundfrequenz f und die Dauer eines Impulses beträgt t_p. Dieses Signal kann wie jedes periodische Signal bekanntlich als Fourierreihe
Fig. 1a) shows the time course of a typical pulse signal U (t). The signal has the fundamental frequency f and the duration of a pulse is t _p . As is known, this signal, like any periodic signal, can be called a Fourier series

entwickelt werden und ist durch die Fourierkoeffizienten c_n und ϕ_n vollständig bestimmt. In Fig. 1b) sind die Fourierkoeffizienten c_n in Abhängigkeit von der Frequenz dargestellt. Fig. 1b) zeigt also das Spektrum des in Fig. 1a) gezeichneten Signals. Wenn U(t) aus sehr kurzen Impulsen besteht, also t_p « 1/f ist, dann sind die Fourierkoeffizienten c_n für nicht zu große n näherungsweise alle gleich groß. Im Grenzfall, daß U(t) aus unendlich kurzen Impulsen besteht, sind alle c_n gleich. Ist die Impulsdauer endlich, aber kurz, dann nehmen die Fourierkoeffizienten c_n mit wachsendem n langsam ab, wie in Fig. 1b) ersichtlich. Man erhält dann ein breitbandiges Spektrum aus äquidistanten Linien, die unterhalb einer gewissen Grenzfrequenz näherungsweise konstante Stärke haben. Die Erfindung benutzt nur diesen Bereich des Spektrums.be developed and is completely determined by the Fourier coefficients c _n and ϕ _n . In Fig. 1b), the Fourier coefficients are _n as a function of frequency c. FIG. 1b) thus shows the spectrum of the in Fig. Subscribed signal 1a). If U (t) consists of very short pulses, ie t _p «1 / f, then the Fourier coefficients c n are approximately the same for _n not too large. In the borderline case that U (t) consists of infinitely short pulses, all c _{n are the} same. If the pulse duration at last, but briefly, then take the Fourier coefficients c _n n increases slowly, as in Fig. 1b) can be seen. A broadband spectrum of equidistant lines is then obtained, which have approximately constant strength below a certain cutoff frequency. The invention uses only this range of the spectrum.

In diesem unteren Bereich des Spektrums ist die Phasenverschiebung der einzelnen Überwellen gegenüber der Grundwelle relativ klein und steigt mit wachsendem n langsam an. Dies ist in Fig. 2a) dargestellt. In this lower region of the spectrum, the phase shift of the individual harmonic waves is relatively small compared to the fundamental wave and increases slowly with increasing n. This is shown in Fig. 2a).

Nimmt man als Grenzfrequenz diejenige Frequenz, bei der die Linien noch 70% der Stärke der Grundwelle haben, so ist bei dieser Frequenz ihre Phasenverschiebung gegenüber der Grundwelle kleiner als 45 Grad. Die Höhe dieser Frequenz ist proportional zu 1/t_p. Mit kurzen Impulsen, wie sie z. B. mit Step-Recovery-Dioden (SRD) erzeugt werden können, reicht das Spektrum bis 50 GHz und höher.If one takes as the limit frequency that frequency at which the lines still have 70% of the strength of the fundamental wave, then at this frequency their phase shift compared to the fundamental wave is less than 45 degrees. The level of this frequency is proportional to 1 / t _p . With short pulses, such as. B. can be generated with step recovery diodes (SRD), the spectrum extends to 50 GHz and higher.

Im Rahmen der Erfindung wird das Meßobjekt mit einem Impulsförmigen Prüfsignal angesteuert. Das Meßobjekt bewirkt durch seine Eigenschaften eine Veränderung der Amplituden und Phasen der Linien im Prüfsignal. Die resultierenden Spektren am Ausgang des Meßobjektes haben z. B. die in Fig. 1c) dargestellten Amplituden und die in Fig. 2b) dargestellten Phasen. In diesen Figuren ist als Meßobjekt ein Bandpaß angenommen. Der Bandpaß hat die in den erwähnten Figuren gestrichelt gezeichneten Durchlaßkurven. Da die Amplitude aller Linien im Prüfsignal als untereinander gleich stark angesehen werden kann, gibt die Einhüllende des Spektrums am Ausgang des Meßobjektes die Durchlaßkurve desselben wieder, und da die Phasen aller Linien im Prüfsignal näherungsweise Null waren, gibt die Einhüllende der in Fig. 2b) dargestellten Phasen den Phasenverlauf der Durchlaßkurve des Meßobjektes wieder. Wie man aus Fig. 1d) leicht sehen kann, läßt sich die Auflösung dabei beliebig erhöhen, indem man die Grundfrequenz des Prüfsignals verringert.In the context of the invention, the test object is controlled with a pulse-shaped test signal. The properties of the test object change the amplitudes and phases of the lines in the test signal. The resulting spectra at the output of the object have z. B. the amplitudes shown in Fig. 1c) and the phases shown in Fig. 2b). In these figures, a bandpass filter is assumed as the measurement object. The bandpass has the transmission curves drawn in dashed lines in the figures mentioned. Since the amplitude of all lines in the test signal can be regarded as equally strong with one another, the envelope of the spectrum at the output of the test object represents the transmission curve thereof, and since the phases of all lines in the test signal were approximately zero, the envelope gives that in FIG. 2b) phases shown the phase curve of the transmission curve of the test object again. As can easily be seen from FIG. 1d), the resolution can be increased as desired by reducing the fundamental frequency of the test signal.

Fig. 3 zeigt den Aufbau eines einfachen, der Erfindung entsprechenden Gerätes. Der Impulsgenerator 31 erzeugt das Prüfsignal. Dieses durchläuft das Meßobjekt 33 und gelangt anschließend in den Mischer 34. Dort wird es mit einem Impulssignal aus dem Impulsgenerator 35 gemischt. Fig. 3 shows the structure of a simple device according to the invention. The pulse generator 31 generates the test signal. This passes through the test object 33 and then reaches the mixer 34. There it is mixed with a pulse signal from the pulse generator 35 .

Der Meßprozeß soll nun mathematisch nachvollzogen werden. Die Frequenz des Impulsgenerators 31 sei f₁, die Frequenz des anderen Impulsgenerators sei f₂=f₁ + ε, wobei ε der kleine Unterschied der beiden Frequenzen ist. Der Frequenzabstand ε wird am besten durch eine Regelung konstant gehaltene z. B., indem beide Frequenzen aus einer gemeinsamen Referenz abgeleitet werden. Entsprechende Verfahren hierfür werden am Schluß dieser Beschreibung angegeben.The measuring process should now be mathematically reproduced. The frequency of the pulse generator 31 is f ₁ , the frequency of the other pulse generator is f ₂ = f ₁ + ε, where ε is the small difference between the two frequencies. The frequency spacing ε is best kept constant by a control z. B. by deriving both frequencies from a common reference. Appropriate procedures for this are given at the end of this description.

Das Prüfsignal hat die Fourierdarstellung
The test signal has the Fourier representation

und durchläuft das Meßobjekt. Dabei verändern sich die Fourierkoeffizienten nach Maßgabe des Meßobjektes, und am Ausgang desselben liegt das Signal
and runs through the measurement object. The Fourier coefficients change in accordance with the object to be measured, and the signal is at the output of the same

Dieses Signal wird mit dem Signal des zweiten Impulsgenerators 35 gemischt, der die von f₁ sehr wenig verschiedene Frequenz f₁+ε hat. Dieses Impulssignal hat die Darstellung
This signal is mixed with the signal of the second pulse generator 35 , which has the frequency f ₁ + ε very little different from f ₁ . This pulse signal has the representation

Die Signale (3) und (4) werden vom Mischer gemischt, wobei dieser als multiplikativer Mischer angesehen wird. Dies dient jedoch nur der vereinfachten Beschreibung. In Wirklichkeit ist kein idealer multiplikativer Mischer erforderlich, da eines der zu mischenden Signale ja ein Impulssignal ist, und die Multiplikation eines Signals mit einem Impulssignal ist nichts anderes als das Ein- und Ausschalten des ersten Signals. Es wird also lediglich ein übliches Samplingtor benötigt. Das Signal am Ausgang des Mischers hat die Gestalt
The signals (3) and (4) are mixed by the mixer, which is regarded as a multiplicative mixer. However, this is only for the simplified description. In reality, an ideal multiplicative mixer is not required since one of the signals to be mixed is a pulse signal, and multiplying a signal by a pulse signal is nothing more than switching the first signal on and off. All that is needed is a standard sampling gate. The signal at the output of the mixer takes the form

Die Multiplikation der beiden sin-Faktoren ergibt
The multiplication of the two sin factors gives

also ein Spektrum von Schwingungen mit den Frequenzen nf₁ - kf₁ - k_ε und nf₁ + kf₁ + k_ε. Dabei können k und n alle möglichen Kombinationen sein. Das Signal U_A gelangt durch den Tiefpaß 36 (Fig. 3), der nur Signale mit Frequenzen kleiner als f₁/2 passieren läßt. Damit fällt der zweite Summand aus (6) ganz weg, da er nur höhere Frequenzen enthält. Vom ersten Summanden bleiben alle Teile mit genügend kleiner Frequenz übrig, z. B. die Anteile mit k = n, wenn n kleiner als f₁/2_ε ist. Der Tiefpaß 32 in Fig. 3, der zwischen dem Impulsgenerator 31 und dem Meßobjekt angeordnet ist, sorgt dafür, daß keine zu hohen Oberwellen des Impulsgenerators durchkommen. Wenn seine Grenzfrequenz so gewählt wird, daß nur Signalanteile von U₁(t) mit n ≦ f₁/2_ε durchkommen, also
thus a spectrum of vibrations with the frequencies nf ₁ - kf ₁ - k _ε and nf ₁ + kf ₁ + k _ε . K and n can be all possible combinations. The signal U _A passes through the low-pass filter 36 (Fig. 3), the only signals having frequencies lower than _f1 can pass / 2. This eliminates the second summand from (6) completely, since it only contains higher frequencies. From the first summand all parts remain with a sufficiently low frequency, e.g. B. n shares, where k =, when n is smaller than _ε _f1 / 2. The low-pass filter 32 in FIG. 3, which is arranged between the pulse generator 31 and the measurement object, ensures that no excessive harmonics of the pulse generator get through. If its cutoff frequency is selected so that only signal portions of U ₁ (t) with n ≦ f _1/2 _ε get through, so

f₀ ≦ f₁ ²/2_ε (7)
₀ ≦ f f ₁ ^2/2 _ε (7)

dann gelangen von allen Komponenten des Signals U_A(t) nach (6) wirklich nur diejenigen mit k = n an den Ausgang des Tiefpasses 36. Da außerdem die ϕ_2,k alle näherungsweise Null und die c_2,k alle gleich sind, nimmt das Signal bis auf einen konstanten Faktor die Gestalt
then of all components of the signal U _A (t) according to (6) only those with k = n really reach the output of the low pass 36. Since, in addition, the ϕ _{2, k are} all approximately zero and the c _{2, k are} all the same, the signal takes shape except for a constant factor

an. Es hat die Amplituden c_1,n' des breitbandigen Signals am Ausgang des Meßobjektes und die Phasen ϕ_1,n' desselben Signals. Im Ergebnis ist das Ausgangssignal U_A'(t) also ein dem Signal am Ausgang des Meßobjektes völlig gleiches, mit dem einzigen Unterschied, daß die Frequenz f durch die Frequenz S ersetzt wurde, welches die kleine Differenz der beiden Impulsgeneratorfrequenzen ist. Aus diesem Signal lassen sich somit alle Informationen über das Meßobjekt gewinnen, die in dem viel breitbandigeren Signal am Ausgang des Meßobjektes enthalten waren. Ein Signal ist ja durch die Angabe sämtlicher Fourierkoeffizienten c und ϕ vollständig beschrieben. Und eben diese Fourierkoeffizienten sind in beiden Signalen gleich, wie ein Vergleich von (3) und (8) sofort ergibt.on. It has the amplitudes c _{1, n 'of} the broadband signal at the output of the test object and the phases ϕ _{1, n' of the} same signal. As a result, the output signal U _{A '} (t) is completely identical to the signal at the output of the test object, with the only difference that the frequency f has been replaced by the frequency S, which is the small difference between the two pulse generator frequencies. From this signal, all information about the test object can be obtained that was contained in the much broader signal at the output of the test object. A signal is completely described by the specification of all Fourier coefficients c and ϕ. And these Fourier coefficients are the same in both signals, as a comparison of (3) and (8) shows immediately.

Anhand von Fig. 4 werden die eben beschriebenen Vorgänge noch einmal erläutert. Fig. 4a) zeigt die Spektren der am Eingang des Mischers liegenden Signale im Frequenzbereich. Dabei sind die Linien des Prüfsignals, das das Meßobjekt durchlaufen hat, mit durchgezogenen Linien eingetragen. Als Meßobjekt wurde ein Tiefpaß angenommen. Folglich nimmt die Stärke der Linien mit zunehmender Frequenz ab. Die gestrichelten Linien stellen die Linien des den Mischer direkt ansteuernden Impulsgenerators dar. Sie weisen gegenüber dem Prüfsignal den kleinen Frequenzunterschied ε auf und sind alle gleich stark, da sie keinen Tiefpaß durchlaufen haben. Im Mischer entsteht ein Signal, welches aus allen Summen- und Differenzfrequenzen besteht, die sich durch Kombination von je einer gestrichelten mit einer durchgezogenen Linie ergeben. Die niedrigsten Linien mit Frequenzen, die ein Vielfaches von ε sind, entstehen durch Mischung der direkt benachbarten Linien aus Fig. 4a).The processes just described are explained again with reference to FIG. 4. Fig. 4a) the spectra of the signals present at the input of the mixer is in the frequency range. The lines of the test signal that have passed through the test object are entered with solid lines. A low-pass filter was assumed as the test object. As a result, the strength of the lines decreases with increasing frequency. The dashed lines represent the lines of the pulse generator which directly drives the mixer. They have a small frequency difference ε compared to the test signal and are all of the same strength since they have not passed a low pass. A signal is generated in the mixer, which consists of all sum and difference frequencies, which result from the combination of a dashed and a solid line. The lowest lines with frequencies that are a multiple of ε arise by mixing the directly adjacent lines from FIG. 4a).

Das Spektrum der Mischprodukte zeigt Fig. 4b). Die untersten dort eingezeichneten Linien (Bereich 1) sind die Mischprodukte solcher benachbarter Linien. In Fig. 4b) sind außerdem Mischprodukte höherer Frequenz eingezeichnet (Bereiche 2 und 3). Die Mischprodukte aus Bereich 2 kommen zustande, indem immer eine gestrichelte Linie aus Fig. 4a) mit der nächsthöheren durchgezogenen Linie kombiniert wird, die Mischprodukte aus Bereich 3 entstehen durch Kombination je einer durchgezogenen Linie mit der zweiten höheren gestrichelten. Wie man durch Betrachtung der Amplituden in Fig. 4b) erkennt, geht aus jedem der Bereiche der Tiefpaßcharakter des Meßobjektes qualitativ und quantitativ hervor. Durch Auswertung des Ausgangssignals des Mischers läßt sich also der Frequenzgang des Meßobjektes rekonstruieren. Dasselbe gilt für die Ausmessung der Phasenverschiebung, die in der Zeichnung jedoch nicht dargestellt werden kann.The spectrum of the mixed products is shown in Fig. 4b). The bottom lines drawn there (area 1) are the mixed products of such neighboring lines. In Fig. 4b) mixed products of higher frequency are also shown (areas 2 and 3). The mixed products from area 2 are created by always combining a dashed line from FIG. 4a) with the next higher solid line, the mixed products from area 3 are created by combining a solid line with the second higher dashed line. As can be seen by looking at the amplitudes in FIG. 4b), the low-pass character of the measurement object emerges qualitatively and quantitatively from each of the areas. The frequency response of the test object can thus be reconstructed by evaluating the output signal of the mixer. The same applies to the measurement of the phase shift, which however cannot be shown in the drawing.

Der in Fig. 3 eingezeichnete Tiefpaß 36 sorgt dafür, daß nur der Bereich 1 aus Fig. 4b) an den Ausgang gelangt. Er konnte auch durch einen Bandpaß ersetzt werden, der nur einen der Bereiche 2, 3 oder einen noch höherliegenden, nicht eingezeichneten Bereich durchläßt. Da ein Tiefpaß am einfachsten zu bauen ist, dürfte jedoch die Losung mit einem Tiefpaß bevorzugt werden. Die Verwendung eines Bandpasses ermöglicht es aber, einen Teil des vom Mischer erzeugten niederfrequenten Schrotrauschens auszublenden und somit eine gesteigerte Empfindlichkeit zu erzielen. The low pass 36 shown in FIG. 3 ensures that only area 1 from FIG. 4b) reaches the exit. It could also be replaced by a band pass that only allows one of the areas 2, 3 or an even higher area, not shown. Since a low pass is the easiest to build, the solution with a low pass should be preferred. The use of a bandpass, however, makes it possible to suppress part of the low-frequency shot noise generated by the mixer and thus to achieve an increased sensitivity.

Die Auswertung des bandbreitenreduzierten Signals kann mit den üblichen Methoden der Spektralanalyse vorgenommen werden, also z. B. durch einen Überlagerungsempfänger, der hintereinander auf jede Linie des Spektrums abgestimmt wird. Dabei ist jedoch die Phasenauswertung mit zusätzlichem Aufwand verbunden Außerdem kann die Messung, wie nachfolgende Überlegung zeigt, sehr lange dauern.The bandwidth-reduced signal can be evaluated using the usual methods of spectral analysis be made, e.g. B. by an overlay receiver, one after the other on each line of the Spectrum is matched. However, the phase evaluation is associated with additional effort In addition, as the following consideration shows, the measurement can take a very long time.

Wenn ein Schwingkreis der Bandbreite B auf etwa 70% der Endamplitude einschwingen soll, dann muß die Erregung etwa die Zeit 1/B dauern. Beim Wobbelverfahren muß die Frequenzänderung des Oszillators so langsam erfolgen, daß die Oszillatorfrequenz wenigstens während der Zeit 1/B in dem Frequenzintervall der Breite B bleibt, um zu große Meßfehler zu vermeiden. Das führt zu einer Begrenzung der Wobbelgeschwindigkeit und dazu, daß die Messung eine gewisse Zeit beansprucht. Soll z. B. ein Bereich von 100 MHz mit einer Auflösung von 100 kHz ausgemessen werden, dann muß die Oszillatorfrequenz in jedem Abschnitt der Breite 100 kHz wenigstens 1/100 kHz = 10 µs lang verweilen. Der 100 MHz-Bereich setzt sich aus 1.000 solcher Abschnitte zusammen. Folglich dauert die Messung 1.000.10 µs = 10 ms. Nimmt die geforderte Auflösung zu, so verlängert sich die Meßzeit. Für 10 kHz Auflösung wird im obigen Beispiel 1s benötigt bei 1 kHz sind 100 s erforderlich. Die Zeit steigt also quadratisch mit der reziproken geforderten Auflösung.If a resonant circuit of bandwidth B is to settle to about 70% of the final amplitude, then the Excitement last about 1 / B time. With the wobble method the frequency change of the oscillator must be like this slowly happen that the oscillator frequency at least during the time 1 / B in the frequency interval of Width B remains in order to avoid large measurement errors. This leads to a limitation of Sweep speed and that the measurement takes a certain amount of time. Should z. B. a range of 100 MHz are measured with a resolution of 100 kHz, then the oscillator frequency in each section the width of 100 kHz linger for at least 1/100 kHz = 10 µs. The 100 MHz range consists of 1,000 such sections together. As a result, the measurement takes 1,000.10 µs = 10 ms. Takes the requested one Resolution, the measuring time is extended. For 10 kHz resolution, 1s is required at 1 in the example above kHz, 100 s are required. So the time increases quadratically with the reciprocal required resolution.

Die Erfindung befaßt sich mit sehr viel breiteren Frequenzbändern, z. B. 10 GHz. Die erreichbare Auflösung ist durch die Wahl der Impulsfrequenz f₁ gegeben. Um diese Auflösung zu erreichen, muß jede Linie des bandbreitenreduzierten Spektrums mit der Auflösung ε ausgemessen werden. Dafür benötigt man pro Linie die Zeit 1/ε. Bei 10 GHz Bandbreite und 10 MHz Auflösung muß ε kleiner als 5 kHz gewählt werden, nach der oben angegebenen Bedingungen (7). Wählt man ε = 2 kHz, dann dauert die Ausmessung einer Linie 1/2 kHz = 0,5 ms und die Ausmessung aller 1.000 Linien dauert 0,5 s.The invention is concerned with much wider frequency bands, e.g. B. 10 GHz. The achievable resolution is given by the choice of the pulse frequency f ₁ . To achieve this resolution, each line of the bandwidth-reduced spectrum must be measured with the resolution ε. For this you need time 1 / ε per line. With 10 GHz bandwidth and 10 MHz resolution, ε must be chosen to be less than 5 kHz, according to the conditions given above (7). If you select ε = 2 kHz, the measurement of a line takes 1/2 kHz = 0.5 ms and the measurement of all 1,000 lines takes 0.5 s.

Fordert man f₁ = 1 MHz, so muß ε kleiner als 50 Hz sein, z. B. 20 Hz. Eine Linie zu messen, dauert dann 0,05 s, alle 10.000 Linien brauchen 500 s, etwa 8 Minuten. Die Dauer der Messung steigt mit der 3. Potenz der reziproken Auflösung und nimmt schnell unhandliche Ausmaße an.If f ₁ = 1 MHz is required, then ε must be less than 50 Hz, e.g. B. 20 Hz. Measuring a line then takes 0.05 s, all 10,000 lines take 500 s, about 8 minutes. The duration of the measurement increases with the 3rd power of the reciprocal resolution and quickly takes on unwieldy dimensions.

Um die Meßzeiten zu verkürzen, werden mehrere Linien auf einmal ausgemessen, am besten alle gleichzeitig. Darin steigen die Meßzeiten nur noch quadratisch mit dem Kehrwert der Auflösung- wie beim Wobbelverfahren auch. Eine einfache Methode, das ganze Signal auf einmal auszuwerten, ist die Bildung der Fouriertransformierten. Dieses an sich bekannte Verfahren läßt sich leicht mit Hilfe von Computern durchführen. Die Anwendung der erfindungsgemäßen Bandbreitenreduktion ist jedoch Voraussetzung für die Durchführbarkeit einer A/D-Wandlung und damit der Fouriertransformation. Die Fouriertransformation erfolgt am besten mit Hilfe des als schnelle Fouriertransformation (FFT) bekannten Verfahrens. Es liefert direkt die als Meßergebnisse der Vierpolmessung gewünschten Amplituden und Phasen, indem aus dem Verlauf des Signals die Koeffizienten c_n und ϕ_n der Darstellung (8) ermittelt werden. Das Verfahren ist auf einfachen Rechnern schnell durchführbar. Zusammen mit einer graphischen Darstellung der Ergebnisse durch den Computer und der gegebenen Möglichkeit, diese zu speichern und weiterzuverarbeiten, entsteht ein leistungsfähiges, komfortables Meßgerät Die schnelle Fouriertransformation ist am leistungsfähigsten, wenn die Zahl der zu transformierenden Werte gleich 2ⁿ mit einer natürlichen Zahl n ist. Folglich ist es günstig, die Frequenzen im Meßgerät so zu wählen, daß f₁ = 2ⁿ.ε ist. In order to shorten the measuring times, several lines are measured at once, preferably all at the same time. In it, the measuring times only increase quadratically with the reciprocal of the resolution - as with the wobble method. A simple method to evaluate the whole signal at once is to form the Fourier transform. This method, which is known per se, can easily be carried out with the aid of computers. However, the use of the bandwidth reduction according to the invention is a prerequisite for the feasibility of an A / D conversion and thus of the Fourier transformation. The Fourier transform is best done using the process known as Fast Fourier Transform (FFT). It supplies the amplitudes and phases desired as the measurement results of the four-pole measurement by determining the coefficients c _n and ϕ _{n of} the representation (8) from the course of the signal. The process can be carried out quickly on simple computers. Together with a graphic representation of the results by the computer and the possibility to save and process them, the result is a powerful, convenient measuring device. The fast Fourier transformation is most efficient when the number of values to be transformed is 2 ⁿ with a natural number n . It is therefore advantageous to choose the frequencies in the measuring device so that f ₁ = 2 ⁿ .ε.

Der besondere Vorteil dieser Auswertung des Signales besteht darin, daß sie ohne zusätzlichen Aufwand die Phasenverschiebungen mitliefert, für deren Ermittlung sonst eine Phasenmeßbrücke erforderlich wäre.The particular advantage of this evaluation of the signal is that it can be used without additional effort Provides phase shifts, for the determination of which a phase measuring bridge would otherwise be required.

Fremdsignale, Nutzsignale anderer Gerate und Rauschen stören die Messung in gewissem Maße. Die Störungen lassen sich vermindern, wenn man die Erfindung so ausbaut, daß die Messung mehrmals hintereinander durchgeführt wird und von den Ergebnissen der Mittelwert genommen wird. Insbesondere bei der Auswertung der Ergebnisse mittels schneller Fouriertransformation geht die Einzelmessung schnell und die Mittelung einiger 100 oder 1.000 Ergebnisse ist ohne weiteres möglich. Die Mittelwertbildung erhöht die Empfindlichkeit der Messung, da sie das Rauschen verringert. So kann ein und dasselbe Meßgerät an die verschiedenen Anforderungen angepaßt werden, indem man so lange neu mißt und mittelt, bis die gewünschte Genauigkeit erreicht ist. Man benötigt also zur Steigerung der Empfindlichkeit keine zusätzlichen Geräte, wie selektive Vorverstärker und ähnliches, was beim Wobbelverfahren benötigt wird.External signals, useful signals from other devices and noise interfere with the measurement to a certain extent. The disturbances can be reduced if the invention is expanded so that the measurement several times in succession is carried out and the mean is taken from the results. Especially when evaluating of the results by means of fast Fourier transformation, the individual measurement goes quickly and the averaging of some 100 or 1,000 results are easily possible. Averaging increases the sensitivity of the Measurement because it reduces the noise. So one and the same measuring device can be connected to the different Requirements can be adjusted by measuring and averaging until the desired accuracy is reached. So you don't need any additional devices like selective to increase the sensitivity Preamplifier and the like, which is needed in the sweeping process.

Die Störunterdrückung wird noch effektiver, wenn die Impulsfrequenz f moduliert wird. Im Rahmen der Erfindung ermöglicht ein besonderer Trick, daß sich bei dieser Modulation das bandbreitenreduzierte Ausgangssignal nicht wesentlich ändert, so daß die Auswertung genau in derselben Weise erfolgen kann, wie ohne Modulation.The interference suppression becomes even more effective if the pulse frequency f is modulated. In the context of the invention, a special trick enables that with this modulation bandwidth-reduced output signal does not change significantly, so the evaluation in exactly the same way can be done as without modulation.

Die Modulation der Impulsfrequenz bewirkt, daß sich eine feste Störfrequenz, die ohne Modulation mehrere feste Linien im bandbreitenreduzierten Signal ergeben würde, über das gesamte Spektrum verteilt. Der erwähnte Trick besteht darin, die Frequenzen f₁ und ε "parallel" zu modulieren, also so, daß jederzeit Δf₁/f₁ = Δε/ε ist. Dann verändert sich die Hüllkurve des bandbreitenreduzierten Spektrums nicht.The modulation of the pulse frequency has the effect that a fixed interference frequency, which would result in several fixed lines in the bandwidth-reduced signal without modulation, is distributed over the entire spectrum. The trick mentioned is to modulate the frequencies f ₁ and ε "in parallel", that is, so that Δf ₁ / f ₁ = Δε / ε at all times. Then the envelope of the bandwidth-reduced spectrum does not change.

Eine Ausführung dieses Gedankens zeigt Fig. 5. Ein Oszillator 52 wird mit dem Signal des Generators 51 frequenzmoduliert. Aus der Oszillatorfrequenz gewinnt man z. B. mit Frequenzsynthese 53 die Frequenzen f₁ und f₂ = f₁ + ε. Hierfür können auch die am Schluß dieser Beschreibung angegebenen Verfahren benutzt werden. Die beiden Impulsformer 54 und 55 erzeugen Impulse der entsprechenden Frequenzen. Danach verläuft alles wie üblich.An embodiment of this idea is shown in FIG. 5. An oscillator 52 is frequency-modulated with the signal from the generator 51 . From the oscillator frequency you get z. B. with frequency synthesis 53, the frequencies f ₁ and f ₂ = f ₁ + ε. The methods specified at the end of this description can also be used for this. The two pulse shapers 54 and 55 generate pulses of the corresponding frequencies. Then everything goes as usual.

Man betrachte nun eine bestimmte Frequenz f im breitbandigen Spektrum vor dem Mischereingang. Wenn der Oszillator 52 nicht moduliert ist, sei gerade f= f₁.k mit ganzzahligem k. Dieser Frequenz f ist am Ausgang des Mischers die Frequenz k.ε zugeordnet. Nun ändert sich die Frequenz des Oszillators durch die Modulation. Zu einem bestimmten Zeitpunkt habe sie sich soweit geändert, daß nun f=f₁'.(k+1) ist. In diesem Moment ist also f₁'= f₁.k/(k+1). Der Frequenz f ist nun die Frequenz (k+1).ε' im bandbreitenreduzierten Spektrum zugeordnet. Da sich ε im selben Maß ändert wie f₁, ist ε' = ε.k/(k+1) und die zugeordnete Frequenz (k+1).ε'-(k+1).ε.k/(k+1) = k.ε ist also dieselbe wie vorher. Das gilt für beliebig weite Modulation. Bei solcher, paralleler Modulation der beiden Frequenzen verändert sich die Hüllkurve des bandbreitenreduzierten Spektrums also nicht.Now consider a certain frequency f in the broadband spectrum in front of the mixer input. If the oscillator 52 is not modulated, let f = f ₁ .k with an integer k. This frequency f is assigned the frequency k.ε at the output of the mixer. Now the frequency of the oscillator changes due to the modulation. At a certain point in time it had changed so much that f = f ₁ '. (K + 1). At this moment, f ₁ '= f ₁ .k / (k + 1). The frequency f is now assigned the frequency (k + 1) .ε 'in the bandwidth-reduced spectrum. Since ε changes to the same extent as f ₁ , ε '= ε.k / (k + 1) and the assigned frequency (k + 1) .ε' - (k + 1) .ε.k / (k + 1) = k.ε is the same as before. This applies to any amount of modulation. With such parallel modulation of the two frequencies, the envelope of the bandwidth-reduced spectrum does not change.

Sowohl das breitbandige Prüfsignal als auch das bandbreitenreduzierte Signal haben jetzt ein mehr oder weniger kontinuierliches Spektrum. Ein Störsignal fester Frequenz wird über die gesamte Bandbreite des bandbreitenreduzierten Signals verteilt. Wenn die Modulation des Oszillators 52 mit einem Rauschsignal erfolgt nimmt die Störung am Ausgang ebenfalls Rauschcharakter an und läßt sich aus mehreren Messungen herausmitteln.Both the broadband test signal and the reduced bandwidth signal now have a more or less continuous spectrum. A fixed frequency interference signal is distributed over the entire bandwidth of the bandwidth-reduced signal. If the oscillator 52 is modulated with a noise signal, the disturbance at the output also takes on a noise character and can be averaged out from several measurements.

Die Messung wird nun von anderen Signalen, die nicht mit dem frequenzmodulierendem Signal korreliert sind, kaum noch gestört, und kann auch durchgeführt werden, wenn gleichzeitig andere Signale das Meßobjekt passieren.The measurement is now carried out by other signals that are not correlated with the frequency-modulating signal. hardly disturbed anymore, and can also be carried out when other signals simultaneously the object to be measured happen.

Darüber hinaus nimmt auch das Spektrum des Prüfsignals Rauschcharakter an und beeinflußt andere, schmalbandige Signale nur wenig. Die Kombination dieser Eigenschaften gestattet es, die Erfindung so auszubilden, daß eine Übertragungsstrecke während des Betriebes dauernd überwacht werden kann, ohne daß sich die Nachrichten und das Prüfsignal gegenseitig stören.In addition, the spectrum of the test signal takes on a noise character and influences other, narrowband signals only a little. The combination of these properties allows the invention to be so train that a transmission link can be monitored continuously during operation without the messages and the test signal interfere with each other.

Wenn die Vierpolmessung nicht von der Frequenz Null an erfolgen soll, sondern eine untere und eine obere Frequenzgrenze f_o bzw. f_u vorgegeben sind, kann die Erfindung auf die eingeschränkten Anforderungen mit Vorteil angepaßt werden.If the four-pole measurement is not to take place from zero frequency, but instead a lower and an upper frequency limit f _o or f _{u are} specified, the invention can advantageously be adapted to the restricted requirements.

Wenn man, wie in Fig. 6 dargestellt, einen Bandpaß zwischen den ansteuernden Impulsgenerator und das Meßobjekt schaltet, der nur den interessanten Bereich passieren läßt, dann gilt die Bedingung (7) entsprechend für f_o - f_u, also f_o - f_u ≦ f₁ ²/2ε. Man erreicht, daß ε bei gegebenem f₁ größer gewählt werden kann, was die Meßzeit verringert und verhindert, daß überflüssige Daten aufgenommen werden. Außerdem verliert das Prüfsignal bei kleinem f_o - f_u seinen Impulscharakter, was Vorteile bei manchen Meßobjekten bringt.If, as shown in FIG. 6, a bandpass is switched between the driving pulse generator and the test object, which only allows the interesting area to pass, then condition (7) applies accordingly to f _o - f _u , that is, f _o - f _u ≦ f ₁ ² / 2ε. It is achieved that ε can be chosen larger for a given f ₁ , which reduces the measurement time and prevents superfluous data from being recorded. In addition, the test signal loses its impulsive character when the f _o - f _u is small, which has advantages for some measurement objects.

Eine weitere Möglichkeit der Anpassung an einen vorgegebenen Frequenzbereich besteht in der Anordnung nach Fig. 7. Sie besteht aus den beiden üblichen Impulsgeneratoren 76 und 77, die wie die vorher verwendeten Impulsgeneratoren eine kleine Frequenzdifferenz haben. Die Impulse modulieren ein HF-Signal konstanter Frequenz, was vom Oszillator 71 erzeugt wird. Die Modulatoren 74 und 75 nehmen die Modulation vor. Um sie voneinander zu entkoppeln, können Trennstufen oder Richtungsleitungen zwischen dem Oszillator und den Modulatoren eingebaut werden. Die Modulatoren können von sehr einfacher Bauart sein, da nichtlineare Verzerrungen in ihnen nicht nur unschädlich, sondern sogar nützlich sind, denn sie erhöhen den Oberwellengehalt der Impulse. Fig. 8a) zeigt den zeitlichen Verlauf eines erhaltenen modulierten Signals. Dabei wurde 100% Modulation vorausgesetzt, was allerdings nicht notwendig ist. In Fig. 8b) sind die Spektren beider modulierter Signale enthalten. Wie in Fig. 4 repräsentieren die durchgezogenen Linien das Prüfsignal und die gestrichelten Linien das Signal, das später zur Überlagerung verwendet wird. Die Mittenfrequenz der Spektren ist die Oszillatorfrequenz des Oszillators 71 und ist für beide Signale gleich.A further possibility of adapting to a predetermined frequency range consists in the arrangement according to FIG. 7. It consists of the two usual pulse generators 76 and 77 , which, like the pulse generators used previously, have a small frequency difference. The pulses modulate an RF signal of constant frequency, which is generated by the oscillator 71 . The modulators 74 and 75 perform the modulation. In order to decouple them from each other, isolators or direction lines can be installed between the oscillator and the modulators. The modulators can be of a very simple design, since nonlinear distortions are not only harmless in them, but are even useful because they increase the harmonic content of the pulses. Fig. 8a) shows the waveform of an obtained modulated signal. 100% modulation was assumed, but this is not necessary. In Fig. 8b), the spectra are contained both modulated signals. As in FIG. 4, the solid lines represent the test signal and the dashed lines represent the signal that will later be used for the superimposition. The center frequency of the spectra is the oscillator frequency of the oscillator 71 and is the same for both signals.

Nachdem eines der Signale das Meßobjekt 72 passiert hat, werden die beiden Signale im Mischer 79 gemischt, was wieder die für die Erfindung typische Bandbreitenreduktion bewirkt. Um Eindeutigkeit am Ausgang des Mischers zu erzielen, muß von wenigstens einem der beiden in Fig. 8b) dargestellten Spektren ein Seitenband unterdrückt werden. Wenn man eine Umschaltung zwischen den Seitenbändern vorsieht, können trotzdem beide zur Messung herangezogen werden.After one of the signals has passed the test object 72 , the two signals are mixed in the mixer 79 , which in turn brings about the bandwidth reduction typical of the invention. In order to achieve uniqueness at the outlet of the mixer, a sideband of at least one of the two spectra shown in FIG. 8b) must be suppressed. If you switch between the sidebands, both can still be used for the measurement.

Gegenüber den herkömmlichen Vierpolanalysatoren hat das Vorgehen nach Fig. 7 den Vorteil, daß nur ein Oszillator fester Frequenz benötigt wird, was insbesondere bei höchsten Frequenzen einen erheblichen Preisvorteil bringt. Dieser eine Oszillator erzeugt das Prüf- und das Überlagerungssignal, so daß gegenüber Verfahren, die mit Überlagerungsempfängern arbeiten, ein weiterer abstimmbarer Oszillator gespart wird. Das Verfahren kann mit den vorher genannten Maßnahmen Mittelwertbildung und Frequenzmodulation der Impulssignale verbunden werden, so daß es die Störunterdrückung selektiver Meßgeräte ohne weiteres erreicht.Compared to the conventional four-pole analyzers, the procedure according to FIG. 7 has the advantage that only an oscillator of a fixed frequency is required, which brings a considerable price advantage especially at the highest frequencies. This one oscillator generates the test and the beat signal, so that a further tunable oscillator is saved compared to methods that work with beat receivers. The method can be combined with the previously mentioned measures of averaging and frequency modulation of the pulse signals, so that it easily achieves the interference suppression of selective measuring devices.

Das Verfahren nach Fig. 7 ist für die höchsten Frequenzen anwendbar, für die überhaupt Oszillatoren existieren. Es gestattet die Benutzung äußerst starker Signale als Prüfsignal, wenn einer der Modulatoren für das Prüfsignal als gepulster Verstärker, beispielsweise unter Verwendung einer gepulsten Mikrowellenröhre ausgeführt wird, wobei Wanderfeldröhren mit Strahlsteuerelektrode sehr leicht und sehr breitbandig modulierbar sind.The method according to FIG. 7 can be used for the highest frequencies for which oscillators exist at all. It allows the use of extremely strong signals as a test signal if one of the modulators for the test signal is designed as a pulsed amplifier, for example using a pulsed microwave tube, whereby traveling wave tubes with a beam control electrode can be modulated very easily and very broadband.

Es soll noch an konkreten Schaltungsbeispielen gezeigt werden, daß sich alle speziellen mit der Erfindung verbundenen schaltungstechnischen Aufgaben leicht und mit preiswerten Bauteilen von der Stange realisieren lassen.It should be shown on specific circuit examples that all special with the invention associated circuitry tasks easily and with inexpensive off-the-shelf components to let.

Die Erfindung benötigt Impulsgeneratoren für kurze Impulse. Diese lassen sich am einfachsten mit integrierten Gattern realisieren, deren Eingänge von der Taktfrequenz gesteuert werden und deren Ausgangssignal differenziert wird. Eine Ausführung zeigt Fig. 9. Am Eingang 91 der Schaltung nach Fig. 9 liegt ein vom Oszillator kommendes Signal mit einem der Transistor- Transistor- Logik angepaßten Pegel. Die beiden als Inverter geschalteten Und-Gatter vom gebräuchlichen Typ 74 LS 00 formen aus dem Eingangssignal der Schaltung ein steilflankiges Rechtecksignal. Eine nachgeschaltete Differenzierschaltung aus einem Widerstand R91 von 50 Ω und einem Kondensator C91( etwa 10 pF) formt die Rechtecksparinung am Ausgang des Gatters zu Impulsen um. Es lassen sich Impulse erzeugen, deren Spektrum bis 500 MHz reicht. Unter Verwendung einer schnelleren Ausführung des Gatters, des 74 AS 00, lassen sich etwa 2 GHz erreichen. Dabei muß das Differenzierglied durch Verwendung eines kleineren Kondensators C91 (von etwa 4,7 pF) modifiziert werden.The invention requires pulse generators for short pulses. The easiest way to achieve this is with integrated gates, whose inputs are controlled by the clock frequency and whose output signal is differentiated. An embodiment is shown in FIG. 9. At the input 91 of the circuit according to FIG. 9 there is a signal coming from the oscillator with a level adapted to the transistor-transistor logic. The two AND gates of the common type 74 LS 00 connected as inverters form a steep-sided square-wave signal from the input signal of the circuit. A downstream differentiating circuit consisting of a resistor R91 of 50 Ω and a capacitor C91 (about 10 pF) converts the square-wave saving at the output of the gate into pulses. Pulses can be generated with a spectrum of up to 500 MHz. Using a faster version of the gate, the 74 AS 00, can achieve around 2 GHz. The differentiator must be modified using a smaller capacitor C91 (approximately 4.7 pF).

Wenn man die eben beschriebene Schaltung um eine Ausgangsstufe erweitert, die einen Transistor hoher Grenzfrequenz als Verstärker betreibt, können stärkere und kürzere Impulse erzeugt werden. Eine derartig verbesserte Schaltung zeigt Fig. 10. Der Transistor Tr 101 vom Typ BFR182 enthält in seinem Gehäuse zwei Widerstände in der Beschaltung der Basis und kann direkt mit dem vom Gatter kommenden, differenzierten Signal angesteuert werden, ohne, daß externe Spannungsteilerwiderstände zur Vorspannungserzeugung erforderlich sind Der Kondensator C103 von 4,7 pF sorgt für eine Differentiation des vom Gatter kommenden Rechtecksignals. Der Transistor wird vom an seiner Basis ankommenden Signal stark übersteuert und versteilert so die Flanken des Signals. Er gibt daher über das anschließende Differenzierglied C102/R101 verstärkte und sehr kurze Impulse ab. Der Kondensator C101 verhindert eine Störung der Betriebsspannung durch die schnellen Umschaltvorgange.If you extend the circuit just described by an output stage that operates a transistor with a high cutoff frequency as an amplifier, stronger and shorter pulses can be generated. Such an improved circuit is shown in FIG. 10. The transistor Tr 101 of the type BFR182 contains two resistors in the circuit of the base in its housing and can be driven directly with the differentiated signal coming from the gate, without the need for external voltage dividing resistors to generate the bias voltage The 4.7 pF capacitor C103 provides a differentiation of the square wave signal coming from the gate. The transistor is heavily overdriven by the signal arriving at its base and thus distributes the edges of the signal. It therefore emits amplified and very short pulses via the subsequent differentiating element C102 / R101. The capacitor C101 prevents the operating voltage from being disturbed by the rapid switching processes.

Für die Impulserzeugung sehr gut geeignet sind Step-Recovery-Dioden (SRDs). Eine Step-Recovery-Diode funktioniert im wesentlichen wie eine normale Diode, d. h. sie leitet in einer Richtung und sperrt in die andere. Bei Betrieb der Diode in Durchlaßrichtung sammeln sich im Halbleiter Ladungsträger an. Wenn man die angelegte Spannung nun rasch umpolt, so leitet die Diode noch eine kurze Zeit weiter, bis die angesammelten Ladungsträger ausgeräumt sind. In der Step-Recovery-Diode ist dieser Ausräumvorgang nun so optimiert, daß die Diode in sehr kurzer Zeit (einige zehn Picosekunden) in den gesperrten Zustand übergeht. Dieser Vorgang wird für die Impulserzeugung ausgenützt. In Fig. 11 ist eine mögliche Beschaltung dieser Diode dargestellt. Das hier verwendete Gatter 74 LS 00 liefert eine Rechteckspannung an seinem Ausgang. Der im Zeitmittel durch die Step- Recovery-Diode SRD fließende Strom verursacht einen Spannungsabfall an R112 (verwendet wird etwa 1 kΩ) und lädt C111 (100 nF) auf. Durch diese beiden Bauteile wird der Arbeitspunkt der Diode festgelegt. Durch die Rechteckspannung wird die Step-Recovery-Diode SRD dauernd zwischen Durchlaß- und Sperrichtung hin- und hergeschaltet. Wie oben beschrieben, geht die Diode abrupt vom leitenden in den gesperrten Zustand über. Dabei tritt an der Induktivität L111 ein Rückschlagimpuls auf, der über den Kondensator C112 an den Ausgang gelangt. C112 wird so dimensioniert, daß er die sehr kurzen Rückschlagimpulse passieren läßt, aber die dagegen langsamen Flanken des vom Gatter gelieferten Signals sperrt. Mit einer solchen Schaltung lassen sich Impulse erzeugen, deren Spektrum bei sorgfältigem Aufbau 50 GHz Bandbreite erreicht.Step recovery diodes (SRDs) are very well suited for pulse generation. A step recovery diode essentially works like a normal diode, ie it conducts in one direction and blocks in the other. When the diode is operated in the forward direction, charge carriers accumulate in the semiconductor. If the polarity is reversed quickly, the diode will continue to transmit for a short time until the accumulated charge carriers have been removed. This clearing process is now optimized in the step recovery diode so that the diode goes into the blocked state in a very short time (a few tens of picoseconds). This process is used for the pulse generation. A possible connection of this diode is shown in FIG . The gate 74 LS 00 used here supplies a square-wave voltage at its output. The current flowing through the step recovery diode SRD on average causes a voltage drop at R112 (approximately 1 kΩ is used) and charges C111 (100 nF). The operating point of the diode is determined by these two components. The step recovery diode SRD is continuously switched back and forth between the forward and reverse directions by the square-wave voltage. As described above, the diode changes abruptly from the conductive to the blocked state. A kickback pulse occurs at inductor L111, which arrives at the output via capacitor C112. C112 is dimensioned so that it allows the very short return pulses to pass, but blocks the slow edges of the signal supplied by the gate. With such a circuit, pulses can be generated, the spectrum of which reaches 50 GHz bandwidth with careful construction.

Die Fig. 12, 13 und 14 zeigen Ausführungen der von der Erfindung benötigten Misch- bzw. Samplingstufe. In Fig. 12 ist ein einfacher Diodenmischer dargestellt. Das Signal gelangt vom Eingang an eine schnelle Schottky- Diode D 121. Diese Diode befindet sich normalerweise in gesperrtem Zustand, was durch eine entsprechende Vorspannung, über den Ausgang der Schaltung 121 zugeführt, sichergestellt wird. Gelangt nun ein negativer Impuls über den Impulsanschluß 122 an die Kathode der Diode, so wird diese leitend und das Eingangssignal gelangt für die Dauer des Impulses an den Ausgang. Der 1kΩ-Widerstand R121 verhindert einen Kurzschluß der Impulse durch die Belastung des Ausgangs.The Fig. 12, 13 and 14 show embodiments of the mixing and sampling level required by the invention. A simple diode mixer is shown in FIG . The signal passes from the input to a fast Schottky diode D 121. This diode is normally in the blocked state, which is ensured by a corresponding bias voltage, supplied via the output of the circuit 121 . If a negative pulse now reaches the cathode of the diode via the pulse connection 122 , the diode becomes conductive and the input signal reaches the output for the duration of the pulse. The 1kΩ resistor R121 prevents the pulses from being short-circuited due to the load on the output.

Fig. 13 zeigt einen Mischer, der einen Doppelgate-Feldeffekttransistor Tr.131 verwendet. Die Signale gelangen über C132 an das erste Gate. Diesem wird über den Anschluß 133 eine Vorspannung zur korrekten Arbeitspunkteinstellung zugeführt. Die Verstärkung des Transistors ist abhängig von der Spannung am zweiten Gate. Dieses befindet sich normalerweise auf Nullpotential. Damit ist der Transistor fast gesperrt. Gelangt ein positiver Impuls über 132 an das zweite Gate, so wird der Transistor für eine kurze Zeit geöffnet und verstärkt das am ersten Gate ankommende Signal. Das Signal gelangt für diese Zeit verstärkt an den Ausgang. Da der Ausgang nicht besonders breitbandig zu sein braucht (in dem Mischer findet ja bereits die erfindungsgemäße Reduktion der Bandbreite statt), kann die Beschaltung des Ausgangs (R131) hochohmig sein und so eine große Verstärkung des Transistors erreicht werden. R132 und C131 sorgen für eine Gleichstrom- Gegenkopplung, die den Arbeitspunkt des Transistors stabilisiert. Fig. 13 shows a mixer using a double gate field effect transistor Tr.131. The signals reach the first gate via C132. This is supplied with a bias for the correct operating point setting via the connection 133 . The gain of the transistor depends on the voltage at the second gate. This is normally at zero potential. The transistor is almost blocked. If a positive pulse reaches the second gate via 132 , the transistor is opened for a short time and amplifies the signal arriving at the first gate. During this time, the signal arrives at the output. Since the output does not have to be particularly broadband (the reduction of the bandwidth according to the invention is already taking place in the mixer), the wiring of the output (R131) can be high-impedance and a large gain of the transistor can be achieved. R132 and C131 provide DC negative feedback, which stabilizes the operating point of the transistor.

Fig. 14 zeigt eine verwandte Schaltung, in der eine Strahlablenkröhre Rö141 vom Typ 6 BN 6 verwendet wird. Das Eingangssignal gelangt an das erste Gitter der Röhre und steuert die Intensität eines Elektronenstrahls. Der Elektronenstrahl gelangt anschließend durch die beiden folgenden Gitter. Diese sind, anders als in gewöhnlichen Elektronenröhren, als Ablenksystem ausgeführt. Durch eine geeignete Vorspannung am dritten Gitter (die über den Impulseingang 141 zugeführt wird) sorgt man dafür, daß der Elektronenstrahl normalerweise die Anode nicht erreicht. Er trifft dann einen in der Röhre vorhandenen (nicht gezeichneten) Auffänger. Ein an das dritte Gitter gelangender Impuls steuert den Elektronenstrahl nun auf die Anode, und die Röhre funktioniert für die Dauer des Impulses als Verstärker. Wie bei der Schaltung nach Fig. 13 macht man sich auch hier die Möglichkeit zunutze, einen hohen Anodenwiderstand R141 zu verwenden und damit eine hohe Verstärkung zu erzielen. Dadurch, daß der Elektronenstrahl von den Impulsen abgelenkt und nicht etwa unterbrochen wird, durchquert er seine Flugstrecke immer mit hoher, der Beschleunigungsspannung entsprechender Geschwindigkeit, was die Schaltung sehr schnell macht und Auflösungen im Picosekundenbereich ermöglicht. Die in der Beschaltung der Kathode enthaltenen Bauteile R143 und C141 sorgen für eine korrekte Einstellung des Stromes des Elektronenstrahls Das Ausgangssignal der Schaltung liegt am Anschluß 142. Fig. 14 shows a related circuit in which a Rö141 type 6 BN 6 beam deflection tube is used. The input signal reaches the first grid of the tube and controls the intensity of an electron beam. The electron beam then passes through the two following grids. In contrast to ordinary electron tubes, these are designed as a deflection system. A suitable bias on the third grid (which is supplied via the pulse input 141 ) ensures that the electron beam does not normally reach the anode. It then hits a catcher (not shown) that is present in the tube. A pulse reaching the third grid now drives the electron beam onto the anode and the tube functions as an amplifier for the duration of the pulse. As with the circuit according to FIG. 13, the possibility is used to use a high anode resistance R141 and thus to achieve a high gain. Because the electron beam is deflected by the pulses and not interrupted, it always traverses its flight path at a high speed corresponding to the acceleration voltage, which makes the circuit very fast and enables resolutions in the picosecond range. The components R143 and C141 contained in the wiring of the cathode ensure a correct setting of the current of the electron beam. The output signal of the circuit is at connection 142.

Fig. 15 zeigt schließlich noch einen Modulator, wie er bei der Ausführung der Erfindung nach Fig. 7 benötigt wird. Wie weiter oben beschrieben, kann dieser von sehr einfacher Bauart sein. Er funktioniert so: das vom Eingang 151 kommende Mikrowellensignal durchläuft eine angepaßte Übertragungsleitung Ltg. 151, z. B. eine Microstripleitung. Die Diode D151 wird normalerweise durch eine über den Impulsanschluß 153 zugeführte Vorspannung leitend gehalten. Der Kondensator C151 ist so zu dimensionieren, daß er für die Mikrowellenfrequenz einen Kurzschluß darstellt, aber keine übermäßige Belastung des Impulsgenerators ist. Wenn die Diode D151 leitend ist, so ist die Microstripleitung durch die Serienschaltung Diode-Kondensator praktisch kurzgeschlossen. Das ankommende Signal wird größtenteils reflektiert und gelangt nur geschwächt an den Ausgang 152 der Schaltung. Durch einen ankommenden Impuls wird die Diode gesperrt. Da die gesperrte Diode keine wesentliche Störung der Leitung bedeutet, arbeitet die Leitung nun für kurze Zeit normal und läßt das Signal an den Ausgang der Schaltung durch. FIG. 15 finally shows a modulator, as is required in the implementation of the invention according to FIG. 7. As described above, this can be of a very simple design. It works like this: the microwave signal coming from input 151 passes through an adapted transmission line Ltg. 151, z. B. a microstrip line. The diode D151 is normally kept conductive by a bias voltage supplied via the pulse terminal 153 . The capacitor C151 should be dimensioned so that it represents a short circuit for the microwave frequency, but is not an excessive load on the pulse generator. If the diode D151 is conductive, the microstrip line is practically short-circuited by the diode-capacitor series connection. The incoming signal is largely reflected and only weakly reaches the output 152 of the circuit. The diode is blocked by an incoming pulse. Since the blocked diode does not mean any significant disturbance of the line, the line now works normally for a short time and lets the signal through to the output of the circuit.

Die Schaltung nach Fig. 15 kann durch Verwendung einer Hohlleitung für größere Signalleistungen modifiziert werden. Die verwendete Diode ist dann z. B. eine Leistungsdiode Typ 322 der Fa. Eimac.The circuit of Fig. 15 may be a hollow conduit for larger signal powers are modified by use. The diode used is then z. B. a power diode type 322 from Eimac.

Die Erzeugung der beiden Frequenzen f₁ und f₁ + ε = f₂ ist mit gewissen Schwierigkeiten verbunden, da ε von der Größenordnung der Frequenzdrift eines üblichen Quarzoszillators ist und dennoch recht genau eingehalten werden muß. Um das Problem zu lösen, ist es möglich, beide Frequenzen f₁ und f₁ + ε aus derselben Referenzfrequenz abzuleiten. Dazu kann ein Phasenregelkreis (PLL) verwendet werden. Einen solchen zeigt Fig. 16. Die beiden Oszillatoren 171 und 172 erzeugen die Frequenzen f₁ und f₂. Durch Mischung im Mischer 173 wird die Differenzfrequenz gebildet. Ein Oszillator 175 erzeugt eine Schwingung der Frequenz ε. Der Phasendetektor 174 vergleicht die Frequenzen des Mischerausgangs und des Oszillators. Wenn sie nicht übereinstimmen, gibt er eine Spannung ab, mit der der Oszillator 172 geregelt wird, so daß die Frequenzdifferenz der Oszillatoren 171 und 172 konstant bleibt. Die Schwingung der Frequenz ε kann auch gewonnen werden, indem die Frequenz des Oszillators 171 durch den entsprechenden Faktor geteilt wird.The generation of the two frequencies f ₁ and f ₁ + ε = f ₂ is associated with certain difficulties, since ε is of the order of magnitude of the frequency drift of a conventional quartz oscillator and must nevertheless be observed very precisely. To solve the problem, it is possible to derive both frequencies f ₁ and f ₁ + ε from the same reference frequency. A phase locked loop (PLL) can be used for this. Such is shown in FIG. 16. The two oscillators 171 and 172 generate the frequencies f ₁ and f ₂ . The difference frequency is formed by mixing in mixer 173 . An oscillator 175 generates an oscillation of the frequency ε. Phase detector 174 compares the frequencies of the mixer output and the oscillator. If they do not match, it outputs a voltage with which the oscillator 172 is regulated so that the frequency difference of the oscillators 171 and 172 remains constant. The oscillation of the frequency ε can also be obtained by dividing the frequency of the oscillator 171 by the corresponding factor.

Eine weitere Möglichkeit benützt die Einseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger (SSB) einer Schwingung der Frequenz f₁ mit einer Schwingung der Frequenz ε. Dabei entsteht eine Schwingung der Frequenz f₁ ± ε, je nachdem, ob das obere oder das untere Seitenband ausgenützt wird.Another possibility uses single-sideband modulation with suppressed carrier (SSB) of an oscillation of frequency f ₁ with an oscillation of frequency ε. This creates an oscillation of frequency f ₁ ± ε, depending on whether the upper or lower sideband is used.

Besonders einfach ist die Ausnützung der sog. Phasenmethode. Dieses an sich bekannte Verfahren ist in Fig. 17 dargestellt. Die Oszillatoren 181 und 182 erzeugen die Frequenzen f₁ und s. Das Signal des Oszillators 181 wird dem Ringmodulator 184 direkt und dem Ringmodulator 186 nach einer Phasenverschiebung um 90 Grad mit dem Phasenschieber 185 zugeführt. Das Signal des Oszillators 182 wird dem Ringmodulator 184 ebenfalls direkt dem Ringmodulator 186 aber ebenfalls um 90 Grad phasenverschoben durch den Phasenschieber 183 zugeführt. Die Ausgangssignale der beiden Ringmodulatoren werden in 187 addiert. Die beiden Ringmodulatoren erzeugen beide sowohl ein oberes als auch ein unteres Seitenband. Bei der Addition wird sich eines der beiden Seitenbänder der beiden Modulatoren verstärken, das andere infolge der Phasenverschiebung jedoch auslöschen, so daß am Ausgang nur ein Seitenband entsteht, also eine Schwingung der Frequenz f₁ + ε oder f₁ - ε. Welches der beiden Seitenbändern erscheint, hängt vom Vorzeichen der Phasenverschiebung 183 ab. Auch hier kann die Frequenz ε durch Teilung der Frequenz des Oszillators 181 erzeugt werden. Die beiden Ringmodulatoren können gegebenenfalls durch andere Multiplikatorschaltungen ersetzt werden, die als fertige integrierte Schaltungen erhältlich sind. Die Güte der Unterdrückung des unerwünschten Seitenbandes hängt von der Güte der Modulatoren ab.The so-called phase method is particularly easy to use. This known method is shown in FIG. 17. The oscillators 181 and 182 generate the frequencies f ₁ and s. The signal of the oscillator 181 is fed directly to the ring modulator 184 and to the ring modulator 186 after a phase shift by 90 degrees with the phase shifter 185 . The signal of the oscillator 182 is also fed to the ring modulator 184 directly to the ring modulator 186 but also out of phase by 90 degrees through the phase shifter 183 . The output signals of the two ring modulators are added in 187 . The two ring modulators both produce an upper and a lower sideband. During the addition, one of the two sidebands of the two modulators will amplify, but the other will be canceled out due to the phase shift, so that only one sideband is produced at the output, that is to say an oscillation of the frequency f ₁ + ε or f ₁ - ε. Which of the two sidebands appears depends on the sign of the phase shift 183 . Here, too, the frequency ε can be generated by dividing the frequency of the oscillator 181 . The two ring modulators can optionally be replaced by other multiplier circuits, which are available as finished integrated circuits. The quality of the suppression of the unwanted sideband depends on the quality of the modulators.

Mit der Erfindung lassen sich gegenüber dem Stand der Technik Vorteile erreichen, weil mit der Bandbreitenreduktion die Auswertung des Prüfsignals wesentlich vereinfacht wird. NF-technische Methoden sind anwendbar. Überhaupt benötigt man keine speziellen HF-Bauteile, um mit der Erfindung Messungen weit in den GHz-Bereich hinein durchzuführen. Eine Ausführung des gesamten erfindungsgemäßen Meßgerätes auf einer Steckkarte ist sehr preiswert möglich. Die benötigte Elektronik ist klein und stromsparend. Diese Eigenschaften ermöglichen die Installation der Karte in jedem PC, der dann die schnelle Fouriertransformation und die Stromversorgung der Karte übernimmt. Die für die schnelle Fouriertransformation benötigte Rechenleistung ist, am modernen Standard gemessen, gering, so daß sogar der Computer eventuell auf die Steckkarte verlegt werden könnte, die dann ein sehr universell einsetzbares, kleines Meßgerät ist.With the invention, advantages can be achieved compared to the prior art, because with the Bandwidth reduction the evaluation of the test signal is significantly simplified. NF technical methods are applicable. In general, no special RF components are required in order to be able to measure far with the invention GHz range to perform. An execution of the entire measuring device according to the invention on one Plug-in card is very inexpensive. The electronics required are small and energy-saving. These properties enable the card to be installed in any PC, which then enables the fast Fourier transformation and The card is supplied with power. The computing power required for the fast Fourier transformation is measured by the modern standard, low, so that even the computer may be relocated to the plug-in card could, which is then a very universal, small measuring device.

Es ist möglich, alle von der Erfindung benötigten Bauteile in einem IC zusammenzufassen.It is possible to combine all the components required by the invention in one IC.

Die Erfindung führt die Phasenmessung durch, ohne dazu spezielle HF-technische Anordnungen zu benötigen, was einen wesentlichen Preisvorteil bewirkt.The invention carries out the phase measurement without the need for special HF technical arrangements, which brings a significant price advantage.

Während ein breitbandig abstimmbarer Oszillator, wie ihn der Stand der Technik benötigt, meist eine größere Frequenzunsicherheit aufweist und daher die Frequenz mit zusätzlichen Mitteln kontrolliert werden muß, ist die Frequenzgenauigkeit der Erfindung direkt durch die Genauigkeit der Impulsgeneratoren gegeben.While a broadband tunable oscillator, as required by the prior art, usually a larger one Frequency uncertainty and therefore the frequency must be controlled with additional means is Frequency accuracy of the invention given directly by the accuracy of the pulse generators.

Das von der Erfindung verwendete Prüfsignal hat eine sehr geringe Leistung (Größenordnung µW bis mW). Es ist über ein breites Frequenzband verteilt und läßt sich dem Spektrum von thermischem Rauschen angleichen. Es verursacht daher keine Störung des Funkverkehrs. Die Erfindung ermöglicht die Messung von Eigenschaften einer Übertragungsstrecke, ohne, daß der Betrieb derselben gestört wird oder unterbrochen werden muß.The test signal used by the invention has a very low power (order of magnitude µW to mW). It is distributed over a broad frequency band and can be matched to the spectrum of thermal noise. It therefore does not cause interference to radio communications. The invention enables the measurement of properties of a Transmission path without the operation of the same being disturbed or having to be interrupted.

Da die Erfindung keine abstimmbaren Oszillatoren benötigt, werden teure Spezialgeräte wie YIG-abgestimmte Oszillatoren oder Rückwärtswellenoszillatoren (BWO) überflüssig.Because the invention does not require tunable oscillators, expensive specialty devices such as YIG are tuned Oscillators or reverse wave oscillators (BWO) are unnecessary.

Die Erfindung erreicht die Empfindlichkeit und Störsicherheit von Verfahren, die einen selektiven Überlagerungsempfänger einsetzen. Sie hat gegenüber diesen den Vorteil, keinen Lokaloszillator zu benötigen und die Ungenauigkeit, die die Einfügung zusätzlicher Geräte in den Signalweg mit sich bringt, zu vermeiden.The invention achieves the sensitivity and immunity to interference of a selective method Use the overlay receiver. Compared to these, it has the advantage of not requiring a local oscillator and to avoid the inaccuracy that the insertion of additional devices in the signal path entails.

Claims

1. Measuring method for four-pole analysis with high bandwidth, in which the test object is driven with a pulse-shaped test signal, characterized in that

a bandwidth-reduced signal is formed from the output signal of the measurement object,
the bandwidth is reduced by superimposing a pulse signal,
the pulse signal used for the superimposition has a relatively small, constant frequency difference from the test signal,
- A low-pass filter is installed in front of or behind the test object and
- A low-pass filter or a band-pass filter is installed at the mixer output.

2. Measuring method according to claim 1, characterized in that

- The bandwidth-reduced signal is digitized and
- is subjected to a Fourier transformation for evaluation.

3. Measuring method according to claim 2, characterized in that the fundamental frequency of the Test signal is equal to the difference between the frequency of the test signal and the frequency of the superimposition impulses multiplied by an integer power of two.

4. Measuring method according to claim 1, characterized in that

- The frequency of the test signal and the frequency of the signal used for the superposition are modulated in such a way that
- The ratio of the two frequencies always remains constant and
- The mean value is formed from several measurements taken in succession if this should be achieved by reaching a certain signal-to-noise ratio.

5. Measuring method according to one of the claims 1-4, characterized in that

two pulse signals, which have a small frequency difference, modulate the amplitude of two high-frequency carrier signals, which can originate from the same oscillator,
one of the modulated high-frequency signals drives the test object as a test signal,
the output signal of the test object is superimposed with the second modulated RF signal, thereby forming a bandwidth-reduced signal,
a sideband is suppressed by at least one of the two modulated RF signals,
- A low pass at the output of one of the two pulse generators and a low or a band pass at the output of the mixer can be arranged.