DE2544406A1

DE2544406A1 - Verfahren bzw. einrichtung zur korrektur von stoerschwankungen in einem radarsystem mit digitaler signalverarbeitung

Info

Publication number: DE2544406A1
Application number: DE19752544406
Authority: DE
Inventors: Frederick Ezra Churchill; George William Wakefield Ogar; Bernard John Thompson
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1974-10-03
Filing date: 1975-10-03
Publication date: 1976-04-15
Also published as: JPS5721672B2; CA1035851A; US3950750A; JPS5166792A; GB1479382A; DE2544406C2

Description

PATENTANWÄLTE

DR.-PHIL. G. NICKEL · DS.'IMG. J. DÖRNE&

8 MÜNCHEN 15

LANDWEHRSTR. 35 ' POSTFACH 1O4

TEL. (08 Ii) 55 57 19

München, den 29· September 1975 Anwaltsaktenz.: 27 - Pat. 122

Raytheon Company, I'll Spring Street , Lexington, Mass. 02173 > Vereinigte Staaten von Amerika

Verfahren bzw. Einrichtung zur Korrektur von Störschwankungen in einem Radarsystem mit digitaler Signalverarbeitung.

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren bzw. eine Einrichtung zur Korrektur von StorSchwankungen zwischen dem im Phase arbeitenden und dem 90 phasenverschoben arbeitenden Kanal eines Quadraturphasendetektors eines Radarsystems mit digitaler Signalverarbeitung.

Bei Radarsystemen mit FestZeichenunterdrückung oder MTl-Radarsysteraen mit digitaler Signalverarbeitung ist es bekannt, die Echosignale, welche von erfassten Objekten herrühren, in zwei Kanäle aufzuteilen und die Phasenlage der Signale in einem Kanal mit der Phasenlage eines zum Sendesignal kohärenten Signales zu vergleichen, während die Phasenlage des Signals in dem anderen Kanal mit der Phasenlage eines Signales verglichen wird, das um 90 gegenüber dem genannten kohärenten Signal phasenverschoben ist. Einrichtungen dieser Art werden manchmal als Quadratürphasendetektoren bezeichnet und sind beispielsweise in der Veröffentlichung "Radar Handbook" von M.I. Skolnik, McGraw-Hill Book Company, New York, 1970, Seite 35-12, beschrieben. Ein Paar von auf diese Weise abgeleiteten Detektorausgangs-

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Signalen wird dann jeweils gesondert verstärkt, einer Filterung unterzogen, in Digitalform gebracht und schließlieh einer Einrichtung zur Digitalsignalverarbeitung zugeleitet·

In vielen Hädarsystemen der vorstehend kurz beschriebenen Art umfasst die digitale Signalverarbeitung die Bestimmung der '■

Dopplerfrequenz oder Dopplergeschwindiglcöit, weiche von den . erfassten Objekten verursacht wird. Beim Vorhandensein Von Aiii« j plituden- und Phasen-S tor Schwankung en zwischen den beiden Kä« nälen des Quadraturphäsendetektors treten im Frequenzspektrum der Radar-Echosignale bestimmte Komponenten aufgrund von auf Flugzeugen mitgeführten Störquellen, vom Wind getriebenem Hegen oder Fremdkörpern auf, die nicht nur im echten Dopplerfrequenz« bereich aufgrund der Bewegung dieser Storquellen liegen,_ Sondern sich auch im sogenannten Bild-Frequenzbereich der echten Doppler-* frequenzen befinden» Die Stärke der unerwünschten Energien im Bild-Frequenzbereich hängt vom Grad der Amplituden« und Phasen- ^; Störschwankungen zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphasen** detektors ab* Wenn außerdem ein gleichstr*ommäßiger oder gleich« spannungsmäßiger Versatz zwischen den beiden Kanälen vorhanden , ist, so ergibt sich eine unerwünschte Störenei^gie bei Nullfre« ^:- quenz.

Bei bekannten, sich anpassenden Radarsystemen mit Festzeichenunterdrückung wird die mittlere Frequenz der Störechos aufgrund bewegter Storquellen dadurch abgeschätzt, daß Radarechosignaie über eine Anzahl unmittelbar aneinandergrenzender Bereichszelleii digital verarbeitet werden.Das Durchlaßband des Filters des MTI-Radarsystems wird dann so verschoben, daß der Nullpunkt des Filters bei der durch diese Abschätzung ermittelten Doppler« frequenz der bewegten Storquellen .liegt· Diese Verschiebung des Filternullpunktes bewirkt, daß eine Reststörenergie, welche auf die mittlere Bildfrequenz zentriert von Amplituden« und Phasen-StorSchwankungen zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphasendetektors herrührt, auf eine mittlere Frequenz ausgerichtet wird, welche vom Filternullpunkt etwa um das zweifache der mittleren Bildfrequenz entfernt ist. Außerdem wird eine

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Reststörenergie aufgrund eines gleichstrommäßigen Versatzes zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphäsendetektors von der Nullfrequenz auf eine Frequenz verschoben, welche von dem Filternullpunkt etwa um die mittlere Bildfrequenz entfernt ist. Mit anderen Worten, die Rest-Störenergie aufgrund von Störschwankungen zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphäsendetektors fällt nach der oben kurz beschriebenen Frequenzverschiebung im allgemeinen in ein Durchlaßband der Löschschaltung des sich anpassenden MTI-Radarsystems, was zur Folge hat, daß unzulässige Störecho-Restenergien am Ausgang der Löschschaltung auftreten, obwohl zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphäsendetektors nur relativ geringe Amplituden-, Phasen- und Gleichspannungsniveau-Störschwankungen vorhandan sind.

Durch die Erfindung soll daher die Aufgabe gelöst werden, Störschwankungen zwischen dem in Phase arbeitenden und dem 90 phasenverschoben arbeitenden Kanal eines Quadraturphäsendetektors eines liadarsystems mit digitaler Signalverarbeitung korrigieren zu können. Insbesondere soll eine solche Korrektur so durchgeführt werden können, daß keine unerwünschte Beeinflussung der Maßnahmen zur Löschung von Störechos eintritt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß dem Quadraturphasendetektor in periodischen Zeitabständen ein Testsignal mit einer Frequenzkomponente f„ aufgeprägt wird, daß ferner im Abhängigkeit von diesem Testsignal am Ausgang des Quadraturphäsendetektors erzeugte Ausgangssignale in eine Gruppe von N komplexen Digitalzahlwörtern umgeformt werden, wobei die '

I Tastfrequenz für diese Umwandlung M beträgt und eine ganzzahli- j ge Teilzahl von f_ß ist und N dem Verhältnis der Tastfrequenz zur Frequenzkomponente f_Q gleich iet, daß weiter das Frequenzspektrum, welches durch die Gruppe von N komplexen Digitalzahlwörtern beschrieben wird, bestimmt und von diesem Frequenzspektrum Korrekturkoeffiaienten abgeleitet werden und daß diese Korrekturkoeffizienten auf die abhängig von Radarechosignalen am Ausgang des Quadraturphäsendetektors erzeugten Auegangssignale zur Einwirkung gebracht werden.

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Mit anderen Worten, man stellt ungestörte Quadraturphasendetektor-Ausgangssignale in der Weise her, daß in den Quadraturphasendetektor des betreffenden Radarsystems periodisch Testsignale eingespeist werden und dann während der Wirksamkeit dieser Testsignale das Frequenzspektruni am Ausgang des Quadraturphasendetektors bestimmt wird, um Korrekturkoeffizienten aus dem Spektrum abzuleiten und damit die Ausgangssignale des Detektors zu korrigieren.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform hat das Testsignal die Gestalt einer von einem Dopplersignal modulierten Trägerschwingung. Nachdem ein solches dopplerverschobenes Signal durch den

Quadraturphasendetektor des Iladarsystems geführt und in eine ! Gruppe komplexer Digitalzahlwörter umgewandelt worden ist, werden

; die Kealanteile und Imaginäranteile dieser Zahlwörter einem [ N-Punkt-Fouriertransforinator zugeführt, um ein Frequenzspektruin des Signalausganges des Quadraturphasendetektors zu bilden. Vorzugsweise ist die Frequenz des simulierten Dopplersignales eine ganzzahlige Teilzahl der Tastgeschwindigkeit, welche zur Bildung der Gruppe von komplexen Digitalzahlwörtern verwendet wird und die von der Fouriertransforniationseinrichtung vorgegebene Zahl JNi

ist dem Verhältnis der Tastfrequenz zur simuliBrten Dopplerfrequenz gleich.

j Im folgenden wird die Erfindung durch die Beschreibung vorteil-

hafter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die anliegende Zeichnung näher erläutert. Es stellen dar:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Radarsystems mit einer Korrektureinrichtung der hier vorgeschlagenen Art,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Zeitsignal- und

Steuersignal-Generators für das Hadarsystem nach Figur 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Kompensationseinrichtung für das Hadarsystem nach Figur 1,

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Pig. 4 ein Blockschaltbild des Testsignalgenerators für das System gemäß Figur 1 und

Fig. 5 ein Schaltbild einer Torschaltung, wie sie in der Kompensationseinrichtung gemäß Figur 3 Verwendung finden kann.

Figur 1 zeigt ein Radarsystem 10 mit Festzeichenunterdrückung, welches eine Antenne 12, eine Sende-Ernpfangsweiclie l4, Mischstufen l6 und l8, einen Hochfrequenzverstärker, beispielsweise in Gestalt einer Wanderfeldröhre 20, einen stabilen Lokaloszillator 22 und einen Zeitsignal- und Steuersignal-Generator 24 enthält, die in an sich bekannter Weise zusainmeng es ehaltet sein können. Hochfrequente Impulse werden über die Antenne 12 abhängig von Sendebefehlsimpulsen ausgestrahlt, die von dem Zeitsignal- und Steuersignalgenerator 24 über eine Signalleitung XMT dem Wanderfeldröhrenverstarker 20 zugeführt werden. .Radarechosignale aufgrund von durch die Sendeimpulse erfaßten Zielobjekten werden von der Antenne 12 empfangen, in der Mischstufe l6 heterodyn überlagert und in dem Verstärker 25 verstärkt, um Zwischerifrequenzsignale zu erzeugen, die in einen Quadraturphasendetektor 26 eingegeben werden können. Aus Figur ist zu ersehen, daß der Zeitsignal- und Steuersignalgenerator an einer Leitung, welche mit f _ΙΙΛ bezeichnet ist, ein Zwärschen-

JLr

frequenzsignal darbietet. Dieses Zwischenfrequenzsignal dient zum einen zur Heterodynüberlagerung in der Mischstufe l8 mit der vom stabilen Lokaloszillator 22 abgegebenen Schwingung zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignales, das nach Verstärkung in dem Wanderfeldröhrenverstärker 20 als Sendesignal dient. Zum anderen wird das Zwischenfrequenzsignal dem Phasendetektor 28,. und, nach Durchleitung durch einen 90°-Phasenschieber 30, dem Phasendetektor 2o zugeführt. Zu dem Phasendetektoren 28 und 2&₂ gelangt auch jeweils das Ausgangssignal des Verstärkers 25-Es ergibt sich also, daß das von der Ausgangsleitung f-™ abnehmbare Zwischenfrequenzsignal des Zeitsignal- und Steuersignalgenerators 24 praktisch ein Kohärenzoszillatorsignal ist. Weiter

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erkennt man, daß die Ausgangssignale der Phasendetektoren 28. -', und 28 bipolare Videofrequenzsignale sind, welche während der . normalen Betriebsweise des Radarsystems die relative Phasenlage , der demodulierten Echosignale und des Kohärenzoszillatorsignales ' angeben. Die am Ausgang der Phasendetektoren 28 und 28_O dar- ;

gebotenen Signale gelangen zu Verstärkern 32,. bzw. 32o sowie I zu Tiefpaßfiltern Jk. bzw. 3^₂1 wie aus der Darstellung von
Figur 1 erkennbar ist. Der Quadraturphasendetektor 26 dient
somit zur Aufteilung des am Ausgang des Verstärkers 23 auftretenden Signales in zwei mit 9-0 Phasenverschiebung arbeitende ί Kanäle, wobei das Signal am Ausgang des Tiefpaßfilters 3^ i mitunter als in Phase liegendes Signal oder reeles Signal bezeichnet wird, während das Signal am Ausgang des Tiefpaßfilters
3^₂ manchmal als 90 phasenverschobenes Signal oder imaginäres
Signal bezeichnet wird. Das im Phase liegende Signal und das
um 90 phasenverschobene Signal werden durch an sich bekannte
Analog-Digital-Umsetzer 36. bzw. 36 in digitale Form umgesetzt,
wie aus Figur 1 zu ersehen ist. Eine Kompensationsschaltung 38, , deren Einzelheiten genauer im Zusammenhang mit Figur 3 beschrieben; werden, bewirkt Korrekturen von StorSchwankungen hinsichtlich 1

Amplitude, Phase und Gleichstromniveau zwischen den beiden mit | 90 Phasenunterschied arbeitenden Kanälen und liefert ein Paar
korrigierter Digitalsignale, welche in Phase liegen bzw. um
90 phasenverschoben sind. Diese korrigierten Signale werden _: einer üblichen Signalverarbeitungseinrichtung und Auswertmitteln ; kO zugeführt. Im vorliegenden Falle handelt es sich um eine
gebräuchliche Löschschaltung des MTI-Radarsystems und um einen j

digitalen Wiedergabeanschluß.

Wie nachfolgend genauer angegeben werden wird, werden die ] Korrekturkoeffizienten, die von der Kompensationsschaltung 38
erzeugt werden, in Abhängigkeit von der periodischen Zuführung j eines Testsignales zu dem Quadraturphasendetektor 26 abgeleitet, j Ein solches Testsignal wird von einem Testsignalgenerator 42 j

gebildet, dessen Einzelheiten in Verbindung mit Figur ^ erläu- j tert werden. Das Testsignal wird periodisch in das Radarsystem 10 eingespeist, wenn ein Hochfrequenzschalter ftffc in der nachfol- ,

-6- i

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gend beschriebenen Weise abhängig von einem Befehlssignal auf

der mit TEST bezeichneten Leitung umgeschaltet wird, derart, ;

daß das Testsignal über einen Richtungskoppler 45 zu der Sende- :

Empfängsweiche 14 übertragen wird. '<

In Figur 2 ist der Aufbau des Zeitsignal- und Steuersignal-Gene-· rators 24 schematisch gezeigt. Er enthält einen freischwingen- [ den Taktimpulsgenerator 50, der hier eine Folge von Impulsen
mit einer Impulswiederholungsfrequenz von 10 MHz an eine mit | CP bezeichnete Leitung abgibt. Ein Frequenzteiler 52, beispiels-; weise ein bekannter bistabiler Multivibrator, dient zur Erzeugung einer Folge von Impulsen, welche eine Impulswiederholungfrequenz von 5 MHz aufweist und auf einer Signalleitung mit
der Bezeichnung CP/2 auftritt. Die Leitung CP/2 ist unter anderem mit den Analog-Digital-Umsetzern 3&« und 36_Q (siehe

X ö

Figur 1 ) verbunden, so daß die Analogsignale, welche in diese
Umsetzer eingegeben werden, mit einer Geschwindigkeit von 5 Milz _: in digitale Form umgesetzt werden. Ein weiterer Frequenzteiler 54 der hier aus neun hintereinander geschalteten Multivibratoren j besteht, liefert eine Folge von Impulsen mit einer Impulswieder-: holungsfrequenz von 10/512 Milz. Diese Impulsfolge wird an der mit' f„ bezeichneten Leitung dargeboten. Es sei hier erwähnt, daß j die Frequenz des auf der Leitung f„ auftretenden Signales von j vornherein so gewählt ist, daß sie einer mittleren Dopplerge- i schwindigkeit der bewegten Zielobjekte entspricht, die erfaßt werden sollen. Wie nachfolgend genauer ausgeführt wird, ; dient das Signal auf. der Leitung f.. als Heterodyn-Überlagerungs- \ signal bei der Erzeugung des Testsignales, das von dein Test- j signalgenerator 42 ( Figuren 1 und 4 ) gebildet wird. Weiter
ist ein Frequenzvervielfacher 5& bekannter Bauart vorgesehen,
der die Taktimpulse der Leitung CP aufnimmt und auf der Leitung f.„ ein Signal mit der Frequenz von 60 MHz abgibt. Wie
im Zusammenhang mit Figur 1 bereits ausgeführt wurde, dient
das Signal auf der Leitung f...., als Kohärenzoszillatorsignal
für das Radarsystem 10. Die übrigen Bauteile des Zeitsignal-
und Steuersignal-Generators 24 können im Zusammenhang mit der
Beschreibung der Wirkungsweise des Radarsystems beschrieben werden.

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Bei dem vorliegend betrachteten Ausführungsbeispiel -wird eine Folge von Hochfrequenzimpulsen mit einer Impulswiederholungsfrequenz vou 1 KHz ausgesendet. In Zeitabständen von 20 Sekunden werden Testimpulse an das Radarsystem 10 angekoppelt und die Aussendung eines Hochfrequenzimpulses wird dabei gesperrt. Diese Wirkungsweise wird durch entsprechende Bildung der Signale auf den Leitung TEST und XMT sichergestellt.

Das Signal auf der Leitung TEST wird folgendermaßen gebildet. Die Taktimpulse, welche auf der Leitung CP mit einer Wiederholungfrequenz von 10 MHz auftreten, werden von änem Zähler gezählt. Der Ausgang des Zählers 60 wird in einen Vergleicher eingespeist. Außerdem gelangt zu dem Vergleicher 62 der Inhalt eines Registers 64, in welchem in üblicher Weise, wie nicht im einzelnen gezeigt ist, eine Binärzahl gespeichert ist, deren

Wert der Dezimalzahl 2 · 10 entspricht. Wenn der Stand des Zählers 60 gleich oder größer als 2 · 10° ist, so nimmt das Signal auf der Leitung TEST einen hohen Signalwert an, wodurch unter anderem der MochfrequenzsChalter 44 so eingestellt wird, daß das erzeugte Testsignal des Signälgenerators 42 ( Figur l) an das Radarsystem 10 angekoppelt wird. Die Ankopplung des Testsignals an das Radarsystem 10 geschieht also jeweils alle 20 Sekunden. Wenn das Signal auf der Leitung TEST einen hohen Signalzustand annimmt, so können die mit einer Wiederholungsfrequenz von 10 MHz auftretenden Impulse der Leitung CP über eine Torschaltung 66 zu einem Zähler 68 gelangen. Der Zähler ist mit einem Vergleicher JO verbunden. Außerdem hat der Vergleicher 70 mit einem Register 72 üblicher Bauart Verbindung. In dem Register 72 ist in bekannter Weise, wie nicht im einzelnen gezeigt ist, eine Binärzahl entsprechend dem Dezimalwert 1 · 10^ gespeichert. Der Ausgang des Vergleichers 70 gelangt dann zu den Zählern 68 und 60 und dient als Rückstellsignal für diese Zähler. Es ergibt sich daraus, daß 1000 Mikrosekunden nach dem Übergehen des Signales auf der Leitung TEST in den hohen Signalzustand die Zähler 60 und 68 rückgestellt werden und das Signal auf der Leitung TEST wieder einen niedrigen Signalzustand annimmt, so daß ein weiteres Ankoppeln des

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.a

Testsignales an das Kadarsystem 10 gesperrt wird, bis das Signal auf der Leitung TEST wieder einen hohen Signalzustand annimmt.

Die Bildung des Signales auf der Leitung XMT geschieht in folgender Weise: Ein gebräuchlicher Frequenzteiler 7k erzeugt eine Folge von Impulsen mit einer Impulswiederholungsfrequenz von 1 KHz. Mit der Leitung TEST hat ein Inverter 76 Verbindung, dessen Ausgang zusammen mit dem Ausgang des Frequenzteilers 7k in eine Torschaltung 78 eingespeist wird. Dies hat zur Folge, daß auf der Leitung XMT eine Folge von Impulsen mit einer Wie- "i derholungsfrequenz von 1 KIIz auftritt, außer zu der Zeit, in ; der die Leitung TEST eine hohe Signalspannung führt, also außer , zu den Zeiten, in welchen jeweils alle 20 Sekunden Testsignale an das Radarsystem angekoppelt werden.

Der Zeitsignal- und Steuersignalgenerator 2,k liefert ferner auf einer mit T bezeichneten Signalleitung ein Schaltsignal, welches in der Kompensationsschaltung 38 Verwendung findet, worauf nachfolgend im Zusammenhang mit Figur 3 näher eingegangen wird. Es sei hier nur gesagt, daß das Signal auf der 1

t Leitung T nur dann einen hohen Sigiialzustand annimmt, wenn |

sowohl das Signal auf der Leitung TEST einen hohen Signalzu- ; stand annimmt, als auch ein 50, k Mikrosekunden-Zeitintervall ■ in dem mittleren Teil der Zeit auftritt, während welcher Testsignale angekoppelt werden. Dieses auf der Leitung T dargebotene Signal wird durch Taktimpulse der Leitung CP gebildet, i welche durch die Torschaltung öO gelangen, wenn das dieser Tor- .' schaltung ebenfalls zugeführte Signal der Leitung TEST einen '■' hohen Signalzustand aufweist. Die Ausgangssignale der Torschal- | tung 80 werden Zählern 82 und Sk zugeführt. Der Ausgang des ' Zählers 82 gelangt zu einem Vergleicher 86 und der Ausgang f des Zählers Qk gelangt zu einem Vergleicher 88. In einem ite- j gister 90 ist in bekannter Weise, wie nicht im einzelnen ge- -■ zeigt, eine Binärzahl gespeichert, die einer Dezimalzahl von j 475|O entspricht. Diese Binärzahl wird dem Vergleicher 86 zugeführt. In einem Register 92 ist in bekannter Weise, wie ebenfalls nicht im einzelnen gezeigt ist, eine Binärzahl ge-

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speichert, welche der Dezimalzahl 979 entspricht. Diese Binärzahl gelangt zu dem Vergleicher 88. Der Vergleicher 86 liefert an seinem Ausgang ein Signal mit einem hohen Signalniveau, wenn der Stand des Zählers 82 größer als oder gleich dem Inhalt des Registers 90 ist. Der Vergleicher 88 bietet ein Signal mit einem hohen Signalniveau dar, wenn der Inhalt des Zählers 84 gleich dem oder kleiner als der Inhalt des Registers ist. Die Ausgangssignale der Vergleicher 86 und 8o werden einem Ul\ D-S ehalt element 96 zugeführt. Es zeigt sich also, daß das Signal auf der Leitung T, nämlich der Ausgangsleitung des UND-Schaltelementes 96, ein hohes Signalniveau von einer Zeit von 47 »5 Mikrosekunden nach Ankopplung des Testsignales an das Radarsystem bis zu einer Zeit von 97? 9 Mikrosekunden nach Ankopplung des Testsignales führt. Das bedeutet, daß das Signal auf der Leitung T ein hohes Signalniveau während eines Zeitintervalls von 50,4 Mikrosekunden besitzt, wobei dieses Zeitintervall in der Mitte der Zeitdauer liegt, in der ein Testsignal an das Radarsystem gekoppelt wird.

Die Schaltung nach Figur 2 wird durch einen Inverter 93 vervollständigt, der an den Ausgang des Vergleichers 62 angeschlossen ist und ein Ausgangssignal an seiner mit TEST bezeichneten Leitung darbietet, wobei dieses Ausgangssignal das Komplement des Signales auf der Leitung TEST ist. Die Leitung TEST ist zu den nachfolgend angegebenen Zwecken mit der Kompensationsschaltung 38 ( siehe Figuren 1 und 3 ) verbunden.

Bevor auf Einzelheiten der in Figur 3 dargestellten Kompensationsschaltung 38 eingegangen sei, sollen die Einflüsse von StörSchwankungen bezüglich Amplitude, Phase und Gleichspannungsversatz zwischen den mit 90 Phasenverschiebung arbeitenden Kanälen des Quadraturphasendetektors 26 gemäß Figur 1 untersucht werden. Wie aus Figur 1 hervorgeht, wird an das Radarsystem 10 ein Testsignal vom Testsignalgenerator 42 angekoppelt, wenn der Hochfrequenzschalter 44 von einem ein hohes Signalniveau aufweisenden Signal auf der Leitung TEST erregt wird. Wie aus Figur 4 zu entnehmen ist, enthält ein derartiger Testsignalgenerator 42 einen Bandpaßfilter 400, der in der darge-

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stellten Weise an die Leitung f-_rv angeschlossen ist. Das Aus- I gangssignal eines solchen Filters ist dann eine sinusförmige ; .; Schwingung mit einer Frequenz von 60 Milz. An den Ausgang des ^:

w ■

Bandpaßfilters 4θΟ und an die Signalleitung f ist eiii Einsei- , tenbandmischer 4öl angeschlossen. Das Ausgangssignal des Einsei- 1 tenbandmischers 401 wird in eine Phasenregelschleife 4θ4 einge- I . geben. Die Phasenregelschleife ist an sich bekannter Bauart und | enthält einen Mischer 4θ6. Der Mischer 4θ6 nimmt den Ausgang ^:

; des Einseitenbandmischers 401 auf und wird außerdem durch den \ ; Ausgang eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators 40Ö ge- ; steuert. Es sei darauf hingewiesen, dall die Frequenz der Signale,:

welche in die Mischstufe 4ü6 eingegeben werden, 60 Mliz + beträgt. Der Ausgang der Mischstufe 4o6 ist mit einem Tiefpaßfilter 4O9 verbunden, dessen Ausgangssignal eine Anzeige für die Phasendifferenz zwischen den der Mischstufe 4o6 zugeführten Signalen ist. Die Ausgangssignale des Tiefpaßfilters 4O9 gelangen zu dem spaniiungsgesteuerten Kristalloszillator 4o8 und veranlassen dieses Bauteil zur Erzeugung eines Signales mit einer Frequenz von 60 MIIz + 10/512 Mliz. Dieses Signal wird in einem Mischer 4lO in ein hochfrequentes Signal übersetzt, wobei zu dem Mischer 410 über die Leitung f ._, auch das Ausgangssignal des stabilen Lokaloszillators 22 gemäß Figur 1 geführt wird. Der Ausgang des Mischers 410 wird zu einem Bandpaßfilter 412 weitergeleitet. Der Ausgang des ßaridpaßfilters 4l2 stellt dann das Testsignal dar. Es sei bemerkt, daß dieses Testsignal ein hochfrequentes Trägersignal ist, welches eine Dopplerverschiebung entsprechend der gewählten Dopplerfrequenz f. aufweist.

\Nunmehr sei auf Figur 3 Bezug genommen. Das in Phase liegende ; Signal X (t) und das außer Phase liegende oder um 90 phasen-'verschobene Signal Y (t), welche vom Ausgang des Quadratur-¹phasendetektors 26 abhängig von dem eingekoppelten Testsignal abgenommen werden können, lassen sich folgendermaßen anschreiben:

zct) = xct) + j YCt) (l)

'■ XCt) = ACl + ε cos (2 Hf t + Θ) + Β_χ C2)

: ' YCt) = A sin (2irf t + θ + φ) + B \ C3)

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iiiorixi bedeuten

A eine Konstante entsprechend der Amplitude des ι Testsignales, - -

: θ einen angenommenen Phasenwinkel,

£ die AinplitudenstörSchwankung zwischen den

elektrisch um 90 zueinander phasenverschobenen

Kanälen,

; 0 die Phasen-Störschwankung zwischen den elektrisch

I um 90° phasenverschoben arbeitenden Kanälen,

! . B und

I ^x

ι B der jeweilige gleichstrommäßige Versatz in den

elektrisch um 90 phasenverschoben arbeitenden : Kanälen,

I Z (t) das dem Quadraturphasendetektor 26 zugeführte

i Signal und

j j der übliche imaginäre Faktor !/- Ϊ7

ι Nachdem die Gleichungen 2 und 3 in die Gleichung 1 eingesetzt und letztere vereinfacht worden ist, ergibt sich:

je j2-itf t

, Z(t) - A/2 (1 + e + cos φ + j sin φ) e e ^D _Λ

I -3θ -j2 7if t

i + A/2 (1 + e - cos φ + j sin φ) e e ^D j

^! I

* B_x ♦ JBy. - (4) j

j Im Zusammenhang mit Figur 3 erkennt man, daß während der j Zeit, in der das Signal auf der Leitung T einen hohen Signalzustand besitzt, digitale Tastungen, welche am Ausgang des Quadraturphasendetektors 26 abhängig von dem angekoppelten Testsignal (nämlich X(t), Y (t) ) erzeugt werden, über Torschaltglieder 10^ und 106 zu einem Paar von Gattern 100 und 102 gelangen. Zunächst ist festzustellen, daß , wie oben bereits erwähnt wurde, diese Tastungen die genannten Gatter 100. und 102 jeweils kj,5 MikrοSekunden nach Ankopplung des Testsignales an das Radarsystem erreichen. Da ferner die Analog/Digital-

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Umsetzer ^G, und 3G₀ mit einer Impulsfolge der Wiederholungsfrequenz von 5 MHz beaufschlagt werden, kommen die Tastungen bei den Gattern 100 und 102 mit einer Geschwindigkeit von 5 MHz an.

In Figur 5 ist eines der Gatter 100 und 102 beispielsweise in seinem Aufbau genauer aufgezeichnet. Vorliegend handelt es sich um das Gatter 100. Das Gatter enthält einen Zähler !OB, der an die Leitung CP/2 angeschlossen ist. Der Zähler bewirkt daher eine Impulszählung mit einer Geschwindigkeit von 5 Miiz. Der Ausgang des Zählers IO8 ist an einen Vergleicher 110 angeschlossen. Außerdem hat der Vergleicher 110 mit einem Register 112 Verbindung, in dem in an sich bekannter Weise, wie nicht im einzelnen ausgeführt ist, eine binäre Zahl entsprechend der Dezimalzahl 4 gespeichert ist. Wenn der Inhalt des Zählers IO8 größer als oder gleich dem Inhalt des Registers ist, so liefert der Vergleicher 110 ein Schaltsignal. Dieses Schaltsignal dient zur Rückstellung des Zählers IO8 auf Null und bewirkt, daß eine am Ausgang des Torschaltelementes 1θ4 auftretende Tastung zu einem Torschaltelement Il4 weitergeführt wird. Man erreicht auf diese Weise, daß jede vierte digitale Tastung, welche zu dem Gatter 100 gelangt, von diesem Gatter durchgelassen wird. Betrachtet man wieder Figur 3? so erkennt man, daß am Ausgang der Gatter 100 und 102 digitale Tastungen mit einer Geschwindigkeit von 1,25 MIIz erscheinen. Nachdem weiter das Signal auf der Leitung T für eine Dauer von 50,4 Mikrosekunden einen hohen Signalzustand aufweist, folgt, daß während des Zeitintervalls, in welchem Testsignale an das Radarsystem angekoppelt werden, Gk digitale Tastungen am Ausgang der Gatter 100 und 102 erzeugt werden, wobei in Betracht zu ziehen ist, daß eine Tastung zu Beginn des 50,4 Mikrosekunden-Zeitintervalls durchgelassen wird. Die Gk digitalen Tastungen, welche die Gatter 100 bzw. 102 durchlaufen, werden einer diskreten schnellen Fouriertransformationsschaltung II6 zugeführt » die von der bekannten Pipelinebauart sein kann.

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Nachdem die digitalen Tafitungea iu der schnelle Fouriertransformationsschaltung llG mit einer Geschwindigkeit von 1,25 MHz gelangen und nachdem die frequenz f„ 10/512 MHz beträgt, da also die Eingabegeschwindigkeit der Tastungen 64 mal so groß

Λ
wie die Frequenz f ist und nachdem weiter die schnelle

I Fouriertransformationsschaltung Il6 eine 64-Punkt-Transforma-' tionsschaltung ist, ergibt sich, daß die Nullfrequenzausgangs- [ leitung der Fouriertransformationsschaltung Il6 jede Gleich- ! Stromkomponente der.in die Transformationsschaltung eingege-r

benen Tastungen wiedergibt, daß ferner die Grundwellenausgangs- ' leitung die Grundwellenkomponente der Tastungen, nämlich f , liefert und daß die letzte oder 63·Ausgangsleitung das Bild j der Grundfrequenz, nämlich das Bild der Frequenz f~ angibt. ' Betrachtet man Gleichung Ci) so läßt sich das Signal auf der Nullfrequenzausgangsleitung der schnelle Fouriertransformations schaltung llG folgendermaßen anschreiben:

-^Bx + j By; (5)

Das Ergebnis auf der Grundwellenausgangsleitung der Transforma·« ■ tionsschaltung ist:
^! <==* A/2 (1 + ε + cos φ + j sin φ) ( cos θ + j sin θ)

j (6)

i und das Ergebnis auf der 63· Ausgangsleitung ist

¹ *** A/2 (1 + e - cos φ + j sin φ) (cos θ - j sin θ)

(7)

I Damit lassen sich die Ausgangssigriale der schnell arbeitenden ; Fouriertransiormationsschaltung llG in der nachfolgend angegebenen Weise beschreiben:

Ausgangsteitj* 0 = Bx; ' (8)

O₁ = By; (9)

„ 1 = A/2 [(l+e)cos θ + cos R cos φ R

- sin B sin φ]; (10)

u 1 = A/2 [sin φ cos θ + (1 + e) sin θ

+ sin θ cos φ] ·, (11)

# · 63 = A/2 [(1+ε) cos θ - cos θ cos φ

+ sin φ sin Θ]; (12)

11 63 = A/2 [sin φ cos θ -(1 + e) sin θ

I 6098 16/0809

+ sin θ cos φ] ■ _C13)

Die Indizes R und I bezeichnen den jeweiligen reelen bzw. imaginären Anteil der Signale auf den Ausgangsleitungen O, 1 und

63. :

Aus den Gleichungen (8) und (9) ergibt sich ohne weiteres, daß
die Koeffizienten C und C zur Korrektur des gleichstrommäßigen Versatzes zwischen den Kanälen dadurch gewonnen werden, daß die auf den Ausgangsleitungen 0 und 0_T auftretenden Signale durch Inverter II8 und 120 geführt werden. Die

Korrekturkoeffizienten werden dann in Registern 122 bzw. 12^ I ! 1

J gespeichert. Es sei bemerkt, daß die Register durch die Stirnflanke des auf der Leitung T auftretenden Sehaltimpulses , rückgestellt werden.

Die Koeffizienten C₀ und C zur amplitudenmäßigen und phasenmäßigen Korrektur werden in folgenden Schritten gewonnen:

Das

l)/Konjugiertkomplexe des Signales auf der Ausgangsleitung 63 wird zu dem auf der Grundwellenausgangsleitung auftretenden Signal mittels eines Inverters 126, j

der mit der Ausgangsleitung 63t verbunden ist, und ' eines Paares von Additionsschaltungen 128 und 13Ο ; hinzuaddiert, wobei die Eingänge der einen Additionsschaltung mit der reelen Gruiidwellenausgangsleitung i und der Ausgangsieitung 63_η verbunden sind, während | die Eingänge der anderen Additionsschaltung mit der
imaginären Grundwellenausgangsleitung und dem Ausgang \ des erwähnten Inverters 126 verbunden sind, wie aus
Figur 3 ohne weiteres zu entnehmen ist. ;

i 2) Das Konjugiertkomplexe des Signales, welches in dem !

Schritt l) gewonnen worden ist, wird durch das auf j der Ausgangsleitung 63 auftretende Signal dividiert,
indem die Signale, welche am Ausgang der Additionsschaltungen 128 und 130 auftreten, zusammen mit den I Ausgangssignalen der Leitung 63 in eine Divisions- j schaltung 13^ eingespeist werden, wobei die zuletzt j

genannten Signale durch MuItiplikationsschaltungen 129 j

ί - 15 -

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und 131 in der dargestellten Weise zuvor mit dem i

Faktor 2 multipliziert worden sind. Es sei bemerkt, j.

daß der Inverter 127 dazu dient, daß-Konjugiert- |

komplexe des Signales zu bilden, welches durch den '

Schritt l) gewonnen worden ist. Der reele Anteil '

des Signales vom Ausgang der Divisionsschaltung 13't !

wird durch einen Inverter 135 geführt und bildet j

den Korrekturkoeffizienten C , während der ima- j

ginäre Anteil des Ausgangssignales der Divisions- !

schaltung durch einen Inverter 137 läuft und dann [

den Korrekturkoeffizienten C₀ bildet, wobei:

Ct Ci

C =1 -[(cos φ)/(I + ε)] : und, I

21

C₂₂ = sin 0/(1 + ε), χ

Die Korrekturkoeffizienten C,. und C werden wieder in Schie- '

C* X ei Ci

beregistern 136 bzw. 138 gespeichert. Eine kurze Betrachtung

läßt folgende Zusammenhänge erkennen: i

X (t) = [X(t) + C ][1 +C] = A cos φ cos (2π£ t+θ) :

ν J. X Li JL J-/

and Y_c(t) = [YCt) + C] + [XCt) + C] C = Λ cos φ sin \

Hierin sind X (t) und Y (t) am Ausgang der Konipensationsschal-

C C

tung 68 dargebotene Signale, welche eine Korrektur bezüglich
des gleichstrommäßigen Versatzes sowie bezüglich der Phasen-
und AmplitudenstorSchwankungen erfahren haben.

In Abhängigkeit von einem auf der Leitung TEST auftretenden !

,Schaltsignal, also während der normalen Wirkungsweise des Radar- ■

\ systems., laufen die Kadarechosignale durch die Torschaltele- 1

niente l40 und l^;l2 zu den Additionsschaltungen l'i'i und l'l6, wie j

,in Figur 3 dargestellt ist. Das .Register 122 ist an die Addi- |

tionsschaltung lkk angeschlossen und das liegister 12^1 hat Ver-

; bindung mit der Additionsschaltung 146. Man erhält daher fol- ' ιgende Ausgangssignale von den Additionsschaltungen lkk und

j ₊ C ; nd

^+C12

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X,- und Y,_t sind dabei die elektrisch aufeinander senkrecht ste-

is JN

Iienden Kadarechosignale. Die Additionsschaltung lkk ist unmittelbar an eine Additionsschaltung l4ß angeschlossen und hat außerdem zu dieser Additionsschaltung Verbindung über eine Multiplikationsschaltung I5O· Das Register I36 hat ebenfalls mit der Multxplikationsschaltung I50 Verbindung und es ergibt sich somit, daß das Ausgangssignal der Additionsschaltung IA8 als X (t) bezeichnet werden kann. Die Additionsschaltung lkk hat ferner Verbindung mit einer Multxplikationsschaltung 152, die außerdem Verbindung mit dem Register I38 hat. Der Ausgang der . Multxplikationsschaltung 152 ist mit dem Eingang einer Additions-

schaltung I56 verbunden, der außerdem das Ausgangssignal der i Additionsschaltung 146 in der aus Figur 3 ersichtlichen Weise zugeführt wird. Man erkennt, daß das Ausgangssignal der Additionsschaltung 156 mit Y^, (t) angeschrieben werden kann. Die ! Signale X_n. (t) und Y (t) sind die korrigierten Radarechosig- :

JN C JN C j

nale. !

Dem Fachmann bietet sich im Rahmen der Erfindung eine Reihe von j

Abwandlungsmöglichkeiten. Beispielsweise kann die Punktanzahl ;

der schnellen Fouriertransformationsschaltung II6 geändert ! werden. Es kann eine andere simulierte Dopplerfrequenz f.. gewählt werden und es können andere Tastgeschwindigkeiten für I die Analog/Digital-Umsetzer 3° _Λ und 36_O gewählt werden, solange die erforderliche Beziehung zwischen der Tastgeschwindigkeit und der simulierten Dopplerfrequenz eingehalten wird.

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Claims

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Patentansprüche

Verfahren zui- Korrektur von Störschwankungen, zwischen dem Tn Phase arbeitenden und dem 90 phasenverschoben arbeitenden Kanal eines Quadraturphasendetektors eines Radarsystems mit digitaler Signalverarbeitung, dadurch gekennzeichnet, daß dem Quadraturphasendetektor in periodischen Zeitabstäiiden ein Testsignal mit einer Frequenzkomponente f„ aufgeprägt wird, daß ferner in Abhängigkeit von diesem Testsignal am Ausgang des Quadraturphasendetektors erzeugte Ausgangssignale in eine Gruppe von N komplexen Digitalzahlwörtern umgeformt werden, wobei die Tastfrequenz für diese Umwandlung M beträgt und eine ganzzahlige Teilzahl von f,. ist und N dem Verhältnis der Tastfrequenz M zur Frequenzkomponente f„ gleich ist, das weiter das Frequenzspektrum, welches durch die Gruppe von N komplexen Digitalzahlwörtern beschrieben wird, bestimmt wird und von diesem Frequenzspektrum Korrekturkoeffizienten abgeleitet werden und daß diese Korrekturkoeffizienten auf die abhängig von Radarechosignalen am Ausgang des Quadraturphasendetektors erzeugten Ausgangssignale zur Einwirkung gebracht werden.
2. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Quadraturphasendetelctor (26) in periodischen Zeitabständen ein Testsignal mit einer Frequenzkomponente f„ aufprägbar (42, 44, 45 j 24) ist, wobei die Frequenzkomponeiite f^. eine ganzzahlige Teilzahl der Tastfrequenz M ist, mit der im Quadraturphasendetektor aus den demodulierten Radarechosignalen komplexe Digitalzahlwörter gebildet werden und daß eine Kompensationsschaltung (3Ö) vorgesehen ist, in welcher während der Aufprägung der Testsignale in Abhängigkeit von den dann gebildeten komplexen Digitalzahlwörtern Korrekturkoeffizienten ableitbar (Figur 3) sind.
3· Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (38) zur Ableitung der Korrektur-

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koeffizienten eine schnelle Fouriertransformationsschaltung (116) enthält.
4. Einrichtung nach Anspruch 3? dadurch gekennzeichnet, daß die -wirksame Punktanzahl in der schnellen Fouriertransformationsschaltung (li6) gleich dem Verhältnis der Tastfrequenz M zu der Frequenzkomponente f_n ist.

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, JIo .

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