DE2636733A1

DE2636733A1 - Signalverarbeitungssystem zur bestimmung der frequenz von signalen und verwendung eines derartigen systems in einer radaranlage

Info

Publication number: DE2636733A1
Application number: DE19762636733
Authority: DE
Inventors: John Daniel Collins
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1975-08-14
Filing date: 1976-08-14
Publication date: 1977-02-17
Also published as: FR2321131A1; FR2321131B1; US4005417A; IT1073970B; CA1080833A; NL7608924A; JPS6142232B2; GB1524633A; JPS5223286A

Description

München, den 10· August 1976 Anwaltsalctenz.: 27 - Pat» lkk

Raytheon Company, l4l Spring Street, Lexington, Mas«· 02173* Vereinigte Staaten von Amerika

Signalverarbeitungssystem zur Bestimmung der Frequenz von Signalen und Verwendung eines derartigen Systeme in einer Radaranlage·

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die Untersuchung des Frequenzspektrums von Signalen und im einzelnen auf ein Signalverarbeitungssystem zur Bestimmung der Frequenz von Signalen, wobei eine Echtzeit-Signalverarbeitung durchgeführt wird.

Bekanntermaßen finden Echtzeit-Signalverarbeitungssysteme in vielen Anwendungsfällen, beispielsweise in Schallordnungssystemen und in Radaranlagen, verbreitet Verwendung. So kann etwa ein Echtzeit-Signalverarbeitungssystem in einem Radarempfänger eingesetzt werden, um die Dopplerfrequenzen zu bestimmen, die einem erfaßten Zieobjekt zugeordnet sind· In einem solchen Radarempfanger wird ein bipolares Videosignal in Abhängigkeit von jeweils einer Folge von Sendedimpulsen erzeugt. Diese Impulse werden mit vorbestimmter Impulswiederholungsfrequenz ausgesendet. Eine bestimmte Zeit nach Aussendung jeweil eines Impulses der Impulsfolge wird das bipolare Videosignal getastet und die Tastungen werden gespeichert, um eine Gruppe von Tastungen dieses Signalee zu erhalten, wobei jede Tastung

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in der Gruppe einem Echosignal innerhalb einer bestimmten aus einer Anzahl von Bereichszellen entspricht. Die Amplitudenänderungsgeschwindigkeit der Tastungen innerhalb jeder der Bereichszellen bildet eine Maß für die Dopplerfrequenz auf Grund irgendeines Zielobjektes in der betreffenden Bereichszelle. Bekanntermaßen kann die Dopplerfrequenz dadurch ausgesondert werden, daß jede Gruppe von Tastungen durch einen Frequenzspektrumsanalysator geführt wird. Die soeben beschriebene Echtzeit-Signalverarbeitung ist bisher praktisch in vielerlei analog oder digital arbeitenden Signalverarbeitungseinrichtungen durchgeführt worden. Die praktische Verwirklichung derartiger Einrich- ; tungen erfordert jedoch im allgemeinen verhältnismäßig komplizierte und kostspielige Bauteile. '

Wie in den Veröffentlichungen "High-Speed Spectrum Analyser Using a Pulse Compression Technique" von J. A. Edwards und M. J. Withers, Proceedings of the IEE, Band lld, Nr. 11, November 1967 und "The Design and Application of Highly Dispersive Acoustic-Surface Wave Filters" von H. M. Girard, W. R. Smith, W. R. Jones und J. B. Harrington, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,Band MTT-21, Nr. 4, April 1973, beschrieben ist, kann die Frequenz eines Eingangssignales dadurch , bestimmt werden, daß dieses Eingangssignal mit einem linear |

frequenzmodulierten Impuls, nämlich einem sogenannten Chirp-Impuls, gemischt wird, wonach das Mischungsergebnis durch einen ! Impulskompressionsfilter führt und schließlich die Zeit gemes- j sen wird, zu welcher der durch den Impulskompressionsfilter er- { zeugte, komprimierte Impuls relativ zu einer Bezugszeit t_Q auftritt«Ist die Frequenz des Eingangssignales null, so tritt der komprimierte Impuls zu der Bezugszeit t_Q auf. Ist aber die Frequenz des Eingangssignales f,, so tritt der komprimierte Impuls zu einer Zeit f_H/S nach dem Bezugszeitpunkt t_Q auf, worin S das Verhältnis der Frequenzänderung des Chirp-Impulses (nämlich die Frequenzdispersionsbandbreite) zu der Zeitdauer des Chirp-Impulses, also der Dispersionszeit dieses Chirp-Impulses, ist.

In einem derartigen System wird das Eingangssignal, dessen Frequenzspektrum untersucht werden soll, über einen Frequenzbereich

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(Frequenzdispersionsbandbreite des Chirp-Impulses) in einer Zeit von 2ΔΤ (Dispersionszeit des Chirp-Impulsee), worin Αφ die Frequenzbandbreite des Eingangsignales ist. Der Impulskompressionsfilter besitzt eine Kompressionsbandbreite, welche ebenfalls gleich,Δ f ist sowie eine für die Kompression vorgesehene Zeit gleich dem WertΔΤ. Nachdem das Eingangsignal über eine Bandbreite hinweg verschoben wird, welche größer als die Kompressionsbandbreite des Impulskompressionsfilters, im vorliegenden Falle im Verhältnis 2 : 1 größer ist, tritt ein Leistungsverlust von 3 db in dem komprimierten Impuls auf, wodurch das Signal-/Rauschverhältnis des Empfangssignales herabgesetzt wird, falls diese Signalverarbeitung etwa in einer Radaranlage durchgeführt wird. Um den Chirp-Impuls und das Eingangssignal ordnungsgemäß mischen zu können, muß der Chirp-Impuls gleichzeitig mit dem Eingangssignal auftreten. Um weiterhin die ge- j wünschte Impulskompression der gemischten Signale durchführen ! zu können, muß das Verhältnis der Frequenzdispersionsbandbreite j zur Dispersionszeit des Chirp-Impulses (nämlich der Verhältnis- ι werte S) betragsmäßig dem Verhältnis zwischen der Kompressionsbandbreite und der Kompressionszeit des Impulskompressionsfilters

gleich sein. ;

Wenn also ein solches Signalverarbeitungssystem in einer Impuls- j dopplerradaranlage eingesetzt werden soll, in welcher das Ein- j gangssignal die Gestalt eines bipolaren Videosignales hat, das i

eine Anzahl von Radarechosignalen, beispielsweise 6k Radarechosignale, enthält, die mit der Impulswiederholungsfrequenz des Radarsenders,beispielsweise mit einer Frequenz von 1/200 MHz, empfangen werden, so muß der Chirp-Impuls eine Dispersionszeit von mehreren Millisekundendauer haben. Es ist bekannt, daß ein geeigneter Impulskompressionsfilter von einer Verzögerungsleitung gebildet wird, in welcher akustische Oberflächenwellen angeregt werden. Um nun eine Impulskompression an einem Signal mit mehreren Millisekunden Dauer vorzunehmen, muß eine die Anregung akustischer Oberflächenwellen vorsehende Verzögerungsleitung eine Länge in der Größenordnung von Metern haben, so daß bisher in einem derartigen Falle eine solche»Verzögerungsleitung als Impulskompressionseinrichtung zur Verwendung in einer Impulsdopplerradaranlage nicht geeignet war·

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Aufgabe der Erfindung ist es, ein für die Echtzeit-Signalverarbeitung geeignetes Signalverarbeitungssystem zu schaffen, welches mit geringem technischen und wirtschaftlichen Aufwand die Analyse des Frequenzspektrums von Signalen, insbesondere von Radarechosignalen, gestattet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch Speichermittel, in welche eine bestimmte Zahl von Tastungen eines zu untersuchenden Signales mit einer Geschwindigkeit R. einspeicherbar und von welchen diese Tastungen mit einer von R₁ verschiedenen Geschwindigkeit R„ wieder entnehmbar sind, ferner durch eine Signalquelle zur Erzeugung eines in vorbestimmter Weise frequenzmodulierten Signales, weiter durch eine Mischeinrichtung, in welcher die Tastungen nach Entnahme aus den Speichermitteln und das genannte frequenzmodulierte Signal während eines gemeinsamen Zeitintervalls miteinander gemischt werden, sowie durch eine Einrichtung zur Impulskompression der Ausgangssignale der Mischeinrichtung.

Die in die Speichermittel einzugebenden Tastungen werden in einer Zeit T aufgenommen und auf Grund der höheren Entnahmegeschwindigkeit in einer Zeitdauer T„ als ein zeitlich komprimiertes Signal wieder entnommen. Die Signalquelle liefert das frequenzmodulierte Signal ebenfalls in einer Zeitdauer T„. Das zeitlich komprimierte Signal und das frequenzmodulierte Signal werden während der Zeitdauer T₂ miteinander gemischt und das Mischungsergebnis erfährt eine Impulskompression.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform hat das frequenzmodulierte Signal der genannten Signalquelle die Form eines Chirp-Impulses mit einer Frequenzdispersionsbandbreite Kp und einer Dispersionszeit KT und die Impulskompressionseinrichtung enthält eine Verzögerungsleitung, in welcher akustische Oberflächen· wellen angeregt werden und welche eine Kompressionsbandbreite fi sowie eine KompressionszeitT besitzt, worin K kleiner oder gleich 1 ist. Die Zeitkompressionseinrichtung bewirkt eine zeitliche Kompression von N Tastungen des bipolaren Videosignalei bei einer Bandbreite von/LjP von einer Zeitdauer T. auf eine

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kürzere Zeitdauer, welche gleich der Dispersionszeit KT des Chirp-Impulses ist und im allgemeinen in der Größenordnung von mehreren Mikrosekunden liegt, wobei außerdem die Bandbreite des Videosignales von der genannten Bandbreite von Af auf die zeitlich komprimierte Bandbreite (R /R ) Λ f geändert wird.

Zum einen ist es also wesentlich, daß vor der Impulskompression eine Zeitkompression stattfindet, um die Verweilzeit TF₁ der Radarechosignale wirkungsvoll an die Dispersionszeit KT des Chirp-Impulses anzupassen, so daß schließlich verhältnismäßig kurze Verzögerungsleitungen mit Anregung akustischer Oberflächen wellen verwendet werden können, um letztlich die Impulskompression auszuführen. Zum zweiten wird dafür Sorge getragen, daß die Kompressionsbandbreite /S der Impulskompressionseinrichtung genauso groß wie oder größer als die Frequenzdispersionsbandbreite des Chirp-Impulses ist, so daß sämtliche Frequenzkomponenten des zeitlich komprimierten Signales innerhalb einer Bandbreite von β (l- K) in den Bereich der Kompressionsbandbreite yd der Impulskompressionseinrichtung fallen, so daß eine maximale Leistung des zeitlich komprimierten Impulses auftritt«

Im übrigen bilden zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen des hier vorgeschlagenen Signalverarbeitungssystems Gegenstand der anliegenden Ansprüche, auf welche zur Vereinfachung und Verkürzung der vorliegenden Beschreibung ausdrücklich hingewiesen wird. Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die anliegende Zeichnung näher erläutert. Es stellen dar:

Figur 1 ein Blockschaltbild einer Impulsdopplerradaranlage >■ mit einem Signalverarbeitungssystem der hier vorgeschlagenen Art,

Figuren Zeitdiagrarame von Signalen an bestimmten Punkten der in Fig. 1 gezeigten Schaltung,

Figur 3 ein Blockschaltbild einer Taktgeber- und Steuereinheit für die Radaranlage nach Fig. 1 und

Figur k eine Reihe von Zeitdiagrammen von Signalen, wie sie in der Schaltung nach Fig. 3 auftreten.

Fig. 1 zeigt eine kohärent arbeitende Impulsdopplerradaranlage. Der Ssnder-ZEmpfängerabschnitt 10 dieser Radaranlage ist an sich bekannter Bauart und enthält eine Antenne 11, welche über einen Zirkulator odereine Sende-ZEmpfangsweiche an einen Verstärker, in vorliegendem Falle einen Klystronverstärker 13, sowie einen Impulsmodulator l4 angekoppelt ist. Der Impulsmodulator lk erzeugt in Abhängigkeit von über eine Leitung XMT von einer Taktgeber- und Steuereinheit 15 zugeführten Signalen eine Folge von Hochfrequenzimpulsen mit einer gewünschten Impulswiederholungsfrequenz von beispielsweise 1/200 MHz. Einzelheiten der Taktgeber- und Steuereinheit 15 werden weiter unten im Zusammenhang mit Figur 3 näher beschrieben. Jeder der Hochfrequenzimpulse der ausgesendeten Impulsfolge wird von verschiedenen, nicht dargestellten Objekten reflektiert, die sich in jeweils ! unterschiedlichen Entfernungenvon der Antenne 11 befinden. Ein [Teil der reflektierten Energie auf Grund der ausgesendeten j Impulse wird von der Antenne 11 empfangen. Die Zeit, zu welcher ! ein Teil der ausgesendeten Energie mit Bezug auf den Zeitpunkt der Aussendung des betreffenden Impulses empfangen wird, entspricht der Entfernung des Zielobjektes,welches die Reflexion dieses empfangenen Energieteiles verursacht hat. Die von der Antenne 11 aufgenommene Signalenergie wird durch den Zirkulator oder die Sende-/Empfangsweiche 12 geführt. Die Ausgangssignale der jSende-ZEmpfangsweiche 12 werden dann in bekannter Weise in !einem Mischer 17 mit einem Signal heterodyn überlagert, das [von einem stabilen Lokaloszillator l8 bereitgestellt wird. Das von dem stabilen Lokaloszillator l8 erzeugte Signal erfährt

außerdem in einem Mischer 20 eine Heterodynüberlagerung mit !einem von einem Kohärenzoszillator 19 abgegebenen Signal, so daß die Sendeimpulsfolge erzeugt wird, die nach Verstärkung durch den Klystronverstärker 13 zur Aussendung gelangt. Das am Ausgang des Mischers 17 auftretende Signal durchläuft einen Zwischenfrequenzverstärker 21 und erreicht danach einen Quaidraturphasendetektor 22. Der Quadraturphasendetektor 22 arbeitet in an sich bekannter Weise und liefert in Phasen liegende und und dazu um 90 ° elektrisch phasenverschobene bipolare Videosignale, welche zur weiteren Verarbeitung auf einen in Phase arbeitenden Signalverarbeitungskanal I und einen demgegenüber

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um 90 elektrisch phasenverschoben arbeitenden Signalverarbeitungskanal Q aufgeteilt werden. Die Beziehungen zwischen den ausgesendeten Impulsen und dem bipolaren Videosignal in dem in Phase arbeitenden Kanal I sind in den Figuren 2 A und 2 B festgehalten, wobei es sich versteht, daß die hierzu 90 elektrisch phasenverschobenen bipolaren Videosignale ein equivalentes Verhalten zeigen. Die in Phase liegenden und die hierzu 90 elektrisch phasenverschobenen bipolaren Videosignale werden, wie aus Figur 1 zu entnehmen ist, einer Zeitkompressionseinrichtung 24 zugeführt· Die Zeitkompressionseinrichtung 24 enthält zwei Gruppen von 8 analogen Verzögerungsleitungen 26. bis 26g, wobei die eine Gruppe von Verzögerungsleitungen sich in dem in Phase arbeitenden Kanal I und die andere Gruppe von Verzögerungsleitungen sich in dem hierzu um 90 ° elektrisch phasenverschoben arbeitenden Kanal Q befindet. Jede der Verzögerungsleitungen 26. bis 260 der beiden genannten Gruppen von Verzögerungsleitungen ist ein ladungsgekoppeltes -Speichergerät, beispielsweise ein Serienanalogspeicher, welcher ; von der Firma Reticon Corporation, 450 E. Middlefield Rd., j Mountain View, California, unter der Bezeichnung FAM 64 auf j den Markt gebracht wird. Die analogen Verzögerungsleitungen ι 26. bis 260 in den beiden Verzögerungsleitungsgruppen sind im · Aufbau identisch, so daß die Datenverarbeitung in dem in Phase ! arbeitenden Kanal nachfolgend allein beschrieben werden kann I und es sich versteht, daß die Datenverarbeitung in dem hierzu | 90 °elektrisch phasenverschoben arbeitenden Kanal der Zeit- | kompressionseinrichtung 24 in equivalenter Weise vor sich geht, j Die Verzögerungsleitungsgruppe des in Phase arbeitenden Kanals ■ I enthält 8 Verzögerungsleitungen 26. bis 26», wobei die Anzahl der Verzögerungsleitungen entsprechend der gewünschten Zahl ' von Bereichszellen gewählt wird, die von der Radaranlage erfaßt werden sollen. Im vorliegenden Beispiel sind in der Radar- , anlage 8 Bereichszellen vorgesehen. Jede der Verzögerungsleitungen 26. bis 260 besitzt 64 seriengekoppelte Stufen, wie in Figur 1 schematisch angedeutet ist. Die Anzahl der miteinander gekoppelten Stufen wird entsprechend der gewünschten Dopplerfrequenzauflösung gewählt. Ferner ist aus Figur 1 zu erkennen, daß zu jeder der Verzögerungsleitungen 26. bis 26g eine gesonderte Signalverschiebungsleitung S. bis Sq führt. _: - 7 -

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In Abhängigkeit von Verschiebungssignalen, welche den einzelnen Signalverschiebungsleitungen S. bis So von der Taktgeber- und Steuereinheit 15 in der nachfolgend beschriebenen Weise zugeführt werden, erfolgt eine Einspeicherung von Daten, welche in beiden Verzögerungsleitungsgruppen jeder der Verzögerungsleitungen 26^ bis 260 zugeführt werden, nur in der ersten Stufe derjenigen Verzögerungsleitung, welche durch die jeweils ausgewählte der Verschiebungssignalleitungen S. bis Sq erregt wird. Gleichzeitig wird der Inhalt jeder Stufe der jeweils ausgewählten Verzögerungsleitung zur nächsten Stufe nach rechts weiterverschoben. Das bedeutet, daß die analogen Verzögerungsleitungen 26, bis 260 in ähnlicher Weise arbeiten wie ein binäres Schieberegister, in welchem Daten eingespeichert sind und weiter verschoben werden. Wie sich aus der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Figuren 2 A und 2 B ergibt, sind nach Aussendung von 6k Hochfrequenzimpulsen XMT₁ bis XMT/-. durch das Radarsystem in jeder Verzögerungsleitung der beiden Verzögerungsleitungsgruppen jeweils in den Stufen 6k bis 1 die Radarechosignale R_{1 1} bis R₁ /-. Ro ₁ bis Ro g. gespeichert, worin

der Ausdruck R zur Bezeichnung eines Radarechosignales aus der m-ten Bereichszelle verwendet wird und das betreffende Echosignal dem η-ten Sendeimpuls entspricht, wie aus Figur 2 B hervorgeht. Das bedeutet, daß in jeder der Verzögerungsleitungen 26. bis 260 der beiden Verzögerungsleitungsgruppen jeweils 64 Radarechosignale mit einer Impulswiederholungsfrequenz von beispielsweise 1/200 MHz gespeichert sind und der Inhalt einander \ entsprechender Paare von Verzögerungsleitungen der Verzögerungslei tungsgruppen für die Radarechosignale in jeweils unterschied- ' liehen Bereichszellen repräsentativ ist.

Nachdem die Echosignale R_{1 1} bis Ro /-. entsprechend den 6k ausgesendeten Impulsen in den beiden Gruppen von Verzögerungsleitungen 26. bis 260 in der beschriebenen Weise eingespeichert sind, gibt die Taktgeber- und Steuereinheit 15 eine Reihe von Chirp-Impulsauslösesignalen P (worin m die Werte von 1 bis 8 hat) über die Leitung P an den Chirp-Impulsgenerator 28 und an ein Auswertgerät 31 ab. Es sei hier nur erwähnt, daß der Chirp-Impulsgenerator 28 einen Verstärker 92, eine Verzögerungsleitung

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35, in welcher akustische Oberflächenwellen angeregt werden, und ein Torschaltelement 36 enthält. In Abhängigkeit von jedem Chirp-Impulsauslösesignal P wird ein amplitudengewichteter Chirp-Impuls mit einer Dispersionszeit K^ , vorliegend mit einer Dauer von 12,8 MikrοSekunden, von dem Chirp-Impulsgenerator 28 erzeugt und über die Leitung 29 abgegeben, wie aus den Figuren 2 c und 2 D zu entnehmen ist. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel hat jeder Chirp-Impuls die Gestalt eines linear von 57_t5 MHz bis 62,5 MHz frequenzmodulierten Impulses. Es wird also eine Reihe von Chirp-Impulsen erzeugt, welche jeweils eine ! Frequenzdispersionsbandbreite K/J von 5 MHz aufweisen. Zu der Zeit, in welcher jeweils ein derartiger Chirp-Impuls von dem Chirp-Impulsgenerator 28 erzeugt wird, werden Signale von der Taktgeber- und Steuereinheit 15 zu der Zeitkompressionseinrichtung 24 hin abgegeben, um die 64 Radarechos R _Λ bis R /-/,_f

m, χ MfUT

welche zu einer der 8 Bereichszellen gehören, aus den Speichermitteln der Zeitkompressionseinrichtung 24 mit einer Lesegeschwindigkeit von 5 MHz herauszulesen, wie in Figur 2 £ dargestellt ist. Die zeitkomprimierte Dopplerbandbreite ist daher j

3 a '

10 £\ f, worin /^ f die Dopplerbandbreite des der Zeitkompressionseinrichtung 24 zugeführten bipolaren Videosignales ist, 1 während 10"* das Verhältnis der Herauslesegeschwindigkeit von ! 5 MHz zu der Radarimpulswiederholungsfrequenz von 1/200 MHz ist.[

Wie man aus den Figuren 2 C bis 2 F entnehmen kann, wird nach ' der' in der beschriebenen Weise in der Zeitkompressionseinrichtung 24 erfolgenden Abspeicherung der Radarechos R. . bis

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Ro /-λ ein erstes Chirp-Impulsauslösesignal P₁ von der Taktgeber- und Steuereinheit 15 an den Chirp-Impulsgenerator 28 weitergegeben. Ferner wird ein Schaltsignal auf der Leitung I₁ dargeboten, um die Verzögerungsleitung 26^ selektiv an die Mischstufe 30 anzukoppeln. Schließlich werden Verschiebungssignale mit einer Geschwindigkeit von 5 MHz über die Leitung S. der Verzögerungsleitung 26. zugeführt, um die in dieser Verzögerungsleitung gespeicherten 64 Radarechos R₁ . bis R. /-· der Reihe nach herauszulesen, wie dem Diagramm von Figur 2 E entnommen werden kann. Gleichzeitig mit dem Entnehmen der Radarechos R_{1 1} bis R₁ /-· aus der Verzögerungsleitung 26. erzeugt der Chirp-Impulsgenerator 28 in der oben beschriebenen Weise

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den Chirp-Impuls. Folglich werden die 64 Radar-Echosignale R₁ . bis R₁ /-ι und der genannte Chirp-Impuls der Mischetufe 30 während desselben Zeitintervalls, nämlich während der Dispersionszeit K *2T des Chirp-Impulses zugeführt« im vorliegenden Falle also während einer Zeit von 12,8 Mikrosekunden.

Das am Ausgang der nachfolgend noch genauer beschriebenen Mischstufe 30 auftretende Signal gelangt zu einer Impulskompressionseinrichtung 32, deren Einzelheiten ebenfalls weiter unten genauer beschrieben werden· Es genügt an dieser Stelle die Feststellung, daß die Impulskompressionseinrichtung 32 als Impulskompressionsfilter wirksam ist, welcher eine Kompressionsbandbreite ß und eine KompressionszeitT* besitzt, wobei das Verhältnis von ß/£* betragsmäßig dem Verhältnis der Frequenzdispersionsbandbreite K Δ zu der Dispersionszeit K X" des Chirp-Impulses gleich ist. Die Impulskompressionseinrichtung 32 enthält eine Verzögerungsleitung 37» in welcher eine Anregung von akustischen Oberflächenwellen erfolgt. Diese Verzögerungsleitung besitzt vorliegend eine Kompressionsbandbreite Aj von 10 MHz und eine Kompressionszeit *C von 25t6 Mikrosekunden. Die Impulskompressionseinrichtung 32 erzeugt in Abhängigkeit von den jeweils zugeführten Mischerausgangssignalen einen komprimierten Impuls oder ein von der Chirp-Modulation befreites Signal, dessen Maximum zu einer ZeItGC₁ nach dem Zeitpunkt des Chirp-Impulsauslösesignales P₁ auftritt, wie aus Figur 2 F entnommen werden kann. In bekannter Weise steht die Zeit ^₁ zu der Dopplerfrequenz auf Grund eines Zielobjektes in Beziehung, welches sich in der betreffenden Bereichszelle befindet und die Radarechos R_{1 1} bis R₁ ^u verursacht. Eine kurze Zeit nach Zuführung des ersten Chirp-Impulsauslösesignales P₁ zu dem Chirp-Impulsgenerator 28 wird diesem ein zweites Chirp-Impulsauslösesignal P zugeführt. Die Taktgeber- und Steuereinheit 15 erzeugt dann auf der Leitung I₂ ein Signal, das zum einen selektiv die beiden Verzögerungsleitungen 26„ über die Multiplexer 27 und 28 an die Mischstufe 30 ankoppelt und zum anderen bewirkt, daß über die Leitungen S₂ Signale mit einer Geschwindigkeit von 5 MHz zu den soeben genannten Verzögerungsleitungen gelangen, so daß die 6k Radarechos R₂ _± bis R- ^₁, aus den Ver-

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zögerungsleitungen 26» während einer Zeit herausgelesen werden, welche gleich der Dispersionszeit K *C ist. Außerdem wird wieder der in Abhängigkeit vom den Chirp-Impulsauslösesignal P„ während der Zeit, in welcher die Echosignaltastungen R₂ . bis R₀ •■· aus der Zeitkompressionseinrichtung 2k.abgelesen werden, von den Chirp-Impulsgenerator 28 ein Chirp-Impuls erzeugt. Wie aus Figur 2 F zu entnehmen, verursacht ein Zielobjekt, welches sich in der Bereichszelle entsprechend den Echosignaltastungen R₀ _Λ

bis R₀ ru befindet, eine Dopplerfrequenz, welche der Zeit OC

ύ,OI * a

zugeordnet ist. Dieser Vorgang wiederholt sich, so daß der Reihe nach die Radarechotastungen, welche in den einzelnen Verzögerungsleitungen gespeichert sind, aus diesen herausgelesen werden. Eine Auswerteinrichtung 31, im vorliegenden Falle ein gebräuchliches, analoges Wiedergabegerät, das von den durch die Taktgeber- und Steuereinheit 15 erzeugten Chirp-Impulsauslösesignalen gesteuert wird, dient zur Wiedergabe der Ausgangssignale der Impulskompressionseinrichtung, welche in Figur 2 F eingezeichnet sind, so daß ein Beobachter an dem Wiedergabegerät die Dopplerfrequenzen feststellen und bestimmen kann, welche von den einzelnen Objekten verursacht werden, die sich in den acht Bereichszellen ggf. befinden.

Im folgenden wird der Aufbau der Taktgeber- und Steuereinheit 15 näher beschrieben. Die Schaltung ist in Figur 3 im einzelnen gezeigt und enthält einen Taktgeber kO_t welcher Taktimpulse mit einer Wiederholungsfrequenz 5 MHz auf einer Leitung cp darbietet. Es ergibt sich, daß die Taktgeber- und Steuereinheit 15 zwischen einem Einschreibbetrieb oder Speicherbetrieb, währen welchem das Signal auf der Leitung W einen hohen Signalwert besitzt und die Einspeicherung der Radarechosignaltastungen R in die Zeitkompressionseinrichtung 2k nach Figur 1 bewirkt, und einem Lesebetrieb oder Entnahmebetrieb hin- und herwechselt, während welchem das Signal auf der Leitung R einen hohen Signalwert besitzt und bewirkt, daß die eingespeicherten Radarechosignaltastungen R aus der Zeitkompressionseinrichtung herausgelesen werden, wie oben bereits beschrieben worden ist.

Es sei nun angenommen, daß die Taktgeber- und Steuereinheit 15 sich zunächst im Einspeicherbetrieb befinde, was durch Ein-

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stellen der Flip-flop-Schaltung 69 mittels geeigneter, nicht im einzelnen dargestellter Einrichtungen geschieht, um ein SIgnal mit einem hohen Signalwert auf der Leitung W zu erzeugen.

j Die Taktimpulse von der Leitung cp laufen dann über das UND ! -Schaltelement 42 und das ODER-Sehaltelement 44 zu dem Zähler 46. Der Zähler 46 ist ein gebräuchlicher, 3-stelliger, durch acht dividierender Zähler, dessen Ausgang an eine Decodierungseinrichtung 47 an sich bekannter Bauart angeschlossen ist. Die Decodierungseinrichtung 47 liefert an einer ihrer Ausgangsleitungen I. bis Ig wahlweise ein Signal erhöhten Signalpegels ί in Abhängigkeit von einem digitalen Zahlwort, welches in dem Speicher 46 auftritt. Die Taktimpulse, welche das UND-Schaltelement 48 (bei niedrigem Signalwert auf der Leitung EN aus Gründen, welche sich nachfolgend ergeben) sowie das ODER-Schaltelement 50 durchlaufen, erreichen einen Wähler 52 an sich bekannter Bauart. Dieser Wähler 52 läßt Signale, welche ihm über das ODER-Schaltelement 50 zugeleitet werden, zu einer bestimmten der Signalverschiebungsleitungen S. bis Sn gelangen, wobei diese Leitungen durch die Decodierungseinrichtung 47 ausgewählt werden. Unter Bezugnahme auf Figur 4 ist festzustellen, daß in Abhängigkeit von den ersten 8 Taktimpulsen der Leitung cp sich der Stand des Zählers 46 von (O)₁₀ bis (7)_1O ändert und die Taktimpulse zu den Leitungen S₁ bis Sg jeweils durchgelassen werden, so daß die Radarechosignaltastungen R₁ _Λ bis Ro ₁ jeweils in der ersten Stufe der Verzögerungsleitungen 26 bis 26g eingespeichert werden, wie oben bereits ausgeführt worden ist. Es sei hier bemerkt, daß dann, wenn die Verzögerunge· leitungen 26.. bis 26g von einer Bauart sind, welche zwei Phasenverschiebungssignale benötigt, ein bistabiler Multivibrator bei geeigneter Änderung der Taktfrequenz in an sich bekannter Weise vorgesehen sein kann, um die Verschiebungssignale bereit zu stellen.

Bei Auftreten des neunten Taktimpulses nimmt die Überlaufleitung C. des Zählers 46 einen hohen Signalwert an und ein Taktimpuls kann daher über das UND-Schaltelement 54 zu einem Zähler 56 und über ein UND-Schaltelement 6l zu einer Flipflop-Schaltung 55 zu deren Einstellung und zur Rückstellung des Zählers 46 auf (O)₁₀ gelangen. Der Zähler 56 ist außerdem mit

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einem Vergleicher 57 verbunden, mit welchem ein Register 59 gekoppelt ist. Das Register 59 enthält die eingespeicherte Zahl (993)_1O· Wenn der Stand des Zählers 56 größer als oder gleichgroß wie (993)_1o ist, was einer Zeit von 198,6 MikrοSekunden nach dem Anheben des Signalpegels auf der Leitung C. entspricht, so nimmt der Ausgang des Vergleichers 57 einen hohen Signalwert an, so daß die Flipflopschaltung 55 rückgestellt wird. Der Ausgang der Flipflop-Schaltung 55 ist über die Leitung EN mit dem Zähler 46, dem UND-Schaltelement 58 und dem Inverter 59 gekoppelt. Besitzt das Signal auf der Leitung EN einen hohen Signalwert, so wird zum einen der Zähler 46 abgeschaltet, so daß er nicht mehr die Taktimpulse zählt, welche ihm über das ODER-Schaltelement 44 zugeführt werden und zum anderen sperrt der Inverter 49 die Taktimpulse, sodaß sie nicht mehr den Wähler 52 durchfließen. Außerdem wird bei dem Wechsel der Leitung EN von einem hohen Signalpegel auf einen niedrigen Signalpegel der Zähler 56 zurückgestellt. Weiter ist festzustellen, daß dann, wenn die Leitung EN einen hohen Signalwert annimmt, ein hohes Signal über das UND-Schaltelement 58 zu dem monostabilen Multivibrator oder der monostabilen Kippschaltung 59 fließt, so daß ein Impuls über die Leitung XMT zu dem Impulsmodulator 14 nach Figur 1 übertragen wird. Der hohe Signalwert auf der Leitung C erreicht über das UND-Schaltelement 60 und das ODER-Schaltelement 62 einen Zähler 64. Ein Vergleicher 65 ist zwischen den Zähler 64 und ein Register 67 geschaltet, in welchem die Zahl (63) _ gespeichert ist. Der Vorgang wiederholt sich, bis der Signalpegel auf der Leitung C^ 64 mal hoch gewesen ist, wodurch sich der Signalpegel auf der Leitung C₂ erhöht und der Zähler nach einer durch ein Verzögerungselement 63 verursachten Verzögerung von einer Taktimpulsdauer rückgestellt wird. Da zu dieser Zeit das Signal auf der Leitung C. ebenfalls einen hohen Signalwert hat, erscheint am Ausgang des UND-Sehaltelementes 68 ein hoher Signalwert, wodurch der Schaltzustand der Flipflop-Schaltung 69 wechselt, Das bedeutet, daß der Signalpegel auf der Leitung R erhöht und der Signalpegel auf der Leitung W abgesenkt wird. Auf diese Weise wird die Taktgeber- und Steuereinheit 15 in den Herauslesebetrieb umgeschaltet.

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Während des Herauslesebetriebes gelangt ein einen hohen Signalwert besitzendes Signal der Leitung R durch das UND-Schaltelement 70, so daß die Taktimpulse über dieses UND-Sehaltelement den Zähler 72 sowie über ein ODER-Schaltelement 71 und eine monostabile Kippschaltung 8l den Rückstelleingang des Zählers 72 erreichen kann, wenn das Signal auf der Leitung R von einem niedrigen Signalwert in einen hohen Signalwert übergeht. Ein Vergleicher 73 ist sowohl mit dem genannten Zähler 72 als auch mit einem Register 74 gekoppelt, in welchem die Zahl (I)₁₀ gespeichert ist. Der Vergleicher 73 bietet an seinem Ausgang einen hohen Signalwert dar, wenn der Inhalt des Zählers 72 den Wert von (I)₁₀ übersteigt. Es ergibt sich dann, daß bei Auftreten eines hohen Signalwertes auf der Leitung R am Ausgang des Vergleichers 73 ein hohes Signal auftritt, nachdem ein Taktimpuls zu dem Zähler 72 gelangt ist. Das Ausgangssignal des Vergleichers 73 wird an eine monostabile Kippstufe angekoppelt, welche so eingestellt ist, daß auf der Leitung P ein Impuls von 4l,6 ns erzeugt werden kann. Die Wahl des 4l,6 ns-Impulses wird weiter unten erläutert. Es sei hier zunächst gesagt, daß dieser Impuls das oben erwähnt Chirp-Impulsauswahl signal ist.

Das Chirp-Impulsauswahlsignal P₁ bewirkt die Einschaltung einer Flipflop-Schaltung 500. In Abhängigkeit hiervon wird ein Signal mit einem hohen Signalwert von dieser Flipflop-Schaltung 500 bereitgestellt, welches bewirkt, daß Taktimpulse über ein UND-Schaltelement 502 zu den Zählern 504 und 506 gelangen. Mit dem Ausgang des Zählers 504 ist ein Vergleicher 508 verbunden, an welchem außerdem ein Register 51° angeschlossen ist. In diesem Register ist der Wert (13O)₁₀ gespeichert. Der Zähler 506 ist ausgangseitig mit einem Vergleicher 512 gekoppelt, der außerdem mit einem Register 5l4 in Verbindung steht. In diesem Register ist der Wert (194).. gespeichert. Wenn der Stand des Zählers 504 größer als oder gleich groß wie der Wert 0-3O)₁₀ ist, so wird eine Flipflop-Schaltung 5*6 eingeschaltet, so daß der Ausgang dieser Flipflop-Schaltung, welcher auf der Leitung 25 auftritt, einen hohen Signalwert annimmt. Wenn der Stand des Zählers 5O6 gleich groß wie oder größer als der Wert (194)_1Q

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ist, so nimmt der Ausgang des Vergleichers 512 einen hohen Signalwert an.und bewirkt dadurch die Rückstellung der Flipflop-Schaltung 516, so daß die Leitung 25 in den niedrigen Signalzustand zurückkehrt. Außerdem wird durch das Ausgangssignal des Vergleichers 512 auch die Flipflop-Schaltung 5OO zurückgestellt. Der Verlauf des auf der Leitung 25 auftretenden Signales ist in Figur 4 wiedergegeben· Es zeigt sich, daß das auf der Leitung 25 auftretende Signal dazu dient, einerseits das Herauslesen der gespeicherten Radarechosignaltastungen R bis R _Cl , welche

1,1 1 , Ort

der ersten Bereichszelle zugeordnet sind, auszulösen und zum anderen einen Chirp-Impuls zum Ausgang 29 des in Figur 1 gezeigten Chirp-Impulsgenerators 28 weiterzuschalten, welcher durch die Verzögerungsleitung mit Anregung akustischer Oberflächenwellen 35 erzeugt worden ist. Das bedeutet, daß das Zeitintervall, in welchem die Leitung 25 einen hohen Signalzustand aufweist, gleich der Dispersionszeit des Chirp-Impulses und außerdem gleich der Zeitdauer ist, in welcher 64 Radarechosignal tastung en aus der Zeitkompressionseinrichtung 24 abgerufen werden.

Wenn während des Herauslesebetriebes die Leitung 25 einen hohen Signalzustand annimmt, gelangen Taktimpulse über das UND-Schaltelement 78 und das ODER-Schaltelement 50 zu dem Wähler 52. In dem Zähler 46 ist der Wert (O)₁₀ gespeichert. Es folgt dann, daß 64 Taktimpulse über die Leitung S₁ weitergegeben werden, so daß die 64 Radarechosignaltastungen R. _Λ bis R. /-, , welche der

1,1 1,ot

ersten Entfernungsbereichszelle zugeordnet sind und welche in dem Verzögerungsleitungpaar 2O₁ gespeichert sind, abgelesen werden· Nachdem diese 64 Taktimpulse zu dem Zähler 64 gelangt sind, nimmt der Ausgang des Vergleichers 65 einen hohen Signalzustand an, nachdem der Stand des Zählers größer als oder gleich groß wie der Inhalt des Registers 67 geworden ist und die Leitung C₂ nimmt ebenfalls einen hohen Signalzustand an, so daß ein Signal über das UND-Schalteleraent 76 und das ODER-Schaltelement 44 laufen kann, um den Zähler 46 um eins weiterzuschalten, so daß der Signalpegel auf der Leitung C absinkt und mit einer Verzögerung entsprechend einem Taktimpuls der Zähler 64 zurückgestellt wird. Es sei nochmals bemerkt, daß während dieser

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Zeitdauer die Radarechosignaltastungen R. . bis R. ^r herausgelesen und ein Chirp-Impuls zusammen mit diesen 64 Signaltastungen der Mischstufe 30 zugeführt wird, wie aus den Figuren 2 D und 2 E zu entnehmen ist.

Der Ausgang des Zählers 72 ist auch an einen Vergleicher 76 an· ι geschlossen, der außerdem mit einem Register 78 in Verbindung steht. In diesem Register ist der Wert (500)._Q gespeichert. j Der Vergleicher 76 liefert an seinem Ausgang einen hohen Signalwert, wenn der Stand des Zählers 72 kleiner als oder gleich groß wie der Wert (500)_1Q ist. Das Signal auf der Leitung WAIT, welche die Ausgangsleitung des Vergleichers 76 ist, nimmt daher einen hohen Signalwert an (, was verhältnismäßig kurze Zeit nach Rückstellung des Zählers 72 durch ein Signal auf der Leitung R in der beschriebenen Weise geschieht) und bleibt auf diesem hohen Signalwert für eine Dauer von 100 MikrοSekunden, wonach der Signalwert wieder niedrig wird. Ein vom Ausgang eines Inverters 79 abnehmbares Signal wechselt dann von einem niedrigen zu einem hohen Signalzustand über, was zur Folge hat, daß ein Impuls durch die monostabile Kippstufe 83 erzeugt wird, der zur Zu rückstellung des Zählers 72 dient. Betrachtet man Figur 3 in Verbindung mit Figur 4, so erkennt man, daß bei Rückstellung des Zählers 72 auf Grund eines auf der Leitung WAIT auftretenden Signales der Ausgang des Vergleichers 73 einen hohen Signalzustand zu einem Zeitpunkt annimmt, welcher um ein Taktimpulsintervall später als die Rückstellung des Zählers 72 liegt. Wenn der Ausgang des Vergleichers 73 einen hohen Signalzustand annimmt, so wird von der monostabilen Kippstufe 75 wieder ein Chirp-Impulsauslösesignal erzeugt, nämlich das Auslösesignal P₀. Der Ausgang der Flipflop-Schaltung 5l6, nämlich die Signalleitung 251 nimmt für eine Dauer von 12,8 Mikrosekunden einen hohen Signalwert an. Während dieser Zelt werden die Radarechosignaltastungen R_{2 1} bis R₂ /-. ^aus dem Verzögerungsleitungspaar 26 abgelesen und ein zweiter Chirp-Impuls wird von dem Chirp-Impulsgenerator 28 erzeugt. Dies setzt sich fort, bis die Leitung C„ das neunte Mal einen hohen Signalwert angenommen hat. Zu dieser Zeit geht dann die Leitung C. wieder in den hohen Signalzustand über und bewirkt eine Umschaltung der Flipflop-Schaltung 69» was zur Folge hat, daß die Taktgeber und Steuer-

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einheit 15 abermals in den Einspeicherbetrieb umgestellt wird.

Nachfolgend soll der Chirp-Impulsgenerator 28 genauer untersucht werden. Das eine Dauer von 4l, 6 ns aufweisende Chirp-Impulsauslösesignal, welches dem Chirp-Impulsgenerator 28 von der monostabilen Kippstufe 75 der Taktgeber- und Stuereinheit 15 über die Leitung P zugeführt wird, erfährt in dem Verstärker 92 eine Verstärkung und wird dann zu der Verzögerungsleitung 35 mit Anregung akustischer Oberflächenwellen weitergeleitet. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel besitzt die Verzögerungsleitung

ι 35 eine Bandbreite von 10 MHz und erzeugt einen linear frequenz-

modulierten Chirp-Impuls mit einer Zeitdauer oder einer Dispersionszeit von 25,6 MikrοSekunden. Der eine Dauer von 4l,6 ns aufweisende, von der Kippstufe 75 erzeugte Auslöseimpuls ist so gewählt, daß er die akustischen Oberflächenwellen in der Verzögerungsleitung 35 mit einer Energie anregt, welche verhältnismäßig konstante Amplitude besitzt und deren Frequenzen in dem Frequenzband von 55 bis 65 MHz liegen. Dies ergibt sich daraus, daß ein Rechteckimpuls einer Amplitude A und einer Zeitdauer T

' "7* P

ein Frequenzspektrum ATL P , aufweist, wobei dieses Spektrum im wesentlichen flach über einen Frequenzbandbereich /«;pp -·=- verläuft. Das Ausgangssignal der eine Anregung akustischer Oberflächenwellen vorsehenden Verzögerungsleitung 35 ist dann ein Chirp-Impuls mit einer Dispersionszeit von 25,6 MikrοSekunden. Dieser Chirp-Impuls erfährt entsprechend den Eigenschaften der Verzögerungsleitung 35 eine Amplitudengewichtung, um Nebenmaxima zu beseitigen, welche bei dem Impulskompressionsvorgang erzeugt werden könnten. Die Frequenz des von der Verzögerungsleitung 35 erzeugten Chirp-Impulses wird innerhalb eines Zeitraumes von 25,6 Mikrosekunden von 55 MHz bis 65 MHz moduliert. Das Ausgangssignal der Verzögerungleitung wird dem Torschaltelement 36 zugeleitet. Mit dem Torschaltelement 36 ist außerdem die Ausgangsleitung 25 der Taktgeberund Steuereinheit I5 verbunden. Wenn der Signalwert auf der Leitung 25 ansteigt, so treten die Ausgangssignale der Verzögerungsleitung 35 auf der Leitung 29 auf. Wie zuvor bei der Erläuterung der Taktgeber- und Steuereinheit 15 und in Verbindung mit Figur k angegeben beginnt das über die Leitung 25 zugeführte Schaltsignal für das Torschaltelement 36 zu einer

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26 Mikrosekunden nach P liegenden Zeit und bleibt auf hohem

Signalwert, während der Chirp-Impuls auf der Leitung 29 inner-ί halb einer Dispersionezeit von 12,8 Mikrosekunden eine Frequenz-; . modulation von 57,5 MHz auf 62,5 MHz erfährt. Während dieser j ' Zeit werden die 64 Radarechosignaltastungen, welche zu der be- : treffenden der acht Entfernungsbereichszellen gehören, aus der ί \ Zeitkompressionseinrichtung 24 herausgelesen. Man erkennt also, ^! \ daß auf Grund des Schaltsignals auf der Leitung 25 nur ein Teil des insgesamt von der Verzögerungleitung 35 erzeugten Chirp-

! Impulse zu der Leitung 29 weitergeleitet wird. Es folgt also, daß der Anteil des erzeugten Chirp-Impulses, welcher zu der • Leitung 29 gelangt, durch die Zählerstände der Register 510

und 5l4 der Taktgeber- und Steuereinheit 15 bestimmt wird. Das 1
bedeutet, daß die Frequenzdispersionsbandbreite K/S und die Dispersionszeit K*f des in die Mischstufe 30 eingegebenen Chirp-Impulses durch Auswahl der vorgegebenen Zählerstände der Register 51° und 51k und durch den Inhalt des Registers 67 eingestellt werden können, wobei das letztgenannte Register die Anzahl der Radarechosignaltastungen festlegt, die je Entfernungsbereichszelle verarbeitet werden.

Die folgenden Untersuchungen betreffen die Mischstufe 30. Diese enthält ein Paar von Pufferverstärkern 94 und 96, die ausgangsseitig jeweils an einen zugehörigen Mischer 98 bzw. 100 angeschlossen sind. Jeder von dem Chirp-Impulsgenerator 28 erzeugte Chirp-Impuls wird in der dargestellten Weise an die Mischer 98 und 100 angekoppelt. Aus Figur 1 ist zu ersehen, daß der"für den Mischer 98 bestimmte Chirp-Impuls über einen 90 - Phasenschieber 102 geleitet wird. Die Ausgänge der Mischer 98 und 100 werden einer Summationsschaltung 104 zugeführt, in welcher die Signale aus dem in Phase arbeitenden Kanal und dem 90 elektrisch phasenverschoben arbeitenden Kanal miteinander kombiniert werden. Die zeitkomprimierten bipolaren Videosignale, welche die Zeitkompressionseinrichtung 2k verlassen, erscheinen dann als Einseitenbandsignale des jeweiligen Chirp-Impulses.

Schließlich sollen noch die Einzelheiten der Impulskompressionseinrichtung beschrieben werden. Die Impulskompressionseinrich-e

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tung 32 enthält eine die Anregung akustischer Oberflächenwellen vorsehende Verzögerungsleitung 37» welche zwischen die Verstärker IO6 und IO8 geschaltet ist. Die Verzögerungsleitung 37 besitzt | eine Kompressionsbandbreite von 10 MHz und eine Kompressions- I zeit von 25,6 MikrοSekunden. Das Verhältnis der Kompressionsbandbreite zu der Kompressionszeit dieser Verzögerungsleitung ist betragsmäßig gleich dem Verhältnis von Dispersionsbandbreite und Dispersionszeit der Verzögerungsleitung 35 des Chirp-Impulsgenerators 28. Es ergibt sich daher, daß das Verhältnis der Kompressionsbandbreite des Kompressionsfilters zu der Dispersionsbandbreite des Chirp-Impulses 2 : 1 beträgt. Aus Nachfolgendem ergibt sich, daß dieses Verhältnis von 2 : 1 die maximale Anzahl von Frequenzauflösungszellen unter der Bedingung liefert, daß die Frequenz des der Impulskompressionseinrichtung 32 zugeführten Signales innerhalb der Kompressionsbandbreite der Impulskompressionseinrichtung 32 gelegen ist, so daß eine maximale Leistung des komprimierten Impulses erhalten wird.

Es sei angenommen, daß die eine Anregung von akustischen Oberflächenwellen vorsehende Verzögerungsleitung 37 eine Kompressionsbandbreite AJ und eine Kompressionszeit *?* aufweist. Um weiter die soeben genante Bedingung zu erfüllen, sei angenommen, daß die Dispersionsbandbreite des der Impulskompressions· einrichtung 32 zugeführten Signales K S betrage, worin K gleich groß wie oder größer als eins ist. Nachdem das Verhältnis von Dispersionszeit zu Dispersionsbandbreite des Chirp-Impulses dem Wert β/Τ" gleich sein muß, muß die Dispersionszeit dieses Chirp-Impulses K 7" sein. Auch muß die Zeitdauer des zeitkomprimierten Videosignales in gleicher Weise K 7~ betragen. Die Bandbreite einer Frequenzauflösungszelle soll daher 1/K⁴T* betragen (nämlich die 4db-Bandbreite eines Impulses von K Dauer). Die maximale Dopplerfrequenz des Eingangsignales muß daher β(4—Κ) betragen, um die Bedingung zu erfüllen, daß die Frequenz dieses Signales sich innerhalb der Kompressionsbandbreite der Impulskompressionseinrichtung 32 befindet. Die Anzahl der Dopplerfrequenzbereichszellen N ist daher gleichAKT( wobei dieser Ausdruck ein Maximum für K = 1/2 hat.

Wie im Zusammenhang mit der Erläuterung des Chirp-Impulsgene-

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rators 28 bereits ausgeführt wurde, kann die Dispersionszeitdauer KT und die Frequenzdispersionsbandbreite YiA vermittels des S ehalt signal s auf der Leitung 25 (dh,, genauer gesagt, durch Einstellung der Inhalte der Register 510 und 5lk der Taktgeberund Steuereinheit 15) eingestellt werden. Es ergibt sich, daß das genannte Schaltsignal die Größe der Konstante K steuert und bei dem vorliegend beschriebenen Ausführungsbeispiel besitzt das Schaltsignal eine Dauer von 12,8 Mikrosekunden und daher ist K = 1/2. Es sei jedoch bemerkt, daß der Wert von K auch in anderer jeweils gewünschter Weise gewählt werden kann.

Im Rahmen des hier vorgeschlagenen Systems ergeben sich für den Fachmann vielerlei Abwandlungs- und Weiterbildungsmöglichkeiten. Beispielsweise kann die Amplitudenbewertung oder -gewichtung ι des Chirp-Impulses auch dadurch erfolgen, daß ein geeigneter j Gewichtungsverstärker zwischen die Verzögerungsleitung 35 und das Torschaltelement 36 gelegt wird, anstatt die Amplitudengewichtung innerhalb der Verzögerungsleitung 35 vorzusehen, j Während fernerhin oben angegeben wurde, daß die Zeitkompressioneeinrichtung 2k analoge Verzögerungsleitungen enthält, kann dieser Schaltungsteil auch einen Analog/Digitalumsetzer enthalten, welcher an den Quadraturphasendetektor 22 angeschlossen ist und dessen analoge Ausgangsignale in entsprechende Digitalsignale umformt. Mit dem Analog/Digitalumsetzer können dann digitale Verzögerungsleitungen, beispielsweise Schieberegister oder ein digitaler Speicher verbunden sein. Die Ausgänge der digitalen Verzögerungsleitungen sind dann wieder mit Digital/ Analogumsetzern zu verbinden.

Gemäß einer anderen Ausführungsform braucht der Chirp-Impulsgenerator keine Bezugssignale bei der Bildung der zeitkomprimierten Signale zu liefern. Das bedeutet, daß ein beliebig aufgebauter Chirp-Impulsgenerator an Stelle des dargestellten Chirp-Impulsgenerators verwendet werden kann, um mit dessen Ausgangssignalen die Ausgangssignale des Quadraturphasendedektors 22 zu mischen und auf diese Weise die Eingangssignale zu der Zeitkompressioneinrichtung 2k zu modifizieren. Bei dieser anderen Ausführungβform ist dann der einen bestimmten Frequenz-

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bereich überstreichenden Chirp-Impulsgenerators so auegelegt,
,daß er in einem Zeitraum von 12,8 Millisekunden einen Frequenz- \ bandbereich in einer Breite von 5 KHz überstreicht (im Gegen- ■

satz zu einer Bandbreite von 5 MHz in einer Zeitdauer von 12,8 !

MikroSekunden bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel). !

Bei dieser anderen Ausführungsform überstreicht der Chirp-Impuls-j generator seinen Bandbreitenbereich jeweils nur einmal, um die j I richtigen Eingangsignale für die Zeitkompressionseinrichtung 2k
I zu liefern, während bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel nach | Figur 1 acht Chirp-Impulse erzeugt werden, um die richtigen Bezugssignale für die Mischstufe 30 bereitzustellen.

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Claims

Patentansprüche

N IV Signalverarbeitungssystem zur Bestimmung der Frequenz von J Signalen, gekennzeichnet durch Speichermittel (26. bis 26«), ! in welche eine bestimmte Anzahl von Tastungen eines zu untersuchenden Signales mit einer Geschwindigkeit R₁ einspeicherbar

und von welchen diese Tastungen mit einer von R₁ verschiedenen Geschwindigkeit H„ wieder entnehmbar sind, ferner durch eine Signalquelle (28) zur Erzeugung eines in vorbestimmter Weise

frequenzmodulierten Signales, weiter durch eine Mischeinrichtung j (30), in welcher die Tastungen nach Entnahme aus den Speicher- ! j mitteln und das genannte frequenzmodulierte Signal während j eines gemeinsamen Zeitintervalls miteinander gemischt werden, I
sowie durch eine Einrichtung (32) zur Impulskompression der

Ausgangssignale der Mischeinrichtung.
2. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichermittel (26. bis 26g) die Form einer Zeitkompressionseinrichtung (24) haben, derart, daß R,, > R₁ ist.
3. SignalVerarbeitungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalquelle (28) als frequenzmoduliertes Signal einen Chirp-Impuls, insbesondere mit linearer Frequenzmodulation, erzeugt und daß die Bandbreite der Impulskompressionseinrichtung (32) gleich groß oder größer als die Frequenzdispersionsbandbreite des CHrp-Impulses ist.
4. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite der Impulskompressionseinrichtung (32) das Zweifache der Frequenzbandbreite des Chirp-Impulses ist.
5. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzdispersionsbandbreite des Chirp-Impulses einstellbar (510, 5l4) ist.

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6. Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 5» \ dadurch gekennzeichnet, daß die Dispersionszeit des Chirp- ;

j Impulses einstellbar (510, 5^A) ist. I
7* Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Signalquelle (28) und

auch die Impulskompressionseinrichtung (32) jeweils eine Ver-[ zögerungsieitung (35» 37) enthalten, in welcher akustische I Oberflächenwellen angeregt werden.
8. Verwendung eines Signalverarbeitungssystems nach einem der ι

ι Ansprüche 1 bis 7 in einer Radaranlage, dadurch gekennzeichnet, i
daß die Tastungen jeweils von einer Anzahl von Radarechosignaltastungen gebildet sind, welche jeweils den Radarechos aufgrund von Objekten innerhalb je einer aus einer Anzahl von Entfernungsbereichszellen entsprechen, daß die Einspeicherung je einer Gruppe von Radarechosignaltastungen in die Speichermittel mit der Sendeimpulswiederholungsfrequenz erfolgt und daß vom Ausgang der Impulskompressionseinrichtung eine Folge von Impulsen abnehmbar ist, deren Auftreten nach jeweils zugehörigen Bezugszeitpunkten der Dopplerfrequenz entspricht, welche von einem Zielobjekt in derjenigen Bereichszelle verursacht wird, von welcher die getasteten Radarechosignale empfangen worden sind.

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