JPS609384B2

JPS609384B2 - 符号誤り雑音抑圧方式

Info

Publication number: JPS609384B2
Application number: JP55008285A
Authority: JP
Inventors: 清澄吉谷
Original assignee: JUSEISHO DENPA KENKYUSHOCHO
Current assignee: JUSEISHO DENPA KENKYUSHOCHO
Priority date: 1980-01-29
Filing date: 1980-01-29
Publication date: 1985-03-09
Also published as: US4351062A; JPS56106454A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はＬディジタル信号における符号誤り雑音を抑圧
する方式に関するものである。

従来の符号誤り雑音抑圧方式は、符号誤り雑音の発生位
置を検出するために、誤り検出符号という余分なものを
送信信号の他に準備する必要があった。

又、一般の雑音を対象にした雑音抑圧方式の場合は、雑
音抑圧効果をもつ反面、処理信号にスペクトル歪を生じ
る等、原信号の品質を若干劣化させる欠点をもっている
。本発明の方式は、これら従来方式にみられるような誤
り検出符号を必要とせず、しかも処理信号の品質劣化を
伴わない符号誤り雑音抑圧方式である。

・始めに、本発明を理解
するための予備知識としてディジタル通信の概略を述べ
る。

最高周波数がＷ（日２）に帯城制限されている信号Ｓ（
ｔ）は、標本化周期Ｔ：１／２Ｗ（ｓｅｃ）で標本化さ
れ標本化信号系列｛・・・…，ｓ（ｔ‘），ｓ（ｔＬ＋
，），ｓ（ｔ‘十２），……｝となる。

ただし、ｔけ・一ｔｃ＝Ｔである。これらの信号系列は
次に量子化され２進符号化された後、変調されて伝送路
に送り出される。受信側では復調して得られた２進符号
を復号して標本化信号系列（以下、これを「受信信号」
と称する。）｛……，ｒ（ｔｃ），ｒ（ｔ‘＋，），ｒ
（ｔｃ＋２），・・・・・・｝に変え、それを最高周波
数Ｗ（ＨＺ）の理想的低域ろ波器を通して信号ｓ（ｔ）
を再生する。（以下、｛・・・．．．，ｒ（ｔｃ），ｒ
（ｔｃ十，），ｒ（ｔｃ＋２），．．．・・・｝を｛ｒ
（ｔｉ）と略記する。）ところで、伝送路において雑音
が加わるとビット誤りが発生し、これによって受信信号
｛ｒ（ｔｃ）｝に符号誤り雑音が加わる。このとき１つ
のビット誤りは１つの受信信号にだけ影響し、他の受信
信号には全く影響しないので、符号誤り雑音は時間的に
局在するィンパルス性雑音になる。これは通常の連続性
雑音（例えば熱雑音）とは本質的に異なるもので、符号
誤り雑音の大きな特徴である。本発明は、この性質を積
極的に利用したものである。

第１図は、本発明の方式の処理過程を表す流れ図である
。

１は、受信信号から１ブロック分の信号系列｛ｒ（ち）
，ｒ（ｔ２），…・・・，ｒ（ｔＮ）｝を切り出す１プ
ロック切出器、２は最大振幅制限器でＰＣＭ通信のよう
に送信信号の最大振幅値が土Ｄａに制限されている場合
、受信信号の振幅値が±Ｄａを越えるとき、それを土Ｄ
ａに制限するものである。

３は時間窓設定器で、次の４で行う周波数分析の精度を
上げることができる。

４は離散的フーリエ変換器で、１ブロック分の受信信号
｛ｒ（Ｌ），ｒ（ｔ２），・・…・，ｒ（ｔＮ）｝の短
時間周波数スペクトル〜（ｋ）・ｅｘｐ（一ｉ◇ｒ（ｋ
）），ｋ＝０，１，・・・・・・，Ｎ−１，を計算する
ここで、Ａｒ（ｋ）は振幅スペクトル（〜２（ｋ）は電
力スペクトル）、ぐｒ（ｋ）は位相スペクトルを表わし
、ｉ＝ノー１である。

なお、この受信ブ。ツクに対応する送信ブロックを｛ｓ
（Ｌ），ｓ（ｔ２），……，ｓ（ｔＮ）｝とし、その短
購．毒業間周波数スペクトルを母（ｋ）・ｅｘｐ（−ｉ
Ｊｓ（ｋ））とする。このとき、当該受信ブロックにお
いて第ｍ番目の信号ｒ（ｔｍ）にのみ振幅値ｈの符号誤
り雑音があるとすると、｛ｓ（ｔ‘）｝、｛ｒ（ｔｃ）
｝および｛ｎ（ｔ‘）｝の間に次の関係が成り立つ。す
ると、符号誤り雑音｛ｎ（ｔｉ）｝の短時間周波数スペ
クトルはｈ‐ｅＸｐ（−ｉ竺守三）で表される。

ここで、ｂ‘ま平坦な振幅スペクトル（ｈ２は平坦な電
力スペクトル）を、一２汀ｍｋ／Ｎは位置スペクトルを
それぞれ表している。次に、第ｍ式を周波数スペクトル
上で表現すると次のようになる。Ａｒ（ｋ）‐歌ｐ（−
ｉ？ｒ（ｋ））＝ＡＳ（ｋ）●歌ｐ（−ｉ？Ｓ（ｋ））
＋ｈ。

球ｐ（−ｉ２史三）‐‐‐‐‐‐（３）このとき、〜（
ｋ）＝雌（ｋ）地Ｓ（ｋ）・ｈ側ゆ（ｋ）−角三）十ｈ
２｝柊．．．．．．■なる関係がある。

ここで注目すべき点は、振幅スペクトルＡｒ（ｋ）に符
号誤り雑音による平坦スペクトル成分ｈ２が含まれてい
ることである。５は振幅スペクトルＡｒ（ｋ）から平坦
スペクトル成分を減じて新しい振幅スペクトル〜′（ｋ
）を計算する計算器である。

すなわち、〜′（ｋ）は次式により計算される。（以下
、ダッシュはスペクトル引算処理を経たものにつける。
）〜′（ｋ）＝Ａｒ（ｋ）Ｄｈ ……■こ
こで、Ｄｈはあらかじめ設定される定数で、通常２で述
べたＤａの数分の１に設定する。

もし、Ａｒ（ｋ）−Ｄｈ＜０となる場合には〜′（ｋ）
＝０とする。なお、第｛６｝式の替りに第｛７｝式（電
力スペクトル上での引算）で計算される〜′（ｋ）を用
いても、以下の処理結果に何等本質的差を生じない。〜
′（ｋ）＝ノＡｒ２（ｋ）−Ｄｈ２・・・・・
・｛７｝６は離散的逆フーリエ変換器で、短時間周波数
スペクトルＡｒ（ｋ）・ｅｘｐ（一ｊＪｒ（ｋ））から
新しい信号系列｛ｒ′（ｔ，），ｒ′（ｔ２），・・・
・・・ｒ′（ｔＮ）｝を計算する。

ところで、４で述べたように振幅スペクトル上（又は電
力スペクトル上）の定数項は符号誤り雑音によるもので
あるから、第【６｝式（又は第｛７｝式）のような振幅
スペクトル上（又は電力スペクトル上）での定数の引算
は符号誤り雑音｛ｎ（ｔ２）｝を減少させる性質をもつ
。一方、この引算は｛ｓ（ｔＬ）｝にはそれ程影響を与
えない。この引算により｛ｓ（ｔｃ）｝および｛ｎ（ｔ
Ｌ）｝はそれぞれ第２図１に示すような｛ｓ′（ｔｃ）
｝および｛ｎ′（ｔｃ）｝に変化する。（同図において
、縦軸は振幅、機軸は時間を表す。以下同じ）７は次式
で定義されるｄ（ｔｃ）を計算する計＊算機である。

ｄくｔし）＝ｒくｔＣ）−ｒ′（ｔも）＝（ｓ（ｔｃ）
−ｎ（ｔｃ））−（ｓ′（ｔｃ）十ｎ′（ｔｃ）），ｃ
＝１，２．・・・・・・，Ｎ，（ｓ（ｔｃ）−ｓ′（ｔ
‘））十（ｎ（ｔｃ）一ｎ′（ｔｃ））
．．．．．．（８）この｛ｄ（ｔＬ）｝
の時間的変化に注目すると６で述べたようにＩＳｉＳＮ
の範囲で｛ｓ（ｔｃ）｝ら｛ｓ′（ｔ↓）｝，ｉ＝ｍを
除くＩＳｉミＮの範囲で｛ｎ（ｔ‘）｝＝｛ｎ′（ｔｃ
）｝となり、一方、ｉ＝ｍにおいてｌｎ（ｔｍ）ｌ》
ｌｎ′（ｔｍ）ｌであるから、ｌｄ（ｔｃ）ｌは時刻ｔ
ｍにおいて最大値をとる。

言い換えるとｌｄ（ｔｃ）ｌの最大値を与える時刻ｔ
ｍを見し、出せば、その時刻ｔｍがとりもなおさず符号
誤り雑音の発生位置を示す訳である。この様子が第２図
２によく示されている。

８はｌｄ（ｔ‘）ｌの最大値を与えるｔｍの検出器であ
る。

第３図１〜３は母音／ａ／について１〜７の処理を行っ
た結果を示すもので、第３図１は｛ｓ（ｔ‘）｝、第３
図２は｛ｒ（ｔ‘）｝、第３図３は｛ｄ（ｔｃ）｝をそ
れぞれ図示している。

本発明の方式の処理により受信ブロック｛ｒ（ｔ‘）｝
における符号誤り雑音の位置が明確に示されている。９
は、当該受信ブロックにおける符号誤り雑音の有無判定
器で、あらかじめ定められるしきし、値Ｄｎ（通常、Ｄ
ｎは最４・量子化しベルの１０〜２ぴ部こ設定される。

）を設定しておき、ｌｄ（ｔｉ）ｌの最大値ｌｄ（ｔ
ｍ）ｌがＤｎより大きい場合、受信信号のｒ（ｔｍ）に
符号誤り雑音があると判定し、次の１０によりその訂正
を行う。一方、ｌｄ（ｔｍ）ｌがＤｎより小さい場合
には、当該受信ブロックには符号誤り雑音は無いと判定
し訂正は行わない。

１０は訂正器で、９で符号誤り雑音が有ると判定された
ｒ（ｔｍ）について訂正を行う。

いま、送信信号が音声信号のように相関性の強いもので
あるとすると、ｒ（ｔｍ）を符号誤り雑音のないｒ（ｔ
ｍ‐，）およびｒ（ｔｍ＋，）の算術平均による内挿｛
ｒ（ｔｍ−，）十ｒ（ｔｍ十，）｝／２で補間すること
により、実用上充分な訂正ができる。第３図４は、この
内挿法による訂正を行った処理信号を示す。

この図から明らかなように、本発明の方式により受信ブ
ロックにおける符号誤り雑音がほぼ完全に抑圧される。
１１は処理信号出力器で、１受信ブロック分の最終的な
処理信号を出力し、同時に１に戻って次の受信ブロック
を処理する。

さて、本発明の方式は前述の通り符号誤り雑音のある受
信信号のみを訂正し、雑音妨害のない受信信号には何等
の処理も加えないので、処理信号にスペクトル歪等が付
加されない。

従って、本発明の方式はＰＣＭ通信や誤り訂正符号を用
いた音声通信のような高品質のディジタル通信に適用で
きるばかりでなく、一般のデータ通信やＰＣＭ録音等に
おける符号誤り雑音の抑圧にも適用できる。次に、本発
明のハード‘こついて述べる。

これ迄の説明で明らかなように、本発明の方式の主要部
は離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換をそ
れぞれ１回ずつ計算するだけのものであるから、それら
の計算に高速フーリエ変換マイクロ・プロセッサなる公
知の技術を用いて本方式を実時間で実行できる。最後に
、本発明の方式をＰＣＭ通信に適用した計算器シミュレ
ーション実験について述べる。

（本方式の場合、変調および復調は本質的役割をもたな
いので本実験では対象外とした。）音声資料としては、
４〜８秒の短文章（男声および女声）を用いた。

先ず、音声信号を２００ＨＺ〜４０００ＨＺに帯城制限
し、標本化周期球ＨＺで標本化した。この信号を仏＝２
５５の１９行線圧伸特性により圧縮し、極性ビットを含
めて８ビットに自然２進符号化した。これらの２進符号
系列に対し、乱数を用いてランダムにビット誤りを生じ
させた。このようにして得られた２進符号系列を復号化
し、先の圧伸特性により伸張した信号系列に対し本発明
の方式を適用したところ次の実験結果を得た。ビット誤
り率１０‐４程度の符号誤り雑音のある音声信号の品質
を、ビット誤り率１０‐６程度あるいはそれ以下の符号
誤り雑音のある品質に改善できた。ちなみに、現用のＰ
ＣＭ回線の許容ビット誤り率は１０‐６ないし１０‐７
である。なお、本発明の方式を２段又は３段直列に用い
ることにより効果を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の流れ図、第２図は符号誤り雑音の位置
検出の原理、第３図は符号誤り雑音の検出および抑圧処
理例である。１・…・・１ブロック切出し器、２・・・・・・最大振
幅制限器、３・・・・・・時間窓設定器、４・・・・・
・離散的フーリエ変換器、５・・・・・・Ａ「（ｋ）の
計算機、６・・・・・・離散的逆フーリエ変換器、７・
・・・・・｛ｄ（ｔｉ）｝の計算機、８…・・・ｌｄ
（ｔｉ）ｌの最大値を与えるｔｍの検出器、９…・・・
符号誤り雑音の有無判定器、１０…・・・訂正器、１１
・・・・・・処理信号出力器。オー図オ２図才３図

Claims

【特許請求の範囲】１受信信号を等区間のブロツクに切り出し、１ブロツ
クの信号を最大振幅制限処理したあと、離散的フーリエ
変換により短時間周波数スペクトルに変換し、その振幅
スペクトルから一定の平坦スペクトル値を減じた後、離
散的逆フーリエ変換を行って得られた波形の絶対値の最
大値の位置を検出することによって符号誤り雑音の発生
位置を確定し、雑音発生位置の前後にある雑音のない信
号を用い、補間法により雑音を抑圧する操作をブロツク
ごとに連続処理を行うことを特徴とする符号誤り雑音抑
圧方式。２電力スペクトルから一定の平坦スペクトル値を減じ
た後、離散的逆フーリエ変換を行って得られた波形の絶
対値の最大値の位置を検出することによって符号誤り雑
音の発生位置を確定することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の符号誤り雑音抑圧方式。