JPS6134705B2 - - Google Patents
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- JPS6134705B2 JPS6134705B2 JP5300280A JP5300280A JPS6134705B2 JP S6134705 B2 JPS6134705 B2 JP S6134705B2 JP 5300280 A JP5300280 A JP 5300280A JP 5300280 A JP5300280 A JP 5300280A JP S6134705 B2 JPS6134705 B2 JP S6134705B2
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- noise
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
本発明は、デイジタル信号における符号誤り雑
音を抑圧する方式に関するものである。 本願は、昭和55年１月29日出願（出願番号55−
008285）の「符号誤り雑音抑圧方式」と同じ目的
をもつものである。 従来の符号誤り雑音抑圧方式は、符号誤り雑音
の発生位置を検出するために、誤り検出符号とい
う余分なものを送信信号のほかに準備する必要が
あつた。また、一般の雑音を対象にした雑音抑圧
方式の場合には、雑音抑圧効果をもつ反面、処理
信号にスペクトル歪を生じる等、原信号の品質を
若干劣化させる欠点をもつている。 本発明の方式は、これら従来方式にみられるよ
うな誤り検出符号を必要とせず、しかも処理信号
の品質劣化を伴わない符号誤り雑音抑圧方式であ
る。 始めに、本発明を理解するための予備知識とし
てデイジタル通信の概略を述べる。 最高周波数が、Ｗ（Hz）に帯域制限されている
信号ｓ（ｔ）は、標本化周期Ｔ＝１／2W（sec）
で標本化され標本化信号系列｛…，ｓ（ｔi）．ｓ
（ｔi）．ｓ（ｔi+2），…｝となる。ただし、ｔi+1−
ｔi＝Ｔである。これらの信号系列は次に量子化
され２進符号化された後、変調されて伝送路に送
り出される。受信側では、復調して得られた２進
符号を復号して標本化信号系列（以下、これを
「受信信号」と称す。）｛…．ｒ（ｔi），ｒ（ｔi+
１），ｒ（ｔi+2），…｝に変え、それを最高周波
数Ｗ（Hz）の理想的低域ろ波器に通して再生信号
とする。（以下、｛…，ｒ（ｔi），ｒ（ｔi+1），ｒ
（ｔi+2），…｝を｛ｒ（ｔi）｝と略記する。 ところで、伝送路において送信信号に雑音が加
わると、場合によつて符号誤りが発生し、これに
よつて受信信号｛ｒ（ｔi）｝に符号誤り雑音が加
わる。このとき、１つの符号誤りは１つの受信信
号にだけ影響し、他の受信信号には全く影響しな
いので、符号誤り雑音は時間的に局在するインパ
ルス性雑音になる。）これは、通常の連続性雑音
（例えば熱雑音）とは本質的に異なるもので、符
号誤り雑音の大きな特徴である。 ところで、信号ｓ（ｔ）が音声信号のように相
関性の強い信号の場合、ｓ（ｔ）の線形予測係数
a1，a2，…，apによる予測値
音を抑圧する方式に関するものである。 本願は、昭和55年１月29日出願（出願番号55−
008285）の「符号誤り雑音抑圧方式」と同じ目的
をもつものである。 従来の符号誤り雑音抑圧方式は、符号誤り雑音
の発生位置を検出するために、誤り検出符号とい
う余分なものを送信信号のほかに準備する必要が
あつた。また、一般の雑音を対象にした雑音抑圧
方式の場合には、雑音抑圧効果をもつ反面、処理
信号にスペクトル歪を生じる等、原信号の品質を
若干劣化させる欠点をもつている。 本発明の方式は、これら従来方式にみられるよ
うな誤り検出符号を必要とせず、しかも処理信号
の品質劣化を伴わない符号誤り雑音抑圧方式であ
る。 始めに、本発明を理解するための予備知識とし
てデイジタル通信の概略を述べる。 最高周波数が、Ｗ（Hz）に帯域制限されている
信号ｓ（ｔ）は、標本化周期Ｔ＝１／2W（sec）
で標本化され標本化信号系列｛…，ｓ（ｔi）．ｓ
（ｔi）．ｓ（ｔi+2），…｝となる。ただし、ｔi+1−
ｔi＝Ｔである。これらの信号系列は次に量子化
され２進符号化された後、変調されて伝送路に送
り出される。受信側では、復調して得られた２進
符号を復号して標本化信号系列（以下、これを
「受信信号」と称す。）｛…．ｒ（ｔi），ｒ（ｔi+
１），ｒ（ｔi+2），…｝に変え、それを最高周波
数Ｗ（Hz）の理想的低域ろ波器に通して再生信号
とする。（以下、｛…，ｒ（ｔi），ｒ（ｔi+1），ｒ
（ｔi+2），…｝を｛ｒ（ｔi）｝と略記する。 ところで、伝送路において送信信号に雑音が加
わると、場合によつて符号誤りが発生し、これに
よつて受信信号｛ｒ（ｔi）｝に符号誤り雑音が加
わる。このとき、１つの符号誤りは１つの受信信
号にだけ影響し、他の受信信号には全く影響しな
いので、符号誤り雑音は時間的に局在するインパ
ルス性雑音になる。）これは、通常の連続性雑音
（例えば熱雑音）とは本質的に異なるもので、符
号誤り雑音の大きな特徴である。 ところで、信号ｓ（ｔ）が音声信号のように相
関性の強い信号の場合、ｓ（ｔ）の線形予測係数
a1，a2，…，apによる予測値
【式】は一般にｓ（ｔi）の
良い近似を与える。すなわち、次の関係が成り立
つ。 ｓ（ｔi）≒s′（ｔi） (1) いま、受信信号｛ｒ（ｔi），ｒ（t2），…，ｒ
（ｔN）｝において、時刻ｔ＝ｔnにのみ符号誤り雑
音ｈが加わつているとすると、次の関係が成り立
つ。 ｒ（ｔi）＝ｓ（ｔi），ｉ≠ｍ，１≦ｉ≦Ｎ ｒ（ｔn）＝ｓ（ｔn）＋ｈ (2) 第１図(1)に送信信号ｓ（ｔi）を、(2)に受信信
号ｒ（ｔi）を示す。(2)では受信信号の１ケ所に
符号誤り雑音が加わつている。 さて、線形予測係数は周知のように信号の自己
相関関数から求まる。第(2)式の条件がある場合、
符号誤り雑音が受信信号の自己相関関数に与える
影響はほとんど無視できるので、受信信号の線形
予測係数ｂRは送信信号の線形予測係数ａRにほぼ
等しい。このとき、受信信号における予測誤差は
次式で与えられる。 特に、時刻ｔi＜ｔnの範囲では第(2)式の条件が
成り立つから、第(1)式を考慮すると、 一方、時刻ｔi＝ｔnにおける予測誤差は第(1)式と
第(2)式から、 同様に、時刻ｔi＝ｔn+1における予測誤差は次式
で与えられる。 ここで、a1は通常１より大きい正数である。 第(3)式〜第(5)式から、予測誤差ｄ（ｔi）は時
刻ｔi〜ｔn-1の範囲でほぼ０であるが、時刻ｔn
とｔn+1ではその絶対値が大きくなると同時に、
極性が反転することが分かる。第１図(3)は、同図
(2)の受信波形ｒ（ｔi）の予測誤差ｄ（ｔi）を計
算した結果を拡大したものを示しており、前述の
ｄ（ｔi）の性質が認められる。この性質を利用
すると、次の処理によつて符号誤り雑音の発生時
刻ｔnを推定できる。 いま、 ｃi＝ｄ（ｔi）・ｄ（ｔi+1） (6) なる量を各時刻について計算すると第(3)式〜第(5)
式から ｃi≒０， １≦ｉ≦m-1 ｃn≒−a1 h2 (7) となるから、ｃiを順次計算して最も大きな負数
を与えるｃnを見い出せば雑音の発生時刻ｔnを推
定できる。 第２図は、本発明の方式の処理過程を示す流れ
図である。 １は、受信信号から１ブロツク分の信号系列
｛ｒ（ｔi），ｒ（t2），…，ｒ（ｔN）｝を切り出す
１ブロツク切出器である。 ２は時間窓設定器で、次の３で行う線形予測係
数の計算のためのものである。 ３は、１ブロツク分の受信信号｛ｒ（t1），ｒ
（t2），…，ｒ（ｔN）｝の線形予測係数b1，b2，…
bpを公知の方法で計算する計算機である。ただ
し、ｐは通常４≦ｐ≦12に設定する。 ４は、３で求められた線形予測係数をもとにし
て、次式で定義される受信信号の予測値r′（ｔi）
を計算する計算機である。 ５は、次式で定義される予測誤差ｄ（ｔi）を
計算する計算機である。 ｄ（ｔi）＝ｒ（ｔi）−r′（ｔi）， １≦ｉ≦Ｎ ６は、次式を計算する計算機である。 ｃi＝ｄ（ｔi）・ｄ（ｔi+1）， １≦ｉ≦Ｎ−１ ７は、ｃi＜０となるｃiの中から最も大きな負
数ｃnを与える時刻ｔnを符号誤り雑音の発生時刻
と推定する符号誤り雑音発生位置の検出器であ
る。 ８は、７で確定した｜ｃn｜の値が、あらかじ
め設定されるしきい値Ｄ（通常、信号の最大振幅
値をDaとすると、Ｄは（Da／100）2程度に設定す
る。）を越えた場合、符号誤り雑音有りとして９
の訂正器へ、越えない場合には符号誤り雑音なし
として１０の出力器へ振り分ける判定器である。
９は、８で符号誤り雑音が有ると判定された受信
信号ｒ（ｔn）を次の公知の補間法により訂正す
る訂正器である。 ｒ（ｔn）＝１／６｛−ｒ（ｔn-2） ＋4r（ｔn-1）＋4r（ｔn+1）−ｒ（ｔn-2）｝ 第１図４は、この補間式による訂正を行つた処
理信号を示す。この図から明らかなように、本発
明の方式により受信ブロツクにおける符号誤り雑
音が、ほぼ完全に抑圧される。 １０は、処理信号出力器で、１受信ブロツクの
最終的な処理信号を出力し、同時に１に戻つて次
の受信ブロツクを処理する。 第１図１〜４により、符号誤り雑音付加から、
雑音発生位置の検出および補間式による雑音抑圧
までを理解できる。 さて、本発明の方式は前述のとおり符号誤り雑
音のある受信信号のみを訂正し、それ以外の受信
信号には何等の処理も加えないので、処理信号に
スペクトル歪等が生じない。したがつて、本発明
の方式はPCM通信や誤り訂正符号を用いたよう
な高品質のデイジタル通信に適用できるほか、一
般のデータ通信やPCM録音における符号誤り雑
音の抑圧にも適用できる。 次に、本発明の方式のハードウエアについて述
べる。これまでの説明で明らかなように、本発明
の方式の主要部は線形予測係数の計算であるが、
これについては既にLSI技術によるハードウエア
が実用化されているので、本方式を実時間で実行
するハードウエアは実現可能である。 最後に、本発明の方式をPCM音声通信に適用
した計算機シミユレーシヨン実験について述べ
る。音声資料としては、４〜８秒の短文（男声及
び女声）を用いた。まず、音声信号を200Hz〜
3400Hzに帯域制限し、標本化周波数8kHzで標本
化した。この信号をμ＝255の15折線圧伸特性に
より圧縮し、極性ビツトを含めて８ビツトに２進
符号化した。これらの２進符号系列に対し、乱数
を用いてランダムに符号誤りを発生させた。この
ようにして得られた２進符号系列を復号化し、先
の圧伸特性により伸張した信号系列に対して本発
明の方式を適用したところ、次の結果を得た。 符号誤り率10-4程度の符号誤り雑音のある音声
信号の品質を符号誤り率10-6程度あるいはそれ以
下の符号誤り雑音のある品質に改善できた。ちな
みに、商用のPCM電話回線の許容符号誤り率は
10-6である。
つ。 ｓ（ｔi）≒s′（ｔi） (1) いま、受信信号｛ｒ（ｔi），ｒ（t2），…，ｒ
（ｔN）｝において、時刻ｔ＝ｔnにのみ符号誤り雑
音ｈが加わつているとすると、次の関係が成り立
つ。 ｒ（ｔi）＝ｓ（ｔi），ｉ≠ｍ，１≦ｉ≦Ｎ ｒ（ｔn）＝ｓ（ｔn）＋ｈ (2) 第１図(1)に送信信号ｓ（ｔi）を、(2)に受信信
号ｒ（ｔi）を示す。(2)では受信信号の１ケ所に
符号誤り雑音が加わつている。 さて、線形予測係数は周知のように信号の自己
相関関数から求まる。第(2)式の条件がある場合、
符号誤り雑音が受信信号の自己相関関数に与える
影響はほとんど無視できるので、受信信号の線形
予測係数ｂRは送信信号の線形予測係数ａRにほぼ
等しい。このとき、受信信号における予測誤差は
次式で与えられる。 特に、時刻ｔi＜ｔnの範囲では第(2)式の条件が
成り立つから、第(1)式を考慮すると、 一方、時刻ｔi＝ｔnにおける予測誤差は第(1)式と
第(2)式から、 同様に、時刻ｔi＝ｔn+1における予測誤差は次式
で与えられる。 ここで、a1は通常１より大きい正数である。 第(3)式〜第(5)式から、予測誤差ｄ（ｔi）は時
刻ｔi〜ｔn-1の範囲でほぼ０であるが、時刻ｔn
とｔn+1ではその絶対値が大きくなると同時に、
極性が反転することが分かる。第１図(3)は、同図
(2)の受信波形ｒ（ｔi）の予測誤差ｄ（ｔi）を計
算した結果を拡大したものを示しており、前述の
ｄ（ｔi）の性質が認められる。この性質を利用
すると、次の処理によつて符号誤り雑音の発生時
刻ｔnを推定できる。 いま、 ｃi＝ｄ（ｔi）・ｄ（ｔi+1） (6) なる量を各時刻について計算すると第(3)式〜第(5)
式から ｃi≒０， １≦ｉ≦m-1 ｃn≒−a1 h2 (7) となるから、ｃiを順次計算して最も大きな負数
を与えるｃnを見い出せば雑音の発生時刻ｔnを推
定できる。 第２図は、本発明の方式の処理過程を示す流れ
図である。 １は、受信信号から１ブロツク分の信号系列
｛ｒ（ｔi），ｒ（t2），…，ｒ（ｔN）｝を切り出す
１ブロツク切出器である。 ２は時間窓設定器で、次の３で行う線形予測係
数の計算のためのものである。 ３は、１ブロツク分の受信信号｛ｒ（t1），ｒ
（t2），…，ｒ（ｔN）｝の線形予測係数b1，b2，…
bpを公知の方法で計算する計算機である。ただ
し、ｐは通常４≦ｐ≦12に設定する。 ４は、３で求められた線形予測係数をもとにし
て、次式で定義される受信信号の予測値r′（ｔi）
を計算する計算機である。 ５は、次式で定義される予測誤差ｄ（ｔi）を
計算する計算機である。 ｄ（ｔi）＝ｒ（ｔi）−r′（ｔi）， １≦ｉ≦Ｎ ６は、次式を計算する計算機である。 ｃi＝ｄ（ｔi）・ｄ（ｔi+1）， １≦ｉ≦Ｎ−１ ７は、ｃi＜０となるｃiの中から最も大きな負
数ｃnを与える時刻ｔnを符号誤り雑音の発生時刻
と推定する符号誤り雑音発生位置の検出器であ
る。 ８は、７で確定した｜ｃn｜の値が、あらかじ
め設定されるしきい値Ｄ（通常、信号の最大振幅
値をDaとすると、Ｄは（Da／100）2程度に設定す
る。）を越えた場合、符号誤り雑音有りとして９
の訂正器へ、越えない場合には符号誤り雑音なし
として１０の出力器へ振り分ける判定器である。
９は、８で符号誤り雑音が有ると判定された受信
信号ｒ（ｔn）を次の公知の補間法により訂正す
る訂正器である。 ｒ（ｔn）＝１／６｛−ｒ（ｔn-2） ＋4r（ｔn-1）＋4r（ｔn+1）−ｒ（ｔn-2）｝ 第１図４は、この補間式による訂正を行つた処
理信号を示す。この図から明らかなように、本発
明の方式により受信ブロツクにおける符号誤り雑
音が、ほぼ完全に抑圧される。 １０は、処理信号出力器で、１受信ブロツクの
最終的な処理信号を出力し、同時に１に戻つて次
の受信ブロツクを処理する。 第１図１〜４により、符号誤り雑音付加から、
雑音発生位置の検出および補間式による雑音抑圧
までを理解できる。 さて、本発明の方式は前述のとおり符号誤り雑
音のある受信信号のみを訂正し、それ以外の受信
信号には何等の処理も加えないので、処理信号に
スペクトル歪等が生じない。したがつて、本発明
の方式はPCM通信や誤り訂正符号を用いたよう
な高品質のデイジタル通信に適用できるほか、一
般のデータ通信やPCM録音における符号誤り雑
音の抑圧にも適用できる。 次に、本発明の方式のハードウエアについて述
べる。これまでの説明で明らかなように、本発明
の方式の主要部は線形予測係数の計算であるが、
これについては既にLSI技術によるハードウエア
が実用化されているので、本方式を実時間で実行
するハードウエアは実現可能である。 最後に、本発明の方式をPCM音声通信に適用
した計算機シミユレーシヨン実験について述べ
る。音声資料としては、４〜８秒の短文（男声及
び女声）を用いた。まず、音声信号を200Hz〜
3400Hzに帯域制限し、標本化周波数8kHzで標本
化した。この信号をμ＝255の15折線圧伸特性に
より圧縮し、極性ビツトを含めて８ビツトに２進
符号化した。これらの２進符号系列に対し、乱数
を用いてランダムに符号誤りを発生させた。この
ようにして得られた２進符号系列を復号化し、先
の圧伸特性により伸張した信号系列に対して本発
明の方式を適用したところ、次の結果を得た。 符号誤り率10-4程度の符号誤り雑音のある音声
信号の品質を符号誤り率10-6程度あるいはそれ以
下の符号誤り雑音のある品質に改善できた。ちな
みに、商用のPCM電話回線の許容符号誤り率は
10-6である。
第１図は、本発明の方式の符号誤り雑音の検出
および抑圧処理を示す線図、第２図は本発明の方
式の流れ図である。 １……１ブロツク切出器、２……時間窓設定
器、３……線形予測係数の計算機、４……予測値
の計算機、５……予測誤差の計算機、６……ｃi
の計算機、７……符号誤り雑音の発生位置検出
器、８……符号誤り雑音の有無判定器、９……訂
正器、１０……処理信号出力器。
および抑圧処理を示す線図、第２図は本発明の方
式の流れ図である。 １……１ブロツク切出器、２……時間窓設定
器、３……線形予測係数の計算機、４……予測値
の計算機、５……予測誤差の計算機、６……ｃi
の計算機、７……符号誤り雑音の発生位置検出
器、８……符号誤り雑音の有無判定器、９……訂
正器、１０……処理信号出力器。
Claims (1)
- １ 受信信号を等区間のブロツクに切り出し、１
ブロツクの線形予測係数を求め、それを用いて予
測値を計算し、予測値と実際の受信信号値との差
の情報に基づき符号誤り雑音の発生位置を確定
し、雑音発生位置の前後にある雑音のない信号を
用い補間法により雑音を抑圧する操作をブロツク
ごとに連続処理を行うことを特徴とする線形予測
処理による符号誤り雑音抑圧方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5300280A JPS56149829A (en) | 1980-04-23 | 1980-04-23 | Code error noise suppression system by linear forecasting processing |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5300280A JPS56149829A (en) | 1980-04-23 | 1980-04-23 | Code error noise suppression system by linear forecasting processing |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56149829A JPS56149829A (en) | 1981-11-19 |
| JPS6134705B2 true JPS6134705B2 (ja) | 1986-08-08 |
Family
ID=12930706
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5300280A Granted JPS56149829A (en) | 1980-04-23 | 1980-04-23 | Code error noise suppression system by linear forecasting processing |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56149829A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6390808U (ja) * | 1986-12-04 | 1988-06-13 | ||
| JPS63124155U (ja) * | 1987-02-03 | 1988-08-12 | ||
| JPH0412653Y2 (ja) * | 1989-09-01 | 1992-03-26 | ||
| JPH0573908U (ja) * | 1992-03-13 | 1993-10-08 | 富士通テン株式会社 | 磁気検出素子用バイアス磁石 |
-
1980
- 1980-04-23 JP JP5300280A patent/JPS56149829A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6390808U (ja) * | 1986-12-04 | 1988-06-13 | ||
| JPS63124155U (ja) * | 1987-02-03 | 1988-08-12 | ||
| JPH0412653Y2 (ja) * | 1989-09-01 | 1992-03-26 | ||
| JPH0573908U (ja) * | 1992-03-13 | 1993-10-08 | 富士通テン株式会社 | 磁気検出素子用バイアス磁石 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56149829A (en) | 1981-11-19 |
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