KR100335696B1 - 통신시스템용장치및통신시스템사용방법 - Google Patents

통신시스템용장치및통신시스템사용방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100335696B1
KR100335696B1 KR1019950010256A KR19950010256A KR100335696B1 KR 100335696 B1 KR100335696 B1 KR 100335696B1 KR 1019950010256 A KR1019950010256 A KR 1019950010256A KR 19950010256 A KR19950010256 A KR 19950010256A KR 100335696 B1 KR100335696 B1 KR 100335696B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
estimate
analog
prediction
signals
Prior art date
Application number
KR1019950010256A
Other languages
English (en)
Other versions
KR950035231A (ko
Inventor
남비라쟌세샤드리
Original Assignee
에이티 앤드 티 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 에이티 앤드 티 코포레이션 filed Critical 에이티 앤드 티 코포레이션
Publication of KR950035231A publication Critical patent/KR950035231A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100335696B1 publication Critical patent/KR100335696B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/04—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different amplitudes or polarities, e.g. quadriplex

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
  • Telephonic Communication Services (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

본 발명은 한 쌍의 중첩된 신호를 포함하는 송신된 신호에서 각각의 신호 복원을 선형 예측을 사용함으로써 개선시키는데 있다. 신호 쌍은 아날로그 및 디지탈 신호의 다양한 조합, 예를 들어, 디지탈 신호 샘플 상에 중첩된 아날로그 신호, 또는 다른 디지탈 신호 샘플 상에 중첩된 디지탈 신호 샘플을 포함한다. 제 1 실시예에서, 아날로그 신호를 위한 예측 계수는 수신된 신호로부터 발생된다. 그 다음에, 이들 계수는 수신된 신호로부터 아날로그 및 디지탈 신호를 복원하기 위해 사용된다. 제 2 실시예에 있어서, 제 1 실시예에 따라서 복원된 아날로그 신호는 아날로그 신호의 임시적인 추정치로 간주되고, 상기 실험적 아날로그 신호 추정치를 위한 예측 계수가 형성되어 형성된 예측 계수는 아날로그 및 디지탈 신호의 최종 추정치를 발생시키기 위해 사용된다. 다른 개시된 실시예에 있어서, 예측 계수는 수신기로 송신되고, 디지탈 신호상에 중첩된 아날로그 신호는 예측 계수가 송신된 예측 계수에 관계없이 발생되는 나머지 아날로그 신호이다. 그 다음에, 이들 예측 계수는 디지탈 신호 및 나머지 신호를 복원하기 위해 사용된다. 그 다음에, 나머지 아날로그 신호는 아날로그 신호를 복원시키기 위하여 송신된 예측 계수를 이용하여 처리된다. 또다른 실시예는 아날로그 신호를 위한 예측 계수를 발생시키는 몇몇 기법을 개시한다.

Description

통신 시스템용 장치 및 통신 시스템 사용 방법
본 발명은 데이타 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 디지탈 및 아날로그 신호중 한 신호가 다른 신호상에 중첩되는 통신으로부터 디지탈 및 아날로그 신호의 복원(recovery)을 개선시키기 위한 예측 기법(predictive techniques)을 이용하는 기법에 관한 것이다.
대역 제한 채널(band-limited channels)의 정보 운반 능력을 향상시키기 위한 노력으로, 아날로그, 예를 들어, 음성 및 디지탈 데이타 신호를 단일 채널내에서 동시에 통신시키는 것을 가능하게 하는 기법이 개발되었다. 통계적 멀티플렉싱(statistical multiplexing)으로 알려진 상기 통신을 성취하기 위한 이러한 장치의 하나는 데이타를 송신하기 위해 아날로그 음성 신호의 침묵부(silence portions)를 이용한다. 통계적 멀티플렉싱과 연관된 몇몇의 단점이 존재한다. 한 예로서, 침묵검출은 상당한 배경 잡음을 갖는 이동 통신 시스템(mobile communications systems)과 같은 환경에서 문제가 될 수 있다. 다른 예로서, 아날로그 음성 신호의 품질은 이러한 신호의 개시 및 종료시에 클리핑(clipping)으로인해 저하될 수도 있다. 또다른 예로서, 데이타 처리량과 송신된 데이타에 의해 경험되는 지연은 가변적이다. 시분할 및 주파수 분할 멀티플렉싱은 단일 채널(single channel)에 동시적인 음성 및 데이타 통신 능력을 제공하기 위해 사용된 다른 기법이다. 주파수 공유 기법에 의해, 많은 애플리케이션에 있어서 이용가능한 대역폭의 분할은 낮은 데이타율 및/또는 보다 낮은 음질의 결과를 가져온다. 시공유 기법에 의해, 9.6 내지 19.2 킬로비트/초의 데이타율이 디지탈화된 음성과 함께 송신되었다. 음성/데이타 할당을 변경시킴으로써, 낮은 품질의 음성과 높은 데이타율로부터 높은 품질의 음성과 낮은 데이타율에 걸친 다양한 결과가 가능하다.
음성 및 데이타 신호의 시분할 멀티플렉싱의 구현이 표준 음성 코더 및 모뎀을 이용할 수 있는 반면에, 상기 구현의 비용은 특정 애플리케이션의 원하는 목적 비용을 초과할 수도 있다.
보다 최근에, "Simultaneous Analog And Digital Communication"이란 명칭으로 1993년 6월 14일 출원되어, 현재의 양수인에게 양도되어 참조로 본 명세서에 인용된 특허 출원서에서는, 음성 신호가 디지탈 데이타에 의해 변조된 진폭을 갖는 구형파 아날로그 캐리어 신호상에 중첩되는 기법이 개시된다. 상기 출원서에는 송신기 및 수신기 양자에 선형 예측을 이용하여 음성 및 데이타 신호의 복원을 개선시키기 위한 것이 더 개시된다. 송신기내의 선형 예측의 사용은 수신기에 예측 계수가 송신될 것을 필요로 한다. 이러한 계수 송신은 이용가능한 대역폭을 감소시킨다. 계수 송신을 위해 요구되는 대역폭은 보다 낮은 차수의 선형 예측 방안을 이용하여 감소될 수 있으며, 이러한 방안은 선형 예측에 의해 획득될 수 있는 음성 및데이타 신호 복원의 장점을 감소시킨다. 결과적으로, 사용자는 데이타 및 음성복원 프로세스를 극대화하고 음성 및 데이타 신호 송신을 위해 사용할 수 있는 대역폭을 감소시키거나 또는 상기 대역폭을 극대화시키는 반면에 음성 및 데이타 신호 복원 프로세스의 정확성을 감소시키는 곤경에 직면한다. 하나의 신호가 나머지 다른 신호에 중첩되는 음성 및 데이타 신호의 송신은 광범위하게 사용될 수 있기 때문에, 선형 예측의 신호 복원의 장점을 제공하며 송신기로부터 수신기로 예측 계수의 통신을 요구하지 않는 애플리케이션을 위한 기법이 개발된다면 바람직할 것이다.
개괄적으로 설명한다면, 본 발명은 한 쌍의 신호 중첩을 포함하는 송신된 신호 각각의 신호의 복원을 개선시키기 위해 수신기에서 선형 예측을 사용하는 것에 관한 것이다. 이 복원은 송신된 신호를 수신하고, 수신된 신호에 응답하여, 신호 쌍의 하나의 신호에 대한 예측 계수를 발생함으로써 성취된다. 그 다음에, 이들 계수는 신호쌍 각각의 신호를 복원시키기 위해 사용된다. 바람직하게, 본 발명은 다양한 형태의 중첩 신호에 적용할 수 있으며, 송신기내 선형 예측의 사용을 요구하지 않는다.
개시된 실시예에서, 송신된 신호는 디지탈 신호상에 중첩된 아날로그 신호를 포함한다. 본 발명의 제 1 실시예에 따르면, 아날로그 신호를 위한 예측 계수는 수신된 신호로부터 발생된다. 그 다음, 이들 계수는 수신된 신호로부터 아날로그 및 디지탈 신호를 복원하기 위해 사용된다. 본 발명의 제 2 실시예에 따르면, 제 1 실시예에 따라 복원된 아날로그 신호는, 이 아날로그 신호의 임시적인 추정치로 간주하고, 이 임시적인 아날로그 신호 추정을 위한 예측 계수가 형성되어 아날로그 및디지탈 신호의 최종 추정치를 발생하기 위해 사용된다. 본 발명의 개시된 다른 실시예에 있어서, 예측 계수는 수신기에 송신되고, 디지탈 신호상에 중첩된 아날로그 신호는 나머지 아날로그 신호이다. 또다른 실시예에 있어서, 나머지 아날로그 신호를 위한 예측 계수는 송신된 예측 계수에 관계없이 수신된 신호로부터 발생된다. 그리고 나서, 이들 예측 계수는 디지탈 신호 및 나머지 아날로그 신호를 복원하기 위해 사용된다. 그 다음에, 나머지 아날로그 신호는 아날로그 신호를 복원하기 위해 송신된 예측 계수를 이용하여 처리된다.
아날로그 신호를 위한 예측 계수를 발생하기 위한 몇몇 기법이 개시된다. 이러한 기법은 순수한 아날로그 신호와 같은 수신된 신호를 처리하는 단계, 수신된 신호의 자기 상관 계수를 결정하고 이들 계수를 이용하여 아날로그 신호를 위한 예측 계수를 발생시키는 단계 및 자기 상관 계수를 이용하여 아날로그 신호의 자기상관 계수를 결정하고 아날로그 신호를 위한 예측 계수를 발생시키는 단계를 포함한다.
제 1 도에 도시된 예시적인 통신 시스템(100)에 있어서, 아날로그 및 디지탈신호는 디지탈 신호에 아날로그 신호를 중첩시킴으로써 동시에 송신된다. 기술될 이러한 실시예에 있어서, 아날로그 신호는 음성 신호이고, 디지탈 신호는 데이타를 나타내는 2진 신호이다. 또한, 기술될 이러한 실시예에 있어서, 아날로그 신호의 값은 디지탈 신호의 값에 관계없다. 또한, 다른 관점에서, 수신기내에서, 예측 계수는 이러한 신호가 예측 계수를 포함하는지 여부에 관계없이 수신된 신호로부터 발생된다. 물론, 다른 형태의 아날로그 및 디지탈 신호가 이용될 수 있다는 것이이해되어야 한다. 도시된 바와 같이, 리드(113)상의 디지탈 신호 샘플(digital signal samples)은 1 대 2 맵퍼(mapper)(114)에 의해 리드(115 및 116)상의 소위 동상 및 직교 성분 신호(inphase and quadrature component signals)로 맵핑된다. 유사하게, 리드(103)상의 아날로그 신호 샘플은 1 대 2 맵퍼(104)를 이용하여 리드(105 및 106)상의 동상 및 직교 성분 신호로 또한 변환된다. 가산기(112)는 가산기(117)가 직교 성분 신호를 합산하는 동안 동상 성분 신호를 합산한다. 그 다음에, 이들 가산기의 출력은 저역 통화 필터(low-pass filters)(111 및 107)에 의해 필터링된다. 이들 필터링된 출력의 각각은 곱셈기(109 및 110)를 이용하여 한 쌍의 직교 관련 캐리어 신호중 상이한 신호의 진폭을 변조시킨다. 그 다음에, 합산기(108)는 통신 채널(120)을 통한 송신에 앞서 이들 변조된 캐리어 신호를 합산한다. 수신기에서, 수신된 신호(130)는 복조기(131)를 이용하여 일관성있게 복조된다. 아날로그 및 디지탈 성분을 포함하는 복조된 수신 신호는 프로세서(133)에 의해 사용되어 수신된 신호로부터 아날로그 신호의 예측 계수를 추출한다. 이들 예측 계수의 추출 방법은 이후 설명될 것이다. 리드(132)상의 복조된 수신 신호 및 리드(134)상의 예측 계수는 데이타 검출기(135)에 의해 사용되어 디지탈 신호 샘플을 검출한다. 검출에 이어, 가산기(137)는 리드(132)상의 수신된 신호로부터 리드(136)상의 디지탈 신호를 감산하여 리드(138)상에 아날로그 신호 샘플을 발생시킨다.
최초에, 예측 계수의 추정치를 형성할 수 있다면, 아날로그 및 디지탈 신호가 복원될 수 있다는 것이 인식되어야 한다. 특히, 통신 채널내 잡음의 크기가 수신된 신호의 크기보다 매우 작다고 가정하면(전형적인 경우), 샘플링 상수(k)로 리드(132)상에 나타나는 수신 신호 rk는,
(수학식 1)
로 주어진다.
수학식(1)에서, dk는 송신된 디지탈 신호 샘플이고, sk는 k차 샘플링 상수로 송신된 아날로그 신호 샘플이다. 아날로그 신호 샘플의 추정치는 이전의 P 아날로그 신호 샘플의 선형 조합으로 표현될 수 있다. 상기 추정치는
(수학식 2)
로 주어지며, 여기서 각각의 Pi는 상이한 아날로그 신호 샘플을 위한 예측계수이다. 용어 P는 예측 순서로서 통상 지칭되는 사전설정된 정수이다. 통상적으로, P가 크면 클수록, 예측은 더욱 더 정확해진다. 임의의 샘플링 상수에서 추정 에러(estimation error)(ek)는 다음과 같이 표현될 수 있다. 즉,
(수학식 3)
수학식(1), 수학식(2)을 이용하여
(수학식 4)
와 같이 재작성될 수 있다.
수신된 신호로부터 상기 양을 감산하면 k번째 샘플링 상수인 디지탈 신호의 추정치를 산출한다. 즉,
(수학식 5)
제 5 도는 제 1 도에 도시된 데이타 검출기(135)내 의수학식(5)을 수행하는 예시적인 회로의 개략적인 블럭도를 도시한다. 데이타 검출기내에서, 아날로그 신호 샘플 추정기(503)는 리드(134)상의 예측 계수, 이전에 수신된 신호 샘플 rk및 이전에 양자화된 디지탈 신호 샘플 추정치를 이용하여 현재의 아날로그 신호 샘플의 추정치를 형성하며, 즉,
(수학식 6)
이다.
이 추정치는 합산기(501)에 의해 리드(132)에 나타내는 현재의 수신된 신호샘플로부터 감산되어 k번째 샘플링 상수의 디지탈 신호 샘플의 추정치를 형성한다. 후자의 추정치는로 표시되며, 즉,
(수학식 7)
이다.
추정치는 임계치 비교기(502)에 의해 모든 가능한 송신된 디지탈 신호 레벨중 가장 가까운 레벨로 양자화되어, k번째 샘플링 시간의 디지탈 신호의 양자화된 추정치를 형성한다. 이러한 추정치는로 표시된다. 제 1 도의 데이타 검출기(135)의 구조도 또한 데이타 검출기(213)내에서 이용된다. 후자의 검출기가 제 2 도 및 제 4 도에 도시된 본 발명의 실시예내에 포함되며 이후 본 명세서에서 완전적으로 기술될 것이다.
완벽한 예측 및 잡음이 존재하지 않을 경우,이다. 그러나, 모든 실제 애플리케이션에 있어서, 잡음이 존재하고, k번째 샘플링 상수의 아날로그 및 디지탈 신호의 추정시에는 어느 정도 부정확성이 존재할 것이다. 더우기, 각각의 샘플을 위한 예측 프로세스는 이전의 P 샘플의 함수이며, P는 예측 순서이다. 결과적으로, 수학식(5)의 사용이 각각의 샘플링 상수의 디지탈 신호의 추정치가 이전 또는 이후의 추정치에 관계없이 결정된다는 점에서 차선의 사용이다. 보다 나은 프로세스는 한번에 한 블럭씩 디지탈 신호의 추정치를 계산하는 것이며, 각각의 블럭은 N개의 연속적인 디지탈 신호 샘플을 포함하며, 각가의 추정치는 N개의 연속적인 샘플링 시간의 각 시간에 대응한다. N은 P보다 큰 사전설정된 정수이다. 임의의 디지탈 통신 시스템에 있어서, 다수의 상이한 크기 N의 블럭이 가능하다. 예로서,2진 시스템에서, 2N의 상이한 크기 N 블럭이 존재한다. 사전설정된 기준을 이용하여, 각각의 가능한 크기 N의 블럭을 조사하여, 이들 블럭중 하나의 블럭을 선택할 것이다. 상기 선택된 블럭내 N개의 연속적인 디지탈 신호는 디지탈 신호의 최상의 추정치로 간주된다. 본 발명의 개시된 실시예에 있어서, 최소 제곱기준(the least squares criterion)을 이용하고, 상기 기준에 따라 에러 항을 계산하며, 최소 에러 항을 갖는 블럭을 선택할 것이다. 따라서, N개의 연속적인 디지탈 신호의 최적 추정치는 임의의 시퀀스에 대한 에러 항이으로 표시되며, 즉,
(수학식 8)
인 최소 에러 항을 갖는 시퀀스이다.
제 6 도를 참조하면, 제 6 도는 최소 제곱법 기준을 이용하여 최적의 N개의 연속적인 디지탈 신호 샘플 추정치를 형성하기 위해 수행되는 동작(600)의 시퀀스를 도시한다. 단계(601)에서, N개의 연속적인 샘플을 위한 모드 가능한 송신된 디지탈 신호 샘플 시퀀스의 세트가 형성된다. 단계(602)에서 세트내 각각의 시퀀스에 대해, 수학식(6)에 의해 주어진 제곱 에러가 계산된다. 단계(603)에서, 최소 제곱 에러를 갖는 디지탈 신호 샘플 시퀀스가 선택된다. 이러한 소모적인 계산 절차는 잘 알려져 있는 기법을 이용하여 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)에 의해 효율적으로 구현될 수 있다. 예로서, "Maximum-Likelihood Sequence Estimation ofDigital Sequence In The Presence of Intersymbol Interference"란 명칭의 IEEE Trans. on Information Theory, Vol.IT-18, pp.363-378, May 1972의 공개서를 참조하거나, 또는 임의의 수많은 잘 알려져 있는 비터비 알고리즘이 이용될 수 있다. 각각의 경우에 있어서, 동작 시퀀스(600)가 마이크로프로세서를 이용하여 데이타 검출기(135 및 213)내에 용이하게 구현될 수 있다.
지금까지, 아날로그 신호를 위한 예측 계수는 어떠한 방법에 의해 수신된 신호로부터 추출되어, 이들 계수가 주어질 수 있다고 가정하였으며, 논의는 아날로그 및 디지탈 신호가 수신된 신호로부터 어떻게 복원될 수 있는가에 초점이 맞추어졌다. 이제 아날로그 신호를 위한 예측 계수를 발생시키는 기법에 대해 논점을 전환하기로 한다. 디지탈 신호의 부재시에, 수신된 신호는 아날로그 신호 자체이다. 음성과 같은 아날로그 신호로부터 예측 계수를 추정하는 것은 잘 알려져 있다.
여기서, 다음의 수학식, 즉
(수학식 9)
을 최소화시키는 계수[p1,...,pp]를 구하려 할 것이며, E는 기대 연산자(expectation operator)이다. 예측 계수를 위한 확장 및 해결은 다음과 같은 결과를 가져온다. 즉,
(수학식 10)
여기서, Rj,s는 수신된 아날로그 신호 "s"의 j번째 자기 상관 계수이다. 잘 알려져 있는 바와 같이, 자기 상관 계수는 제 1 시간으로부터 멀리 떨어진 제 2 시간에 비례하여 제 1 시간에서의 자기 상관 계수값을 나타내며, 본 명세서에서는 아날로그 신호이다. 두개의 크게 벌어진 시간에서 이 신호의 값은 시간에 따라 변하기 때문에, 평균화 프로세스가 사용된다. 수신된 아날로그 신호의 자기 상관 계수는,
(수학식 11)
로 표현될 수 있다.
디지탈 신호의 존재할 경우, 수학식(11)은 다음과 같이 수정된다. 하나의 다른 기법에 따르면, 디지탈 신호의 존재는 무시되고, 수신된 신호는 단지 아날로그 신호로 가정한다. 수신된 신호의 자기 상관 계수 Rj,r는 수학식(11)에서 sj와 sj+k를 r과 rj+k로 대체함으로써 획득되어 상기 수학식은,
(수학식 12)
로 변환된다.
제 7 도는 예측 계수를 발생시키기 위해 제 1 도의 마이크로프로세서(133)에서 수행되는 시퀀스의 동작(700)을 예시한다. 제 7 도에 도시된 바와 같이, 단계(701)에서 수학식(12)을 이용하여, 수신된 신호를 위해 자기 상관 계수의 세트 RO,r,....,RP.r를 계산한다. 이들 자기 상관 계수를 이용하여, 예측 계수는 수신된 신호 "r"를 아날로그 신호 "s"로 대체함으로써 매트릭스 수학식(10)으로부터 유도된 매트릭스 수학식을 해결함으로써 결정될 수 있다. 상기 유도된 매트릭스 수학식은, 즉
(수학식 13)
이다.
이러한 기법은 디지탈 신호의 전력이 크기의 차수이거나 아날로그 신호의 전력보다 클 때 양호하게 작용한다. 불행하게도, 자기 상관 계수는 디지탈 신호의 전력이 증가되기 시작할 때 바이어스가 증가되었고, 성능이 저하하는 것으로 관측되었다. 예측 계수를 발생시키는 다른 기법은 바이어스를 제거시킴으로써 성능이 저하되는 것을 완화시킨다. 바이어스 제거는 아날로그 신호의 자기 상관 계수를 추정하기 위해 수신된 신호의 자기 상관 계수로부터 디지탈 신호의 자기 상관 계수를 감산함으로써 성취될 수 있다. 전형적인 경우로서, 디지탈 신호가 랜덤하다고 가정하면, 디지탈 신호의 자기 상관 계수의 추정은 단지 한번에 이루어질 필요가 있다. 디지탈 신호의 자기 상관 계수는 통상 채널 코딩 및 변조 포맷의 함수이다. 이들 계수는 특정 애플리케이션 및 이후에 사용하도록 저장된 계수값을 위해 미리 결정될 수 있다. 디지탈 신호의 자기 상관 계수 Rj,d는,
(수학식 14)
이다.
제 8 도는 예측 계수를 발생시키는 다른 방법으로 프로세서(133)내에서 수행되는 단계의 시퀀스(800)를 도시한다. 먼저 수학식(12)을 이용하여 단계(801)에서 수신된 신호의 자기 상관 계수를 추정한다. 다음에 단계(802)에서, 디지탈 신호의 자기 상관 계수는 수학식(14)을 이용하여 결정된다. 이 동작은 미리 행해질 수 있다. 단계(803)에서, 단계(801)에서 결정된 자기 상관 계수로부터 단계(802)에서 결정된 계수를 감산하여 아날로그 신호의 자기 상관 계수를 형성한다. 단계(804)에서, 수학식(10)에서 음성 신호의 자기 상관 계수를 이용하여 음성 신호에 대한 예측 계수를 결정한다. 이 방법은 낮은 예측 차수, 즉 1 내지 2의 예측 차수에 대해 가장 잘 작용한다는 것이 발견되었다. 그러나, 성능은 보다 높은 차수만큼 양호하지 않다.
보다 높은 차수에 대해 전술한 성능 제한의 문제점을 해결하기 위해, 제 2 도에 도시된 실시예(200)가 제안된다. 실시예(200)의 송신부는 제 1 도의 송신부와 동일하다. 수신기 구조(210)는 제 1 도의 수신기 구조(102)를 포함하고, 또한, 모듈(211)을 이용하여 반복적인 기법을 포함한다. 수신기(210)는 제 7 도 및 제 8 도에서 기술되고 도시된 두 가지 다른 방법 중 어느 한 방법을 포함하는 다수의 잘 알려져 있는 기법 중 임의의 기법을 이용하여 수신된 신호로부터 예측 계수의 임시적인 추정치를 형성한다. 제 2 도를 참조하면, 이 기능은 프로세서(133)에 의해 제공된다. 예측 계수는 리드(134)내에 나타나고 데이타 검출기(135)에 의해 사용되어 디지탈 신호의 임시적인 추정치를 형성한다. 그 다음에, 합산기(137)에 의해 리드(132)상의 복조된 수신 신호로부터 각각의 임시적인 디지탈 신호 추정치가 감산되어 리드(138)상에 아날로그 신호의 임시적인 추정치를 형성한다. 아날로그 신호를 위한 예측 계수는 "클린(clean)" 또는 순수 음성 신호로서 아날로그 신호의 임시적인 추정치를 취급함으로써 프로세서(212)에 의해 결정된다. 프로세서(212)는 제 7 도에 도시된 시퀀스 동작을 수행하여 새로운 예측 계수를 추정한다. 이들 새로운 예측 계수는 데이타 검출기(213)에 의해 사용되어 리그(215)상의 디지탈 신호를 획득한다. 가산기(214)는 리드(132)상의 수신된 신호로부터 리드(215)상의 디지탈 신호를 감산함으로써 리드(216)상에 아날로그 신호의 추정치를 형성한다. 리드(214 및 215)상의 아날로그 및 디지탈 신호 추정치 각각이 출력될 수 있는 반면에, 약 2-3회의 상기 프로세스를 반복시키는 것은 개선된 성능이 초래된다는 것을 알게 되었다. 2-3회 이상의 반복은 성능 개선에 거의 아무런 역활을 하지 못한다는 것을 알았다. 제 2 도는 아날로그 신호 추정치와 디지탈 신호 추정치를 결합함으로써 반복적인 프로세스가 프로세서(212)로 다시 돌아간다는 것을 반영한다. 원하는 회수의 반복 후에, 리드(217)상의 제어 신호가 제공되며, 이 제어 신호는 리드(214 및 215)상의 추정치와 리드(219 및 218)상의 추정치를 각각 결합시킨다.
지금까지, 아날로그 신호는 송신기에서 임의의 처리(이득 제어 이외의)없이 송신되고, 모든 예측 프로세스는 수신기에서 이루어지는 것으로 가정하였다. 그리나, 낮은 차수의 예측 프로세스가 송신기에서 사용되면 보다 낳은 성능이 얻어져, 그 결과 송신된 아날로그 신호는 아날로그 신호로부터 낮은 차수의 예측된 아날로그 신호를 감산함으로써 획득되는 나머지 신호라는 것을 알게 되었다. 이러한 또다른 개선은 실시예(300)로 표시되며, 제 3 도에 도시된다. 제 3 도를 참조하면, 송신기(301)내의 선형 예측 계수 발생기(304)는 리드(103)상의 아날로그 신호로부터 예측 계수를 추정하고, 분석 필터(305)는 예측 음성 신호를 형성한다. 가산기(306)는 리드(103)상의 아날로그 신호로부터 예측된 아날로그 신호를 감산함으로써 나머지 신호를 형성한다. 나머지 아날로그 신호는 변조기(308)내의 디지탈 신호상에 중첩되어 통신 채널(120)을 통해 송신된다. 또한, 예측 계수는 디지탈 신호의 일부로서 송신된다. 송신기에서 낮은 차수의 예측 계수를 사용하는 이유는 예측계수의 송신이 이용가능한 대역폭 또는 데이타 용량의 일부를 사용하기 때문이다. 전형적으로, 10차 예측은 2000비트/초 만큼 걸릴 수 있는 반면에, 2차 예측은 단지 500비트/초의 데이타 용량을 요구한다. 통신 채널(120)을 통해 전파된 후, 수신된 신호는 복조기(131)에 의해 복조되며, 복조된 수신 신호는 나머지 아날로그 신호및 디지탈 신호를 포함한다. 오직 낮은 차수의 예측이 송신기에서 사용되기 때문에, 나머지 신호는 성능을 개선시키기 위해 수신기에서 더 예측될 수 있다. 프로세서(133)는 이러한 기능을 제공한다. 예측 계수를 얻기 위해 프로세서(133)내에서 수행되는 동작은 제 7 도 및 제 8 도를 참조로 기술될 수 있으며, 아날로그 나머지 신호가 아날로그 신호 대신에 사용된다. 데이타 검출기(135)를 경유해 디지탈 신호의 발생이 이어지면, 가산기(137)는 수신된 신호에서 리드(136)상의 디지탈 신호를 감산하여 나머지 아날로그 신호를 추출한다. 그 다음에, 아날로그 신호는 합성 필터(341) 및 가산기(339)를 이용하여 나머지 아날로그 신호로부터 합성된다. 이 합성된 아날로그 신호는 리드(340)상에 나타난다. 합성 필터(341)의 계수는 송신된 선형 예측 계수로부터 얻어진다.
제 3 도의 실시예에 있어서, 송신기 구조는 낮은 차수의 예측을 포함하기 위해 수정되었으며, 수신기 구조는 나머지 신호로부터 아날로그 신호를 복원시키기 위하여 합성 필터(341) 및 가산기(339)의 포함과 함께 제 1 도에 개시된다는 것을 주목해야 한다. 제 3 도의 실시예에 대한 논의와 함께, 제 2 도의 실시예에 대한 논의의 장점은 제 2 도의 수신기 구조(210)와 함께 제 3 도의 송신기(301)를 이용함으로써 실현될 수 있다. 참조 번호(400)로 표시된 본 발명의 실시예가 제 4 도에 도시된다. 본 발명의 실시예에서 송신기의 동작은 제 3 도를 참조하며 이미 기술되었다. 수신기(401)는 제 2 도와 관련해 동작이 기술된 수신기(210)를 포함한다. 실시예(400)에서 수신기(210)의 출력은 아날로그 신호가 합성 필터(341)와 가산기(339)를 이용하여 제 3 도와 관련해 기술된 동일한 방식으로 합성될 수 있는나머지 신호이다.
물론, 본 발명이 예시적인 실시예를 참조하여 기술되었지만, 다른 구성이 당업자에게 자명할 수도 있다는 것을 주목해야 한다. 예로서, 개시된 실시예에서는 이산 장치(discrete devices)를 이용하지만, 이들 장치는 하나 이상의 적절히 프로그램된 프로세서, 특수 목적 집적 회로, 디지탈 프로세서, 또는 임의의 이들 장치의 아날로그 또는 대응하는 하이브리드를 이용하여 구현될 수 있다. 또는, 예로서, 개시된 실시예에서, 한 쌍의 아날로그 신호 성분은 아날로그 신호를 위해 형성되고, 한 쌍의 디지탈 성분 신호는 디지탈 신호를 위해 형성하는 한편, 다른 구성이 가능할 수 있다. 즉, 본 발명은 단일 아날로그 신호가 단일 디지탈 신호상에 중첩되는 상황에 또한 적용할 수 있다. 혹은, 예로서, 개시된 실시예에서, 각각의 아날로그 및 디지탈 신호의 중첩이 직교 관련 캐리어 신호의 진폭을 변조하는 한편, 상기 캐리어 신호의 사용은 잘 알려져 있는 캐리어리스(carrierless) 변조 포맷을 이용하여 제거될 수 있다. 실제로, 본 발명은 하나 이상의 아날로그 신호가 캐리어 신호를 사용하거나 사용하지 않고 동일한 수의 디지탈 신호상에 중첩되는 애플리케이션에 적용할 수 있다. 결국, 개시된 실시예에서는 아날로그 신호 샘플 및 디지탈 신호 샘플을 포함하는 수신된 신호에 관련된 반면에, 각각의 아날로그 신호 샘플은 상이한 디지탈 신호 샘플상에 중첩되고, 각각의 아날로그 신호 샘플은 디지탈 신호 샘플상에 중첩되기 전에 양자화될 수 있다. 더우기, 각각의 양자화된 아날로그 신호 샘플은 디지탈 신호 샘플상에 중첩되기 전에 인코딩될 수 있다. 따라서, 본 발명은 디지탈 신호상의 아날로그 신호의 중첩을 제한하는 것이 아니라, 예를 들어다른 디지탈 신호 샘플상에 중첩된 디지탈 신호 샘플과 같은 다른 유형신호의 중첩에도 적용할 수 있다.
제 1 도는 선형 예측이 단지 수신기에서만 이용되는 본 발명의 제 1 실시예를 도시하는 개략적인 블럭도,
제 2 도는 선형 예측이 단지 수신기에서만 이용되는 본 발명의 제 2 실시예을 도시하는 개략적인 블럭도,
제 3 도는 제 1 도의 실시예가 송신기내에서 선형 예측을 포함하기 위해 수정되는 본 발명의 제 3 실시예를 도시하는 개략적인 블럭도,
제 4 도는 제 2 도의 실시예가 송신기내에서 선형 예측을 포함하기 위해 수정되는 본 발명의 제 4 실시예를 도시하는 개략적인 블럭도,
제 5 도는 제 1 내지 제 4 도의 데이타 검출기(135 및 213)의 한 실시예를 도시하는 개략적인 블럭도,
제 6 도는 제 1 내지 제 4 도의 데이타 검출기(135 및 213)의 다른 실시예에의해 수행되는 동작의 시퀀스를 나타내는 도면,
제 7 도는 제 1 내지 제 4 도의 예측 복원 회로(133 및 212)에 의해 이용될 수 있는 동작의 한 시퀀스를 나타내는 도면,
제 8 도는 제 1 내지 제 4 도의 프로세서(133 및 212)에 의해 사용될 수 있는 동작의 다른 시퀀스를 나타내는 도면.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
101 : 송신기 102 : 수신기
104,114 : 1 대 2 맵퍼 111,107 : 저역 통과 필터
131 : 복조기 135 : 데이타 검출기

Claims (20)

  1. 송신된 신호가 제 1 신호 및 제 2 신호의 적어도 한 중첩을 포함하는 통신 시스템에서 사용하기 위한 장치에 있어서,
    상기 제 1 신호 및 제 2 신호의 상기 중첩에 응답하여 상기 송신된 신호내에 임의의 예측 계수가 존재하는 지에 관계없이 상기 제 1 신호를 위한 예측 계수를 발생시키는 수단과,
    상기 예측 계수에 응답하여 상기 송신된 신호로부터 상기 제 1 신호 및 제 2 신호를 복원시키는 수단
    을 포함하는 통신 시스템용 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 복원 수단은 상기 제 1 신호의 임시적인 추정치를 복원시키는 수단을 포함하는 통신 시스템용 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 복원 수단은,
    상기 제 1 신호의 상기 임시적인 추정치를 위한 예측 계수를 발생시키는 수단과,
    상기 제 1 신호의 상기 임시적인 추정치로부터 발생되는 상기 예측 계수에응답하여 상기 제 1 신호의 최종 추정치를 발생시키는 수단
    을 더 포함하는 통신 시스템용 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 최종 추정치 발생 수단은 상기 제 1 신호의 임시적인 추정치로부터 발생된 예측 계수에 응답하여 상기 제 2 신호의 최종 추정치를 발생시키는 통신 시스템용 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 최종 추정치를 발생시키는 복원 수단은 반복적인 프로세스를 이용하는 통신 시스템용 장치.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 입력 신호로부터 도출되는 나머지 신호이고, 상기 제 2 신호는 제 3 및 제 4 신호의 조합이고, 상기 제 3 신호는 상기 입력 신호를 위한 예측 계수를 나타내는 값을 갖고, 상기 복원 수단은 상기 제 4 신호의 최종 추정치를 발생시키며 상기 입력 신호의 최종 추정치를 형성하기 위해 상기 제 1 신호와 상기 제 3 신호의 상기 임시적인 추정치에 함께 응답하는 수단을 더 포함하는 통신 시스템용 장치.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 입력 신호로부터 도출되는 나머지 신호이고, 상기 제 2 신호는 제 3 신호와 제 4 신호의 조합이고, 상기 제 3 신호는 상기 입력 신호를 위한 예측 계수를 나타내는 값을 갖고, 상기 복원 수단은,
    상기 제 1 신호의 상기 임시적인 추정치에 응답하여 상기 제 1 신호를 위한 상기 예측 계수를 형성하는 수단과,
    상기 제 1 신호의 상기 임시적인 추정치를 위한 예측 계수에 응답하여 상기 입력 신호 및 상기 제 4 신호의 최종 추정치를 형성하는 수단
    을 더 포함하는 통신 시스템용 장치.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 최종 추정치 형성 수단은 상기 제 3 신호에 응답하여 상기 입력 신호의 상기 최종 추정치를 형성하는 통신 시스템용 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 예측 계수 발생 수단은 그 자신이 오직 상기 제 1 신호만을 포함하는 것처럼 상기 송신된 신호를 처리하는 통신 시스템용 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 예측 계수 발생 수단은,
    상기 송신된 신호의 자기 상관 계수를 결정하는 수단과,
    이들 자기 상관 계수로부터 상기 예측 계수를 형성하는 수단을 포함하는 통신 시스템용 장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 예측 계수 발생 수단은,
    상기 제 1 신호의 자기 상관 계수를 결정하는 수단과,
    이들 자기 상관 계수로부터 상기 예측 계수를 형성하는 수단을 포함하는 통신 시스템용 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 결정 수단은 상기 송신된 신호의 자기 상관 계수를 형성하고, 상기 송신된 신호의 상기 자기 상관 계수를 처리함으로써 상기 제 1 신호의 상기 자기 상관 계수를 결정하는 통신 시스템용 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 신호의 자동 상관 계수를 결정하는 수단을 더 포함하며, 상기 송신된 신호의 자동 상관 계수의 처리는 상기 송신된 신호의 자동 상관 계수로부터 상기 제 2 신호의 자동 상관 계수를 감산하는 것을 수반하는 통신 시스템용 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 복원 수단은 한번에 하나씩 상기 제 2 신호의 추정치를 형성하며, 각각의 추정치는 한번에 상기 제 2 신호의 값을 나타내고 각각의 형성된 추정치는 상기 제 2 신호의 이전 또는 이후의 추정치에 관계없이 형성되는 통신 시스템용 장치.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 복원 수단은 상기 제 2 신호 추정치의 블럭을 형성하고, 각각의 블럭은 상기 제 2 신호의 N(N은 사전설정된 수임)개의 추정치를 포함하며, 각각의 추정치는 N배의 상이한 수로 상기 제 2 신호의 추정된 값에 대응하는 통신 시스템용 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 복원 수단은,
    N개의 연속적인 제 2 신호의 모든 가능한 시퀀스를 형성하는 수단과,
    사전결정된 기준을 이용하여 상기 시퀀스중 하나를 선택하는 수단을 포함하는 통신 시스템용 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 사전결정된 기준은 최소 자승 기준인 통신 시스템용 장치.
  18. 제 1항에 있어서,
    제 1 신호는 아날로그 신호이고, 상기 제 2 신호는 디지탈 신호인 통신 시스템용 장치.
  19. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 신호 및 제 2 신호는 디지탈 신호인 통신 시스템용 장치.
  20. 송신된 신호가 제 1 신호 및 제 2 신호의 적어도 한 중첩을 포함하는 통신 시스템에서 사용하기 위한 방법에 있어서,
    상기 제 1 신호 및 제 2 신호의 중첩에 응답하여, 상기 송신된 신호내 임의의 예측 계수가 존재하는 지에 관계없이 상기 제 1 신호의 예측 계수를 발생하는 단계와,
    상기 예측 계수에 응답하여 상기 송신된 신호로부터 상기 제 1 신호 및 제 2 신호를 복원하는 단계를 포함하는 통신 시스템에서 사용하기 위한 방법.
KR1019950010256A 1994-04-29 1995-04-28 통신시스템용장치및통신시스템사용방법 KR100335696B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US8/236,601 1994-04-29
US08/236,601 US5550859A (en) 1994-04-29 1994-04-29 Recovering analog and digital signals from superimposed analog and digital signals using linear prediction
US08/236,601 1994-04-29

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR950035231A KR950035231A (ko) 1995-12-30
KR100335696B1 true KR100335696B1 (ko) 2002-09-12

Family

ID=22890173

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019950010256A KR100335696B1 (ko) 1994-04-29 1995-04-28 통신시스템용장치및통신시스템사용방법

Country Status (9)

Country Link
US (1) US5550859A (ko)
EP (1) EP0680169B1 (ko)
JP (1) JP3694059B2 (ko)
KR (1) KR100335696B1 (ko)
CN (1) CN1122075A (ko)
CA (1) CA2145571C (ko)
DE (1) DE69533950T2 (ko)
IL (1) IL113463A0 (ko)
TW (1) TW260851B (ko)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5684834A (en) * 1993-06-14 1997-11-04 Paradyne Corporation Simultaneous analog and digital communication using fractional rate encoding
US6441764B1 (en) * 1999-05-06 2002-08-27 Massachusetts Institute Of Technology Hybrid analog/digital signal coding
US7147633B2 (en) * 1999-06-02 2006-12-12 Boston Scientific Scimed, Inc. Method and apparatus for treatment of atrial fibrillation
US6285861B1 (en) * 1999-06-14 2001-09-04 Qualcomm Incorporated Receiving station with interference signal suppression
DE19962760A1 (de) * 1999-12-23 2001-06-28 Rohde & Schwarz Anordnung zum Erzeugen eines analogen I/Q-Signals aus zwei oder mehreren Datenströmen
US7225135B2 (en) * 2002-04-05 2007-05-29 Lectrosonics, Inc. Signal-predictive audio transmission system
KR101883789B1 (ko) * 2013-07-18 2018-07-31 니폰 덴신 덴와 가부시끼가이샤 선형 예측 분석 장치, 방법, 프로그램 및 기록 매체

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3174560D1 (en) * 1981-07-28 1986-06-12 Ibm Transmission method for voice and digital data and arrangement for carrying out said method
US4512013A (en) * 1983-04-11 1985-04-16 At&T Bell Laboratories Simultaneous transmission of speech and data over an analog channel
US5347305A (en) * 1990-02-21 1994-09-13 Alkanox Corporation Video telephone system
WO1991018479A1 (en) * 1990-05-14 1991-11-28 Eastman Kodak Company Block adaptive linear predictive coding with adaptive gain and bias
US5231494A (en) * 1991-10-08 1993-07-27 General Instrument Corporation Selection of compressed television signals from single channel allocation based on viewer characteristics
EP0552034B1 (en) * 1992-01-14 2003-04-09 Fujitsu Limited Simultaneous transmission of data and analog voice-band signals
US5440585A (en) * 1993-06-14 1995-08-08 At&T Corp. Applications of simultaneous analog and digital communication

Also Published As

Publication number Publication date
DE69533950D1 (de) 2005-03-03
EP0680169A2 (en) 1995-11-02
JP3694059B2 (ja) 2005-09-14
CA2145571A1 (en) 1995-10-30
JPH089068A (ja) 1996-01-12
CN1122075A (zh) 1996-05-08
IL113463A0 (en) 1995-07-31
KR950035231A (ko) 1995-12-30
EP0680169A3 (en) 1999-08-11
CA2145571C (en) 1999-08-03
US5550859A (en) 1996-08-27
TW260851B (en) 1995-10-21
EP0680169B1 (en) 2005-01-26
DE69533950T2 (de) 2006-03-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Lodge et al. Maximum likelihood sequence estimation of CPM signals transmitted over Rayleigh flat-fading channels
US5940429A (en) Cross-term compensation power adjustment of embedded auxiliary data in a primary data signal
CA2188869C (en) A direct sequence cdma coherent uplink detector
CA1139884A (en) Half duplex integral vocoder modem system
US6539357B1 (en) Technique for parametric coding of a signal containing information
US6154484A (en) Method and apparatus for embedding auxiliary data in a primary data signal using frequency and time domain processing
US5638408A (en) Variable transmission bit rate discrimination method and apparatus
US20050250466A1 (en) Method and apparatus for improving MLSE in the presence of co-channel interferer for GSM/GPRS systems
RU2411646C2 (ru) Эквалайзер с решающей обратной связью для сигналов, мультиплексированных с кодовым уплотнением
EP0718821A2 (en) Linear prediction filter coefficient quantizer and filter set
KR100335696B1 (ko) 통신시스템용장치및통신시스템사용방법
KR20050073441A (ko) 간섭 삭제 장치 및 방법
JPH0728319B2 (ja) 位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法
US7539167B2 (en) Spread spectrum receiver and method for carrier frequency offset compensation in such a spread spectrum receiver
EP1035681A2 (en) Method for interference cancellation
WO2006024312A1 (en) Apparatus and method for iteratively estimating a channel transfer function
EP0903884B1 (en) Phase estimating circuit and demodulating circuit
MXPA02001795A (es) Estimacion de la interferencia en un sistema de comunicaciones.
US6654723B1 (en) Transmission system with improved encoder and decoder that prevents multiple representations of signal components from occurring
Gibson et al. Backward adaptive tree coding of speech at 16 kbps
CN118041485A (zh) 基于pn序列生成加性干扰信号的隐蔽通信方法
EP0633669B1 (en) Method and apparatus for the detection of transmitted data in an electrical power distribution network
JP2005151461A (ja) 信号抽出装置、そのプログラム、無線通信方法、その装置及びそのプログラム
Brădeanv et al. Multistage implementation of optimal reconstruction in noisy filter banks
JPH0234065A (ja) 振幅偏移変調信号の復調方式

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130412

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140411

Year of fee payment: 13

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150422

Year of fee payment: 14

EXPY Expiration of term