JP3694059B2 - 線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元 - Google Patents
線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3694059B2 JP3694059B2 JP10450195A JP10450195A JP3694059B2 JP 3694059 B2 JP3694059 B2 JP 3694059B2 JP 10450195 A JP10450195 A JP 10450195A JP 10450195 A JP10450195 A JP 10450195A JP 3694059 B2 JP3694059 B2 JP 3694059B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- prediction coefficient
- superimposed
- analog
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/04—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different amplitudes or polarities, e.g. quadriplex
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、データ通信に関し、特に一方の信号が他方の信号に重畳された通信からのデジタル信号とアナログ信号の復元を改善するために、予測技術を利用する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
バンド制限チャンネルの情報搬送容量を増加させる努力において、アナログ信号、例えば音声信号とデジタルデータ信号が単一のチャンネルで同時に通信できるようにする技術が開発されてきている。統計的多重化として知られているこの技術を達成するような構成の１つは、データを送信するためにアナログ音声信号の沈黙部分を利用している。統計的多重化と関連していくつかの欠点が存在する。１つには、移動体通信システムのような環境では沈黙検出において背景ノイズが重要であるという問題がある。他には、アナログ音声信号の質がこの信号の始まりと終了時にクリッピングのため低下する。更に他に、送信データにより経験されるデータスループットと遅延量が可変であるということである。時分割多重化あるいは周波数分割多重化は、単一チャンネルで同時音声・データ通信能力を提供するために使用されている。周波数共有では、多くのアプリケーションにおいて使用可能なバンド幅の分割のため低データレート及び／低い音声品質となる。時間共有技術では、９．６から１９．２キロビット／秒のデータレートがデジタル化音声と共に送信される。音声／データの割り当てを変えることにより、低い品質の音声と高いデータレートから高い品質の音声と低いデータレートまでの範囲の種々の結果が可能である。
【０００３】
時分割多重化された音声信号とデータ信号を実現するために標準的な音声コードとモデムが利用されるが、実現するためのコストがアプリケーションによっては望ましいコストを越えてしまう場合がある。
【０００４】
更に最近では、１９９３年６月１４日に出願され、本願の譲受人に譲渡された”同時アナログデジタル通信”という名称の米国特許出願（引用によりここに取り込まれる）に、その振幅がデジタルデータで変調される直角アナログ搬送波信号上に音声信号が重畳される技術が開示されている。この出願には更に、送信器と受信器の両方で線形予測を使用して音声信号とデータ信号の復元を改善することが開示されている。送信器で線形予測を使用するためには、予測係数が受信器に送信されるべきことが必要である。そのような係数送信は使用可能なバンド幅を減少させる。係数送信のために必要なバンド幅は低いオーダーの線形予測手法を利用することで減らすことができるが、そのような手法は線形予測で得られる音声信号とデータ信号の復元時の長所を減らす。結果として、ユーザーは、データ音声復元プロセスを最大化することと、音声データ信号の送信で使用可能なバンド幅を減少させることと、あるいは、音声データの復元プロセスの正確さを減少させるがバンド幅を最大化することの板挟みとなる。一方の信号が他方に重畳される音声信号とデータ信号の送信技術が使用の広がりを見せるので、線形予測における信号復元の際の長所を提供しながら、送信器から受信器に予測係数の通信を必要としないようなアプリケーションに対する技術が開発されることが望まれている。
【０００５】
【発明の概要】
広くいえば、本発明は、一対の信号の重畳信号を含む送信信号中の各信号の復元を改善するために受信器に線形予測を使用することに関する。この復元は送信信号を受信し、それに応答して一対の信号の一方の信号に対する予測係数を生成することにより達成される。これらの係数は、一対の信号の各信号を復元するために使用される。本発明は種々の形式の重畳信号に適用でき、送信器での線形予測の使用を必要としないという長所がある。
【０００６】
実施例では、送信信号は、デジタル信号の上に重畳されたアナログ信号を含む。第一の実施例によれば、アナログ信号に対する予測係数は受信信号から生成される。これらの係数は受信信号からアナログ信号とデジタル信号を復元するために使用される。本発明の第二の実施例では、第一の実施例に従って復元されたアナログ信号がアナログ信号の仮の評価値であると考えられ、この仮のアナログ信号評価値に対する予測係数がアナログ信号とデジタル信号の最終的評価値を生成するために使用される。更に他の実施例では、予測係数は受信器に送信され、デジタル信号に重畳されたアナログ信号は残差アナログ信号(residual analog signal)であるとされる。これらの他の実施例では、残差アナログ信号に対する予測係数は送信された予測係数に関係なく受信信号から生成される。これらの予測係数はデジタル信号と残差アナログ信号を復元するために使用される。残差アナログ信号はアナログ信号を変換するための送信予測係数を用いて処理される。アナログ信号に対する予測係数を生成するためのいくつかの技術が開示されている。そのような技術は、受信信号を純粋なアナログ信号として処理することと、受信信号の自己相関係数を決定してアナログ信号に対する予測係数を生成するためのこれらの係数を使用することと、及びアナログ信号の自己相関係数を決定してこれらの自己相関係数を使用してアナログ信号に対する予測係数を生成することを含んでいる。
【０００７】
【実施例】
図１に示される通信システム１００において、アナログ信号とデジタル信号はアナログ信号をデジタル信号に重畳することにより同時に送信される。以下に説明する実施例において、アナログ信号は音声信号であり、デジタル信号はデータを表すバイナリー信号である。また、以下に説明する実施例において、アナログ信号の値はデジタル信号の値とは独立である。あるいは、他の方法を見ると、受信器内で予測計数が、この信号が予測計数を含むか否かにかかわらず、受信信号から発生される。また、勿論、他の形式のアナログ信号とデジタル信号が利用可能であることは理解できよう。図に示すように、リード１１３上のデジタル信号サンプルは１対２マッパー１１４によりリード１１５と１１６上の同相成分信号と直角成分信号にマッピングされる。同様に、リード１０３上のアナログ信号サンプルは１対２マッパー１０４を用いてリード１０５と１０６上の同相成分信号と直角成分信号に変換される。加算器１１２は同相成分信号を合計し、加算器１１７は直角成分信号を合計する。これら加算器の出力は低域通過フィルター１１７と１０７によりフィルターされる。これらフィルターされた出力の各々は、掛け算器１０９と１１０を用いて一対の直角関係搬送波信号の一方の振幅を変調する。合計器１０８はその後、これらの変調された搬送波信号を通信チャンネル１２０を通して送信する前に合計する。受信器では、受信信号１３０は復調器１３１を用いてコヒーレントに復調される。復調受信信号は、アナログ成分とデジタル成分を含めて、受信信号からアナログ信号の予測計数を抽出するために、プロセッサ１３３により使用される。これらの予測計数を抽出する方法は後で説明する。リード１３２上の復調受信信号と、リード１３４上の予測計数はデジタル信号サンプルを検出するためにデータ検出器１３５により使用される。検出に続いて、加算器１３７はリード１３２上の受信信号からリード１３６上のデジタル信号を減算してリード１３８上にアナログ信号サンプルを生成する。
【０００８】
初めに、予測計数の評価値を形成することができれば、アナログ信号とデジタル信号が復元できることが認識されるべきである。特に、通信チャンネル内のノイズの大きさが受信信号よりはるかに小さいと仮定すると（これは典型的な場合である）、サンプリング期間Ｋでリード１３２上に現れる受信信号γkは、
γk＝ｄk＋ｓk （１）
で与えられる。
【０００９】
式（１）で、ｄk はｋ番目のサンプリング期間での送信されたデジタル信号サンプルであり、ｓk は送信されたアナログ信号サンプルである。
【外１】
ここで、各ｐi は異なるアナログ信号サンプルに対する予測計数である。期間Ｐは予測オーダーと一般に呼ばれる予め決められた整数である。一般に、Ｐが大きくなるにつれて、予測はより正確となる。どのサンプリング期間でも評価エラーｅk は式（３）で表すことができる。
【数１】
式（１）を用いて、式（２）は式（４）のように書き直すことができる。
【数２】
【外２】
【００１０】
図５は、図１に示されるデータ検出器１３５内で式（５）を実行する回路を示すブロックダイアグラムである。
【外３】
【００１１】
この評価値が、合計器５０１によりリード１３２に現れる現在の受信信号サンプルから減算され、ｋ番目のサンプリング期間におけるデジタル信号サンプルの評価値を生む。
【外４】
図１のデータ検出器１３５の構造はデータ検出器２１３内で利用される。後者の検出器は図２と４に示される本発明の実施例内に組み込まれており、それは後で詳細に説明する。
【００１２】
【外５】
しかしながら、実際のアプリケーションでは、ノイズが存在し、ｋ番目のサンプリング期間においてアナログ信号とデジタル信号の評価値は幾分不正確となる。更に、各サンプルの予測プロセスは過去Ｐのサンプルの関数である。ここで、Ｐは予測オーダーである。結果的に、式（５）の使用は各サンプリング期間におけるデジタル信号の評価値が以前の評価値と将来の評価値に関係なしに決定されるという点で次善である。よりよいプロセスは、一度にブロックでデジタル信号の評価値を計算することであり、ここで、各ブロックはＮ個の連続するデジタル信号サンプルを含み、各評価値はＮ個の連続サンプリング時の内の別々のものに対応する。ＮはＰより大きい予め決められた整数である。どんなデジタル通信システムでも、サイズＮの異なるブロック数が可能である。例えば、バイナリシステムでは、サイズＮの２Ｎ個の異なるブロックが存在する。予め決められた基準を用いて、サイズＮの可能なブロックの各々とこれらのブロックの内の選ばれたものを調べる。
【外６】
【００１３】
図６を参照して、それは最小自乗基準を用いて最適なＮ個の連続するデジタル信号サンプル評価値を形成するために実行される演算列６００を示している。ステップ６０１で、Ｎ連続サンプルに対する全ての可能な送信デジタル信号サンプル列の組が形成される。その組の各列に対して、ステップ６０２で、式（６）により与えられる自乗エラーが計算される。ステップ６０３で、最も低い自乗エラーを持つデジタル信号サンプル列が選択される。この排他的計算手順は良く知られた技術を用いてビタービ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムで効率よく実行される。例えば、”シンボル間干渉の存在時におけるデジタル列の最優度列の評価”（ＩＥＥＥトランザクションオンインフォメーションセオリ、巻ＩＴ−１８，３６３−３７８頁、１９７２年、５月）を参照。あるいは、ビタービアルゴリズムの多数のまた良く知られた変形例の何れも利用できる。何れの場合も、演算列６００はマイクロプロセッサを用いてデータ検出器１３５と２１３内で容易に実行できる。
【００１４】
ここまで、アナログ信号の予測計数は受信信号から何とか抽出でき、これらの計数が与えられると、アナログ信号とデジタル信号が受信信号からどのようにして復元されるかに焦点を当てて説明してきた。次にアナログ信号に対する予測計数を生成するための技術に議論の焦点を移す。デジタル信号がないとき、受信信号はアナログ信号だけである。音声のようなアナログ信号から予測計数を評価することは良く知られている。ここで、
【数３】
を最小にする計数［ｐ1 ，．．．，ｐp ］を探す。ここで、Ｅは予想演算子である。予測計数を拡張し解くと
【数４】
となる。
【００１５】
ここで、Ｒj,s は受信アナログ信号ｓのｊ番目の自己相関係数である。良く知られているように、自己相関係数は信号、ここで、第一のものから広くかけ離れた第二の時間に関して第一の時間でのアナログ信号の値を反映する。２つの広くかけ離れた時間におけるこの信号値が時間と共に変わるので、平均化プロセスが使用される。受信アナログ信号の自己相関係数は以下のように表すことができる。
【数５】
デジタル信号が存在する場合には、式（１１）は以下のように変形される。他の技術によれば、デジタル信号の存在は無視され、受信信号はアナログ信号だけであると仮定する。受信信号Ｒj,r の自己相関係数は、式（１１）中のｓj とｓj+k をｒとｒj+k で置換することにより得られ、この式は以下のように変形される。
【数６】
【００１６】
図７は図１のプロセッサ１３３で実行される予測計数を生成する演算列７００を示している。図７に示すように、ステップ７０１で、式（１２）を用いて、受信信号Ｒ0,r ，．．．，ＲP,r に対する自己相関係数の組を計算する。これらの自己相関係数を用いると、予測計数はアナログ信号”ｓ”に代えて受信信号”ｒ”を代入することにより行列の式（１０）から導かれる行列の式を解くことにより決定できる。この導かれた行列の式は、
【数７】
である。
【００１７】
この技術は、デジタル信号のパワーがアナログ信号の振幅のオーダーである、あるいはパワーより大きいとき有効である。不幸にも、デジタル信号のパワーが増加を始めるとき自己相関係数は増加的にバイアスされることになり、その性能の低下を観察した。予測計数を生成する他の技術は、バイアスを除くことによりこの性能の低下を軽減する。バイアスの除去はアナログ信号の自己相関係数を評価するため受信信号の自己相関係数からデジタル信号の自己相関係数を減算することにより達成される。デジタル信号がランダムであると仮定すると（これは典型的な場合である）、デジタル信号の自己相関係数の評価は一度なされる必要があるに過ぎない。デジタル信号の自己相関係数は、一般にチャンネル符号化と変調フォーマットの関数である。これらの係数は、特定のアプリケーションでは前もって決定でき、その係数値は後で使用するために格納される。デジタル信号の自己相関係数Ｒj,d は以下のように表せる。
【数８】
【００１８】
図８は、予測係数を生成するこの他の方法においてプロセッサ１３３内で実行されるステップ列８００を示している。最初にステップ８０１で敷き（１２）を用いて受信信号の自己相関係数を評価する。次に、ステップ８０２で、デジタル信号の自己相関係数を式（１４）を用いて決定する。ステップ８０３で、ステップ８０２で決定された係数がステップ８０１で決定された自己相関係数から減算される。ステップ８０４で、式（１０）で音声信号の自己相関係数を用いて音声信号の予測係数を決定する。この方法は予測オーダーの低いもの、即ち１−２の予測オーダーに対して特に有効であることを見いだした。しかしながら、性能はより高い予測オーダーに対してはそれほど良くない。
【００１９】
より高い予測オーダーでの上記の性能限界を解決するために、図２に示す実施例２００が提案された。実施例２００の送信器部は図１のその対応物と同等である。受信器構造２１０は、図１の受信器構造１０２を組み込み、加えて、繰り返し技術を組み込むためモジュール２１１を利用する。受信器２１０は図７と８に示される上記の２つの他の方法のどちらも含めて、多数の良く知られた技術を用いて受信信号から予測係数の仮の評価値を形成する。図２を参照して、この関数はプロセッサ１３３により提供される。予測係数はリード１３４に現れ、デジタル信号の仮の評価値を形成するためにデータ検出器１３５により使用される。各仮のデジタル信号評価値は、合計器１３７によりリード１３２上の復調受信信号から減算され、リード１３８上のアナログ信号の仮の評価値を形成する。アナログ信号に対する予測係数はアナログ信号の仮の評価値を”クリーンな”あるいは純粋な音声信号として取り扱うことによりプロセッサ２１２により決定される。プロセッサ２１２は図７に示す演算列を実行し、新たな予測係数を評価する。これらの新たな予測係数はデータ検出器２１３により使用され、リード２１５上にデジタル信号を形成する。加算器２１４は、リード１３２上の受信信号からリード２１５上のデジタル信号を減算することにより、リード２１６上にアナログ信号の評価値を形成する。リード２１３と２１５上のアナログ信号とデジタル信号の評価値が出力されることが可能であるが、このプロセスを約２、３回繰り返すことで更に改善された性能が得られることを見いだした。２、３回以上の繰り返しでは性能はほとんど改善されないことに注意すべきである。図２は、アナログ信号とデジタル信号の評価値をプロセッサ２１２に戻すことによりこの繰り返しプロセスを反映している。望ましい数の繰り返し後、リード２１７上の制御信号が提供され、リード２１４と２１５上の評価値をリード２１９と２１８にそれぞれ結合する。
【００２０】
アナログ信号は送信器で（ゲインコントロール以外）なんら処理されず送信されたと仮定する限り、予測処理の全体は受信器でなされる。しかしながら、低いオーダーの予測処理が送信器でなされ、送信アナログ信号がそのアナログ信号から低いオーダーの予測アナログ信号から減算することにより得られる残差信号であるとすると、更によりよい性能が得られることを見いだした。この更なる改善は実施例３００として実現され、図３に示す。図３を参照して、送信器３０１内の線形予測係数発生器３０４は、リード１０３上のアナログ信号から予測係数を評価し、解析フィルター３０５は予測音声信号を形成する。加算器３０６はリード１０３上のアナログ信号から予測アナログ信号を減算することにより残差信号を形成する。残差アナログ信号は変調器３０８内でデジタル信号上に重畳され、通信チャンネル１２０上を送信される。加えて、予測係数はデジタル信号の一部として送信される。送信器で低いオーダーの予測係数を使用する理由は、予測係数の送信が使用可能なバンド幅あるいはデータ容量の一部を使用するかである。一般に、１０番目のオーダーの予測は、２０００ビット／秒ほどかかり、２番目のオーダーの予測はデータ容量の５００ビット／秒を必要とするに過ぎない。通信チャンネル１２０を通しての伝搬後、受信信号は復調器１３１により復調され、復調受信信号は残差アナログ信号とデジタル信号を含んでいる。低いオーダーの予測だけが送信器で使用されるので、残差信号は受信器で更に予測され、性能を改善する。プロセッサ１３３はこの機能を提供する。予測係数を得るためにプロセッサ１３３内で実行される演算は、図７あるいは８を参照して述べられたとおりであり、アナログ残差信号がアナログ信号の代わりに使用される。データ検出器１３５を介してのデジタル信号の生成に続いて、加算器１３７は受信信号からリード１３６上のデジタル信号を減算し、残差アナログ信号を抽出する。アナログ信号はその後、合成フィルター３４１と加算器３３９を用いて残差アナログ信号から合成される。合成フィルター３４１の係数は送信された線形予測係数から得られる。
【００２１】
図３の実施例では、送信器の構造は低いオーダーの予測を組み込むように変更され、受信器の構造は図１に開示された構造と共に、合成フィルター３４１と加算器３３９とを組み込んであり、残差信号からアナログ信号を復元する。図２の実施例の長所は、図３の実施例でのそれらと共に、図２の受信器の構造と図３の送信器３０１を利用して実現される。本発明のこの実施例は、参照番号４００により指定され、図４に示される。この実施例における送信器の動作は、図３を参照して既に説明した。受信器４０１はその動作を図２と関連して説明した受信器２１０を含んでいる。実施例４００の受信器２１０の出力は残差信号であり、その信号から合成フィルター３４１と加算器３３９を用いて図３と関連して説明したのと同様にしてアナログ信号が合成される。
【００２２】
本発明を実施例と関連して説明したが、他の構成も当業者には明らかであろうことに勿論注意すべきである。例えば、開示された実施例がディスクリートな装置を利用しているが、これらの装置は１以上の適切にプログラムされたプロセッサ、特定目的集積回路、デジタルプロセッサ、あるいはこれらの装置のアナログあるいはハイブリッド構成を用いて実現されても良い。あるいは、例えば、実施例では、一対のアナログ信号成分がアナログ信号のために形成され、一対のデジタル信号成分がデジタル信号のために形成されているが、他の構成も可能である。即ち本発明は、また、単一アナログ信号が単一デジタル信号に重畳される場合にも適用可能である。あるいは、例えば、実施例では、アナログ信号とデジタル信号の各重畳信号が直角関連搬送波信号の振幅を変調したが、そのような搬送波信号の使用が良く知られた搬送話変調フォーマットの使用により除去されても良い。実際、本発明は１以上のアナログ信号が、搬送波信号を使用してあるいは使用することなく同じ数のデジタル信号に重畳されるアプリケーションに適用可能である。最後に、実施例は受信信号に関し、その受信信号はアナログ信号サンプルとデジタル信号サンプルを含み、アナログ信号サンプルの各々は異なるデジタル信号サンプルに重畳されているが、アナログ信号サンプルの各々はデジタル信号サンプルに重畳される前に量子化されても良いことが認識される。更に、各量子化アナログ信号サンプルはデジタル信号サンプルに重畳される前に符号化されても良い。従って、本発明はデジタル信号上へのアナログ信号の重畳に制限されず、他の器式の信号の重畳、例えば、デジタル信号サンプル上への他のデジタル信号サンプルの重畳にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】線形予測が受信器で利用されるだけの、本発明による第一の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図２】線形予測が受信器で利用されるだけの、本発明による第２の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図３】図１の実施例が送信器に線形予測を組み込むように変更された、本発明による第三の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図４】図２の実施例が送信器に線形予測を組み込むように変更された、本発明による第四の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図５】図１から４のデータ検出器１３５と２１３の一実施例のブロックダイアグラムである。
【図６】図１から４のデータ検出器１３５と２１３の他の実施例２より実行される演算列を示す図である。
【図７】図１から４の予測復元回路１３３と２１２２より利用される演算列を示す図である。
【図８】図１から４のプロセッサ１３３と２１２により使用される他の演算列を示す図である。
【符号の説明】
１０１、３０１ 送信器
１０３ アナログ信号
１０４ １対２マッパー
１０７、１１１ 低域通過フィルター
１１３ デジタル信号
１１４ １対２マッパー
１１７ 直交変調器
１２０ 通信チャンネル
１０２、３０２、４０２ 受信器
１３０ 受信信号
１３１ 復調器
１３３ 受信信号からアナログ信号に対する予測係数を生成するためのプロセッサ
１３４ 予測係数
１３５、２１３ データ検出器
１３６、２１５、２１８ デジタル信号
１３７、２１９、３４０ アナログ信号
１３８ 残差信号
２１２ リード１３８上の信号から予測係数を生成するためのプロセッサ
２１６ 残差信号
３０４ 線形予測係数発生器
３０５ 解析フィルター
３０７ アナログ信号に対する予測係数
３０８ 変調器
３４１ 合成フィルター
５０２ しきい値比較器
５０３ アナログ信号評価器
【産業上の利用分野】
本発明は、データ通信に関し、特に一方の信号が他方の信号に重畳された通信からのデジタル信号とアナログ信号の復元を改善するために、予測技術を利用する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
バンド制限チャンネルの情報搬送容量を増加させる努力において、アナログ信号、例えば音声信号とデジタルデータ信号が単一のチャンネルで同時に通信できるようにする技術が開発されてきている。統計的多重化として知られているこの技術を達成するような構成の１つは、データを送信するためにアナログ音声信号の沈黙部分を利用している。統計的多重化と関連していくつかの欠点が存在する。１つには、移動体通信システムのような環境では沈黙検出において背景ノイズが重要であるという問題がある。他には、アナログ音声信号の質がこの信号の始まりと終了時にクリッピングのため低下する。更に他に、送信データにより経験されるデータスループットと遅延量が可変であるということである。時分割多重化あるいは周波数分割多重化は、単一チャンネルで同時音声・データ通信能力を提供するために使用されている。周波数共有では、多くのアプリケーションにおいて使用可能なバンド幅の分割のため低データレート及び／低い音声品質となる。時間共有技術では、９．６から１９．２キロビット／秒のデータレートがデジタル化音声と共に送信される。音声／データの割り当てを変えることにより、低い品質の音声と高いデータレートから高い品質の音声と低いデータレートまでの範囲の種々の結果が可能である。
【０００３】
時分割多重化された音声信号とデータ信号を実現するために標準的な音声コードとモデムが利用されるが、実現するためのコストがアプリケーションによっては望ましいコストを越えてしまう場合がある。
【０００４】
更に最近では、１９９３年６月１４日に出願され、本願の譲受人に譲渡された”同時アナログデジタル通信”という名称の米国特許出願（引用によりここに取り込まれる）に、その振幅がデジタルデータで変調される直角アナログ搬送波信号上に音声信号が重畳される技術が開示されている。この出願には更に、送信器と受信器の両方で線形予測を使用して音声信号とデータ信号の復元を改善することが開示されている。送信器で線形予測を使用するためには、予測係数が受信器に送信されるべきことが必要である。そのような係数送信は使用可能なバンド幅を減少させる。係数送信のために必要なバンド幅は低いオーダーの線形予測手法を利用することで減らすことができるが、そのような手法は線形予測で得られる音声信号とデータ信号の復元時の長所を減らす。結果として、ユーザーは、データ音声復元プロセスを最大化することと、音声データ信号の送信で使用可能なバンド幅を減少させることと、あるいは、音声データの復元プロセスの正確さを減少させるがバンド幅を最大化することの板挟みとなる。一方の信号が他方に重畳される音声信号とデータ信号の送信技術が使用の広がりを見せるので、線形予測における信号復元の際の長所を提供しながら、送信器から受信器に予測係数の通信を必要としないようなアプリケーションに対する技術が開発されることが望まれている。
【０００５】
【発明の概要】
広くいえば、本発明は、一対の信号の重畳信号を含む送信信号中の各信号の復元を改善するために受信器に線形予測を使用することに関する。この復元は送信信号を受信し、それに応答して一対の信号の一方の信号に対する予測係数を生成することにより達成される。これらの係数は、一対の信号の各信号を復元するために使用される。本発明は種々の形式の重畳信号に適用でき、送信器での線形予測の使用を必要としないという長所がある。
【０００６】
実施例では、送信信号は、デジタル信号の上に重畳されたアナログ信号を含む。第一の実施例によれば、アナログ信号に対する予測係数は受信信号から生成される。これらの係数は受信信号からアナログ信号とデジタル信号を復元するために使用される。本発明の第二の実施例では、第一の実施例に従って復元されたアナログ信号がアナログ信号の仮の評価値であると考えられ、この仮のアナログ信号評価値に対する予測係数がアナログ信号とデジタル信号の最終的評価値を生成するために使用される。更に他の実施例では、予測係数は受信器に送信され、デジタル信号に重畳されたアナログ信号は残差アナログ信号(residual analog signal)であるとされる。これらの他の実施例では、残差アナログ信号に対する予測係数は送信された予測係数に関係なく受信信号から生成される。これらの予測係数はデジタル信号と残差アナログ信号を復元するために使用される。残差アナログ信号はアナログ信号を変換するための送信予測係数を用いて処理される。アナログ信号に対する予測係数を生成するためのいくつかの技術が開示されている。そのような技術は、受信信号を純粋なアナログ信号として処理することと、受信信号の自己相関係数を決定してアナログ信号に対する予測係数を生成するためのこれらの係数を使用することと、及びアナログ信号の自己相関係数を決定してこれらの自己相関係数を使用してアナログ信号に対する予測係数を生成することを含んでいる。
【０００７】
【実施例】
図１に示される通信システム１００において、アナログ信号とデジタル信号はアナログ信号をデジタル信号に重畳することにより同時に送信される。以下に説明する実施例において、アナログ信号は音声信号であり、デジタル信号はデータを表すバイナリー信号である。また、以下に説明する実施例において、アナログ信号の値はデジタル信号の値とは独立である。あるいは、他の方法を見ると、受信器内で予測計数が、この信号が予測計数を含むか否かにかかわらず、受信信号から発生される。また、勿論、他の形式のアナログ信号とデジタル信号が利用可能であることは理解できよう。図に示すように、リード１１３上のデジタル信号サンプルは１対２マッパー１１４によりリード１１５と１１６上の同相成分信号と直角成分信号にマッピングされる。同様に、リード１０３上のアナログ信号サンプルは１対２マッパー１０４を用いてリード１０５と１０６上の同相成分信号と直角成分信号に変換される。加算器１１２は同相成分信号を合計し、加算器１１７は直角成分信号を合計する。これら加算器の出力は低域通過フィルター１１７と１０７によりフィルターされる。これらフィルターされた出力の各々は、掛け算器１０９と１１０を用いて一対の直角関係搬送波信号の一方の振幅を変調する。合計器１０８はその後、これらの変調された搬送波信号を通信チャンネル１２０を通して送信する前に合計する。受信器では、受信信号１３０は復調器１３１を用いてコヒーレントに復調される。復調受信信号は、アナログ成分とデジタル成分を含めて、受信信号からアナログ信号の予測計数を抽出するために、プロセッサ１３３により使用される。これらの予測計数を抽出する方法は後で説明する。リード１３２上の復調受信信号と、リード１３４上の予測計数はデジタル信号サンプルを検出するためにデータ検出器１３５により使用される。検出に続いて、加算器１３７はリード１３２上の受信信号からリード１３６上のデジタル信号を減算してリード１３８上にアナログ信号サンプルを生成する。
【０００８】
初めに、予測計数の評価値を形成することができれば、アナログ信号とデジタル信号が復元できることが認識されるべきである。特に、通信チャンネル内のノイズの大きさが受信信号よりはるかに小さいと仮定すると（これは典型的な場合である）、サンプリング期間Ｋでリード１３２上に現れる受信信号γkは、
γk＝ｄk＋ｓk （１）
で与えられる。
【０００９】
式（１）で、ｄk はｋ番目のサンプリング期間での送信されたデジタル信号サンプルであり、ｓk は送信されたアナログ信号サンプルである。
【外１】
【数１】
【数２】
図５は、図１に示されるデータ検出器１３５内で式（５）を実行する回路を示すブロックダイアグラムである。
【外３】
この評価値が、合計器５０１によりリード１３２に現れる現在の受信信号サンプルから減算され、ｋ番目のサンプリング期間におけるデジタル信号サンプルの評価値を生む。
【外４】
【００１２】
【外５】
【外６】
図６を参照して、それは最小自乗基準を用いて最適なＮ個の連続するデジタル信号サンプル評価値を形成するために実行される演算列６００を示している。ステップ６０１で、Ｎ連続サンプルに対する全ての可能な送信デジタル信号サンプル列の組が形成される。その組の各列に対して、ステップ６０２で、式（６）により与えられる自乗エラーが計算される。ステップ６０３で、最も低い自乗エラーを持つデジタル信号サンプル列が選択される。この排他的計算手順は良く知られた技術を用いてビタービ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムで効率よく実行される。例えば、”シンボル間干渉の存在時におけるデジタル列の最優度列の評価”（ＩＥＥＥトランザクションオンインフォメーションセオリ、巻ＩＴ−１８，３６３−３７８頁、１９７２年、５月）を参照。あるいは、ビタービアルゴリズムの多数のまた良く知られた変形例の何れも利用できる。何れの場合も、演算列６００はマイクロプロセッサを用いてデータ検出器１３５と２１３内で容易に実行できる。
【００１４】
ここまで、アナログ信号の予測計数は受信信号から何とか抽出でき、これらの計数が与えられると、アナログ信号とデジタル信号が受信信号からどのようにして復元されるかに焦点を当てて説明してきた。次にアナログ信号に対する予測計数を生成するための技術に議論の焦点を移す。デジタル信号がないとき、受信信号はアナログ信号だけである。音声のようなアナログ信号から予測計数を評価することは良く知られている。ここで、
【数３】
【数４】
【００１５】
ここで、Ｒj,s は受信アナログ信号ｓのｊ番目の自己相関係数である。良く知られているように、自己相関係数は信号、ここで、第一のものから広くかけ離れた第二の時間に関して第一の時間でのアナログ信号の値を反映する。２つの広くかけ離れた時間におけるこの信号値が時間と共に変わるので、平均化プロセスが使用される。受信アナログ信号の自己相関係数は以下のように表すことができる。
【数５】
【数６】
図７は図１のプロセッサ１３３で実行される予測計数を生成する演算列７００を示している。図７に示すように、ステップ７０１で、式（１２）を用いて、受信信号Ｒ0,r ，．．．，ＲP,r に対する自己相関係数の組を計算する。これらの自己相関係数を用いると、予測計数はアナログ信号”ｓ”に代えて受信信号”ｒ”を代入することにより行列の式（１０）から導かれる行列の式を解くことにより決定できる。この導かれた行列の式は、
【数７】
【００１７】
この技術は、デジタル信号のパワーがアナログ信号の振幅のオーダーである、あるいはパワーより大きいとき有効である。不幸にも、デジタル信号のパワーが増加を始めるとき自己相関係数は増加的にバイアスされることになり、その性能の低下を観察した。予測計数を生成する他の技術は、バイアスを除くことによりこの性能の低下を軽減する。バイアスの除去はアナログ信号の自己相関係数を評価するため受信信号の自己相関係数からデジタル信号の自己相関係数を減算することにより達成される。デジタル信号がランダムであると仮定すると（これは典型的な場合である）、デジタル信号の自己相関係数の評価は一度なされる必要があるに過ぎない。デジタル信号の自己相関係数は、一般にチャンネル符号化と変調フォーマットの関数である。これらの係数は、特定のアプリケーションでは前もって決定でき、その係数値は後で使用するために格納される。デジタル信号の自己相関係数Ｒj,d は以下のように表せる。
【数８】
図８は、予測係数を生成するこの他の方法においてプロセッサ１３３内で実行されるステップ列８００を示している。最初にステップ８０１で敷き（１２）を用いて受信信号の自己相関係数を評価する。次に、ステップ８０２で、デジタル信号の自己相関係数を式（１４）を用いて決定する。ステップ８０３で、ステップ８０２で決定された係数がステップ８０１で決定された自己相関係数から減算される。ステップ８０４で、式（１０）で音声信号の自己相関係数を用いて音声信号の予測係数を決定する。この方法は予測オーダーの低いもの、即ち１−２の予測オーダーに対して特に有効であることを見いだした。しかしながら、性能はより高い予測オーダーに対してはそれほど良くない。
【００１９】
より高い予測オーダーでの上記の性能限界を解決するために、図２に示す実施例２００が提案された。実施例２００の送信器部は図１のその対応物と同等である。受信器構造２１０は、図１の受信器構造１０２を組み込み、加えて、繰り返し技術を組み込むためモジュール２１１を利用する。受信器２１０は図７と８に示される上記の２つの他の方法のどちらも含めて、多数の良く知られた技術を用いて受信信号から予測係数の仮の評価値を形成する。図２を参照して、この関数はプロセッサ１３３により提供される。予測係数はリード１３４に現れ、デジタル信号の仮の評価値を形成するためにデータ検出器１３５により使用される。各仮のデジタル信号評価値は、合計器１３７によりリード１３２上の復調受信信号から減算され、リード１３８上のアナログ信号の仮の評価値を形成する。アナログ信号に対する予測係数はアナログ信号の仮の評価値を”クリーンな”あるいは純粋な音声信号として取り扱うことによりプロセッサ２１２により決定される。プロセッサ２１２は図７に示す演算列を実行し、新たな予測係数を評価する。これらの新たな予測係数はデータ検出器２１３により使用され、リード２１５上にデジタル信号を形成する。加算器２１４は、リード１３２上の受信信号からリード２１５上のデジタル信号を減算することにより、リード２１６上にアナログ信号の評価値を形成する。リード２１３と２１５上のアナログ信号とデジタル信号の評価値が出力されることが可能であるが、このプロセスを約２、３回繰り返すことで更に改善された性能が得られることを見いだした。２、３回以上の繰り返しでは性能はほとんど改善されないことに注意すべきである。図２は、アナログ信号とデジタル信号の評価値をプロセッサ２１２に戻すことによりこの繰り返しプロセスを反映している。望ましい数の繰り返し後、リード２１７上の制御信号が提供され、リード２１４と２１５上の評価値をリード２１９と２１８にそれぞれ結合する。
【００２０】
アナログ信号は送信器で（ゲインコントロール以外）なんら処理されず送信されたと仮定する限り、予測処理の全体は受信器でなされる。しかしながら、低いオーダーの予測処理が送信器でなされ、送信アナログ信号がそのアナログ信号から低いオーダーの予測アナログ信号から減算することにより得られる残差信号であるとすると、更によりよい性能が得られることを見いだした。この更なる改善は実施例３００として実現され、図３に示す。図３を参照して、送信器３０１内の線形予測係数発生器３０４は、リード１０３上のアナログ信号から予測係数を評価し、解析フィルター３０５は予測音声信号を形成する。加算器３０６はリード１０３上のアナログ信号から予測アナログ信号を減算することにより残差信号を形成する。残差アナログ信号は変調器３０８内でデジタル信号上に重畳され、通信チャンネル１２０上を送信される。加えて、予測係数はデジタル信号の一部として送信される。送信器で低いオーダーの予測係数を使用する理由は、予測係数の送信が使用可能なバンド幅あるいはデータ容量の一部を使用するかである。一般に、１０番目のオーダーの予測は、２０００ビット／秒ほどかかり、２番目のオーダーの予測はデータ容量の５００ビット／秒を必要とするに過ぎない。通信チャンネル１２０を通しての伝搬後、受信信号は復調器１３１により復調され、復調受信信号は残差アナログ信号とデジタル信号を含んでいる。低いオーダーの予測だけが送信器で使用されるので、残差信号は受信器で更に予測され、性能を改善する。プロセッサ１３３はこの機能を提供する。予測係数を得るためにプロセッサ１３３内で実行される演算は、図７あるいは８を参照して述べられたとおりであり、アナログ残差信号がアナログ信号の代わりに使用される。データ検出器１３５を介してのデジタル信号の生成に続いて、加算器１３７は受信信号からリード１３６上のデジタル信号を減算し、残差アナログ信号を抽出する。アナログ信号はその後、合成フィルター３４１と加算器３３９を用いて残差アナログ信号から合成される。合成フィルター３４１の係数は送信された線形予測係数から得られる。
【００２１】
図３の実施例では、送信器の構造は低いオーダーの予測を組み込むように変更され、受信器の構造は図１に開示された構造と共に、合成フィルター３４１と加算器３３９とを組み込んであり、残差信号からアナログ信号を復元する。図２の実施例の長所は、図３の実施例でのそれらと共に、図２の受信器の構造と図３の送信器３０１を利用して実現される。本発明のこの実施例は、参照番号４００により指定され、図４に示される。この実施例における送信器の動作は、図３を参照して既に説明した。受信器４０１はその動作を図２と関連して説明した受信器２１０を含んでいる。実施例４００の受信器２１０の出力は残差信号であり、その信号から合成フィルター３４１と加算器３３９を用いて図３と関連して説明したのと同様にしてアナログ信号が合成される。
【００２２】
本発明を実施例と関連して説明したが、他の構成も当業者には明らかであろうことに勿論注意すべきである。例えば、開示された実施例がディスクリートな装置を利用しているが、これらの装置は１以上の適切にプログラムされたプロセッサ、特定目的集積回路、デジタルプロセッサ、あるいはこれらの装置のアナログあるいはハイブリッド構成を用いて実現されても良い。あるいは、例えば、実施例では、一対のアナログ信号成分がアナログ信号のために形成され、一対のデジタル信号成分がデジタル信号のために形成されているが、他の構成も可能である。即ち本発明は、また、単一アナログ信号が単一デジタル信号に重畳される場合にも適用可能である。あるいは、例えば、実施例では、アナログ信号とデジタル信号の各重畳信号が直角関連搬送波信号の振幅を変調したが、そのような搬送波信号の使用が良く知られた搬送話変調フォーマットの使用により除去されても良い。実際、本発明は１以上のアナログ信号が、搬送波信号を使用してあるいは使用することなく同じ数のデジタル信号に重畳されるアプリケーションに適用可能である。最後に、実施例は受信信号に関し、その受信信号はアナログ信号サンプルとデジタル信号サンプルを含み、アナログ信号サンプルの各々は異なるデジタル信号サンプルに重畳されているが、アナログ信号サンプルの各々はデジタル信号サンプルに重畳される前に量子化されても良いことが認識される。更に、各量子化アナログ信号サンプルはデジタル信号サンプルに重畳される前に符号化されても良い。従って、本発明はデジタル信号上へのアナログ信号の重畳に制限されず、他の器式の信号の重畳、例えば、デジタル信号サンプル上への他のデジタル信号サンプルの重畳にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】線形予測が受信器で利用されるだけの、本発明による第一の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図２】線形予測が受信器で利用されるだけの、本発明による第２の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図３】図１の実施例が送信器に線形予測を組み込むように変更された、本発明による第三の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図４】図２の実施例が送信器に線形予測を組み込むように変更された、本発明による第四の実施例を示すブロックダイアグラムである。
【図５】図１から４のデータ検出器１３５と２１３の一実施例のブロックダイアグラムである。
【図６】図１から４のデータ検出器１３５と２１３の他の実施例２より実行される演算列を示す図である。
【図７】図１から４の予測復元回路１３３と２１２２より利用される演算列を示す図である。
【図８】図１から４のプロセッサ１３３と２１２により使用される他の演算列を示す図である。
【符号の説明】
１０１、３０１ 送信器
１０３ アナログ信号
１０４ １対２マッパー
１０７、１１１ 低域通過フィルター
１１３ デジタル信号
１１４ １対２マッパー
１１７ 直交変調器
１２０ 通信チャンネル
１０２、３０２、４０２ 受信器
１３０ 受信信号
１３１ 復調器
１３３ 受信信号からアナログ信号に対する予測係数を生成するためのプロセッサ
１３４ 予測係数
１３５、２１３ データ検出器
１３６、２１５、２１８ デジタル信号
１３７、２１９、３４０ アナログ信号
１３８ 残差信号
２１２ リード１３８上の信号から予測係数を生成するためのプロセッサ
２１６ 残差信号
３０４ 線形予測係数発生器
３０５ 解析フィルター
３０７ アナログ信号に対する予測係数
３０８ 変調器
３４１ 合成フィルター
５０２ しきい値比較器
５０３ アナログ信号評価器
Claims (10)
- 送信信号が第一と第二の信号の少なくとも１つの重畳信号を含む通信システムで使用される装置であって、
第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記送信信号中の予測係数の存在とは独立に、前記第一の信号に対する予測係数を生成するための手段と、
前記予測係数に応答して、前記送信信号から前記第一と第二の信号を復元するための手段と
を具備する装置。 - 前記復元手段は前記第一の信号の仮の推定値を復元し、前記仮の評価値は、前記第一の信号の高品質の評価値を計算するための繰り返しプロセスにおける前記第一の信号の一時的評価値である請求項１記載の装置。
- 前記予測係数生成手段は、前記送信信号が前記第一の信号を単独で含むかのように前記送信信号を処理する請求項１記載の装置。
- 前記予測係数生成手段は、
前記送信信号の自己相関係数を決定するための手段と、
これらの自己相関係数から前記予測係数を形成するための手段と
を具備する請求項１記載の装置。 - 前記予測係数生成手段は、
前記第一の信号の自己相関係数を決定するための手段と、
これらの自己相関係数から前記予測係数を形成するための手段と
を具備する請求項１記載の装置。 - 前記復元手段は、前記第二の信号の推定値を一度に１つ形成し、各推定値はある時点において前記第二の信号の値を表し、各形成された推定値は前記第二の信号の過去のあるいは将来の推定値と関係なしに形成され、前記復元手段は第二の信号の推定値のブロックを形成し、各ブロックは前記第二の信号のＮ個の推定値を含み、ここで、Ｎは予め決められた数であり、各推定値はＮ回の別々の回の前記第二の信号の推定値に対応する請求項１記載の装置。
- 送信信号が第一と第二の信号の少なくとも１つの重畳信号を含む通信システムで使用される方法であって、
第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記送信信号中の予測係数の存在とは独立に、前記第一の信号に対する予測係数を生成するステップと、
前記予測係数に応答して、前記送信信号から前記第一と第二の信号を復元するステップと
を具備する方法。 - 第一と第二の信号を受信するための手段と、前記第一の信号は前記第二の信号の値とは独立である値を有し、及び
前記第一と第二の信号の重畳信号を含む信号を送信するための手段を具備する送信器と、
前記第一と第二の信号の重畳信号に応答して、前記第一の信号に対する予測係数を生成するための手段、及び
前記予測係数に応答して、前記重畳信号から前記第一と第二の信号を復元するための手段
を具備する受信器と
を具備する通信システム。 - 送信信号が第一と第二の信号の少なくとも１つの重畳信号を含み、前記第一の信号は前記第二の信号の値とは独立である値を有する通信システムで使用される装置であって、
第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記第一の信号に対する予測係数を生成するための手段と、
前記予測係数に応答して、前記送信信号から前記第一と第二の信号を復元するための手段と
を具備する装置。 - 送信信号が第一と第二の信号の少なくとも１つの重畳信号を含み、前記第一の信号は前記第二の信号の値とは独立である値を有する通信システムで使用される方法であって、
第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記第一の信号に対する予測係数を生成するステップと、
前記送信信号と前記生成された予測係数に応答して、前記第一と第二の信号を復元するステップと
を具備する方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/236,601 US5550859A (en) | 1994-04-29 | 1994-04-29 | Recovering analog and digital signals from superimposed analog and digital signals using linear prediction |
| US236601 | 2002-09-05 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH089068A JPH089068A (ja) | 1996-01-12 |
| JP3694059B2 true JP3694059B2 (ja) | 2005-09-14 |
Family
ID=22890173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10450195A Expired - Lifetime JP3694059B2 (ja) | 1994-04-29 | 1995-04-28 | 線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5550859A (ja) |
| EP (1) | EP0680169B1 (ja) |
| JP (1) | JP3694059B2 (ja) |
| KR (1) | KR100335696B1 (ja) |
| CN (1) | CN1122075A (ja) |
| CA (1) | CA2145571C (ja) |
| DE (1) | DE69533950T2 (ja) |
| IL (1) | IL113463A0 (ja) |
| TW (1) | TW260851B (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5684834A (en) * | 1993-06-14 | 1997-11-04 | Paradyne Corporation | Simultaneous analog and digital communication using fractional rate encoding |
| WO2000069100A1 (en) * | 1999-05-06 | 2000-11-16 | Massachusetts Institute Of Technology | In-band on-channel system and method for bit-rate reduction of the digital signal by utilising properties of the analog signal |
| US7147633B2 (en) * | 1999-06-02 | 2006-12-12 | Boston Scientific Scimed, Inc. | Method and apparatus for treatment of atrial fibrillation |
| US6285861B1 (en) * | 1999-06-14 | 2001-09-04 | Qualcomm Incorporated | Receiving station with interference signal suppression |
| DE19962760A1 (de) | 1999-12-23 | 2001-06-28 | Rohde & Schwarz | Anordnung zum Erzeugen eines analogen I/Q-Signals aus zwei oder mehreren Datenströmen |
| US7225135B2 (en) * | 2002-04-05 | 2007-05-29 | Lectrosonics, Inc. | Signal-predictive audio transmission system |
| CN109979471B (zh) * | 2013-07-18 | 2022-12-02 | 日本电信电话株式会社 | 线性预测分析装置、线性预测分析方法以及记录介质 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0070949B1 (fr) * | 1981-07-28 | 1986-05-07 | International Business Machines Corporation | Procédé de transmission voix et données numériques et dispositif de mise en oeuvre dudit procédé |
| US4512013A (en) * | 1983-04-11 | 1985-04-16 | At&T Bell Laboratories | Simultaneous transmission of speech and data over an analog channel |
| US5347305A (en) * | 1990-02-21 | 1994-09-13 | Alkanox Corporation | Video telephone system |
| DE69126940T2 (de) * | 1990-05-14 | 1998-02-05 | Eastman Kodak Co | Blockadaptive lineare prädiktionskodierung mit adaptiver verstärkung und vorspannung |
| US5231494A (en) * | 1991-10-08 | 1993-07-27 | General Instrument Corporation | Selection of compressed television signals from single channel allocation based on viewer characteristics |
| DE69332849T2 (de) * | 1992-01-14 | 2003-12-18 | Fujitsu Ltd | Gleichzeitige Übertragung von Daten und analogen Sprachbandsignalen |
| US5440585A (en) * | 1993-06-14 | 1995-08-08 | At&T Corp. | Applications of simultaneous analog and digital communication |
-
1994
- 1994-04-29 US US08/236,601 patent/US5550859A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-03-27 CA CA002145571A patent/CA2145571C/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-19 EP EP95302584A patent/EP0680169B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-19 DE DE69533950T patent/DE69533950T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-24 IL IL11346395A patent/IL113463A0/xx unknown
- 1995-04-27 CN CN95105056A patent/CN1122075A/zh active Pending
- 1995-04-28 KR KR1019950010256A patent/KR100335696B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1995-04-28 JP JP10450195A patent/JP3694059B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-28 TW TW084104246A patent/TW260851B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR950035231A (ko) | 1995-12-30 |
| EP0680169B1 (en) | 2005-01-26 |
| EP0680169A3 (en) | 1999-08-11 |
| DE69533950T2 (de) | 2006-03-30 |
| CA2145571C (en) | 1999-08-03 |
| US5550859A (en) | 1996-08-27 |
| EP0680169A2 (en) | 1995-11-02 |
| CA2145571A1 (en) | 1995-10-30 |
| CN1122075A (zh) | 1996-05-08 |
| KR100335696B1 (ko) | 2002-09-12 |
| JPH089068A (ja) | 1996-01-12 |
| DE69533950D1 (de) | 2005-03-03 |
| IL113463A0 (en) | 1995-07-31 |
| TW260851B (en) | 1995-10-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6240282B1 (en) | Apparatus for performing non-linear signal classification in a communications system | |
| US5638408A (en) | Variable transmission bit rate discrimination method and apparatus | |
| JP2520535B2 (ja) | Ｃｄｍａスペクトル拡散無線伝送システムにおける無線信号の受信装置 | |
| US6539357B1 (en) | Technique for parametric coding of a signal containing information | |
| US20050250466A1 (en) | Method and apparatus for improving MLSE in the presence of co-channel interferer for GSM/GPRS systems | |
| JPH07508393A (ja) | 量子化コヒーレントｒａｋｅ（収集）受信機 | |
| WO2000022745A1 (en) | Method and apparatus for embedding auxiliary data in primary data signal using frequency and time domain processing | |
| WO1998037641A1 (en) | Cross-term compensation power adjustment of embedded auxiliary data in a primary data signal | |
| US6889183B1 (en) | Apparatus and method of regenerating a lost audio segment | |
| JP2858573B1 (ja) | スペクトラム拡散受信装置 | |
| RU2411646C2 (ru) | Эквалайзер с решающей обратной связью для сигналов, мультиплексированных с кодовым уплотнением | |
| US20040022335A1 (en) | Apparatus and methods for suppression of interference among disparately-modulated signals | |
| JP3694059B2 (ja) | 線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元 | |
| US7003029B2 (en) | Method and device for equalizing and decoding a data signal | |
| JPH0728319B2 (ja) | 位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法 | |
| CN112565132B (zh) | 基于混沌成型滤波和相互校验的差分混沌键控方法 | |
| EP1035681B1 (en) | Method for interference cancellation | |
| JP3638107B2 (ja) | スペクトル拡散信号復調装置 | |
| JP3217947B2 (ja) | 通信方法及び装置 | |
| JP2002135343A (ja) | 無線受信機ａｍ−ｍｓｋ処理技術 | |
| EP1757051A1 (en) | Apparatus and method for iteratively estimating a channel transfer function | |
| CN112039613B (zh) | 一种非对称pcma混合信号的处理方法及装置 | |
| JP2000078108A (ja) | Ｃｄｍａマルチユーザ型干渉キャンセラ | |
| JP3575440B2 (ja) | 符号推定装置及び符号推定方法 | |
| US20010040927A1 (en) | Adaptive differential pulse code modulation system and method utilizing whitening filter for updating of predictor coefficients |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20040106 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20040114 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040406 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050601 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050623 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090701 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100701 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100701 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110701 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120701 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130701 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |