JPH089068A - 線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元 - Google Patents
線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元Info
- Publication number
- JPH089068A JPH089068A JP7104501A JP10450195A JPH089068A JP H089068 A JPH089068 A JP H089068A JP 7104501 A JP7104501 A JP 7104501A JP 10450195 A JP10450195 A JP 10450195A JP H089068 A JPH089068 A JP H089068A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- prediction coefficient
- evaluation value
- coefficient
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/04—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different amplitudes or polarities, e.g. quadriplex
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 一方の信号が他方の信号に重畳された通信か
らのデジタル信号とアナログ信号の復元を線形予測技術
を利用して改善する。 【構成】 アナログ信号に対する予測係数が受信信号か
ら生成される。これらの係数は受信信号からアナログ信
号とデジタル信号を復元するために使用される。さらに
復元されたアナログ信号がアナログ信号の仮の評価値で
あると考えられ、この仮のアナログ信号評価値に対する
予測係数が形成され、アナログ信号とデジタル信号の最
終的評価値を生成するために使用される。また予測係数
は受信器に送信され、デジタル信号に重畳されたアナロ
グ信号は残差アナログ信号であり、それに対する予測係
数は送信された予測係数に関係なく生成される。これら
の予測係数はデジタル信号と残差アナログ信号を復元す
るために使用される。残差アナログ信号はアナログ信号
を変換するための送信予測係数を用いて処理される。
らのデジタル信号とアナログ信号の復元を線形予測技術
を利用して改善する。 【構成】 アナログ信号に対する予測係数が受信信号か
ら生成される。これらの係数は受信信号からアナログ信
号とデジタル信号を復元するために使用される。さらに
復元されたアナログ信号がアナログ信号の仮の評価値で
あると考えられ、この仮のアナログ信号評価値に対する
予測係数が形成され、アナログ信号とデジタル信号の最
終的評価値を生成するために使用される。また予測係数
は受信器に送信され、デジタル信号に重畳されたアナロ
グ信号は残差アナログ信号であり、それに対する予測係
数は送信された予測係数に関係なく生成される。これら
の予測係数はデジタル信号と残差アナログ信号を復元す
るために使用される。残差アナログ信号はアナログ信号
を変換するための送信予測係数を用いて処理される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、データ通信に関し、特
に一方の信号が他方の信号に重畳された通信からのデジ
タル信号とアナログ信号の復元を改善するために、予測
技術を利用する技術に関する。
に一方の信号が他方の信号に重畳された通信からのデジ
タル信号とアナログ信号の復元を改善するために、予測
技術を利用する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】バンド制限チャンネルの情報搬送容量を
増加させる努力において、アナログ信号、例えば音声信
号とデジタルデータ信号が単一のチャンネルで同時に通
信できるようにする技術が開発されてきている。統計的
多重化として知られているこの技術を達成するような構
成の１つは、データを送信するためにアナログ音声信号
の沈黙部分を利用している。統計的多重化と関連してい
くつかの欠点が存在する。１つには、移動体通信システ
ムのような環境では沈黙検出において背景ノイズが重要
であるという問題がある。他には、アナログ音声信号の
質がこの信号の始まりと終了時にクリッピングのため低
下する。更に他に、送信データにより経験されるデータ
スループットと遅延量が可変であるということである。
時分割多重化あるいは周波数分割多重化は、単一チャン
ネルで同時音声・データ通信能力を提供するために使用
されている。周波数共有では、多くのアプリケーション
において使用可能なバンド幅の分割のため低データレー
ト及び／低い音声品質となる。時間共有技術では、９．
６から１９．２キロビット／秒のデータレートがデジタ
ル化音声と共に送信される。音声／データの割り当てを
変えることにより、低い品質の音声と高いデータレート
から高い品質の音声と低いデータレートまでの範囲の種
々の結果が可能である。
増加させる努力において、アナログ信号、例えば音声信
号とデジタルデータ信号が単一のチャンネルで同時に通
信できるようにする技術が開発されてきている。統計的
多重化として知られているこの技術を達成するような構
成の１つは、データを送信するためにアナログ音声信号
の沈黙部分を利用している。統計的多重化と関連してい
くつかの欠点が存在する。１つには、移動体通信システ
ムのような環境では沈黙検出において背景ノイズが重要
であるという問題がある。他には、アナログ音声信号の
質がこの信号の始まりと終了時にクリッピングのため低
下する。更に他に、送信データにより経験されるデータ
スループットと遅延量が可変であるということである。
時分割多重化あるいは周波数分割多重化は、単一チャン
ネルで同時音声・データ通信能力を提供するために使用
されている。周波数共有では、多くのアプリケーション
において使用可能なバンド幅の分割のため低データレー
ト及び／低い音声品質となる。時間共有技術では、９．
６から１９．２キロビット／秒のデータレートがデジタ
ル化音声と共に送信される。音声／データの割り当てを
変えることにより、低い品質の音声と高いデータレート
から高い品質の音声と低いデータレートまでの範囲の種
々の結果が可能である。
【０００３】時分割多重化された音声信号とデータ信号
を実現するために標準的な音声コードとモデムが利用さ
れるが、実現するためのコストがアプリケーションによ
っては望ましいコストを越えてしまう場合がある。
を実現するために標準的な音声コードとモデムが利用さ
れるが、実現するためのコストがアプリケーションによ
っては望ましいコストを越えてしまう場合がある。
【０００４】更に最近では、１９９３年６月１４日に出
願され、本願の譲受人に譲渡された”同時アナログデジ
タル通信”という名称の米国特許出願（引用によりここ
に取り込まれる）に、その振幅がデジタルデータで変調
される直角アナログ搬送波信号上に音声信号が重畳され
る技術が開示されている。この出願には更に、送信器と
受信器の両方で線形予測を使用して音声信号とデータ信
号の復元を改善することが開示されている。送信器で線
形予測を使用するためには、予測係数が受信器に送信さ
れるべきことが必要である。そのような係数送信は使用
可能なバンド幅を減少させる。係数送信のために必要な
バンド幅は低いオーダーの線形予測手法を利用すること
で減らすことができるが、そのような手法は線形予測で
得られる音声信号とデータ信号の復元時の長所を減ら
す。結果として、ユーザーは、データ音声復元プロセス
を最大化することと、音声データ信号の送信で使用可能
なバンド幅を減少させることと、あるいは、音声データ
の復元プロセスの正確さを減少させるがバンド幅を最大
化することの板挟みとなる。一方の信号が他方に重畳さ
れる音声信号とデータ信号の送信技術が使用の広がりを
見せるので、線形予測における信号復元の際の長所を提
供しながら、送信器から受信器に予測係数の通信を必要
としないようなアプリケーションに対する技術が開発さ
れることが望まれている。
願され、本願の譲受人に譲渡された”同時アナログデジ
タル通信”という名称の米国特許出願（引用によりここ
に取り込まれる）に、その振幅がデジタルデータで変調
される直角アナログ搬送波信号上に音声信号が重畳され
る技術が開示されている。この出願には更に、送信器と
受信器の両方で線形予測を使用して音声信号とデータ信
号の復元を改善することが開示されている。送信器で線
形予測を使用するためには、予測係数が受信器に送信さ
れるべきことが必要である。そのような係数送信は使用
可能なバンド幅を減少させる。係数送信のために必要な
バンド幅は低いオーダーの線形予測手法を利用すること
で減らすことができるが、そのような手法は線形予測で
得られる音声信号とデータ信号の復元時の長所を減ら
す。結果として、ユーザーは、データ音声復元プロセス
を最大化することと、音声データ信号の送信で使用可能
なバンド幅を減少させることと、あるいは、音声データ
の復元プロセスの正確さを減少させるがバンド幅を最大
化することの板挟みとなる。一方の信号が他方に重畳さ
れる音声信号とデータ信号の送信技術が使用の広がりを
見せるので、線形予測における信号復元の際の長所を提
供しながら、送信器から受信器に予測係数の通信を必要
としないようなアプリケーションに対する技術が開発さ
れることが望まれている。
【０００５】
【発明の概要】広くいえば、本発明は、一対の信号の重
畳信号を含む送信信号中の各信号の復元を改善するため
に受信器に線形予測を使用することに関する。この復元
は送信信号を受信し、それに応答して一対の信号の一方
の信号に対する予測係数を生成することにより達成され
る。これらの係数は、一対の信号の各信号を復元するた
めに使用される。本発明は種々の形式の重畳信号に適用
でき、送信器での線形予測の使用を必要としないという
長所がある。
畳信号を含む送信信号中の各信号の復元を改善するため
に受信器に線形予測を使用することに関する。この復元
は送信信号を受信し、それに応答して一対の信号の一方
の信号に対する予測係数を生成することにより達成され
る。これらの係数は、一対の信号の各信号を復元するた
めに使用される。本発明は種々の形式の重畳信号に適用
でき、送信器での線形予測の使用を必要としないという
長所がある。
【０００６】実施例では、送信信号は、デジタル信号の
上に重畳されたアナログ信号を含む。第一の実施例によ
れば、アナログ信号に対する予測係数は受信信号から生
成される。これらの係数は受信信号からアナログ信号と
デジタル信号を復元するために使用される。本発明の第
二の実施例では、第一の実施例に従って復元されたアナ
ログ信号がアナログ信号の仮の評価値であると考えら
れ、この仮のアナログ信号評価値に対する予測係数がア
ナログ信号とデジタル信号の最終的評価値を生成するた
めに使用される。更に他の実施例では、予測係数は受信
器に送信され、デジタル信号に重畳されたアナログ信号
は残差アナログ信号(residual analog signal)であると
される。これらの他の実施例では、残差アナログ信号に
対する予測係数は送信された予測係数に関係なく受信信
号から生成される。これらの予測係数はデジタル信号と
残差アナログ信号を復元するために使用される。残差ア
ナログ信号はアナログ信号を変換するための送信予測係
数を用いて処理される。アナログ信号に対する予測係数
を生成するためのいくつかの技術が開示されている。そ
のような技術は、受信信号を純粋なアナログ信号として
処理することと、受信信号の自己相関係数を決定してア
ナログ信号に対する予測係数を生成するためのこれらの
係数を使用することと、及びアナログ信号の自己相関係
数を決定してこれらの自己相関係数を使用してアナログ
信号に対する予測係数を生成することを含んでいる。
上に重畳されたアナログ信号を含む。第一の実施例によ
れば、アナログ信号に対する予測係数は受信信号から生
成される。これらの係数は受信信号からアナログ信号と
デジタル信号を復元するために使用される。本発明の第
二の実施例では、第一の実施例に従って復元されたアナ
ログ信号がアナログ信号の仮の評価値であると考えら
れ、この仮のアナログ信号評価値に対する予測係数がア
ナログ信号とデジタル信号の最終的評価値を生成するた
めに使用される。更に他の実施例では、予測係数は受信
器に送信され、デジタル信号に重畳されたアナログ信号
は残差アナログ信号(residual analog signal)であると
される。これらの他の実施例では、残差アナログ信号に
対する予測係数は送信された予測係数に関係なく受信信
号から生成される。これらの予測係数はデジタル信号と
残差アナログ信号を復元するために使用される。残差ア
ナログ信号はアナログ信号を変換するための送信予測係
数を用いて処理される。アナログ信号に対する予測係数
を生成するためのいくつかの技術が開示されている。そ
のような技術は、受信信号を純粋なアナログ信号として
処理することと、受信信号の自己相関係数を決定してア
ナログ信号に対する予測係数を生成するためのこれらの
係数を使用することと、及びアナログ信号の自己相関係
数を決定してこれらの自己相関係数を使用してアナログ
信号に対する予測係数を生成することを含んでいる。
【０００７】
【実施例】図１に示される通信システム１００におい
て、アナログ信号とデジタル信号はアナログ信号をデジ
タル信号に重畳することにより同時に送信される。以下
に説明する実施例において、アナログ信号は音声信号で
あり、デジタル信号はデータを表すバイナリー信号であ
る。また、以下に説明する実施例において、アナログ信
号の値はデジタル信号の値とは独立である。あるいは、
他の方法を見ると、受信器内で予測計数が、この信号が
予測計数を含むか否かにかかわらず、受信信号から発生
される。また、勿論、他の形式のアナログ信号とデジタ
ル信号が利用可能であることは理解できよう。図に示す
ように、リード１１３上のデジタル信号サンプルは１対
２マッパー１１４によりリード１１５と１１６上の同相
成分信号と直角成分信号にマッピングされる。同様に、
リード１０３上のアナログ信号サンプルは１対２マッパ
ー１０４を用いてリード１０５と１０６上の同相成分信
号と直角成分信号に変換される。加算器１１２は同相成
分信号を合計し、加算器１１７は直角成分信号を合計す
る。これら加算器の出力は低域通過フィルター１１７と
１０７によりフィルターされる。これらフィルターされ
た出力の各々は、掛け算器１０９と１１０を用いて一対
の直角関係搬送波信号の一方の振幅を変調する。合計器
１０８はその後、これらの変調された搬送波信号を通信
チャンネル１２０を通して送信する前に合計する。受信
器では、受信信号１３０は復調器１３１を用いてコヒー
レントに復調される。復調受信信号は、アナログ成分と
デジタル成分を含めて、受信信号からアナログ信号の予
測計数を抽出するために、プロセッサ１３３により使用
される。これらの予測計数を抽出する方法は後で説明す
る。リード１３２上の復調受信信号と、リード１３４上
の予測計数はデジタル信号サンプルを検出するためにデ
ータ検出器１３５により使用される。検出に続いて、加
算器１３７はリード１３２上の受信信号からリード１３
６上のデジタル信号を減算してリード１３８上にアナロ
グ信号サンプルを生成する。
て、アナログ信号とデジタル信号はアナログ信号をデジ
タル信号に重畳することにより同時に送信される。以下
に説明する実施例において、アナログ信号は音声信号で
あり、デジタル信号はデータを表すバイナリー信号であ
る。また、以下に説明する実施例において、アナログ信
号の値はデジタル信号の値とは独立である。あるいは、
他の方法を見ると、受信器内で予測計数が、この信号が
予測計数を含むか否かにかかわらず、受信信号から発生
される。また、勿論、他の形式のアナログ信号とデジタ
ル信号が利用可能であることは理解できよう。図に示す
ように、リード１１３上のデジタル信号サンプルは１対
２マッパー１１４によりリード１１５と１１６上の同相
成分信号と直角成分信号にマッピングされる。同様に、
リード１０３上のアナログ信号サンプルは１対２マッパ
ー１０４を用いてリード１０５と１０６上の同相成分信
号と直角成分信号に変換される。加算器１１２は同相成
分信号を合計し、加算器１１７は直角成分信号を合計す
る。これら加算器の出力は低域通過フィルター１１７と
１０７によりフィルターされる。これらフィルターされ
た出力の各々は、掛け算器１０９と１１０を用いて一対
の直角関係搬送波信号の一方の振幅を変調する。合計器
１０８はその後、これらの変調された搬送波信号を通信
チャンネル１２０を通して送信する前に合計する。受信
器では、受信信号１３０は復調器１３１を用いてコヒー
レントに復調される。復調受信信号は、アナログ成分と
デジタル成分を含めて、受信信号からアナログ信号の予
測計数を抽出するために、プロセッサ１３３により使用
される。これらの予測計数を抽出する方法は後で説明す
る。リード１３２上の復調受信信号と、リード１３４上
の予測計数はデジタル信号サンプルを検出するためにデ
ータ検出器１３５により使用される。検出に続いて、加
算器１３７はリード１３２上の受信信号からリード１３
６上のデジタル信号を減算してリード１３８上にアナロ
グ信号サンプルを生成する。
【０００８】初めに、予測計数の評価値を形成すること
ができれば、アナログ信号とデジタル信号が復元できる
ことが認識されるべきである。特に、通信チャンネル内
のノイズの大きさが受信信号よりはるかに小さいと仮定
すると（これは典型的な場合である）、サンプリング期
間Ｋでリード１３２上に現れる受信信号γkは、 γk＝ｄk＋ｓk （１） で与えられる。
ができれば、アナログ信号とデジタル信号が復元できる
ことが認識されるべきである。特に、通信チャンネル内
のノイズの大きさが受信信号よりはるかに小さいと仮定
すると（これは典型的な場合である）、サンプリング期
間Ｋでリード１３２上に現れる受信信号γkは、 γk＝ｄk＋ｓk （１） で与えられる。
【０００９】式（１）で、ｄk はｋ番目のサンプリング
期間での送信されたデジタル信号サンプルであり、ｓk
は送信されたアナログ信号サンプルである。
期間での送信されたデジタル信号サンプルであり、ｓk
は送信されたアナログ信号サンプルである。
【外１】 ここで、各ｐi は異なるアナログ信号サンプルに対する
予測計数である。期間Ｐは予測オーダーと一般に呼ばれ
る予め決められた整数である。一般に、Ｐが大きくなる
につれて、予測はより正確となる。どのサンプリング期
間でも評価エラーｅk は式（３）で表すことができる。
予測計数である。期間Ｐは予測オーダーと一般に呼ばれ
る予め決められた整数である。一般に、Ｐが大きくなる
につれて、予測はより正確となる。どのサンプリング期
間でも評価エラーｅk は式（３）で表すことができる。
【数１】 式（１）を用いて、式（２）は式（４）のように書き直
すことができる。
すことができる。
【数２】
【外２】
【００１０】図５は、図１に示されるデータ検出器１３
５内で式（５）を実行する回路を示すブロックダイアグ
ラムである。
５内で式（５）を実行する回路を示すブロックダイアグ
ラムである。
【外３】
【００１１】この評価値が、合計器５０１によりリード
１３２に現れる現在の受信信号サンプルから減算され、
ｋ番目のサンプリング期間におけるデジタル信号サンプ
ルの評価値を生む。
１３２に現れる現在の受信信号サンプルから減算され、
ｋ番目のサンプリング期間におけるデジタル信号サンプ
ルの評価値を生む。
【外４】 図１のデータ検出器１３５の構造はデータ検出器２１３
内で利用される。後者の検出器は図２と４に示される本
発明の実施例内に組み込まれており、それは後で詳細に
説明する。
内で利用される。後者の検出器は図２と４に示される本
発明の実施例内に組み込まれており、それは後で詳細に
説明する。
【００１２】
【外５】 しかしながら、実際のアプリケーションでは、ノイズが
存在し、ｋ番目のサンプリング期間においてアナログ信
号とデジタル信号の評価値は幾分不正確となる。更に、
各サンプルの予測プロセスは過去Ｐのサンプルの関数で
ある。ここで、Ｐは予測オーダーである。結果的に、式
（５）の使用は各サンプリング期間におけるデジタル信
号の評価値が以前の評価値と将来の評価値に関係なしに
決定されるという点で次善である。よりよいプロセス
は、一度にブロックでデジタル信号の評価値を計算する
ことであり、ここで、各ブロックはＮ個の連続するデジ
タル信号サンプルを含み、各評価値はＮ個の連続サンプ
リング時の内の別々のものに対応する。ＮはＰより大き
い予め決められた整数である。どんなデジタル通信シス
テムでも、サイズＮの異なるブロック数が可能である。
例えば、バイナリシステムでは、サイズＮの２Ｎ個の異
なるブロックが存在する。予め決められた基準を用い
て、サイズＮの可能なブロックの各々とこれらのブロッ
クの内の選ばれたものを調べる。
存在し、ｋ番目のサンプリング期間においてアナログ信
号とデジタル信号の評価値は幾分不正確となる。更に、
各サンプルの予測プロセスは過去Ｐのサンプルの関数で
ある。ここで、Ｐは予測オーダーである。結果的に、式
（５）の使用は各サンプリング期間におけるデジタル信
号の評価値が以前の評価値と将来の評価値に関係なしに
決定されるという点で次善である。よりよいプロセス
は、一度にブロックでデジタル信号の評価値を計算する
ことであり、ここで、各ブロックはＮ個の連続するデジ
タル信号サンプルを含み、各評価値はＮ個の連続サンプ
リング時の内の別々のものに対応する。ＮはＰより大き
い予め決められた整数である。どんなデジタル通信シス
テムでも、サイズＮの異なるブロック数が可能である。
例えば、バイナリシステムでは、サイズＮの２Ｎ個の異
なるブロックが存在する。予め決められた基準を用い
て、サイズＮの可能なブロックの各々とこれらのブロッ
クの内の選ばれたものを調べる。
【外６】
【００１３】図６を参照して、それは最小自乗基準を用
いて最適なＮ個の連続するデジタル信号サンプル評価値
を形成するために実行される演算列６００を示してい
る。ステップ６０１で、Ｎ連続サンプルに対する全ての
可能な送信デジタル信号サンプル列の組が形成される。
その組の各列に対して、ステップ６０２で、式（６）に
より与えられる自乗エラーが計算される。ステップ６０
３で、最も低い自乗エラーを持つデジタル信号サンプル
列が選択される。この排他的計算手順は良く知られた技
術を用いてビタービ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムで
効率よく実行される。例えば、”シンボル間干渉の存在
時におけるデジタル列の最優度列の評価”（ＩＥＥＥト
ランザクションオンインフォメーションセオリ、巻ＩＴ
−１８，３６３−３７８頁、１９７２年、５月）を参
照。あるいは、ビタービアルゴリズムの多数のまた良く
知られた変形例の何れも利用できる。何れの場合も、演
算列６００はマイクロプロセッサを用いてデータ検出器
１３５と２１３内で容易に実行できる。
いて最適なＮ個の連続するデジタル信号サンプル評価値
を形成するために実行される演算列６００を示してい
る。ステップ６０１で、Ｎ連続サンプルに対する全ての
可能な送信デジタル信号サンプル列の組が形成される。
その組の各列に対して、ステップ６０２で、式（６）に
より与えられる自乗エラーが計算される。ステップ６０
３で、最も低い自乗エラーを持つデジタル信号サンプル
列が選択される。この排他的計算手順は良く知られた技
術を用いてビタービ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムで
効率よく実行される。例えば、”シンボル間干渉の存在
時におけるデジタル列の最優度列の評価”（ＩＥＥＥト
ランザクションオンインフォメーションセオリ、巻ＩＴ
−１８，３６３−３７８頁、１９７２年、５月）を参
照。あるいは、ビタービアルゴリズムの多数のまた良く
知られた変形例の何れも利用できる。何れの場合も、演
算列６００はマイクロプロセッサを用いてデータ検出器
１３５と２１３内で容易に実行できる。
【００１４】ここまで、アナログ信号の予測計数は受信
信号から何とか抽出でき、これらの計数が与えられる
と、アナログ信号とデジタル信号が受信信号からどのよ
うにして復元されるかに焦点を当てて説明してきた。次
にアナログ信号に対する予測計数を生成するための技術
に議論の焦点を移す。デジタル信号がないとき、受信信
号はアナログ信号だけである。音声のようなアナログ信
号から予測計数を評価することは良く知られている。こ
こで、
信号から何とか抽出でき、これらの計数が与えられる
と、アナログ信号とデジタル信号が受信信号からどのよ
うにして復元されるかに焦点を当てて説明してきた。次
にアナログ信号に対する予測計数を生成するための技術
に議論の焦点を移す。デジタル信号がないとき、受信信
号はアナログ信号だけである。音声のようなアナログ信
号から予測計数を評価することは良く知られている。こ
こで、
【数３】 を最小にする計数［ｐ1 ，．．．，ｐp ］を探す。ここ
で、Ｅは予想演算子である。予測計数を拡張し解くと
で、Ｅは予想演算子である。予測計数を拡張し解くと
【数４】 となる。
【００１５】ここで、Ｒj,s は受信アナログ信号ｓのｊ
番目の自己相関係数である。良く知られているように、
自己相関係数は信号、ここで、第一のものから広くかけ
離れた第二の時間に関して第一の時間でのアナログ信号
の値を反映する。２つの広くかけ離れた時間におけるこ
の信号値が時間と共に変わるので、平均化プロセスが使
用される。受信アナログ信号の自己相関係数は以下のよ
うに表すことができる。
番目の自己相関係数である。良く知られているように、
自己相関係数は信号、ここで、第一のものから広くかけ
離れた第二の時間に関して第一の時間でのアナログ信号
の値を反映する。２つの広くかけ離れた時間におけるこ
の信号値が時間と共に変わるので、平均化プロセスが使
用される。受信アナログ信号の自己相関係数は以下のよ
うに表すことができる。
【数５】 デジタル信号が存在する場合には、式（１１）は以下の
ように変形される。他の技術によれば、デジタル信号の
存在は無視され、受信信号はアナログ信号だけであると
仮定する。受信信号Ｒj,r の自己相関係数は、式（１
１）中のｓj とｓj+k をｒとｒj+k で置換することによ
り得られ、この式は以下のように変形される。
ように変形される。他の技術によれば、デジタル信号の
存在は無視され、受信信号はアナログ信号だけであると
仮定する。受信信号Ｒj,r の自己相関係数は、式（１
１）中のｓj とｓj+k をｒとｒj+k で置換することによ
り得られ、この式は以下のように変形される。
【数６】
【００１６】図７は図１のプロセッサ１３３で実行され
る予測計数を生成する演算列７００を示している。図７
に示すように、ステップ７０１で、式（１２）を用い
て、受信信号Ｒ0,r ，．．．，ＲP,r に対する自己相関
係数の組を計算する。これらの自己相関係数を用いる
と、予測計数はアナログ信号”ｓ”に代えて受信信号”
ｒ”を代入することにより行列の式（１０）から導かれ
る行列の式を解くことにより決定できる。この導かれた
行列の式は、
る予測計数を生成する演算列７００を示している。図７
に示すように、ステップ７０１で、式（１２）を用い
て、受信信号Ｒ0,r ，．．．，ＲP,r に対する自己相関
係数の組を計算する。これらの自己相関係数を用いる
と、予測計数はアナログ信号”ｓ”に代えて受信信号”
ｒ”を代入することにより行列の式（１０）から導かれ
る行列の式を解くことにより決定できる。この導かれた
行列の式は、
【数７】 である。
【００１７】この技術は、デジタル信号のパワーがアナ
ログ信号の振幅のオーダーである、あるいはパワーより
大きいとき有効である。不幸にも、デジタル信号のパワ
ーが増加を始めるとき自己相関係数は増加的にバイアス
されることになり、その性能の低下を観察した。予測計
数を生成する他の技術は、バイアスを除くことによりこ
の性能の低下を軽減する。バイアスの除去はアナログ信
号の自己相関係数を評価するため受信信号の自己相関係
数からデジタル信号の自己相関係数を減算することによ
り達成される。デジタル信号がランダムであると仮定す
ると（これは典型的な場合である）、デジタル信号の自
己相関係数の評価は一度なされる必要があるに過ぎな
い。デジタル信号の自己相関係数は、一般にチャンネル
符号化と変調フォーマットの関数である。これらの係数
は、特定のアプリケーションでは前もって決定でき、そ
の係数値は後で使用するために格納される。デジタル信
号の自己相関係数Ｒj,d は以下のように表せる。
ログ信号の振幅のオーダーである、あるいはパワーより
大きいとき有効である。不幸にも、デジタル信号のパワ
ーが増加を始めるとき自己相関係数は増加的にバイアス
されることになり、その性能の低下を観察した。予測計
数を生成する他の技術は、バイアスを除くことによりこ
の性能の低下を軽減する。バイアスの除去はアナログ信
号の自己相関係数を評価するため受信信号の自己相関係
数からデジタル信号の自己相関係数を減算することによ
り達成される。デジタル信号がランダムであると仮定す
ると（これは典型的な場合である）、デジタル信号の自
己相関係数の評価は一度なされる必要があるに過ぎな
い。デジタル信号の自己相関係数は、一般にチャンネル
符号化と変調フォーマットの関数である。これらの係数
は、特定のアプリケーションでは前もって決定でき、そ
の係数値は後で使用するために格納される。デジタル信
号の自己相関係数Ｒj,d は以下のように表せる。
【数８】
【００１８】図８は、予測係数を生成するこの他の方法
においてプロセッサ１３３内で実行されるステップ列８
００を示している。最初にステップ８０１で敷き（１
２）を用いて受信信号の自己相関係数を評価する。次
に、ステップ８０２で、デジタル信号の自己相関係数を
式（１４）を用いて決定する。ステップ８０３で、ステ
ップ８０２で決定された係数がステップ８０１で決定さ
れた自己相関係数から減算される。ステップ８０４で、
式（１０）で音声信号の自己相関係数を用いて音声信号
の予測係数を決定する。この方法は予測オーダーの低い
もの、即ち１−２の予測オーダーに対して特に有効であ
ることを見いだした。しかしながら、性能はより高い予
測オーダーに対してはそれほど良くない。
においてプロセッサ１３３内で実行されるステップ列８
００を示している。最初にステップ８０１で敷き（１
２）を用いて受信信号の自己相関係数を評価する。次
に、ステップ８０２で、デジタル信号の自己相関係数を
式（１４）を用いて決定する。ステップ８０３で、ステ
ップ８０２で決定された係数がステップ８０１で決定さ
れた自己相関係数から減算される。ステップ８０４で、
式（１０）で音声信号の自己相関係数を用いて音声信号
の予測係数を決定する。この方法は予測オーダーの低い
もの、即ち１−２の予測オーダーに対して特に有効であ
ることを見いだした。しかしながら、性能はより高い予
測オーダーに対してはそれほど良くない。
【００１９】より高い予測オーダーでの上記の性能限界
を解決するために、図２に示す実施例２００が提案され
た。実施例２００の送信器部は図１のその対応物と同等
である。受信器構造２１０は、図１の受信器構造１０２
を組み込み、加えて、繰り返し技術を組み込むためモジ
ュール２１１を利用する。受信器２１０は図７と８に示
される上記の２つの他の方法のどちらも含めて、多数の
良く知られた技術を用いて受信信号から予測係数の仮の
評価値を形成する。図２を参照して、この関数はプロセ
ッサ１３３により提供される。予測係数はリード１３４
に現れ、デジタル信号の仮の評価値を形成するためにデ
ータ検出器１３５により使用される。各仮のデジタル信
号評価値は、合計器１３７によりリード１３２上の復調
受信信号から減算され、リード１３８上のアナログ信号
の仮の評価値を形成する。アナログ信号に対する予測係
数はアナログ信号の仮の評価値を”クリーンな”あるい
は純粋な音声信号として取り扱うことによりプロセッサ
２１２により決定される。プロセッサ２１２は図７に示
す演算列を実行し、新たな予測係数を評価する。これら
の新たな予測係数はデータ検出器２１３により使用さ
れ、リード２１５上にデジタル信号を形成する。加算器
２１４は、リード１３２上の受信信号からリード２１５
上のデジタル信号を減算することにより、リード２１６
上にアナログ信号の評価値を形成する。リード２１３と
２１５上のアナログ信号とデジタル信号の評価値が出力
されることが可能であるが、このプロセスを約２、３回
繰り返すことで更に改善された性能が得られることを見
いだした。２、３回以上の繰り返しでは性能はほとんど
改善されないことに注意すべきである。図２は、アナロ
グ信号とデジタル信号の評価値をプロセッサ２１２に戻
すことによりこの繰り返しプロセスを反映している。望
ましい数の繰り返し後、リード２１７上の制御信号が提
供され、リード２１４と２１５上の評価値をリード２１
９と２１８にそれぞれ結合する。
を解決するために、図２に示す実施例２００が提案され
た。実施例２００の送信器部は図１のその対応物と同等
である。受信器構造２１０は、図１の受信器構造１０２
を組み込み、加えて、繰り返し技術を組み込むためモジ
ュール２１１を利用する。受信器２１０は図７と８に示
される上記の２つの他の方法のどちらも含めて、多数の
良く知られた技術を用いて受信信号から予測係数の仮の
評価値を形成する。図２を参照して、この関数はプロセ
ッサ１３３により提供される。予測係数はリード１３４
に現れ、デジタル信号の仮の評価値を形成するためにデ
ータ検出器１３５により使用される。各仮のデジタル信
号評価値は、合計器１３７によりリード１３２上の復調
受信信号から減算され、リード１３８上のアナログ信号
の仮の評価値を形成する。アナログ信号に対する予測係
数はアナログ信号の仮の評価値を”クリーンな”あるい
は純粋な音声信号として取り扱うことによりプロセッサ
２１２により決定される。プロセッサ２１２は図７に示
す演算列を実行し、新たな予測係数を評価する。これら
の新たな予測係数はデータ検出器２１３により使用さ
れ、リード２１５上にデジタル信号を形成する。加算器
２１４は、リード１３２上の受信信号からリード２１５
上のデジタル信号を減算することにより、リード２１６
上にアナログ信号の評価値を形成する。リード２１３と
２１５上のアナログ信号とデジタル信号の評価値が出力
されることが可能であるが、このプロセスを約２、３回
繰り返すことで更に改善された性能が得られることを見
いだした。２、３回以上の繰り返しでは性能はほとんど
改善されないことに注意すべきである。図２は、アナロ
グ信号とデジタル信号の評価値をプロセッサ２１２に戻
すことによりこの繰り返しプロセスを反映している。望
ましい数の繰り返し後、リード２１７上の制御信号が提
供され、リード２１４と２１５上の評価値をリード２１
９と２１８にそれぞれ結合する。
【００２０】アナログ信号は送信器で（ゲインコントロ
ール以外）なんら処理されず送信されたと仮定する限
り、予測処理の全体は受信器でなされる。しかしなが
ら、低いオーダーの予測処理が送信器でなされ、送信ア
ナログ信号がそのアナログ信号から低いオーダーの予測
アナログ信号から減算することにより得られる残差信号
であるとすると、更によりよい性能が得られることを見
いだした。この更なる改善は実施例３００として実現さ
れ、図３に示す。図３を参照して、送信器３０１内の線
形予測係数発生器３０４は、リード１０３上のアナログ
信号から予測係数を評価し、解析フィルター３０５は予
測音声信号を形成する。加算器３０６はリード１０３上
のアナログ信号から予測アナログ信号を減算することに
より残差信号を形成する。残差アナログ信号は変調器３
０８内でデジタル信号上に重畳され、通信チャンネル１
２０上を送信される。加えて、予測係数はデジタル信号
の一部として送信される。送信器で低いオーダーの予測
係数を使用する理由は、予測係数の送信が使用可能なバ
ンド幅あるいはデータ容量の一部を使用するかである。
一般に、１０番目のオーダーの予測は、２０００ビット
／秒ほどかかり、２番目のオーダーの予測はデータ容量
の５００ビット／秒を必要とするに過ぎない。通信チャ
ンネル１２０を通しての伝搬後、受信信号は復調器１３
１により復調され、復調受信信号は残差アナログ信号と
デジタル信号を含んでいる。低いオーダーの予測だけが
送信器で使用されるので、残差信号は受信器で更に予測
され、性能を改善する。プロセッサ１３３はこの機能を
提供する。予測係数を得るためにプロセッサ１３３内で
実行される演算は、図７あるいは８を参照して述べられ
たとおりであり、アナログ残差信号がアナログ信号の代
わりに使用される。データ検出器１３５を介してのデジ
タル信号の生成に続いて、加算器１３７は受信信号から
リード１３６上のデジタル信号を減算し、残差アナログ
信号を抽出する。アナログ信号はその後、合成フィルタ
ー３４１と加算器３３９を用いて残差アナログ信号から
合成される。合成フィルター３４１の係数は送信された
線形予測係数から得られる。
ール以外）なんら処理されず送信されたと仮定する限
り、予測処理の全体は受信器でなされる。しかしなが
ら、低いオーダーの予測処理が送信器でなされ、送信ア
ナログ信号がそのアナログ信号から低いオーダーの予測
アナログ信号から減算することにより得られる残差信号
であるとすると、更によりよい性能が得られることを見
いだした。この更なる改善は実施例３００として実現さ
れ、図３に示す。図３を参照して、送信器３０１内の線
形予測係数発生器３０４は、リード１０３上のアナログ
信号から予測係数を評価し、解析フィルター３０５は予
測音声信号を形成する。加算器３０６はリード１０３上
のアナログ信号から予測アナログ信号を減算することに
より残差信号を形成する。残差アナログ信号は変調器３
０８内でデジタル信号上に重畳され、通信チャンネル１
２０上を送信される。加えて、予測係数はデジタル信号
の一部として送信される。送信器で低いオーダーの予測
係数を使用する理由は、予測係数の送信が使用可能なバ
ンド幅あるいはデータ容量の一部を使用するかである。
一般に、１０番目のオーダーの予測は、２０００ビット
／秒ほどかかり、２番目のオーダーの予測はデータ容量
の５００ビット／秒を必要とするに過ぎない。通信チャ
ンネル１２０を通しての伝搬後、受信信号は復調器１３
１により復調され、復調受信信号は残差アナログ信号と
デジタル信号を含んでいる。低いオーダーの予測だけが
送信器で使用されるので、残差信号は受信器で更に予測
され、性能を改善する。プロセッサ１３３はこの機能を
提供する。予測係数を得るためにプロセッサ１３３内で
実行される演算は、図７あるいは８を参照して述べられ
たとおりであり、アナログ残差信号がアナログ信号の代
わりに使用される。データ検出器１３５を介してのデジ
タル信号の生成に続いて、加算器１３７は受信信号から
リード１３６上のデジタル信号を減算し、残差アナログ
信号を抽出する。アナログ信号はその後、合成フィルタ
ー３４１と加算器３３９を用いて残差アナログ信号から
合成される。合成フィルター３４１の係数は送信された
線形予測係数から得られる。
【００２１】図３の実施例では、送信器の構造は低いオ
ーダーの予測を組み込むように変更され、受信器の構造
は図１に開示された構造と共に、合成フィルター３４１
と加算器３３９とを組み込んであり、残差信号からアナ
ログ信号を復元する。図２の実施例の長所は、図３の実
施例でのそれらと共に、図２の受信器の構造と図３の送
信器３０１を利用して実現される。本発明のこの実施例
は、参照番号４００により指定され、図４に示される。
この実施例における送信器の動作は、図３を参照して既
に説明した。受信器４０１はその動作を図２と関連して
説明した受信器２１０を含んでいる。実施例４００の受
信器２１０の出力は残差信号であり、その信号から合成
フィルター３４１と加算器３３９を用いて図３と関連し
て説明したのと同様にしてアナログ信号が合成される。
ーダーの予測を組み込むように変更され、受信器の構造
は図１に開示された構造と共に、合成フィルター３４１
と加算器３３９とを組み込んであり、残差信号からアナ
ログ信号を復元する。図２の実施例の長所は、図３の実
施例でのそれらと共に、図２の受信器の構造と図３の送
信器３０１を利用して実現される。本発明のこの実施例
は、参照番号４００により指定され、図４に示される。
この実施例における送信器の動作は、図３を参照して既
に説明した。受信器４０１はその動作を図２と関連して
説明した受信器２１０を含んでいる。実施例４００の受
信器２１０の出力は残差信号であり、その信号から合成
フィルター３４１と加算器３３９を用いて図３と関連し
て説明したのと同様にしてアナログ信号が合成される。
【００２２】本発明を実施例と関連して説明したが、他
の構成も当業者には明らかであろうことに勿論注意すべ
きである。例えば、開示された実施例がディスクリート
な装置を利用しているが、これらの装置は１以上の適切
にプログラムされたプロセッサ、特定目的集積回路、デ
ジタルプロセッサ、あるいはこれらの装置のアナログあ
るいはハイブリッド構成を用いて実現されても良い。あ
るいは、例えば、実施例では、一対のアナログ信号成分
がアナログ信号のために形成され、一対のデジタル信号
成分がデジタル信号のために形成されているが、他の構
成も可能である。即ち本発明は、また、単一アナログ信
号が単一デジタル信号に重畳される場合にも適用可能で
ある。あるいは、例えば、実施例では、アナログ信号と
デジタル信号の各重畳信号が直角関連搬送波信号の振幅
を変調したが、そのような搬送波信号の使用が良く知ら
れた搬送話変調フォーマットの使用により除去されても
良い。実際、本発明は１以上のアナログ信号が、搬送波
信号を使用してあるいは使用することなく同じ数のデジ
タル信号に重畳されるアプリケーションに適用可能であ
る。最後に、実施例は受信信号に関し、その受信信号は
アナログ信号サンプルとデジタル信号サンプルを含み、
アナログ信号サンプルの各々は異なるデジタル信号サン
プルに重畳されているが、アナログ信号サンプルの各々
はデジタル信号サンプルに重畳される前に量子化されて
も良いことが認識される。更に、各量子化アナログ信号
サンプルはデジタル信号サンプルに重畳される前に符号
化されても良い。従って、本発明はデジタル信号上への
アナログ信号の重畳に制限されず、他の器式の信号の重
畳、例えば、デジタル信号サンプル上への他のデジタル
信号サンプルの重畳にも適用可能である。
の構成も当業者には明らかであろうことに勿論注意すべ
きである。例えば、開示された実施例がディスクリート
な装置を利用しているが、これらの装置は１以上の適切
にプログラムされたプロセッサ、特定目的集積回路、デ
ジタルプロセッサ、あるいはこれらの装置のアナログあ
るいはハイブリッド構成を用いて実現されても良い。あ
るいは、例えば、実施例では、一対のアナログ信号成分
がアナログ信号のために形成され、一対のデジタル信号
成分がデジタル信号のために形成されているが、他の構
成も可能である。即ち本発明は、また、単一アナログ信
号が単一デジタル信号に重畳される場合にも適用可能で
ある。あるいは、例えば、実施例では、アナログ信号と
デジタル信号の各重畳信号が直角関連搬送波信号の振幅
を変調したが、そのような搬送波信号の使用が良く知ら
れた搬送話変調フォーマットの使用により除去されても
良い。実際、本発明は１以上のアナログ信号が、搬送波
信号を使用してあるいは使用することなく同じ数のデジ
タル信号に重畳されるアプリケーションに適用可能であ
る。最後に、実施例は受信信号に関し、その受信信号は
アナログ信号サンプルとデジタル信号サンプルを含み、
アナログ信号サンプルの各々は異なるデジタル信号サン
プルに重畳されているが、アナログ信号サンプルの各々
はデジタル信号サンプルに重畳される前に量子化されて
も良いことが認識される。更に、各量子化アナログ信号
サンプルはデジタル信号サンプルに重畳される前に符号
化されても良い。従って、本発明はデジタル信号上への
アナログ信号の重畳に制限されず、他の器式の信号の重
畳、例えば、デジタル信号サンプル上への他のデジタル
信号サンプルの重畳にも適用可能である。
【図１】線形予測が受信器で利用されるだけの、本発明
による第一の実施例を示すブロックダイアグラムであ
る。
による第一の実施例を示すブロックダイアグラムであ
る。
【図２】線形予測が受信器で利用されるだけの、本発明
による第２の実施例を示すブロックダイアグラムであ
る。
による第２の実施例を示すブロックダイアグラムであ
る。
【図３】図１の実施例が送信器に線形予測を組み込むよ
うに変更された、本発明による第三の実施例を示すブロ
ックダイアグラムである。
うに変更された、本発明による第三の実施例を示すブロ
ックダイアグラムである。
【図４】図２の実施例が送信器に線形予測を組み込むよ
うに変更された、本発明による第四の実施例を示すブロ
ックダイアグラムである。
うに変更された、本発明による第四の実施例を示すブロ
ックダイアグラムである。
【図５】図１から４のデータ検出器１３５と２１３の一
実施例のブロックダイアグラムである。
実施例のブロックダイアグラムである。
【図６】図１から４のデータ検出器１３５と２１３の他
の実施例２より実行される演算列を示す図である。
の実施例２より実行される演算列を示す図である。
【図７】図１から４の予測復元回路１３３と２１２２よ
り利用される演算列を示す図である。
り利用される演算列を示す図である。
【図８】図１から４のプロセッサ１３３と２１２により
使用される他の演算列を示す図である。
使用される他の演算列を示す図である。
１０１、３０１ 送信器 １０３ アナログ信号 １０４ １対２マッパー １０７、１１１ 低域通過フィルター １１３ デジタル信号 １１４ １対２マッパー １１７ 直交変調器 １２０ 通信チャンネル １０２、３０２、４０２ 受信器 １３０ 受信信号 １３１ 復調器 １３３ 受信信号からアナログ信号に対する予測係数を
生成するためのプロセッサ １３４ 予測係数 １３５、２１３ データ検出器 １３６、２１５、２１８ デジタル信号 １３７、２１９、３４０ アナログ信号 １３８ 残差信号 ２１２ リード１３８上の信号から予測係数を生成する
ためのプロセッサ ２１６ 残差信号 ３０４ 線形予測係数発生器 ３０５ 解析フィルター ３０７ アナログ信号に対する予測係数 ３０８ 変調器 ３４１ 合成フィルター ５０２ しきい値比較器 ５０３ アナログ信号評価器
生成するためのプロセッサ １３４ 予測係数 １３５、２１３ データ検出器 １３６、２１５、２１８ デジタル信号 １３７、２１９、３４０ アナログ信号 １３８ 残差信号 ２１２ リード１３８上の信号から予測係数を生成する
ためのプロセッサ ２１６ 残差信号 ３０４ 線形予測係数発生器 ３０５ 解析フィルター ３０７ アナログ信号に対する予測係数 ３０８ 変調器 ３４１ 合成フィルター ５０２ しきい値比較器 ５０３ アナログ信号評価器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 // Ｈ０３Ｍ 7/30 Ｚ 0836−5Ｋ
Claims (19)
- 【請求項１】 送信信号が第一と第二の信号の少なくと
も１つの重畳信号を含む通信システムで使用される装置
であって、 第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記送信
信号中の予測係数の存在とは独立に、前記第一の信号に
対する予測係数を生成するための手段と、 前記予測係数に応答して、前記送信信号から前記第一と
第二の信号を復元するための手段とを具備する装置。 - 【請求項２】 前記復元手段は前記第一の信号の仮の評
価値を復元する請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 前記復元手段は、 前記第一の信号の前記仮の評価値に対する予測係数を生
成するための手段と、 前記第一の信号の前記仮の評価値から生成された予測係
数に応答して前記第一の信号の最終的評価値を生成する
ための手段とを更に具備する請求項２記載の装置。 - 【請求項４】 前記復元手段は前記第二の信号の仮の評
価値を復元し、前記最終的評価値生成手段は繰り返しプ
ロセスを利用して前記第二の信号の最終的評価値を生成
する請求項３記載の装置。 - 【請求項５】 前記第一の信号は、他の信号から導かれ
る残差信号であり、前記第二の信号は第三の信号と第四
の信号の結合信号であり、前記第三の信号は前記他の信
号に対する予測係数を表す値を有し、前記復元手段は、
前記第四の信号の最終的な評価値を生成し、更に、前記
第一の信号と前記第三の信号の前記仮の評価値に一体と
して応答して前記他の信号の最終的な評価値を形成する
ための手段を更に具備する請求項２記載の装置。 - 【請求項６】 前記第一の信号は、他の信号から導かれ
る残差信号であり、前記第二の信号は第三の信号と第四
の信号の結合信号であり、前記第三の信号は前記他の信
号に対する予測係数を表す値を有し、前記復元手段は、 前記第一の信号の前記仮の評価値に応答して前記第一の
信号に対する予測係数を形成するための手段と、 前記第一の信号の前記仮の評価値に対する予測係数に応
答して、前記他の信号と前記第四の信号の最終的な評価
値を形成するための手段とを更に具備する請求項２記載
の装置。 - 【請求項７】 前記最終的評価値形成手段は、前記第三
の信号に応答して前記他の信号の前記最終的評価値を形
成する請求項５記載の装置。 - 【請求項８】 前記予測係数生成手段は前記第一の信号
を含むだけのように前記送信信号を処理する請求項１記
載の装置。 - 【請求項９】 前記予測係数生成手段は、 前記送信信号の自己相関係数を決定するための手段と、 これらの自己相関係数から前記予測係数を形成するため
の手段とを具備する請求項１記載の装置。 - 【請求項１０】 前記予測係数生成手段は、 前記第一の信号の自己相関係数を決定するための手段
と、 これらの自己相関係数から前記予測係数を形成するため
の手段とを具備する請求項１記載の装置。 - 【請求項１１】 前記決定手段は、前記送信信号の自己
相関係数を形成することにより前記第一の信号の前記自
己相関係数を決定し、前記送信信号の自己相関係数から
前記第二の信号の自己相関係数を減算することによりこ
れらの自己相関係数を処理する請求項１０記載の装置。 - 【請求項１２】 前記復元手段は、前記第二の信号の評
価値を一度に１つ形成し、各評価値は一度に前記第二の
信号の値を表し、各形成された評価値は前記第二の信号
の過去のあるいは将来の評価値と関係なしに形成され、
前記復元手段は第二の信号の評価値のブロックを形成
し、各ブロックは前記第二の信号のＮ個の評価値を含
み、ここで、Ｎは予め決められた数であり、各評価値は
Ｎ回の別々の回の前記第二の信号の評価値に対応する請
求項１記載の装置。 - 【請求項１３】 前記復元手段は、 Ｎ個の連続第二の信号の全ての可能な列を形成するため
の手段と、 最小自乗基準を用いて前記列の内の１つを選択するため
の手段とを具備する請求項１２記載の装置。 - 【請求項１４】 前記第一の信号はアナログ信号であ
り、前記第二の信号はデジタル信号である請求項１記載
の装置。 - 【請求項１５】 前記第一と第二の信号はデジタル信号
である請求項１記載の装置。 - 【請求項１６】 送信信号が第一と第二の信号の少なく
とも１つの重畳信号を含む通信システムで使用される方
法であって、 第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記送信
信号中の予測係数の存在とは独立に、前記第一の信号に
対する予測係数を生成するステップと、 前記予測係数に応答して、前記送信信号から前記第一と
第二の信号を復元するステップとを具備する方法。 - 【請求項１７】 第一と第二の信号を受信するための手
段と、前記第一の信号は前記第二の信号の値とは独立で
ある値を有しする手段、及び前記第一と第二の信号の重
畳信号を含む信号を送信するための手段を具備する送信
器と、 前記第一と第二の信号の重畳信号に応答して、前記第一
の信号に対する予測係数を生成するための手段、及び前
記予測係数に応答して、前記重畳信号から前記第一と第
二の信号を復元するための手段を具備する受信器とを具
備する通信システム。 - 【請求項１８】 送信信号が第一と第二の信号の少なく
とも１つの重畳信号を含み、前記第一の信号は前記第二
の信号の値とは独立である値を有する通信システムで使
用される装置であって、 第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記第一
の信号に対する予測係数を生成するための手段と、 前記予測係数に応答して、前記送信信号から前記第一と
第二の信号を復元するための手段とを具備する装置。 - 【請求項１９】 送信信号が第一と第二の信号の少なく
とも１つの重畳信号を含み、前記第一の信号は前記第二
の信号の値とは独立である値を有する通信システムで使
用される方法であって、 第一と第二の信号の前記重畳信号に応答して、前記第一
の信号に対する予測係数を生成するステップと、 前記送信信号と前記生成された予測係数に応答して、前
記第一と第二の信号を復元するステップとを具備する方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US236601 | 1994-04-29 | ||
| US08/236,601 US5550859A (en) | 1994-04-29 | 1994-04-29 | Recovering analog and digital signals from superimposed analog and digital signals using linear prediction |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH089068A true JPH089068A (ja) | 1996-01-12 |
| JP3694059B2 JP3694059B2 (ja) | 2005-09-14 |
Family
ID=22890173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10450195A Expired - Lifetime JP3694059B2 (ja) | 1994-04-29 | 1995-04-28 | 線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5550859A (ja) |
| EP (1) | EP0680169B1 (ja) |
| JP (1) | JP3694059B2 (ja) |
| KR (1) | KR100335696B1 (ja) |
| CN (1) | CN1122075A (ja) |
| CA (1) | CA2145571C (ja) |
| DE (1) | DE69533950T2 (ja) |
| IL (1) | IL113463A0 (ja) |
| TW (1) | TW260851B (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5684834A (en) * | 1993-06-14 | 1997-11-04 | Paradyne Corporation | Simultaneous analog and digital communication using fractional rate encoding |
| US6441764B1 (en) * | 1999-05-06 | 2002-08-27 | Massachusetts Institute Of Technology | Hybrid analog/digital signal coding |
| US7147633B2 (en) * | 1999-06-02 | 2006-12-12 | Boston Scientific Scimed, Inc. | Method and apparatus for treatment of atrial fibrillation |
| US6285861B1 (en) * | 1999-06-14 | 2001-09-04 | Qualcomm Incorporated | Receiving station with interference signal suppression |
| DE19962760A1 (de) * | 1999-12-23 | 2001-06-28 | Rohde & Schwarz | Anordnung zum Erzeugen eines analogen I/Q-Signals aus zwei oder mehreren Datenströmen |
| US7225135B2 (en) * | 2002-04-05 | 2007-05-29 | Lectrosonics, Inc. | Signal-predictive audio transmission system |
| KR101883789B1 (ko) * | 2013-07-18 | 2018-07-31 | 니폰 덴신 덴와 가부시끼가이샤 | 선형 예측 분석 장치, 방법, 프로그램 및 기록 매체 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3174560D1 (en) * | 1981-07-28 | 1986-06-12 | Ibm | Transmission method for voice and digital data and arrangement for carrying out said method |
| US4512013A (en) * | 1983-04-11 | 1985-04-16 | At&T Bell Laboratories | Simultaneous transmission of speech and data over an analog channel |
| US5347305A (en) * | 1990-02-21 | 1994-09-13 | Alkanox Corporation | Video telephone system |
| WO1991018479A1 (en) * | 1990-05-14 | 1991-11-28 | Eastman Kodak Company | Block adaptive linear predictive coding with adaptive gain and bias |
| US5231494A (en) * | 1991-10-08 | 1993-07-27 | General Instrument Corporation | Selection of compressed television signals from single channel allocation based on viewer characteristics |
| EP0552034B1 (en) * | 1992-01-14 | 2003-04-09 | Fujitsu Limited | Simultaneous transmission of data and analog voice-band signals |
| US5440585A (en) * | 1993-06-14 | 1995-08-08 | At&T Corp. | Applications of simultaneous analog and digital communication |
-
1994
- 1994-04-29 US US08/236,601 patent/US5550859A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-03-27 CA CA002145571A patent/CA2145571C/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-19 EP EP95302584A patent/EP0680169B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-19 DE DE69533950T patent/DE69533950T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-24 IL IL11346395A patent/IL113463A0/xx unknown
- 1995-04-27 CN CN95105056A patent/CN1122075A/zh active Pending
- 1995-04-28 JP JP10450195A patent/JP3694059B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-28 KR KR1019950010256A patent/KR100335696B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1995-04-28 TW TW084104246A patent/TW260851B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69533950D1 (de) | 2005-03-03 |
| EP0680169A2 (en) | 1995-11-02 |
| JP3694059B2 (ja) | 2005-09-14 |
| CA2145571A1 (en) | 1995-10-30 |
| CN1122075A (zh) | 1996-05-08 |
| IL113463A0 (en) | 1995-07-31 |
| KR950035231A (ko) | 1995-12-30 |
| EP0680169A3 (en) | 1999-08-11 |
| CA2145571C (en) | 1999-08-03 |
| US5550859A (en) | 1996-08-27 |
| TW260851B (en) | 1995-10-21 |
| EP0680169B1 (en) | 2005-01-26 |
| DE69533950T2 (de) | 2006-03-30 |
| KR100335696B1 (ko) | 2002-09-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6240282B1 (en) | Apparatus for performing non-linear signal classification in a communications system | |
| US5940429A (en) | Cross-term compensation power adjustment of embedded auxiliary data in a primary data signal | |
| US6154484A (en) | Method and apparatus for embedding auxiliary data in a primary data signal using frequency and time domain processing | |
| US5937000A (en) | Method and apparatus for embedding auxiliary data in a primary data signal | |
| US6539357B1 (en) | Technique for parametric coding of a signal containing information | |
| US5822360A (en) | Method and apparatus for transporting auxiliary data in audio signals | |
| RU2411646C2 (ru) | Эквалайзер с решающей обратной связью для сигналов, мультиплексированных с кодовым уплотнением | |
| JP3694059B2 (ja) | 線形予測を用いて重畳されたアナログ信号とデジタル信号からのアナログ信号とデジタル信号の復元 | |
| US6570863B1 (en) | Apparatus and method for adaptive CDMA detection based on constrained minimum mean squared error criterion | |
| EP1035681B1 (en) | Method for interference cancellation | |
| JP3031348B2 (ja) | Ｃｄｍａマルチユーザ型干渉キャンセラ | |
| US20040146129A1 (en) | Decision sequence generating method and associated receiver with a decision feedback equalizer | |
| JP2001168767A (ja) | スペクトル拡散信号復調装置 | |
| Kuo et al. | Robust coding technique--transform encryption coding for noisy communications | |
| US7546466B2 (en) | Decoding of watermarked information signals | |
| JP2003525534A (ja) | 定包絡線変調通信システム | |
| WO2006024312A1 (en) | Apparatus and method for iteratively estimating a channel transfer function | |
| US6549580B1 (en) | Subset averaged median predictor for differential pulse code modulation | |
| US20010040927A1 (en) | Adaptive differential pulse code modulation system and method utilizing whitening filter for updating of predictor coefficients | |
| JP2966673B2 (ja) | ダイバーシチ形同期検波回路 | |
| Gibson et al. | Backward adaptive tree coding of speech at 16 kbps | |
| JP3411231B2 (ja) | 伝搬路推定回路 | |
| JP2003508806A (ja) | 改善されたエンコーダ及びデコーダを備える伝送システム | |
| Brădeanv et al. | Multistage implementation of optimal reconstruction in noisy filter banks | |
| JPS62135019A (ja) | 雑音消去装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20040106 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20040114 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040406 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050601 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050623 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090701 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100701 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100701 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110701 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120701 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130701 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |