DE2426917C3 - Störsignalunterdrückung in einem Doppler-Radarsystem - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die Störsignalunterdrückung in einem Doppler-Radarsystem, bei dem von einem

ίο HF-Generator über ein abgestimmtes Glied und eine nachfolgende Sende/Empfangs-Antenne HF-Signale ausgesendet und durch den Dopplereffekt beeinflußte Reflexionssignate wieder aufgefangen werden und bei dem sowohl die HF-Signale als auch die Reflexionssi-

■S gnale im abgestimmten GKed jeweils in einer ersten und einer zur ersten in einem bestimmten Verhältnis stehenden zweiten Phasenlage auftreten, bei dem an das abgestimmte Glied eine erste Überlagerungseinrichtung zur Aufnahme des HF-Signals in seiner ersten und des Reflexionssignals in seiner zweiten Phasenlage und zur Lieferung eines ersten Uberlagerungssignals sowie eine zweite Überlagerungseinrichtung zur Aufnahme des HF-Signals in seiner zweiten und des Reflexionssignals in seiner ersten Phasenlage und zur Lieferung

*5 eines zweiten Überlagerungssignals angeschlossen sind und bei dem an die Oberlagerungscinrichtungen eine zunächst zweikanalige Verarbcitungsschaltung mit je einem Bandpaßfilter in den beiden Kanälen und mit einer Schaltung zur Zusammcnführung der Signale sowie mit Verstärkern angeschlossen ist.

Ein derartiges Rbdarsystem ist aus der US-PS 37 28 721 bekannt. Bei diesem bekannten Radarsystem besteht das abgestimmte Glied aus einer Übertragungsleitung, die mittels zwei als Übcrlagerungseinrichtungen ausgebildeten Dioden angezapft ist. Die Dioden sind im Abstand einer Viertel-Wellenlänge des HF-Generators an die Übertragungsleitung angeschlossen. Die Dioden sind mit ihren anderen Elektroden jeweils getrennt mit einem Tiefpaßfilter verbunden, und die Ausgänge der Tiefpaßfilter sind über die festen Anschlüsse eines Potentiometers miteinander verbunden. An den beweglichen Angriff des Potentiometers ist ein Vorverstärker angeschlossen, welcher die aufgrund des Dopplereffektes zwischen dem HF-Signal und dem Reflexionssignal entstandene Differenzfrequenz abnehmen und verstärken soll. Das am Ausgang des Vorverstärkers entstehende Signal, welches die Form einer durch den Doppler-Effekt beeinflußten Sinusschwingung aufweist, wird in eine Rechteckschwingung umgewandelt und

so einer Alarmschaltung zugeführt.

Es sind weiterhin grundsätzlich Meßeinrichtungen bekannt, bei denen der Doppler-Effekt ausgenutzt wird. Derartige Meßeinrichtungen sind aus folgenden Veröffentlichungen bekannt: Proc. IRE 43 (1955) 6 (Juni) 698 bis 700, ATM V 143-4(1960) Lieferung 293()uni) 109 bis 112 und Hochfrequen/technik und Elektroakustik 72 (1%3) I (Februar) 25 bis 31. Bei diesen bekannten Einrichtungen werden das .uisgcsandlc und das reflektierte Signal, welches aufgrund des Doppler-Ef fekles beeinflußt wurde, in einem Mischer überlagert. Dabei ergibt sich ein Mischproduki. welches eine Aussage über die Geschwindigkeit desjenigen Gegenstandes zuläßt, an we'chem das ausg-sandte Signal reflektiert wurde. Um zusätzlich eine Information über

^ή5 die Bewegungsrichtung eines derart erfaßten Objektes /u erreichen, wird nach diesen bekannten Einrichtungen eine weitere Mischstufe verwendet, in welcher die beiden Signale nochmals überlagert werden, jedoch mit

einer zusätzlichen Phasenverschiebung von 90°.

Den bekannten Einrichtungen ist gemeinsam der Nachteil eigen, daß sie gegen Störungen verhältnismäßig stark anfällig sind. Zur Unterdrückung von auf einer Amplitudenmodulation beruhenden Störui^gen wird bei der aus der US-PS 37 28 721 bekannten Einrichtung ein Ausgleichs-Netzwerk in Form eines Potentiometers verwendet, dessen korrekte Einstellung außerordentlich schwierig ist und außerdem stark temperatur- und alterungsabhängig ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Radarsystem der eingangs näher genannten Art zu schaffen, bei welchem eine besonders ausgeprägte Störungsfreiheit gewährleistet ist und welche insbesondere von Temperaturschwankungen praktisch unabhängig ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß den beiden Bandpaßfiltern jeweils ein Breitenbandverstärker mit Amplitudenbegrenzer vorgeschaltet und ein Schwellenwertdetektor nachgesthaltei sind und die nachfolgende Schaltung zur Zusammenführung der Signale ein Koinzidenz-Detektor ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen und bevorzugte Ausführungsformen des Erfindungsgegensstandes ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Das erfindungsgemäße Radarsystem weist den wesentlichen Vorteil auf, daß es außerordentlich einfach aufgebaut ist und leicht in Form einer integrierten Schaltung hergestellt werden kann. Das System ist weiterhin relativ unempfindlich gegen amplitudcnmodtilicrte Signale, welche beispielsweise durch mechanische Schwingungen oder durch eine Modulation der Versorgungsspannung hervorgerufen werden können. Weiterhin ist das System auch verhältnismäßig unempfindlich gegenüber Interferenzsignalen, welche Frequenzen aufweisen, die im Bereich der von System selbst ausgesandten HF-Signale liegen, weil das HF'-Signal kontinuierlich in seiner Frequenz geändert wird und eine bestimmte Anzahl echter Reflexionssignale empfangen werden muß, bevor ein Ausgangssignal abgegeben wird.

Weiterhin ist sichergestellt, daß durch die digitale Verarbeitung der beiden Überlagerungssignale gemäß der Erfindung eine besonders hohe Störungsunempfindlichkcil erreicht werden kann.

Das Ansprechen auf bestimmte Intcrfcrcnzsignale kann gemäß der Erfindung noch dadurch weiter verringert werden, daß das HF-Signal frequenzmoduliert wird.

Ausführungsbeispiele des F.rlimltmgsgcgcnstandes werden nachfolgend anhand der /dehnung beschrieben. Es zeigt

Fi g. 1 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung:

F i g. 2 Schwingungsformen, wie sie in der Schallung gemäß F i g. 1 auftreten;

Fig. i einen Teil der Schaltung gemäß Fig. I mit einer anderen Ausführungsfomi der l.ogikschaltung;

Fig.4 einen Teil der Schaltung gemäß Fig. I mit einer dritten AusfUhrungsform der I ogiksehaluing.

Gemäß Fig. 1 ist ein HF-Generator 10 über ein Dämpfungsglied It an die eine Seile einer Übertragungsleitung 12 angeschlossen. Die andere Seite der Übertragungsleitung 12 ist mit einer Antenne Π über ein weiteres Dämpfungsglied 14 verbunden. Wenn ein ausgesendetes III" Signal an Gegenständen reflektiert wird, empfängt die Antenne 13 einen Teil dieses reflektierten Signals und führt dieses über das Dämpfungsglied 14 der Übertragungsleitung 12 zu. Wenn man annimmt, daß sich das System gemäß F i g. 1 und der Gegenstand, an dem die Reflexion stattfindet, relativ zueinander bev/egen, erfährt das reflektierte

S Signal eine Dopplerverschiebung. In der Regel ist diese Frequenzverschiebung aufgrund des Dopplereffektes verhältnismäßig gering und liegt im Bereich der Hörfrequenzen. Die Verschiebung ist in der Regel voraussehbar aufgrund der Kenntnis der relativen zu

ίο berücksichtigenden Geschwindigkeit.

Mit der Ooertragungsleitung 12 sind Übertragungseinrichtungen, z. B. in Form einer Diode 20 und einer Diode 21, in einem gewissen Abstand voneinander verbunden. Anstelle der Dioden können beliebige, in

ι s bekannter Weise für Oberlagerungszwecke verwendbare Elemente benutzt werden, jedoch werden für die Beschreibung die Dioden 2O und 2t vorgesehen, wegen ihres einfachen Aufbaus und der einfachen Integration. Die Anode der Diode 20 ist mit der Übertragungungsleitung 12 verbunden, wogegen die Kathode dieser Diode an einen Breitbandverstärker und Begrenzer 23 angeschlossen ist Entsprechendes gilt für die Diode 21, die mit ihrer Kathode an der Übertragungsleitung liegt und mit ihrer Anode an einen weiteren Breitbandverstärker und Begrenzer 24 angeschlossen ist. Der Abstand zwischen den beiden Anschlußpunkten an die Übertragungsleitung ist mit S bezeichnet und entspricht in der vorliegenden Ausführungsform bei der Frequenz des HF-Generators 10 einem Wert, der elektrisch einer Phasendrehung von 90° bei der Frequenz des HF-Generators 10 entspricht. Aus der nachfolgenden Beschreibung geht hervor, daß der Abstand Sauf einen beliebigen Wert einstellbar ist, jedoch hat die Auswahl des Abstandes von 90° aus verschiedenen Gründen einen besonderen Vorteil.

Da die beiden Dioden 20 und 21 um 90° elektrisch bei der Frequenz des HF-Generators 10 gegeneinander versetzt sind, erfahren die über die Übertragungsleitung 12 vom HF-Generator aus übertragenen Signale eine fixierte Phasenverschiebung von 90" zwischen diesen beiden Punkten. In entsprechender Weise ergibt sich ?.uch für das von der Antenne aus an die Übertragungsleitung 12 angelegte Reflexionssignal zwischen den beiden Anschlußpunkten der Dioden 20 und 21 eine fixierte Phasenverschiebung von ebenfalls 90°. Da das Rcflexionssignal in etwa dieselbe Frequenz wie das HF-Signal hat, ergeben sich also auf dem Abstand 5 zwischen den beiden Dioden auch für beide Signale entsprechend eine Phasenverschiebung von annähernd 90°. Die Phase der Differenzfrequenz der überlagerten Signale bestimmt sich aus den relativen Phasen des H F-Signals und des Reflexionssignals, die einander überlagert werden. Bei der vorliegenden Ausführungsform ergibt sich durch den Abstand von 90° zwischen den beiden Dioden eine 180°-Phasendifferenz zwischen den einander überlagerten Signalen an den Dioden 20 und 21. Da die Dioden 20 und 21, wie aus Fig. 1 hervorgeht, entgegengesetzt gepolt sind, stehen die überlagerten Signale an den beiden Ausgängen der

(«> Dioden in gleicher Phase zur Verfugung. Es wird angenommen, daß für jede spezielle Anwendung die relative Geschwindigkeit zwischen dem System und dem reflektierenden Gegenstand weitgehendst festliegt und deshalb der Betrag der Frequenzverschiebung für

<>s das Reflexionssignal aufgrund des Dopplereffektes innerhalb eines bestimmten Bandes liegt. Obwohl sich dieses Band von Anwendungsfall zu Anwendungsfall ändern kann, soll es für den sinviellcn AnwenHiinpsf.ill

bekannt sein. In der Regel ist die Frequenzverschiebung für das Reflexionssignal klein, verglichen mit der Frequenz des HF-Signals, so daß der Abstand zwischen den beiden Dioden 20 und 21 in dem entsprechenden Band als konstant angesehen werken kann. S

Wie bereits erwähnt, ist bei bekannten Systemen die Amplitudenmodulation als die Hauptquelle von Schwierigkeiten wie z. B. falschen Signalen od. dgl. anzusehen, und zwar für Frequenzen, die in dem erwähnten Band liegen. Diese Amplitudenmodulation kann durch Insta- <o bilitäten des HF-Generators 10, durch Schwankungen in der Stromversorgung, durch über die Antenne 13 empfangene Interferenzsignale od. dgl. verursacht sein. Wenn diese amplitudenmodulierten Signale direkt durch die Dioden 20 und 21 fcsgcstcllt werden, d. h. ohne '■ Überlagerung mit dem HF-Signal, ergibt sich keine nennenswerte Phasenverschiebung zwischen dem Signal an der Diode 20 und dem Signal an der Diode 21, da der Abstand S zwischen den beiden Dioden verhältnismäßig kurz ist im Verhältnis zur Frequenz der Amplitudenmodulation, d. h. die direkte Feststellung irgendeines Amplitudenmodulationssignals auf der Übertragungsleitung 20 resultiert in Ausgangssignalen an den Dioden 20 und 21, die um 180° gegeneinander phasenverschoben sind. Selbstverständlich kann die Abstimmung des Abstandes 5 und die Polung der Dioden 20 und 21 das Phasenverhältnis der amplitudenmodulierten Signale am Ausgang der Dioden 20 und 21 ändern, was auch für das Phasenverhältnis zwischen den gewünschten Überlagerungssignalen und alle Variationen gilt, die in diesem Zusammenhang zu berücksichtigen sind. Wenn z. B. der Abstand S mit 90° beibehalten wird, jedoch die Dioden 20 und 21 gleichartig gepolt sind, ergibt sich, daß die Überlagerungssignale gegeneinander phasenverschoben und die amplitudenmodu- lierten Signale gleichphasig sind. Es ist also wesentlich, daß der Abstand 5 und die Polung der Dioden 20 und 21 aufeinander abgestimmt sind, um eine ausreichende Differenz zwischen den Phasen der Überlagerungssignale und den Phasen der amplitudenmodulierten Signale zu bewirken, so daß sie in den nachfolgenden Verarbeitungsschritten in der Schaltung separiert werden können. Wenn entweder das HF-Signal vom Generator 10 eine Frequenzmodulation hat oder ein über die Antenne 13 empfangenes Interferenzsignal auf der Übertragungsleitung 12 vorhanden ist, hängt die Phase der am Ausgang der Dioden 20 und 21 durch Feststellung der Frequenzmodulation erzeugten Signale von der Stellung der auf der Übertragungsleitung 12 vorhandenen stehenden Welle ab. Wenn die stehende Welle auf der Übertragungsleitung 12 im wesentlichen flach ist, bzw. das Verhältnis in der Nähe von 1 liegt, wird von den Dioden 20 und 21 nur ein sehr kleines Signal festgestellt, so daß die Einflüsse aufgrund der Frequenzmodulation einen minimalen Wert annehmen. Bei der Ausführungsform gemäß F i g. 1 werden Dämpfungsglieder 11 und 14 benutzt, um zwischen Eingangs- und Ausgangsimpedanz der Übertragungsleitung (2 eine Anpassung herzustellen und das Spannungsverhältnis der stehenden Welle auf der Ubertra- fto gungsleitung 12 so niedrig wie möglich zu machen. Es ist selbstverständlich, daß auf die Dämpfungsglieder 11 und 14 verzichtet werden kann, wenn, wie es für viele Anwendungsfälle der Fall sein wird, eine angepaßte Übertragungsleitung Verwendung findet und die ste- ''^; hendc Welle sehr flach ist. Grundsätzlich gilt, daß das Spannungsverhähnis der stehenden Welle auf der übertragungsleitung 12 so gering wie möglich gehalten werden sollte, um den Einfluß infolge der Frequenzmodulation gering zu halten, verglichen mit den Einflüssen aufgrund der Amplitudenmodulation. Wenn diese Bedingung eingehalten wird, übersteigen die Signale aufgrund der Amplitudenmodulation irgendwelche Resteinflüsse, die sich durch die stehende Welle auf der Übertragungsleitung 12 (Frequenzmodulation) ergeben. Jegliches niederfrequente Interferenzsignal, das nicht durch Überlagerung des HF-Signals und des Reflexionssignals erzeugt wird, hat an den Ausgängen der Dioden 20 und 21 immer eine Phasenverschiebung von 180° gegeneinander.

Die festgestellten Signale einschließlich beliebiger gewünschter Überlagerungssignale werden von den Dioden 20 and 2! an Breitbandverstärker und Begrenzer 23 sowie 24 angelegt. Ausgangsseitig sind diese Breitbandverstärker und Begrenzer jeweils mit einem Bandpaßfilter 25 und 26 versehen. Die Ausgangsseite dieser Bandpaßfilter ist ihrerseits an Schwellwertdetektoren 27 bzw. 28 angeschlossen. Die beiden Kanäle, die jeweils einen Breitbandverstärker und Begrenzer, ein Bandpaßfilter und einen Schwellwertdetektor umfassen, sind im wesentlichen gleichartig, um eine eventuelle Phasenverschiebung bei der Signalverarbeitung auf einem minimalen Wert zu halten. Die Bandbreite der Bandpaßfilter 25 und 26 sollte etwas größer sein als der maximale Frequenzhub im Reflexionssignal aufgrund des Dopplereffektes. Die Bandbreite der Breitbandverstärker und Begrenzer 23 und 24 sollte groß im Verhältnis zur Bandbreite dei Bandpaßfilter 25 und 26 sein und ist in der vorliegenden Ausführungsform etwa 50mal breiter. Durch die Breitbandverstärker ergibt sich eine ausreichende Verstärkung, so daß die gewünschte Empfindlichkeit füi das System gegeben ist und sich damit eine verbesserte Leistung insbesondere in bezug auf die Unterdrückung von Interferenzsignalen ergibt, welche innerhalb dei Bandbreite der Breitbandverstärker und Begrenzer 23 bzw. 24, jedoch nicht innerhalb der Bandbreite dei Bandpaßfilter 25 und 26 liegen. Wenn ein starke« Interferenzsignal innerhalb der Bandbreite der Breitbandverstärker 23 bzw. 24 vorhanden ist, wirkt dei Begrenzer, um die Gesamtempfindlichkeit zu verringern, so daß die in den Bandbereich der Bandpaßfiltei fallenden Komponenten der Interferenzsignale amplitu denmäßig wesentlich verkleinert werden. Dies ergibi sich aufgrund der Tatsache, daß bei der Breitbandbegrenzung der Energiebetrag im Band konstant bleiber muß und damit bei einer Amplitudenvergrößerunf irgendeines Signals innerhalb des Bandes die verblei benden Signale innerhalb des Bandes eine Amplituden verringerung erfahren müssen.

Zur weiteren Verbesserung der Unterdrückung dei Interferenzsignale wird der HF-Generator 10 durd einen Modulator 30 frequenzmoduliert. Obwohl da: vom Modulator 30 gelieferte Signal zur Frequenzmodu !ation des HF-Signals vom Generator 10 irgendeir beliebiges Signal sein kann, wird bei der vorliegender Ausführangsform ein Rauschsignal bzw. ein zufallver teiltes Signal verwendet. Das Rauschen liegt in einen Frequenzband oberhalb des Bandes der Bandpaßfiltei 25 und 26 und sollte eine begrenzte Bandbreite haben um sicherzustellen, daß das HF-Signal vom Generatoi 10 und das Reflexionssignal von der Antenne 13 siel nicht zu stark relativ zueinander ändern. Da sich da: HF-Signal vom Generator 10 kontinuierlich bezüglich der Frequenz ändert, überlagert sich jegliches HF-Inter fcrenzsignal mit einer Frequenz in der Nähe de:

Generators 10 dem vom Generator 10 gelieferten Signal in den Dioden 20 und 21 und erzeugt ein Rauschsignal, das das gesamte Band der Breitbandverstärker und Begrenzer 23 und 25 ausfüllen kann. Da diese Breitbandverstärker und Begrenzer 23 und 24 den Energieanteil, die sie übertragen können, begrenzen, wird durch das Auffüllen des gesamten Bandes die Amplitude für das gesamte Band stark verringert einschließlich dem Bandanteil, auf welchem die Bandpaßfilter abgestimmt sind. Wenn jedoch das richtige Reflexionssignal von der Antenne 13 empfangen wird, wird innerhalb der Bandbreite der Bandpaßfilter 25 und 26 ein verhältnismäßig starkes, sich nicht änderndes Überlagerungssignal an die Breitbandverstärker und Begrenzer 23 und 24 angelegt. Dieses Signal übersteuert das verringerte interferenzsignai und liefert ein verhältnismäßig großes Ausgangssignal an den Bandpaßfiltern 25 und 26. Somit wird durch die Kombination der Frequenzmodulation des HF-Signals vom Generator 10 und die Breilbandbegrenzung die Möglichkeit der » Erzeugung falscher Ausgangssignale durch Interfercnzsignalc stark verringert.

Die Ausgangssignale der Bandpaßfilter 25 und 26 werden an die Schwellwertdetektoren 27 und 28 angelegt, die ihrerseits ein Ausgangssignal liefern, wenn die Amplitude des jeweiligen Eingangssignals einen bestimmten Schwellwert übersteigt. Die ausgangsseitigen Impulse der beiden Schwellwertdctektoren 27 und 28 werden an zwei Eingängen eines ODER-Gatters 35 und zwei Eingänge eines UND-Gatters 36 angelegt. Da das gewünschte Übcrlagerungssignal aufgrund des HF-Signals und des Reflexionssignals am Ausgang der Schwellwertdetektoren 27 und 28 phascngleiche Impulse auslöst, überlagern sich diese phasengleichen impulse zumindest teilweise. Die amplitudenmodulierten Signale jedoch, die um 180" am Ausgang der Dioden 20 und 21 phasenverschoben sind, lösen Impulse an den Ausgängen der Schwellwertdelektoren 27 und 28 aus, die sich nicht überlappen bzw. nicht koinzident sind. Da die Schwellwerldetektoren 27 und 28 die Übertragung der Spitzenwerte der Impulse zulassen, überlappen sich die amplitudenmodulierten Signale nicht selbst, wenn die Amplituden über dem Schwellwertniveau liegen.

Wenn immer zwei überlappende oder koinzidente Impulse an das UND-Gatter 36 angelegt werden, erscheint am Ausgang ein Signal, das an einen Einzeltaktimpuls-Generator 38 angelegt wird. Obwohl im vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Einzellaktimpuls-Generaior Verwendung findet, können auch andere pulsformende Netzwerke vorgesehen werden. Die Hinterflanke des Impulses vom ODER-Gatter 35 triggert den Einzeltaktimpuls-Generator 38, der seinerseits in Abhängigkeit davon einen Impuls an ein η-stufiges Schieberegister 40 und an den Rückstelleingang der Daten-Hallestufe 37 anlegt. Die Vorderflanke des Impulses vom UND-Gatter 36 triggert bzw. stellt die Daten-Hallestufe 37 ein, die ihrerseits einen Impuls dem Schieberegister 40 zuführt. Dieser impuls von der Daten-Haltestufe 37 bleibt so lange anliegend, bis diese Haltestufe von dem Impuls zurückgestellt wird, den der Einzeltaktimpuls-Generator 38 liefert. In Fig.2 kennzeichnet die Reihe a die Impulse am Ausgang des ODER-Gatters 35. Aus der Reihe b gehen die Impulse am Ausgang des UND-Gatters 36 hervor, wogegen die Reihe c die Impulse vom Taktimpulsgenerator 38 fts darstellt und die Reihe d die Impulse von der Daten-Haltestufe 37 kennzeichnen. Der Impuls vom ODER-Gatter 35 ist immer breiter als der Impuls vom UND-Gatter 36. da das ODER Galter 35 im leitenden Zustand verbleibt, solange ein Impuls entweder am einen oder anderen Eingang wirksam ist. Dagegen ist das UND-Gatter 36 nur leitend, solange ein Impuls an beiden Eingängen gleichzeitig wirkt. Da der Taktimpulsgenerator 38 von der Rückflankc des Impulses vom ODER-Gatter 35 gelriggcri wird und in einzelnen !"allen der Impulse vom UND-Gatter 36 bereits /u Ende ist, wird der Impuls vom UND-Gatter 36 von der Haltestufe 37 so lange gespeichert, bis der Impuls vom Taktimpulsgenerator 38 zu Ende ist. Damit wird sichergestellt, daß der Dalenimpuls vom UND-Gatter 36 und der Taklimpuls vom Generator 38 am Schieberegister 40 gleichzeitig zur Verfügung stehen.

Für ein wahres Rcflexionssignal an der Antenne 13 ergeben sich in der Logikschaitung die im wesentlichen in Fig. 2 dargestellten Signale. Jeder Ausgangsimpuls des Generators 38 fällt mit dem Ausgangsimpuls der Haltestufe 37, so daß Daten in das Register 40 überführt werden. Nachdem π aufeinanderfolgende Impulse in das Register eingespeichert sind, liefert dieses η gleichzeitig auftretende Impulse an ein UND-Gatter 41 mit η Eingängen. Dieses UND-Gatter 41 liefert ein Ausgangssignal, das anzeigt, daß ein wahres Reflexionssignal durch die Antenne 13 empfangen wurde. Die Anzahl der Stufen im Schieberegister 40 hängt von der speziellen Anwendung des Systems ab, und ferner auch von der Zeit, die zur Verfugung steht, um festzustellen, ob das Reflcxionssignal genau ist und die Genauigkeit ausreicht. So kann es z. B. für einige Anwendungsfälle wünschenswert sein, 100 Impulse des Dopplersignals zu empfangen, bevor festgestellt wird, daß dieses Signal ein wahres Rcflexionssignal ist. In anderen Anwendungsfälicn kann es ausreichend sein, wenn man sich mit zwei oder drei Impulsen begnügt. Damit liefert das beschriebene System ein Ausgangssignal nur nach dem Empfang von η aufeinanderfolgenden Impulsen, die zeitlich koinzident in beiden Kanälen auftreten. Obwohl auch andere Logikschaltungcn als die in Fig. 1 beschriebene Verwendung finden können, wird diese Schaltung als besonders vorteilhaft angesehen, da die Amplituden und Phasen der beiden Kanäle sich erheblich ändern können, ohne einen Kompromiß bezüglich der Verarbeitung der Daten und der Genauigkeit des Systems zu fordern.

In Fig. 3 ist eine zweite Ausführungsform der Logikschaltung dargestellt, die an die Ausgänge der Schwellwertdetektoren 27 und 28 anschließbar ist. Die in Fig. 3 dargestellten Schwellwertdctektoren 27' und 28' entsprechen den Schwcllwertdetektoren 27 und 28 gemäß Fig. 1. Die Ausgangsimpulsc d r Schwellwertdctektoren werden an zwei Eingänge eines UND-Gatters 36' angelegt, das ausgangsseitig mit einem η-stufigen Zähler 40' und einer Verzögerungsstufe 45' verbunden ist. Die an die Verzögerungsstufe 45' angelegten Impulse werden einem Rückstcllimpuls-Generator 46' zugeführt, dessen Ausgang mit dem Rückstelleingang des Zählers 40' verbunden ist. In dem /7-stufigen Zähler 40' werden die vom UND-Gatter 36' gelieferten Impulse aufaddiert und beim Erreichen einer bestimmten Anzahl von n-Impulsen ein Ausgangssignal erzeugt. Um ein Ausgangssignal am Zähler 40' aufgrund der Addition von Rauschimpulsen über eine lange Zeitdauer zu verhindern, ist die Verzögerungsstufe 45' vorgesehen, die den Rückstcllimpulsgeneraior 46' aktiviert und einen Rückstellimpuls an den Zähler 40' nach einer bestimmten Zeitdauer nach dem Auftreten des ersten an den Zähler 40' angelegten Impulses liefert.

Eine weitere Ausgestaltung der L.ogiksehaltung gemäß Fig. I isl in Fig.4 dargestellt. Bei dieser Ausführungsform der Logikschaltung sind Schmitt-Trigger 50" und 51" zwischen den Schwellwertdetektoren 27" und 28" und den beiden Gattern 25" und 26" angeordnet. Mit diesem Schaltungsaufbau läßt sich eine verbesserte Funktionsweise für die Schaltung gemäß Fig. I erzielen, wenn dem Signal Rauschsignale überlagert sind.

Ohne die Schmitt-Trigger 50" und 51" können Rauschimpulse eine Vielzahl von Impulsen in beiden Kanälen aufgrund von Schwellwertniveau im Spitzenwert des Dopplerzyklus mehrmals durchlaufenden Signalen auslösen. Die Daten-Haltestufe 37 gemäß F i g. I entfernt diese Tvielirfaehimpulse νυη der Datenleitung, jedoch können die Mehrfachimpulse im Taktkanal die Speicherung von mehr als einem Datenimpuls im Register 40 während dem Scheitelwert des Doppler/.yklus verursachen. Wenn die Schmitt-Trigger 50" und 51" gemäß Fig. 4 eine nennenswerte I lysteresis aufweisen, d. h. bei einem höheren Eingangsniveau einschalten als ausschalten, kann das im Zusammenhang mit Fig. I genannte Problem durch die Ausführungsform gemäß F i g. 4 eliminiert werden.

Es ist offensichtlich, daß eine Vielzahl von weiteren Logikschaltungen vorstellbar sind, um die gewünschte Schaltfunktionen durchzuführen. Die drei beschriebenen Ausführungsbeispiele dienen lediglich als Erläuterung von Möglichkeiten, um Impulse aufzuaddieren, damit ein Ausgangssignal verhindert wird, das durch Rauschimpulse oder Interfercnzsignale verursacht wird.

Das beschriebene Schaltungssystem ist sehr einfach und kann leicht in integrierte Schaltungen aufgenommen werden. Der HF-Generator 10 die Übertragungsleitung 12 und gegebenenfalls die Dämpfungsglieder 11 und 14 sowie der Modulator 30 können als Hybrid-Schaltungen vorgesehen werden, die auf einem Substrat von 2,5 zu 2,5 cm unterzubringen sind. Die beiden Breitbandverstärker und Begrenzer können in monolithisch integrierter Schaltkreisform auf einem einzigen Halbleiterplättchen untergebracht werden, wobei vier bis sechs externe Kondensatoren pro Kanal für die Bandpaßfilter 25 und 26 erforderlich sein können. Die Logikschaltung gemäß den Fig. 1,3 und 4 kann leicht in integrierter Form mit den Schweliwertdetektoren 27 und 28 auf einem einzigen Substratplättchen ausgebildet sein. Wenn man davon ausgeht, daß das Schieberegister 40 nur etwa vier oder fünf Stufen umfaßt, kann es ebenfalls auf einem Halbleiterplättchen untergebracht werden, das nicht größer ist als 6,5 · 10-⁴mm².

Damit kann die gesamte elektronische Schaltung dieses Systems in Form einer Hybrid-Schaltung und zwei integrierten Schaltungen mit mehreren Kondensatoren untergebracht werden.

Das vorausstehend beschriebene System ist besonders vorteilhaft für die Übertragung von HF-Signalen und den Empfang von durch einen Dopplereffekt geänderten Reflexionssignalen geeignet. Das System ist relativ unempfindlich für amplitudenmodulierte Signale, die durch mechanische Schwingungen, durch Modulation der Versorgungsspannung und durch HF-Signalen, welche mit im Band des Breitbandverstärkers liegenden Frequenzen moduliert sind, oder dergleichen verursacht werden. Ferner ist das System verhältnismäßig unempfindlich für Interferenzsignale mit Frequenzen, die nah bei vom System ausgesendeten HF-Signalen liegen, da das HF-Signal kontinuierlich in der Frequenz geändert wird und eine bestimmte Anzahl tatsächlicher Reflexionssignale empfangen werden muß, bevor das System ein Ausgangssignal liefert. Damit wäre es notwendig, daß ein Interferenzsignal dem HF-Signai, wie es vom Generator 10 erzeugt wird, folgt, bevor genügend Impulse über beide Kanäle der Logikschaltung zugeführt werden können und damit ein Ausgangssignal auslösen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Störsignalunterdrückung in einem Doppler-Radarsystem, bei dem von einem HF-Generator fiber ein abgestimmtes Glied und eine nachfolgende Sende/Empfangs-Antenne HF-Signale ausgesendet und durch den Dopplereffekt beeinflußte Reflexionssignale wieder aufgefangen werden und bei dem sowohl die HF-Signale als auch die Reflexionssignale im abgestimmten Glied jeweils in einer ersten und einer zur ersten in einem bestimmten Verhältnis stehenden zweiten Phasentage auftreten, bei dem an das abgestimmte Glied eine erste Oberlagerungseinrichtung zur Aufnahme des H F-Signals in seiner ersten und des Reflexionssignals in seiner zweiten Phasenlage and zur Lieferung eines ersten Überlagerungssignals sowie eine zweite Überlagerungseinrichtung zur Aufnahme des KF-Signals in seiner zweiten und des Reflexionssignals in seiner ersten Phasenlage und zur Lieferung eines zweiten Oberlagerungssignals angeschlossen sind und bei dem an die Überlagerungseinrichtung eine zunächst zweikanalige Verarbeitungsschaltung mit je einem Bandpaßfilter in den beiden Kanälen und mit einer Schaltung zur Zusammenführung der Signale sowie mit Verstärkern angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden Bandpaßfiltern (25,26) jeweils ein Breitbandverstärker mit Amplitudenbegrenzer (23,24) vorgeschaltet und ein Schwellenwer.detcktor (27,28; 27', 28"; 27", 28") nachgeschaltet sind und die nachfolgende Schaltung zur Zusammenführung der Signale ein Koinzidenz Detektor (35 bis 41; 36', 4C, 45', 46'; 50", 51"; 35", 36") ist.

2. Störsignalunterdrückung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite der Bandpaßfiltcr (25, 26) auf die Überlagerungsignale abgestimmt ist und daü die Bandbreite der Breitenbandverstärker mit Amplitudenbegrenzer (23,24) größer ist als diejenige der Bandpaßfilter (25, 26).

3. Störsignalunterdrückung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Koinzidenz-Detektor ein UND-Gatter (36; 36'; 36") aufweist, das an seinen beiden Eingängen mit den beiden Überlagerungssignalcn beaufschlagt wird.

4. Störsignalunterdrückung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3. dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Schwellenwertdetcktor (27, 28; 27', 28'; 27", 28") über die Bandpaßfilter (25, 26) mit den Überlagerungssignalcn beaufschlagt werden, und daß die Schwellenwertdetektoren (27, 28; 27', 28'; 27", 28") nur die Teile der angelegten Überlagerungssignalc übertragen, die über einem bestimmten Schwellenwert liegen.

*>. Störsignalunterdrückung nach einem oder mehreren der Ansprüche I bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Koin/idenz-Detektor einen Zähler (40') aufweist, der die Zyklen der angelegten Signale zählt, welche im wesentlichen die bestimmte Phasenbeziehung zueinander haben, und daß der Koinzidenz-Detektor ein Ausgangssignal nach dem Auszählen einer bestimmten Anzahl von Zyklen angibt.

6. Störsignalunterdrückung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit dem HF-Generator (10) verbundene Frequenz-Modulator (30) zur Modulation des HF-Signak ein Zufallssignal liefert