DE1961227A1

DE1961227A1 - Leichtes Empfaengersystem fuer die Unterwasser-Schallmessung

Info

Publication number: DE1961227A1
Application number: DE19691961227
Authority: DE
Inventors: Rudy Erland Wesley
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1966-09-06
Filing date: 1969-12-05
Publication date: 1971-06-16
Also published as: FR2030761A5; GB1259639A; US3506953A; DE1961227B2

Description

K α r I A. B r o s e

Dipping.

D-8023 München - Pullach
Wienersir. 2 J. Mdin.7 930S70,7931782

vln/Fo München-Pullach, 5. Dezember 1969

Paris fuß; 3929-A

TBE BENDIX 0OEPORA¹I¹ION, Executive-Offices Bendix Center, Southfield, Michigan 48075, USA

Leichtes Empfängersystem für die Unterwasser-Schallmessung

Die Erfindung betrifft Sonarsysteme und insbesondere ein System, das mit einem ungewöhnlich leichten Meßwertumformer betrieben werden kann, wie z.B. Umformer, die von flugzeugen an Bord mitgeführt werden. .

Ein typisches an Bord eines Schiffes mitgeführtes Sonarsystem verwendet einen verhältnismässig grossen und schweren Meßwertumformer, der üblich eine große Anzahl von individuellen umformenden Elementen aufweist, die in einer in die Länge ge- ^ zogenen Anordnungsfolge verbunden sind oder in einem Liniensystem verbunden sind, wobei dieses Liniensystem an Umformerelementen, umfangsmässig so miteinander verbunden sind, daß eine große Anzahl von gebündelten Strahlen über einen Bereich von 360° um die Achse des Meßwertumformers herum erzeugt v/erden kann. Die aus einer bestimmten Richtung empfangenen Echosignale bewirken, daß bestimmte Schallumformer oder (gruppen an Schallumformern elektrische Signale erzeugen, die zur Größe de.s empfangenen Signals proportional sind. Auf diese iVeise lässt sich der Peilwinkel des reflektierenden Gegenstandes mit? Hilfe der bestimmten Schallumformer oder Schallumformergruppen mit annehmbarer Genauigkeit anzeigen oder feststellen, wobei diese Umformer auf das reflektierte Signal an-

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sprechen, da ihre genaue'Anordnung hinsichtlich zum betreffenden Schiff bekannt ist. Die Entfernung zum reflektierenden Gegenstand wird durch Vergleichen der Zeit bestimmt, die zwischen dem ausgesendeten Impuls und dem empfangenen Impuls verstreicht. In üblicher Weise wird ein Drehschalter, der mit dem Strahltreiber an einer Kathodenstrahlröhre synchronisiert ist, so betrieben, daß er die Ausgänge mehrerer Schallumformer oder von Gruppen von Schallumformern an einen breitbandigen Empfänger schaltet, der wiederum ein zugeordnetes verstärktes Eingangssignal an die Kathodenstrahlröhre abgibt. Solange der Meßwertumformer, der verwendet ist, eine große Anzahl an relativ scharf gebündelten Strahlen mit entsprechenden Empfangseigenschaften erzeugen kann, arbeitet dieses System ganz zufriedenstellend.

Bei an Bord eines Flugzeugs mitgeführten Systemen müssen notgedrungen die Meßtwertumformer sehr viel kleiner sein und weniger Umformereinheiten aufweisen, bei wesentlich breiterer Strahl-Charakteristik. Dies ergibt jedoch ein Problem, das im Erzielen einer ausreichend genauen Peil-Winkelinformation besteht, insbesondere wenn der kleinere Meßwertumformer in Verbindung mit der zuvor beschriebenen Anordnung zum Synchronisieren der Signale aus den Umformerstufen mit dem.Strahl-iDreiber der Kathodenstrahlröhre, verwendet ist. Der.kleinere Heßwertumformer bedeutet inhärente Signale mit niedrigerer Amplitude, und der Empfänger, der notwendigerweise breitbandig sein muß, begrenzt ernsthaft das Signal auf das vorhandene Geräuschverhältnis, und damit wird die Empfindlichkeit des Systems ebenfalls begrenzt.

Aufgrund der relativ geringen Schallausbreitungsgeschwindigkeit in Wasser, ist ein typisches wünschenswertes Radar PPI-Sichtgerät, das einen einzigen Strahl, der 3600 erfasst» aufweist, für ein Sonar-System unvorteilhaft j daher verwendet das

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bevorzugte System eine Information über die Peilwinkelabweichung (BDI). Bei diesem Prinzip wird ein Strahlenpaar oder eine Strahlkeule ausgesendet, wobei das Strahlenpaar nur ein paar Grad voneinander abweicht und einen abgegrenzten Sektor überspannt, und es wird das Ansprechen des Meßwertumformers, bewirkt durch diese Strahlen, verglichen, wobei diese Strahlen durch eine Änderung im Peilwinkel eines entfernt liegenden Ursprungspunktes unterschiedlich beeinflusst werden. Eine Schalter-Einrichtung kann dazu verwendet werden, um diese Informationen der Heihe nach auf einer Kathodenstrahlröhre | sichtbar zu machen. Bei einem sehr häufig verwendeten System überdeckt jede BDI-Darstellung einen 45°-Sektor und es werden fortwährend vier Sektoren durch vier getrennte Elektronenstrahlvorrichtungen in der Kathodenstrahlröhre fortwährend beleuchtet, um eine dauernde und gleichzeitige Darstellung der empfangenen Echoinformationen über ein Blickfeld entsprechend 180° vorzusehen. Bei einer solchen Anordnung müssen Maßnahmen getroffen werden, durch die der Betreibende die Sicherheit erhalt, welchen 180°-Sektor er beobachtet. Dieses System erfordert daher eine große Erfahrung des Betreibenden, und es wird ebenso eine teurere Vierstrah!-Kathodenstrahlröhre benötigt, die dazu noch schwer, sperrig ist und eine relative Drift der Strahlen erzeugt. Ein Ziel der vorliegenden | Erfindung besteht„darin, einen Empfänger für ein Sonar-System zu schaffen, der. in Verbindung mit einem leichten Meßwertumformer verwendet werden kann, der einen sehr hohen Grad an Arbeitsleistung und eine 360°-Darstellung aufweist.

Es ist ebenso Gegenstand der vorliegenden Erfindung, ein Sonarsystem zu schaffen, bei dem die Schalter-Anordnung gum Koordinieren der Kathodenstrahlröhren-Darstellung mit den Meßwertumformer-Eingangsinformationen für ein weitgehendst verbessertes Signal-Zu-Geräuschverhältnis sorgt, und bei dem das Signal-Zu-GeräusQhve.rhältnis weitgehendst von der Abtastfolge oder Bestreichfolge unbeeinflusst bleibt.

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Die vorliegende Erfindung sucht auch ein Sonarsystem zu schaffen, in welchem eine Vielzahl an Peilwinkel-Abweichung-Anzeigegeräte der Keihe nach angeschaltet werden, so daß eine 360°-Darstellung auf einer Kathodenstrahlröhre vorgenommen werden kann, die eine einzige Kathodenstrahlvorrichtung enthält, so daß dadurch das System von einem Betreibenden einfacher gelesen und ausgelegt werden kann.

Ebenso ist es ein Ziel der Erfindung ein Sonarsystem zu schaffen, mit dessen Hilfe die zuvor erwähnten Nachteile beseitigt sind und die Größe und das Gewicht wesentlich reduziert ist, was durch eine entscheidende Keduzierung der Anzahl der großen schwerden Komponenten erreicht wird, die hierbei erforderlich sind, und wobei eine Vereinfachung und Größenreduzierung einiger der Komponenten erzielt wird, die an früherer Stelle erwähnt wurden.

Ein weiterer Gegenstand der Erfindung richtet sich auch auf die Schaffung eines leichten Sonarsystems, das einen hohen Grad an Arbeitsleistung aufweist und dessen Zuverlässigkeit wesentlich besser ist als bei deijnäufig verwendeten Systemen, die Eliminierung einer Anzahl von Komponenten erfindungsgemäss möglich ist, von denen man weiß, daß ae begrenzt zuverlässig sind.

Nach einem weiteren Gedanken der vorliegenden Erfindung wird auch ein leichtgewichtiges Sonarsystem geschaffen, bei dem der Verbrauch an elektrischer Energie wesentlich vermindert ist.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels unter Hinweis auf die Zeichnung.

In dieser zeigen:

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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Empfängers

für ein Sonarsystem, das die erfindungsgemässen Merkmale enthält;

Fig. 2 ein Schaltbild der Mischer schaltung, die in Fig. 1 gezeigt ist;

Jj¹Ig. 3 ein Schaltbild des ZF-Verstärkers der Fig. 1; ■

Jfig. 4 ein Schaltbild der Begrenzer- und Vergleicherschaltungen der Fig. 1; "

Fig. 5 ein Schaltbild der Abfrage- oder Sample-Schaltung der Fig. 1;

Fig. 6 ein Schaltbild der automatischen Verstärkungsregelung- und Video-Detektorschaltungen der Fig. 1;

Fig. 7 ein Schaltbild des Hingzählers der

Fig. 8 ein Schaltbild der bistabilen Multivibrator- und Modulatorschaltungen der Fig. 1.

Me Teile 10 und 12 in Fig. 1 stellen benachbarte Schallumformer (staves) eines Meßwertumwandlers dar, der eine allgemein zylindrische Form aufweist. Es können ebenso Gruppen an Schailumformern verwendet sein, die miteinander verbunden sind, so daß sie als diskrete und getrennte Schallumformer arbeiten. Die an diesen Schallumformern aufgefangenen Signale werden als.Eingangsgrdssen einem Verstärkerabschnitt 14 zugeleitet, der als Abschnitt 1 bezeichnet ist, und der die Darstellung an der Frontflache einer Kathodenstrahlröhre 16 über 45° steuert. Sieben identische Verstärkerabschnitte 18, 20, 22, 24, 26, dQ und JO sehen Eingangsgrössen vor, die unterschiedlichen 45°-c>ektoren der Frontfläche der KatbOdenstrahlröhre überdecken bzw. entsprechen, so daß die Darstellung insgesamt

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360° an der .Frontfläche der Röhre überspannt bzw. überdeckt. Die Eingangsgrössen aus den Schallumformern, die mit den-Schallumformern 10 und 12 identisch sind, erscheinen als Eingangsgrössen auf einem Paar Drähten 32, 34, 36, 38, 40, 42 und 44 und diese Drähte, führen je zu einem der Verstärker, die jeweils die Sektoren 2 bis 8 steuern. Es lässt sich erkennen, daß die ..Ausgänge aller Verstärker.. 18 bis 30 an einergemeinsamenLeitung 46 hängen und diese Leitung zum Eingang der Kathodenstrahlröhre führt.

Bei der zuvor beschriebenen Anordnung muss erwähnt werden, daß die Verstärkerausgänge bzw. Ausgangsgrössen alle fortlaufend zur Verfugung stehen und daß man eine Einrichtung vorsehen muss, um die Verstärkerausgänge anzutasten oder abzufragen, so daß die Sektorsignale in ,richtiger Aufeinanderfolge an der Kathodenstrahlröhre erscheinen. Bei dem vorliegenden System- wird dies mit Hilfe eines 8000-Perioden-Haupt- oder Taktgeberoszillators 48 erreicht, der Impulse vorsieht oder mit einer 8000-Periodenfolge einen achtstufigen Ringzähler 50 triggert. Es können auch andere Abtastfolgen verwendet werden, was von den Umständen abhängt. Der Ringzähler weist Ausgangsanschlüsse für jeden seiner acht Impulse auf und diese Ausgänge führen jeweils zu den Verstärkerabschnitten 1 bis 8. Die Impulse 1 und 5 werden einem bistabilen Multivibrator 52 in der Weise zugeführt, daß dieser eine einzige Rechteckwellenperiode für jeweils acht Impulse des Hauptoszillators erzeugt. Demnach weist der bistabile Multivibrator 52 eine Rechteckwellenausgangsgrösse mit einer Frequenz von 1 000 Hz auf, die dann einem Modulator 54 zugeführt wird. Dem Modulator 54 wird ebenso eine Ausgangsgrösse einer Kippschaltung 56 zugeleitet, die eine lineare Rampenspannung erzeugt, deren Amplitude proportional zum Entfernungssignal ist. Die Kippschaltung erhält ihre Eingangsgrösse von den Programmschaltungen 58, die den Anfang der Rampenspannung mit dem

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Senden eines Impulses koordinieren. Die Impulssendeeinrichtung stellt keinen (Teil der vorliegenden Erfindung dar und ist daher auch nicht gezeigt. Auf diese Weise ist die Amplitude der Kippspannung direkt auf die Zeit des gesendeten Impulses bezogen. Die Aus gangs grös se des Modulators 54- ist eine Hechteckswechselspannung, deren Amplitude proportional zur Entfernung ist, wie diese durch die Kippspannung aufgebaut bzw. festgelegt ist. Diese Ausgangsgrösse wird einer Filterschaltung 60 zugeführt, deren Funktion darin besteht, die Rechteckwelle in eine Sinuswelle mit gleicher Frequenz zu konvertieren, wobei diese Sinuswelle auch phasenstarr zur Ausgangsgrösse aus dem | Hauptoszillator 48 ist. Das vom Filter 60 gelieferte Signal wird in zwei Ausgangsgrössen aufgeteilt und zwar geschieht dies im Phasenschieber 62, und eine dieser Ausgangsgrössen ist mit der Ausgangsgrösse an dem Filter 60 in Phase während die andere um 90° phasenverschoben ist, dann werden diese zwei Ausgangsgrössen einem ersten von zwei Synchro-Funktionsdrehmeldern zugeführt. Die'Funktion des ersten Funktionsdrehmelders besteht darin, eine Einrichtung zum Einführen einer Korrektur für magnetische Änderungen vorzusehen und dies wird erreicht, indem man von Hand die Eingangswelle dreht. Der Ausgang des ersten Synchro^-Funktionsdrehmelders 64 ist mit dem zweiten Funktionsdrehmelder 66 verbunden und dieserAusgang bzw. Ausgangsgrösse besteht aus zwei Wechselstromsignalen, die in der- f selben Weise wie die Eingangsgrösse des Phasenschiebers phasenbezogen sind, wobei die Phasenbeziehung jedoch eich von der Ausgangsgrösse des Phasenschiebers um den Betrag der von Hand vorgenommenen und eingeführten Korrektur unterscheidet. Der zweite der zwei Synchro-Funktionsdrehmelder 66 sieht ebenso eine Ausgangsgrösqe vor, die aus zwei Wechselstromsignalen mit 1000 Hz .bestehen und die eine 90° Phasenverschiebung aufweisen und die zu den 8000 Hz des Oszillators 48 phasenstarr sind, {jedoch mit einer möglichen Phasenverschiebung, die durch die mechanischen Eingangsgrössen, die den Wellen der Funktionsdrehmelder aufgedrückt sind, behaftet. Eines der 1000 Hz AusgangsSignaIe aus dem

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Funktionsdrehmelder 66 wird dann über einen horizontal Ablenkverstärker 68 den horizontalen Ablenkplatten der Kathodenstrahlröhre 16 zugeführt und das andere Ausgangssignal wird über einen Vertikal-Ablenkverstärker 70 den vertikalen Ablenkplatten dieser Kathodenstrahlröhre zugeleitet. Wenn eine konstante Ausgangs-" grösse aus dem Modulator 54- vorhanden ist, so schafft die zuvor beschriebene Anordnung ein Oszillogramm, das die Form eines Kreies auf der Kathodenstrahlröhre 16 hat. Die zunehmende Spannung aus der Kippschaltung 56 bewirkt, daß das Oszillogramm die Form einer Spirale annimmt, die die Frontplatte der Röhre überdeckt. Da der Beginn der Kippspannung mit dem gesendeten Impuls koordiniert ist, wird die Entfernung eines reflektierenden Gegenstandes vermittels eines hellen Punktes wiedergegeben, der einen bestimmten Abstand von der Mitte der Kathodenstrahlröhre 16 aufweist. Da der Meßwertumformer normalerweise am Ende eines flexiblen Kabels hängt und zwar ziemlich tief unter Wasser, ist eine Einrichtung erforderlich, um das System über die örtliche Lage oder Orientierung zu informieren. Der Meßwertumwandler weist daher einen Kompaß (nicht gezeigt) auf, der eine Ausgangsgrösse für ein Servo-System liefert, oder einen Kompaßfolger 71 ä-er mechanisch die Welle des zweiten Synchro-Funktionsdrehmelders 66 dreht, so daß dadurch eine Korrektur im System vorgesehen wird, um irgendeine örtliche Orientierung des Meßwertumformers· zu kompensieren. Demnach zeigt das System immer genau auf der Kathodenstrahlröhre die Richtungen an und zwar ungeachtet der Änderungen der Lage oder Orientierung des Meßwertumformers.

Der Ringzähler 50 fragt der Reihe nach den Ausgang jedes Empfängers so ab, daß die individuellen Abfrageschaltungen in den s-eparaten Sektorverstärkern der Reihe nach eingestellt werden, so daß dadurch l'eilwinke!informationen in einer richtigen Lage in jedem Sektor der Kathodenstrahlröhre vorgesehen werden, die mit der .Entfernungsinformation von der Kippschaltung 56 koordiniert sind. Es sei hervorgehoben, dass

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der Zählschritt 1 aus dem Ringzähler der Abfrageschaltung über eine Drahtverbindung 74 zugeführt wird. Der Zählschritt 2 wird über einen Draht 75 äem Verstärker 18 zugeleitet usw. . Jeder Zählschritt besteht aus einer Rechteckwelle mit einem gewünschten Spannungswert, der eine Rampenspannung in einer bestimmten Anfrageschaltung entstehen lässt und ebenso die Rampenspannung am Ende des Zählschrittes aufhören lässt. Der Kipp für den Sektor 1 dauert 125 HikroSekunden, zu welchem Zeitpunkt dieser unterbrochen wird und der Kipp entsteht in der Abfrageschaltung für den Sektor 2 für die nächste 125-Milli- g Sekundenperiode. Wenn ein Rückkehrsignal aufgefangen wird und zwar an den Wandlern 10 und 12, gelangt eine Ausgangsgrösse aus der Phasenvergleishsschaltung 76 ^zur Abfragescfcaltung 72, welche Ausgangsgrösse wertmässig mit der erzeugten Rampenspannung an einem Punkt längs der Rampenspannung koinzidiert. Am Koinzidenzpunkt wird ein Ausgangsimpuls der Kathodenstrahlröhre über die Leitung 46 zugeführt und dieser Impuls erleuchtet die Röhre in diesem Moment. Dadurch bleibt die Position des Strahles als auch die Entfernungsinformation mit der Phase des Ringzählerausgangs phasenstarr und ist nur den Korrekturen der Meßwertumformer-Orientierung und der magnetischen Änderung, die jeweils den tfunktionsdrehmeldern 66 und 64 aufgedrückt werden, behaftet. |

i'ig. 2 zeigt eine Schaltung einer der Mi sch schaltungen 78, die in dem Sektor-1-Verstärker 14 vorhanden ist. Die Eingangsgrösse.,von dem Schallumformer 10, die praktisch von den Strahl-formenden- und Vorverstärker-Schaltungen, die an de Meßwertumformerelemente angeschlossen sind, die auf dem vorliegenden Gebiet auch gut bekannt sind, vorgesehen wird, erscheint am Eingangsanschluss 80, der zu der Basis eines '.Transistors 82 über eine Kopplungseinrichtung führt, die aus einem Widerstand 84 und- einer Kapazität 86 besteht. Der Kollektor des Transistors 82 hängt, an einer Gleichspannungsquelle am Anschluß.87 über einen Lastwiderstand 88. Am Anschluß

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87 ist ebenso ein Transistor 90 angeschlossen, der direkt nit dem Transistor 82 gekoppelt ist und der weiter an einen Emitterfolger angeschlossen ist, dessen Kollektor an dem Kollektor des Transistors 82 in solcher Weise angeschaltet ist, daß die Eingangsimpedanz, die man in die Schaltung hinein sieht, einen hohen Wert hat. Die Ausgangsgrb'sse aus dem Transistor 90 erscheint an einem Viderstaid 92, dessen eines Ende mit der Masse-Leitung 94- verbunden ist und dessen gegenüberliegendes Ende an den Emitter eines Mischertransistors 96 über eine Kapazität 98 und einen Widerstand 100 gekoppelt ist. Die Ausgangsgrösse aus einem örtlichen Oszillator (nicht gezeigt) wird der Basis des Transistors 96 über einen Widerstand 104, über einen Draht 106, zugeführt, wobei der Kollektor des Transistors 96 zur Masse-Leitung 94riickgeführt ist. Die Ausgangsgrösse des Mischertransjsbors 96, die eine Wechselspannung in einer Zwischenfrequenz darstellt, wobei die Eingangsgrösse aus dem Schallumformer 10 dieser Spannung überlagert ist, ist über eine Kapazität 108 an die Ausgangsanschlüsse 110 und 112 gekoppelt, und ein Widerstand 114 mit grossem Widerstandswert ist zwischen die Kapazität 108 und dem Anschluss 112 eingeschaltet. Diese Ausgangsgrösse wird einer KristallfiHH?schaltung 116 (siehe Fig. 1) zugeleitet, deren Funktion darin besteht, eine sehr eng begrenzte Bandbreite vorzusehen, wobei die Filter in Jedem Pfad so angepasst aind, daß jegliche Phasenverachiebung· in jedem Pfad gleich erscheint, da irgendeine Veränderung als Fehler in der Peilwinkelinformation erscheint. -

Aufgrund der weiten Schwankungen der Eingangssignalstärke, die an den Anschluss 80 gelangt, ist es erforderlich, eine Bedämpfungaeinrichtung vorzuaehen, um eine Übersteuerung der Tranaistoren 82 und 90 und des Mischertransistors 96 zu vermeiden, was zu einer Verzerrung führen würde. Eine automatische Veratärkungsregelungsschaltung (AVR) ist vorgesehen und erscheint im Block 118 der Fig. 1. Dieses AVR-Üignal, das ebenao der Mischerschaltung, in Verbindung mit

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der "bedampfenden Einrichtung, zugeführt wird, erscheint an der Basis eines Transistors 120. Der Emitter dieses !Transistors ist über einen Vorspannwiderstand 122 nach der Hasse-Leitung 94 geführt und sein Kollektor ist über eine erste Diodenreihe 124 an die Basis des Transistors 82 angeschlossen und von dort über eine zweite Diodenreihe 126 und über einen Lastwiderstand 88 zum GleichStromspannungsanschluß 87. Sind die Dioden, wie gezeigt, gepolt, so steht für den Transistor 120 eine ziemliche Kollektorspannung zur Verfügung. Während die Diodenreihen 124· und 126 nur fünf f Dioden enthalten, so ist diese Zahl auf die Grosse der Eingangsspannungs-lnderungen, die erwartet werden, bezogen. Der Emitter des Transistors 120 ist zu einer Spannungs-Hülle-Schaltung geführt, die die Widerstände 128, 130 und 132 enthält, die zwischen der Leitung hängen, die über den Widerstand 88 zum positiven Spannungsanschluß 87 und zur Masse-Leitung 94 führen. Die Diode 136 und ein Widerstand 138 sind zwischen die nicht geerdeten Enden der Widerstände 132 und 122 geschaltet und ein zusätzlicher Zweig, der eine Diode 14-0 und Widerstand 14-2 enthält, ist zwischen der hohen Spannungsseite des Widerstandes 130 und dem Emitter des Transistors 120 geschaltet. Jede der Dioden in den Diodenreihen 124· und 126 weist einen bedeutenden Widerstand, auch " in Vorwärtsrichtung, für kleine Signale auf. Wenn die Signale in ihrer Spannung zunehmen, wird schließlich ein Punkt erreicht, bei dem de.r Widerstand stark abfällt. Beim vorliegenden Fall sind die Spitzenwerte der Eingangssignale so, daß die kombinierten Widerstandswerte von fünf Dioden in jedem Zweig erforderlich sind, um das Bewirken einer Verzerrung des Ein-,gangssignals durch eine starke Widerstandsverminder-ung zu vermeiden.

Der Verstärkungsregelungstransistor 120 wirkt, zusätzlich zu seiner Wirkung als Einrichtung zum Einführen eines AVR-Signals, als Verstärkungsregelung, indem der Stromfluß durch '

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die Diodenreihen 124 und 126 gesteuert wird, wodurch auch die Bedämpfung des Eingangssignals gesteuert wird. Dieser .Fluß wird durch den effektiven Widerstand im Emitterkreis hergestellt.. Bei einem Elektronenfluß in !Richtung von Masse zum Emitter des Transistors 120, würde eine gegebene Größe der A^-VE-Spannung nur einen Stromfluß durch den Widerstand 122 ergeben. Zunehmende Werte der AVK-Sp annung wurden eine zunehmende Signalbedämpfung zur Folge haben, jedoch in einem fortschreitenden kleineren Zuwachsverhältnis. Diese Charakteristik ist so beschaffen, daß, wäre der Widerstand 122 alleine in der Schaltung, man eine Bedämpfung erreichen würde, bei welcher eine wesentliche Zunahme der AVH-Spannung eine minimale Änderung oder minimale Änderungen in der Bedämpfung zur Folge haben würde. Um diese Charakteristik nahezu linear zu halten, sind die Diode 136 und der Widerstand 138 so angeordnet, daß, wenn der Spannungsabfall über der Diode 136 einen Wert erreicht, bei dem das Ansprechen auf die Zunahme in der ATO-Spannung anfängt geringer zu werden, ebenso der Strom anfängt durch die Widerstände 132 und 138, die parallel mit dem Widerstand 122 liegen, zu fliessen, wodurch das Bedämpfungsverhältnis zunimmt. Bei einem noch höheren v/ert- der AVE-Spannung, bewirkt der Spannungsabfall über der Diode 140, daß diese leitend wird, wodurch ein zusätzlicher Stromflußweg zu dem bereits bestehenden aufgebaut wird, und bewirkt wird, daß die Bedampfungscharakteristik erneut zum steileren Abschnitt auf der Kurve verschoben wird. Auf diese Weise wird die Beziehung zwischen AVK-Spannung und Signalbedämpfung nahezu über den gesamten Bereich der AVE-Eingangsspannung linear gehalten.

Um nun die Signalbedämpfung durch die Diodenreihen 124 und Π26, wie die.s gewünscht wird, zu regeln, ist es erforderlich, eine Einrichtung zu schaffen und so anzuordnen, daß die Impedanz zwischen den Enden der Diodenreihen und Masse (Erde) minimal wii'd. Dies wird mit Hilfe der Kapazitäten

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142' und 144 erzielt, die jeweils zwischen die Diodenreihen 124 und 126 und der Hasse-Leitung 94 geschaltet sind.

wie an früherer Stelle ausgeführt wurde, so wird die Ausgangsgrösse aus der Mischerschaltung 78 einem Kristallfilter 116, wie dies in Fig. 1 gezeigt ist, zugeführt. Dieses Filter kann irgendeine Form haben, wie dies auf dem vorliegenden Gebiet bekannt isb, das Filter muß jedoch eine sehr enge Bandbreite aufweisen, da man zwischen vielen Signalen unterscheiden muss, die im FrequenzSpektrum dicht aufeinänderfolgen. Dieses gefilterte Signal wird einem ZF-Verstärker 150 (Fig. 3) zugeführt, der ebenso als eine Eingangsgrösse das AVH-Signal aus der AVE und dem Vi-deodetektor 118 empfängt.

In Fig. 3 wird die Eingangsgrösse vom Kristallfilter 116 über eine Kopplungskapazität 152 dem Steueranschluss eines Feldeffektbransistors 154 zugeführt, dessen SOFHCE-Anschluß direkt an die Basis eines i'ransistors 156 gekoppelt ist. Diese Komponenten sind in üblicher Weise verbunden und der Zweck des Feldeffektbransistors besteht darin, einen Eingang zu schaffen, der eine relativ hohe Eingangsimpedanz zeigt und der keine bedeutende kapazitive Belastung für das μ Kristallfilter 116 darstellt. Da der Feldeffekttransistor in Wirklichkeit eine Verstärkung hat, die etwas weniger als die Einheit beträgt, ist der transistor I56 mit diesem in Kaskade geschaltet, um die Verstärkung der kombinierten Stufe auf nahezu die Einheit anzuheben. Die Ausgangsgrösse des Transistors I56 ist über eine Kapazität 158 und einen Widerstand 160 an einen Verbindungspunkt 162 gekoppelt, und zwar zwischen den4wei Dioden 164 und 166. Es sei hervorgehoben, daß diese Dioden in den Kollektorkreis eines '.Transistors 168 eingeschaltet sind, der an seiner Basis das AVR-Signal von der AVH und dem Videodetekbor 118 (Fig. 1) erhält, und (luv in seinem ßinlbfcerkreis eine Spannungs-üülle-Schalbung

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aufweist, die im wesentlichen identisch mit derjenigen ist, die an den Transistor 120 (Fig. 2) angeschaltet ist. Die Dioden 164· und 166 arbeiten in der Weise, daß man eine Bedämpfung erhält, die im wesentlichen identisch derjenigen ist, die durch die Diodenreihen 124 und 126 (Fig-r 2) vorgesehen wird. Das am Anschluß 162 erscheinende Signal wird über eine Kapazität 170 zu einem Verstärker 172 gekoppelt, der ein herkömmlicher Rückkopplungsverstärker ist und in bevorzugter Weise einen Emitterfolger an seinem Ausgang aufweist, um die gewünschte niedrige Ausgangsimpedanz vorzusehen.

Wie sich in Fig. 1 erkennen lässt, ist die Ausgangsgrösse aus jedem der Zwischenfrequenzverstärkern an eine entsprechende Begrenz-erschaltung 174- angelegt. Diese Ausgangsgrössen werden ebenso in einem Addiernetzwerk summiert, das aus zwei Widerständen 176 und 178 besteht, die bei einem Verbindungspunkt 180 zusammengeschaltet sind. Dieses Summensignal wird dann mit Hilfe einer Leitung 182 der AVR und.dem Videodetektor 118 zugeführt. Fig. 4 zeigt beide Begrenzer 174 im Verstärker 14, es soll jedoch nur einer beschrieben werden, und zwar im Detaill, da diese identisch sind. Die Eingangsgrösse aus dem ZF^-Verstärker 150 ist über eine-Kopplungskapazität 183 und einen Widerstand 184 auf die Basis eines Transistors 186 gekoppelt. In dem Kollektorkreis des Transistors 186 sind entgegengesetzt gepolte. Dioden 188 und 190.eingeschaltet und ebenso eine Abblockkapa-zität 192. Die Dioden 188 und 190 sehen effektiv die Begrenzung vor, da, für eine gegebene Kollektorspannung.jeder Polarität, eine dieser Dioden anfangen, wird, den Rückkopplungsstrom zur Basis des Transistors 186 zu leiten, wodurch jegliches Anwachsen der.Kollektorspannung verhindert bzw. gestoppt wird. Die AusgangsgrÖsse, die am Kollektor des Transistors 186 erscheint, wird zwei zusätzlichen Begrenzerstufen zugeführt, die die Transistoren 194 und 196 und die differenzierenden Kapazitäten 198 und 200 enthalten, die die Rechteckwellenr-Ausgangsgrösse des Transistors 186 in

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eine Ausgangsgrösse konvertieren, die aus sehr scharfen Spitzen beider Polaritäten "bestehen, und über eine Diode 202 und einen Widerstand 204 der Basis eines Transistors 206 zugeleitet werden, der als eines de-r aktiven Elemente in einer Hultivit>ratorschältung 208 arbeitet, die die Phasenvergleichsschaltung 76 enthält. An die Basis des !Transistors 206 ist ebenso eine Mode 210 angeschlossen, die gegenüber der Diode 202 entgegengesetzt gepolt ist und die an die differenzierende Schaltung des Begrenzers des Kanals angeschlossen ist, der sich auf den Schallumformer 12 bez-ieht. ä Die Diode 202 lässt positiv gerichtete Impulse aus dem transistor 196 hindurclyünd blockiert negativ gerichtete Impulse, während die Diode 210 die negativ gerichteten Impulse hindurchlässt und die positiv gerichteten Impulse blockiert. Dadurch erzeugt der Multivibrator 208 eine Rechteckswellen-Ausgangsgrö'sse, die symmetrisch ist, wenn zwischen den Signalen in den zwei Kanälen keine Phasendifferenz vorhanden ist. Ist eine Phasendifferenz vorhanden, dann ist entweder die positiv gerichtete oder die negativ gerichtete Spannungshalbwelle von längerer Dauer, als die andere, und dieser Unterschied erscheint am Eingang der Abfrageschaltung 72. Die Induktivität 212 und die Kapazität 214 stellen ein Filter dar, um das relativ hohe Triggerfrequenzsignal zu über- \

brücken, das am Ausgang des Phasenvergleichers erscheinen kann.

Fig. 5 zeigt ein Schaltbild der Abfrageschaltung 72, die über den Leiter 216 die Ausgangsgrösse des Phasenvergleichers empfängt.-.Sie empfängt ebenso aus dem Ringzähler 50 eine normalerweise positive Spannung, die der Basis eines Transistors 218 über einen Widerstand 220 zugeführt wird. Dies hat zur Folge, daß der Transistor 218 Strom leitet. Ein Hetzwerk, bestehend aus.einem Transfetor 222, einem veränderlichen Widerstand 224, festen Widerständen 226 und 228, und einer Diode 230 arbeitet als Konstantstromquelle, die

Strom durch den Transistor 218 und einem Potentiometer 232 abgibt und zwar während der Zeit, während welcher der Transistor 218 leitet.

Der Ringzähler 50 gibt einen 125 MikroSekunden währenden negativ gerichteten Impuls ab und zwar an jede Abfrageschaltung, damit diese mit der Beleuchtungsdauer oder Aufhelldauer des zugeordneten bestimmten Sektors .auf der Kathodenstrahlröhre 26 korrespondiert, und dieser Impuls erscheint an der Basis des Transistors 218, wodurch dieser Transistor aufhört Strom zu leiten, woraufhin die Konstantstromquelle anfängt, eine Kapazität 233 stetig zwischen bekannten positiven Werten wie- z.B. + 4- Volt bis + 8 Volt aufzuladen. Ein Transistor 234, dessen Emitter an eine negative Spannungsversorgung angeschlossen ist, wirkt als konstante Stromquelle für ein Transistorpaar 236 und 238, deren Kollektoranschlüsse an gegenüberliegende Ende einer Primärwicklung eines Übertragers 240 angeschlossen sind. Der Mittelabgriff des Übertragers 240 ist an eine positive Spannungsquelle über einen· Draht angeschlossen. Wenn die Spannung an der Kapazität 233» die ebenso an der Basis des Transistors 238 erscheint, im wert zunimmt und zwar auf einen Punkt, bei dem sie der Spannung aus dem Phasenvergleicher gleicht, die an der Basis des Transistors 236 erscheint, schaltet der Stromfluß von der unteren Hälfte der Primärwicklung des Übertragers 240 auf die obere Hälfte dieser Primärwicklung--und ein Ausgangsimpuls erscheint an der Sekundärwicklung. Dieser Ausgangsimpuls, dessen länge durch die Auslegung des Übertragers bestimmt ist, wirkt als Steuergrösse, um einen Transistor 244 zu veranlassen, einen Aufhellimpuls der Kathodenstrahlröhre 16 zuzuführen, wie dies später noch hervorgehen wird, ist das Videoimpulssignal, das an den Emitter des Tranrirtors 244 aus der AVR und dem Videodetel.tor angelegt ist, fortwährend vorhanden, es wird jedoch der Kathodcnstrahl-röhre

BAD

16 nur dann zugeführt, wenn dieser in den leitenden Zustand gesteuert wird und zwar durch die Koinzidenz des Wertes des Signals des Phasenvergleichers mit dem Signal bzw.· dessen Wert des Abfragerampengenerators.

Die AVH und der Videodetektor 118 sind im einzelnen in 6 gezeigt, wobei die Summenspannung auf den Zwischenfrequenzverstärkern auf der Leitung 182 erscheint. Dieses Signal wird mit liiIfe einer Kapazität 246 auf die Basis eines Transistors 248 gekoppelt, der als ein Verstärker dient und dessen Verstärkung mit Hilfe eines Potentiometers 250 veränderbar ist, das in dem Emitterkreis eingeschaltet ist. Der Kollektor des Transistors 248 ist an ein Transistorpaar 252 und 254 angeschlossen, die als komplementäre Emitterfolger geschaltet sind, um eine Vbllwellen-Ausgangsgrösse für eine herkömmliche Spannungsmultiplizierschaltung 256 zu liefern. Obwohl diese Schaltung als ein Versechsfacher gezeigt ist, kann auch eine kleinere oder grössere Multiplikation verwendet werden, was von den "umständen und Anforderungen abhängig ist. Diese Spannungsmultiplikation ist wünschenswert um einen grossen djnamischen Bereich für die automatische Verstärkungs-

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regelung^. Der hohe Spannungsausgang der Multiplizierschaltung ^56 wird einer Diode 256 und einem Widerstand 260 zugeführt, die in Verbindung mit einer grossen Kapazität 262 in der //eise arbeitet, daß die Zeitkonstante der AVH-Signale in zunehmender Kichtung gesteuert wird,während eine unterschiedliche Zeitkonstante fur Spannungsausschläge in abnehmender Hichtung durch einen Widers band 264, einen Transistor 266 und einer Diode 268 bewirkt wird, die an eine negative Spannungsquelle über feinen Widerstand 270 mit grossem Widerstandswert angeachlosßfjn sind, üs ist eine Zenerdiode 272 vorgesehen, um die kapazität 262 vox* einer Zerstörung durch übermässige spannungen zu schützen. DLe AVH-opanming, die dadurch erzfc'igt wurde wird den i-üsoh stufen 78 und den ZF-Verstärkern

1 U v/;-: I ^:> / η P 7 1 BAD OFHGiNAL

150 über eine Leitung 274 zugeführt.

Die Ausgangsgrösse der Multiplizierschaltung 256, die den verstärkten Rückkehrimpuls darstellt, wird ebenso über eine Diode 276 einer .Filterschaltung zugeleitet, bevor sie als ein Videoimpuls zur Abfrageschaltung 72 gelangt. Der ausgesendete Impuls kann vergleichsweise ziemlich lang sein, wie z.B. 35 Millisekunden, oder vergleichsweise kurz, wie z.B. 3,5 Millisekunden und einige Sonarsysteme sind zum Senden von entweder langen oder kurzen Impulsen ausgestattet, da beides Vorteile hat, was von den-gegebenen Umständen abhängt. Der längere Impuls enthält offensichtlich eine grössere gesamte Energie und man erhält daher zufriedenstellende Rückkehrsignale von OrtungsObjekten aus einer grösseren Entfernung. Kürzere Impulse sind weniger anfällig für einen Verlust an Auflösungsvermögen. Das vorliegende System ist so ausgelegt, daß es beide Typen an reflektierten Signalen empfangen kann, und das noch zu beschreibende Filtersystem ist so ausgelegt, daß es beiden möglichen Fällen-Rechnung trägt. Wenn der längere Impuls gesendet wird, wird .der Basis eines Transistors 278 eine Vorspannung zugeführt, die bewirkt, daß.dieser Strom leitet und effektiv eine Seite einer Kapazität 280 erdet. Die durch die Diode 276 hindurchgelangenden empfangenen Impulse bewirken, daß sich eine Spannung an der Kapazität 280 aufbauen kann, die einen vergleichsweise großen Wert annimmt. Eine zweite Kapazität 282, die zur Kapazität 280 und dem Kollektor-Emitterübergang des Transistors 278 parallel geschaltet ist, weist einen kleineren Kapazitatswert auf, so daß deren Vorhandensein eine geringe Wirkung hat. Wenn der Impuls anfängt abzufallen, entlädt sich die Kapazität 280 schnell über einen Widerstand 284 und einen Transistor 286 nach Masse (Erde), wodurch eine relativ scharfe Abfallflanke erzielt wird, im Gegensatz zu einer relativ weichen Abfallflanke, die auftreten würde, wenn die Kapazität 280 sich über einen anderen

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Weg entladentoüsste, der durch die Widerstände 288 und 290 definiert ist. Eine Mode 292 ist an den Basiskreis des Transistors 286 angeschaltet, um den Transistor 286 gegen eine übermässig hohe Spannungsspitze oder Spitzen zu schützen. Wenn der kurze Impuls gesendet wird, erscheint die Vorspannung für den Transistor 278 nicht und die Kapazität 280 ist ohne Wirkung. Vermittels der Kapazität 282 wird eine zufriedenstellende Filterung für den 3,5 Millisekunden Impuls vorgesehen.

Der 8 000 Hz Oszillator 48 und der Ringzähler 50 sehen Ausgangssignale vor, um die Peilwinkelinformationen mit den Entfernungsinformationen zu koordinieren, und diese Schaltungen erscheinen im einzelnen in Fig. 7· Weder die Oszillatorschaltung 48, noch der Ringsähler 50 sind aussergewöhnlich aufgebaut. Der Oszillator 48 ist ein herkömmlicher Unijunction. Transistor-Oszillator und enthält eine Kapazität 294 und einen veränderlichen Widerstand 296, die als Frequenzregel-Elemente arbeiten. Die Ausgangsfrequenz kann durch Einstellen des Widerstandes 296 verändert werden und die Ausgangsgrösse, die an der Basis 2 des Unijunction -Transistors 298 erscheint, wird an einem Widerstand 300 aufgebaut bzw. erhalten, der ebenfalls an den Basiskreis eines Transistors 302 angeschaltet ist.

Die positive Stromversorgungsquelle für den Oszillator und den Ringzähler ist über eine entkoppelnde Schaltung, bestehend aus einem Widerstand 304 und einer Kapazität 306, angeschaltet. Unerwünschte Spannungsspitzen von der Stromversorgung werden durch die Kapazität 306 geerdet, während die Gleichspannung über einen- Widerstand 308 dem Kollektor des Transistors 302 zugeführt wird, und über eine Sammelschiene 309 den Anoden von acht SOS-Schaltern (silicon controlled switches), von denen jeder.in der Weise arbeitet, daß er einen von jedem der acht Impulse aus dem Oszillator 48 zum jeweiligen Sektorverstärker leitet. Irgendeiner von mehreren Ringzähleranordnungen

kann verwendet werden, um die gewünschte Funktion vorzusehen. Wenn der Ringzähler 50 nicht in Betrieb ist und eine volle Anordenspannung auf der Leitung 309 erscheint, bleiben alle SGS-Schalter offen. Diese-Spannung überschreitet die Durchbruchsspannung einer Zenerdiode 310, was eine sich an der Kapazität 312 aufbauende Spannung zur Folge hat, die einen Silikon gesteuerten Schalter 314- öffnet, wodurch bewirkt wird, daß ein 125 Mikrosekunden Impulse, der negativ gerichtet ist, auf der Leitung 316 erscheint, die zur Abfrageschaltung des Sektor 1-Verstärkers 14 führt. Während dieser Zeit wird eine Kapazität 318 entladen. ZumZeitpunkt des nächsten Triggerimpulses aus dem Oszillator 48, kehrt das Potential auf der Leitung ^16 in ein positives Potential um, das über eine Kapazität 318 an dem Kathodenanschluss des SGS 320 gekoppelt wird, so daß dieser-anfängt zu leiten, usw., bis der gesamte Strang oder Reihe der achtSGS's einen negativ gerichteten 125 Mikrosekunden Impuls zur entsprechenden Ausgangsleitung geleitet hat. Wenn der letzte Impuls abgegeben wurde, steigt die Spannung auf der Leitung 309 erneut auf die volle Anodenspannung an, wodurch ein Durchbruch über der Zenerdiode 310 erfolgt und die Kapazität-312 erneut aurgeladen wird, der SCS 314- leitend wird und der Zyklus der acht Zählschritte von neuem beginnt.

In Fig. 8 wird der erste und fünfte Zählschritt den Basisanschlüssen der Transistoren 324 und 326 eines herkömmlichen bistabilen Multivibrators 52 zugeführt, wodurcii dieser veranlasst wird,, eine 1 000 Hz Rechteckwelle als Ausgangsgrösse zu erzeugen, und die Wechselstromhalbwellen dieser Ausgangsgrösse werden den Basisanschlüssen eines Paares an Transistoren 328 und 330 zugeleitet, die einen Teil <?3S Trensistormodulators oder Zerhackers 54 bilden. Diese Transistoren verbinden abwechselnd einen Verbindungspunkt 332.mit der Kippspannung, die auf einer Leitung 333 von der Kippschaltung 56 her erscheint, und nach Hasse (Erde), wodurch die Knippspannung in

- 2Λ -

einer Folge von 1 000 Hz zerhackt wird. Diese zerhackte Spardiung wird der Basis eines Transistors 334- zugeführt, der als Emitterfolger-Verstärker arbeitet und dessen Ausgangsgrösse dem filter 60 zugeleitet wird. Da die Ausgangsgrösse des Modulators 54- immer noch grundsätzlich eine Rechteckwelle ist und da die Synchro-Funktionsdrehmelder 64- und 66 etwas zufriedenstellender mit einer Sinuswellen-Eingangsgrösse arbeiten, ist das Filter 60 vorgesehen, das im wesentlichen einen 'i'iefpaß darstellt, um die Rechteckwelle des Modulators 54- in eine Form zu konvertieren, die mehr einer Sinuswelle ähnelt.

Der Sinuswellenausgang des Filters 60 behält eine Phasenbeziehung bei, die auf der Phase aufgebaut ist, die durch den Ringzähler 50 vorgesehen ist. Die Synchro-Funktionsdrehmelder 64- und 66 v/eisen Sätze an Statorwicklungen auf, die um neunzig elektrische Grade von-einander angeordnet sind bzw. voneinander liegen und es ist deshalb erforderlich die Ausgangsgrösse des Filters 60 in zwei Sinuswellensignale zu konvertieren, von denen das eine das Ausgangssignal ist und das andere von diesem um neunzig elektrische Grade verschoben ist. Der Phasenschieber 62 ist in üblicher Weise aufgebaut, und.er erfüllt nur die Anforderungen, dass die neunzig Grad Phasenbeziehung innerhalb sehr enger Grenzen beibehalten werden muss, weiter müssen die Amplituden der zwei Signale ebenso möglichst gleich sein, da diese Signale den vertikalen und horizontalen Ablenkplatten zugeführt werden, um das Oszillogramm in Form der Spirale auf der Kathodenstrahlröhre 16 vorzusehen, und es ist klar, daß jegliche Unausgegiichenheit oder FehibaLance dieses oszillographische Bild verzerrt und zu fehlerhaften Ablesungen bezüglich der Entfernung des empfangenen Signals führt. Gewöhnlich enthält die Phasenschieberschaltung 62 EinsteiLmögiichkeiten der Verstärkungssteuerung, um die gewünschten Phasen- und Amplitudenwerte sicherzustellen.

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Die Synchro-Funktionsdrehmelder 64 und 66 sind Normsynchros, enthalten 90 -Wicklungen zum Empfangen der zwei Ausgangsgrössen aus dem Phasenschieber. Die Phasenbeziehung der zwei 90°-Eingangssignale wird beibehalten, es können jedoch beide gleichzeitig durch Einführen einer mechanischen Eingangsgrösse in einen oder beiden der Synchros, wie dies an früherer Stelle dargelegt wurde, verschoben werden, und die darauf resultierenden Signale, die in ihrer Phase hinsichtlich der Meßwertumformerorientierung und/oder magnetischer Inderung korrigiert sind, werden dann in den Verstärkern 68 und 70 verstärkt und den horizontalen und vertikalen Ablenkplatten der Kathodenstrahlröhre 16 aufgedrückt.

Aus der vorangegangenen Beschreibung geht hervor, daß das Empfangssystem eine wesentlich verbesserte Arbeitsweise bzw. Arbeitsleistung aufweist und eine einfachere Betriebsweise ermöglicht. Durch die Verwendung getrennter Verstärker, die an jeden Wandler angeschlossen sind, lässt sich eine Schmalbandfilter.ung zur Anwendung bringen, die, im Vergleich mit den breitbandigen System, die häufig im Gebrauch sind, ausschlaggebend das Signal-Zu-Geräuschverhältnis verbessert, so daß dadurch eine sehr zufriedenstellende Arbeitsleistung möglich wird-und man nicht mehr Umformer benötigt, die mehrere Schallumformerstufen benötigen und ebenso eine breitere Strah1-charakteristik, wie dies bei Schiffs-Sonarsystemen erforderlich ist. Die Vorsehung einer 360°„Ablesung auf der Kathodenstrahlröhre-vereinfacht bedeutend die Betriebsweise und ein Fachmann kann erkennen, daß das beschriebene System eine sehr begrenzte Anzahl von inhärent großen und schweren Komponenten aufweist, die man so oft in Sonarsystem /mit großen Ausmaßen und Gewicht findet.

Sämtliche in der Beschreibung erkennbaren und in den Zeichnungen dargestellten, technischen Einzelheiten sind für die Erfindung von Bedeutuiig.

ORIGINAL INSPECTED 109325/0873 ^0B

Claims

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1J Empfänger für ein Unterwasser-Schallmeßsystem, bestehend aus einem Meßwertuniformer, der eine Vielzahl an umfangsmässig angeordneten Empfangselementen besitzt, die so verbunden sind, daß individuelle Strahlen in diskreten Eichtungen erzeugt werden können, und weiter die Verbindungen der Elemente so vorgenommen sind, daß Paare von benachbarten Strahlen Peilwinkelinformationen über bekannte Sektoren vorsehen, weiter mit einer Kathodenstrahlröhre zur Vorsehung eines oszillographischen Bildes der empfangenen Signale, und mit einer Einrichtung zum koordinieren der Darstellung auf der Kathodenstrahlröhre mit den Strahl-Informationen aus den Empfangselementen; g e kennzeichnet durch einen Hauptoszillator (48), einer elektronischen Einrichtung (52, 54, 56, 60, 62) zum Erzeugen von Kippsignalen zur Darstellung einer Spirale für die Kathodenstrahlröhre: (16), wobei diese Signale durch einen gesendeten Impuls ausgelöst werden und .mit dem Hauptoszillator (48) phasenstarr sind; durch Empfangseinrichtungen (14, 16, 20, 22, 24, 26, 28, 30) für jeden der Sektoren (1 -8), wobei jede der Empfangseinrichtungen ein Paar von getrennten schmalbandigen Empfängerstufen (78, 116, 150, 174) enthält, die so geschaltet sind, daß sie Eingangssignale von nebeneinander angeordneten Elementen (10, 12) empfangen können, ebenso eine Phasenvergleichsschaltung (76) enthalten, die eine Ausgangs-

sicß

grösse erzeugt, deren.. Grosse/mit der Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen ändert; weiter durch eine an den Hauptoszillator (48) angeschlossene Abtasteinrichtung (50, 72) zum nacheinander Anlegen der Ausgangsgrössen aus den Empfängereinrichtungen (14 - 30) an die Kathodenstrahlröhre (16} so daß dadurch Peilwinkel- und Entfernungsinformationen, die 360° um den Meßwer.tumformer herum überdecken, auf der ffrontflache der Kathodenstrahlröhre (16) dargestellt bzw. abgebildet werden, " .

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2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine elektronische Einrichtung (64, 66, 68, 70) zum Zuführen der das Spiralbild formenden Kippsignale zur Kathodenstrahlröhre (16) vorgesehen ist und- daß diese elektronische Einrichtung Synchro-Funktionsdrehmelder (64, 66) aufweist, die eine Einrichtung "besitzen, die auf zumindest einen äusseren Zustand ansprechen kann, um eine Phasenverschiebung der Kipp signale in proportionaler Beziehung zu dieser Bedingung oder Zustand zu erzeugen.
3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurcü gekennzeichnet, daß die.Synchro-i'unktionsdrehmelder eine erste Synchro-Vorrichtung (64) aufweisen, deren Rotor von Hand gedreht werden kann, um eine magnetische Änderung zu korrigieren, und daß eine zweite Synchro-Vorrichtung (66) vorgesehen ist, deren Rotor in Abhängigkeit von Änderungen in der Orientierung des Meßwertumformers drehbar-ist.
4. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die abtastende Einrichtung (50, 72) eine Abfrageschaltung (72) enthält, die an jeden der Phasenvergieichsschaltungen (76) angeschlossen ist, die eine elektronische Einrichtung (218, 233) zum Erzeugen einer Rampenspannung enthält, dass weiter ein Zähler (50) vorgesehen ist, der an den Hauptoszillator (48) zum Starten und Anhalten der Rampenspannung in jedem öektor-Empfangsabschnitt (14 - 30) und zwar in einer Aufeinanderfolge, angeschaltet ist, daß weiter eine Einrichtung (236, 238) vorgesehen ist, die auf die Kc -inzidenz der "werte zwischen dem Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung und der Rampenspannung ansprechen kann, um der Kathodenstrahlröhre (16). einen Aufhellimpuls zuzuführen.
5. Empfänger nach Anspruch L, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronische Einrichtung- (52, 54, 56, 60, 62) zum Erzeugen der Kippsignale für dia Darstellung der Spirale fol-

10bß?H/nH73 BADORlGtNAL

gendes enthält: Eine zweite eine Rampenspannung erzeugende elektronische Einrichtung (56), die eine anwachsende Rampenspannung erzeugt, die zeitmässig zu einem gesendeten Impuls bezogenistj weiter eine Modulati ons einrichtung (54-), die mit dem Hauptoszillator (48) zum Modulieren der zweiten Rampenspannung phasenstarr ist; und einen Phasenschieber (62), der aus der modulierten zweiten Rampenspannung zwei phasenverschobene Kippsignale zur Darstellung der Spir-ale, die die Kippsignale für die Aufzeichnung oder Darstellung der Spirale darstellen, erzeugen kann.