DE2425919A1

DE2425919A1 - Verfahren und vorrichtung zur messung der geschwindigkeit eines objektes gegenueber einem bezugssystem

Info

Publication number: DE2425919A1
Application number: DE19742425919
Authority: DE
Inventors: Nils Ingvar Andermo
Original assignee: Stiftelsen Institutet for Mikrovagsteknik Vid Tekniska Hogskolan
Current assignee: Stiftelsen Institutet for Mikrovagsteknik Vid Tekniska Hogskolan
Priority date: 1973-06-01
Filing date: 1974-05-30
Publication date: 1974-12-19
Also published as: CH595641A5; JPS5023269A; GB1478835A; SE371015B; IT1020627B; FR2231975A1; FR2231975B1; DE2425919C2

Description

Stiftelsen Institutet för'Mikrovagsteknik Pack, 100 44 Stockholm, Schweden

Verfahren und Vorrichtung zur Messung der Geschwindigkeit eines Objektes gegenüber einem Bezugssystem

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Geschwindigkeit eines Objektes gegenüber einem Bezugssystem mit Hilfe von auf dem Objekt angeordneten Empfängern, die eine räumliche Funktion abtasten, die vom Bezugssystem ausgeht, wobei in jedem Empfänger ein Signal erhalten wird,'dessen Wert von der Position des Abtastbereiches auf dem. Empfänger in bezug auf das Bezugssystem abhängt.

Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens.

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Es ist bekannt, solche Geschwindigkeiten dadurch zu ermitteln, daß die Zeitspanne zwischen den Signalen von zwei Abtastelementen gemessen wird. Dieses Verfahren ist jedoch nur begrenzt auf sehr niedrige Geschwindigkeiten anwendbar, da die Zeitspanne gegenüber Unendlich geht, wenn sich die Geschwindigkeit dem Wert Null nähert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Messung der Geschwindigkeit eines Objektes gegenüber einem Bezugssystem zu schaffen, bei welchem Geschwindigkeiten bis in den Bereich der Geschwindigkeit 0 einschließlich begrenzter negativer Geschwindigkeiten meßbar sind, ohne daß die Betriebsrichtung umgekehrt v/erden muß.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß Signalwerte von einer Anzahl von Abtastbereichen an verschiedenen Stellen in bezug auf das Objekt gleichzeitig oder zyklisch zu einem ersten Zeitpunkt gespeichert werden und dann mit entsprechenden Signalwerten verglichen werden, die zu einem späteren Zeitpunkt abgetastet wurden, und daß.die Verlagerung der räumlichen Funktion in bezug auf das Objekt zwischen den zwei Abtastzeitpunkten bestimmt wird und daß die Geschwindigkeit aus der Größe der Verlagerung und der Zeitspanne zwischen den Abtastzeitpunkten berechnet wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen und bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung besteht darin, daß mit verhältnismäßig geringem gerätetechnischem Aufwand eine außerordentlich genaue Geschwindigkeitsmessung durchführbar ist.

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Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Fig. 1 ein Beispiel einer räumlichen Punktion f (χ) ,

Fig. 2 ein Blockdiagramm einer elektrischen Schaltung zur Geschwindigkeitsmessung gemäß der Erfindung,

Fig. 3 ein Impulsdiagramm für die Schaltung in der Fig. 2, Fig. 4 eine weitere Schaltung zur Geschwindigkeitsmessung,

Fig. 5 sin Impuls- und ein Spannungsdiagramm für die Schaltung in der Fig. 4,

Fig. 6 eine Schaltung zur Steuerung der Pilotfrequenz f ind der Fig. 4,

Fig. 7 eine weitere Schaltung zur Geschwindigkeitsmessung, Fig. 8 Impulsdiagramme der Schaltung in der Fig. 7» Fig. 9 . einen optischen Fühler,

Fig. 10 einen weiteren optischen Fühler gemäß der Erfindung, Fig. 11 einen Mikrowellen-Fühler,

Fig. 12 die Antenne einer akustischen Geschwindigkeitsmeßeinrichtung gemäß der Erfindung,

Fig. 13 eine Ausbildung der Antennen eines akustischen Fühlers, wie er in den Boden eines Schiffes eingebaut ist,

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Fig. 14 ein Blockdiagramm einer Filtereinrichtung, Fig. 15 ein Impulsdiagramm der Schaltung in der Fig. 14·, Fig. 16 ein Frequenzdiagramm des Filters in der Fig. 14,

Fig. 17 die Abhängigkeit des Abtastbereich.es vom Filter in der Fig. 14,

Fig. 18 einen optischen Fühler mit zwei bewegbaren Abtastbereichen,

Fig. 19 einen optischen Fühler mit einer Anzahl von Abtastbereichen,

Fig. 20 und 21 einen akustischen Fühler mit einer Anzahl von Abtastbereichen,

Fig. 22 eine Schaltung zur Kessung der Zeitverzögerung zwischen zwei Signalen von Fühlern gemäß den Fig. 18, 19 und 20,

Fig. 23 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausbildung einer erfindungsgemäßen Geschwindigkeitsmeßeinrichtung,

Fig. 24 ein Impulsdiagramm der Schaltung in der Fig. 23 und Fig. 25 eine Einzelheit des Impulsdiagramms in der Fig. 24.

Die Fig. 1 zeigt ein Beispiel der räumlichen Funktion f(χ), welche die Abtastelemente abgetastet wird und in der Geschwindigkeitsmeßeinrichtung verwendet wird» Es sei angenommen, daß zwei Abtastelemente auf der Entfernung L voneinander angeordnet sind. In einem ersten Zeitpunkt t^ werden die Signalwerte S.>

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und Sp,. durch die zwei Abtastelemente abgetastet. Zu einem späteren Zeitpunkt t₂, der vom Zeitpunkt t^ den zeitlichen Abstand T aufweist, werden die Signalwerte erneut abgetastet, wobei das Abtastelement 1 den Vert S₁₂ liefert.

+ vT)
= f(x₂) = f(_Xi + L)

Wenn der Abstand L kurz ist im Vergleich zu der kürzesten Wellenlänge in dem Spektrum f(x), können die Werte von f(x) zwischen den Punkten X₁ und X₂ aus S₁₁ und S₁₂ (möglicherweise auch von S₂₂) interpoliert werden.

In der einfachsten Ausführungsform ist angenommen, daß f(x) eine gerade Linie zwischen den Werten S₁₁ und S₁₂ ist (d. h. Interpolation erster Ordnung). Bei einer ausgefeilteren Ausbildung werden auch S₁₀, S₂Q und S₁₂ und S₂₂ berücksichtigt In der. vorliegenden Beschreibung wird nur eine Interpolation erster Ordnung berücksichtigt. Die Annahme, daß f(x) eine gerade Linie zwischen den Punkten f(x^) und f(x2) bildet, führt zu der Beziehung

S₁₂ - S₁₁ = (S₂₁ - S₁₁) .

so daß weiterhin gilt:

V - Τή

L ^S12 - ^S11

B ₂₁

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Auf diese Weise hat man einen Ausdruck für v, der nur meßbare endliche Größen enthält. Dies bietet eine Möglichkeit der Geschwindigkeitsmessung, die sogar bei der Geschwindigkeit Null anwendbar ist. Aus der Fig. 1 ist leicht ersichtlich, daß im vorliegenden Falle S₁₁ = S₁₂. Sollte die Bewegung in einer zu der oben betrachteten Richtung entgegengesetzten Richtung verlaufen, so ist S₁₂ - S₁₁ in bezug auf S₂^ - S . negativ.

Die Fig. 2 zeigt eine elektronische Schaltung zur automatischen Berechnung der Geschwindigkeit gemäß der obigen Beziehung. Die Fig. 3 zeigt ein Zeitdiagramm für die Verbindung und die Trennung der Schalter in der Fig. 2. Gemäß der Darstellung, in diesen Figuren der Zeichnung speichern die Kondensatoren C.ρ und Cpp jeweils die Signalwerte S₁₁ bzw. &2A ^ZUIa Zeitpunkt t^. Nach einer Zeitperiode von T/2 werden die Schalter G2 und F2 geschlossen, so daß S,,,, und S₂₁ jeweils an C₁₁ bzw. Cp, geführt werden. Dann werden G1 und F1 wieder geschlossen, wodurch bewirkt wird, daß S₁₂ und S₂₂ jeweils in den Kondensatoren C^2 bzw. C22 gespeichert werden. .

Die Einheiten 1, 2, 3 und 4 sind Pufferspeicher mit dem Verstärkungsfaktor 1, welche nur dazu dienen, daß die Spannungen in der V/eise übertragen werden können, daß keine Belastung an den entsprechenden Kondensatoren liegt.

Die Ausgangsspannung des Differentialverstärkers 6 entspricht ^2A ~ ^11» während die Ausgangsspannung des Differentialverstärkers 5 S^2 - S^ entspricht. Die Einheit .7 führt die Division

aus, und dieser Wert ist der Geschwindigkeit ν proportional,

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während die Schalter G1, G2, F1 und F2 geöffnet sind. Der Schalter "V ist während dieser Zeitperioden geschlossen, wodurch eine Spannung u_v, welche der Geschwindigkeit ν entspricht, am Ausgang des Tiefpaßfilters LP auftritt. Es ist die Aufgabe .von LP, u_v zu speichern, während der Schalter V geöffnet ist und Veränderungen auszufiltern, die möglicherweise auftreten, und zwar aufgrund von Störungen, welche die Signale S^ und So beeinflussen.

Die Fig. 4 zeigt eine elektronische Anordnung, in welcher die Teilung· durch einen variablen Spannungsteiler P. erfolgt, der beispielsweise durch einen Elektronenrechner steuerbar ist. Der dargestellte Spannungsteiler ist derart geschaltet, daß die S^ entsprechende Spannung an etwa 1/4 des Spannungs-,teilers abfällt, vom oberen Ende an gerechnet, und daß die S^ entsprechende Spannung an etwa 3/4 des Spannungsteilers abfällt. ·

Die Fig. 5 zeigt ein Zeitdiagramm der Sehaltfunktionen, die

* ■

zeitliche Veränderung am Spannungsteiler sowie die Impulse und die Pegel, welche an verschiedenen Stellen im System auftreten. Das Abstandsverhältnis des Spannungsteilers ist durch einen Rechner steuerbar, der beim Abschalten des Rückstellimpulses beginnt, den Potentiometerabgriff fortwährend mit einer Frequenz f zu verschieben, welche ein Vielfaches der Frequenz 1/T ist, beispielsweise 256 . 1/T. Zur Zeit T/8 nach dem Beginn, d. h. nach 32 Stufen, geht die Potentiometerausgangsspannung durch den Wert U^^, und zwar im Zeitpunkt 3T/8 nach dem Beginn, d. h. nach 96 Stufen, wobei die Ausgangsspannung durch den Wert U^ geht, um schließlich einen Wert zu erreichen, der

^Ü12

entspricht.

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Der Komparator 10 tastet fortwährend den Unterschied zwischen U₁₂ und der oben genannten, sich linear ändernden Ausgangsspannung des Spannungsteilers ab. An diesem Punkt geht die Spannung durch den Wert ^₁₂, wobei der Komparator seine Ausgangsspannung in der einen oder in der anderen Richtung umkehrt, was von der Polarität der Spannung U₂₁ - U₁₁ abhängt. Durch Kombinierung dieser Impulse mit einem Signal P, welches die Polarität in der Spannung U₂₁ - U₁₁ anzeigt, ^wird ein positiver Impuls K erhalten, der vom Zeitpunkt t^, an welchem der Potentiometerabgriff beginnt, bis zu dem Zeitpunkt, zu welchem die Potentiometerspannung U₁₂ beträgt, andauert. Indem von diesem Impuls ein weiterer Impuls A abgezogen wird, dessen Dauer der Impulsdauer K bei der Geschwindigkeit Null entspricht, wird ein neuer Impuls A mal K erhalten, dessen Dauer T_v dem Teil v_Q der in Frage stehenden Geschwindigkeit entspricht, ν ist die Geschwindigkeit, für welche die folgende Beziehung gilt:

^S12 " ^S11 _{= 1} ·

d. h. v_n = ·£

Durch Anwendung der in der Fig. 5 dargestellten Beziehungen erhält man

^Tv - v_o 4 .

Wenn man den Impuls A · K £_Q Impulse austasten läßt, so erhält man folgenden Hittelwert:

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f = V	^fo	* T~	Impulse/s
S-	^fo	* ^	* "4" TU
S	V ·	64 L

d. h. f_v wird proportional zu der Geschwindigkeit, unabhängig von dem Wert von T.

Wenn sich die Geschwindigkeit vermindert, wenn sie sich Null · nähert und dann in entgegengesetzter Richtung zuzunehmen "beginnt, dann nimmt die Dauer T,, des Impulses K gegen den Wert T/8 in den Fig. 4 und 5 ab, was der Geschwindigkeit Null entspricht, und nimmt anschließend Werte an, die kleiner sind als T/8, und zwar im Falle von negativen Geschwindigkeiten. Auf diese Weise kann die Dauer von K der Geschwindigkeit bis auf

folgen. In ähnlicher Weise kann K positiven Geschwindigkeiten bis zu einem Wert folgen, der so weit oberhalb v_Q liegt, wie es durch den Potentiometerteil zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 9 bestimmt ist* Eine Dimensionierung gemäß Fig. 4 und 5 führt zu v_max = v_Q · 1,5.

Die Genauigkeit des gerade beschriebenen Systems ist gut, wenn die Zeit T etwa dieselbe"ist wie die erforderliche Zeitdauer, die für das Objekt benötigt wird, um den Abstand der Basis^· linie L zurückzulegen, d. h . wenn ν«*ν_ο. Bei nennenswerten Abweichungen von diesem Wert tritt eine Fehlerquelle auf, die von der Beziehung zwischen L und dem räumlichen FrequenzSpektrum abhängt, welches durch f(x) ausgedrückt wird. Dadurch erscheint

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es zweckmäßig, eine Steuerung von f einzuführen derart, daß unter normalen Bedingungen v_Q = v. Bei Geschwindigkeiten unterhalb einer bestimmten geringen Geschwindigkeit ν . , die durch Begrenzungen praktischer Art bestimmt ist, welche mit der Zeit T zusammenhängen, kann v_Q bei v_mj__n bleiben, und Geschwindigkeiten unterhalb von ν . sind zulässig, um die Zeitdauer T^. von K gemäß der obigen Beschreibung zu drücken.

Die Fig. 6 zeigt ein Beispiel einer Schaltung, welche f_Q derart steuert, daß ν & ν. Die Schaltung weist einen Integrator 12 auf, der an seinem positiven Eingang mit Impulsen K . f gespeist wird, während Impulse B . f_Q seinem negativen Eingang zugeführt werden, wobei eine Kompensationsschaltung 13 und ein analoger Frequenzwandler 14 vorgesehen sind. Die Dauer der Impulse B entspricht derjenigen von K bei ν = v_o.

Wenn K kürzer ist als B, entsprechend v<v_Q, so empfängt der negative Eingang mehr Strom als sein positiver Eingang, und die Ausgangsspannung des Integrators nimmt ab, was eine Verminderung von f_Q und somit von v_Q hervorruft. Dieser Vorgang setzt sich fort, bis die Dauer des Impulses K gleich derjenigen von B ist, d. h. ν = v_Q. Die Kompensationsschaltung 13 ist eine nicht-lineare Schaltung, deren Hauptzweck darin besteht, die Zeitkonstante in der Veränderung von f_Q zu der Geschwindigkeit v_Q einzustellen. Eine geeignete Funktion für diese Schaltung ist

I - I„ . e^U°

wobei I und u entsprechende Konstanten sind. Diese Funktion zusammen mit einer solchen Ausbildung der Impulse f₀, das ihre absolute Länge konstant ist, und zwar unabhängig von der Frequenz, bewirkt, daß die Zeitkonstante in der Regelung von f_Q umgekehrt proportional zu v_Q wird, was dazu führt, daß

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die Zeitkonstante als ein konstanter Abstand ausgedrückt werden kann, d. h. ein fehler in f_o wird zu 1/e des ursprünglichen Wertes auf einem konstanten Abstand, unabhängig von der Geschwindigkeit. Dies hat sich als optimale Dimensionierung erwiesen.

Die oben genannte Funktion beinhaltet automatisch, daß f₀ nicht unterhalb einen bestimmten Wert f_Q · abfallen kann, der gegeben ist durch

wobei Ug die maximale negative Spannung des Integrators bezeichnet, im allgemeinen die negative Speisespannung. Bei Geschwindigkeiten unterhalb des Wertes, der f_Q _m^__n entspricht, wird K somit abnehmen,.phne daß f beeinträchtigt wird.

Ein Problem im Zusammenhang mit dem Netzwerk gemäß Fig. 4- und 5 tritt in den Fällen auf, in welchen ~a.2* - u^ fts O. Hier tritt die Umkehrung des !Comparators 10 zu einem beliebigen Zeitpunkt auf, außer während der Abtastung. Die Fig. 7 und schlagen einen Weg zur Lösung des Problems vor. Mach dieser Lösung wird ein Hilfsimpuls K* erzeugt, der den Impuls E in der Fig. 5 ersetzt. Der Komparator 10 wird beibehalten, ihm wird jedoch ein Differentialverstärker 15 zugefügt, zwei Schalter H und J, ein Integrator· 16, ein weiterer Integrator 17 mit einer Null-Einstellschalteinrichtung Q und ein weiterer Komparator 18 sind ebenfalls vorgesehen. Der Differentialverstärker 15 liefert eine endliche Verstärkung und führt somit zu einem Treibersignal für den Integrator 16 durch Schalter H und J, und zwar in Abhängigkeit von der Amplitude des Signals u^.p - Uvt/i. Die Schließzeiten der Schalter H und J wer-. den durch P, u und K* in der Art gesteuert, daß K* zu kurz

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■- 12 ~

im Verhältnis zur Geschwindigkeit ist, so daß die Ausgangsspannung des Integrators 16 ansteigt, während ein zu großer Wert von K* bewirkt, daß die Spannung abnimmt.

Der Impuls K* wird durch Ausgangs spannungen von den Integra-* toren 17 und 16 in folgender Weise gesteuert: Der Integrator 17 wird durch den Schalter Q auf ITuIl gestellt, und zwar bis zum Zeitpunkt t^. Seine Ausgangs spannung beginnt dann fortwährend anzusteigen, und zwar mit dem ankommenden Impuls f . Wenn diese Spannung durch den Wert hindurchgeht, der durch den Integrator 16 gehalten ist, schaltet der Komparator 18 um, und die Bückflanke des Impulses K wird ausgebildet. Die Impulse f sind von konstanter Länge, unabhängig von der Frequenz, wodurch die Neigung der Ausgangsspannung des Integrators 17 proportional zur Frequenz wird. Aus diesem Grunde bewirkt ein bestimmter Wert der Ausgangsspannung des Integrators stets dieselbe relative Stellung der Eückflanke des Impulses K* im Impulsdiagramm, unabhängig von dem Wert T.

In dem dargestellten Netzwerk wird K* entweder nur wenig oder garnicht beeinflußt, wenn die Diff erentialspannungen am Potentiometer klein sind, sondern bleibt vielmehr auf dem bereits vorhandenen Wert. Bei großen Differentialspannungen kann der Verstärker 15 übermoduliert werden. Dann wird ein Eingangsstrom an den Integrator 16 geführt, welcher dem Fehler proportional ist.

Die Steuerung von f_Q in der Fig. 7 ist nicht von der Länge von K* abhängig, statt dessen sind zwei Schalter M und if im Eingangskreis des Verstärkers 15 angeordnet, wobei M mit dem negativen Eingang und N mit dem positiven Eingang des Integrators 12 jeweils verbunden ist. Das Schaltprogramm für M und N ist ähnlich wie dasjenige von H und J, ist jedoch derart ausgebildet, daß f sich einem Wert nähert, der dazu führt, daß

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v_o = ν. Auch in diesem Falle beeinflussen schwache Signale am Potentiometer Pt den Integrator nur im Verhältnis zur Amplitude, während starke Signale, welche den Verstärker 15 übermodulieren oder übersteuern, dem Integrator Signale zuführen, welche dem Fehler proportional sind.

Für die beschriebene Signalverarbeitung ist es wesentlich, daß die Grundlinie L klein ist in bezug auf die Wellenlängen, die in der Funktion fCx) verwendet werden. Dies führt im allgemeinen dazu, daß die Abtastbereiche der zwei Abtastelemente sich überlappen sollten. Was die optischen Abtastelemente betrifft, welche die Abtastbereiche auf fotoelektrische Zellen bringen, so kann die Überlappung durch einen halbdurchlässigen Spiegel erfolgen, wie er in der Fig. 9 dargestellt ist. Eine weitere Ausbildung, welche ein Linsensystem für. beide Kanäle verwendet, ist in der Fig. 10 dargestellt. Hierbei sind die Fotodioden jeweils nebeneinander auf der Höhe P1 angeordnet. Auf der-Höhe P3 ist eine Linse angeordnet, welche die Fotodioden nebeneinander auf die Höhe. P4- abbildet. Im Abstand der Brennweite F von der Linse, zwischen P1 und P3 begrenzt eine Blende die Strahlen der zwei Kanäle parallel nach ihrem Durchgang durch die Linse. Dies führt dazu, daß die Mitten der Bereiche, von denen jede Fotodiode ein Signal aufnimmt, auf einem konstanten Abstand voneinander liegen, und zwar unabhängig vom Abstand zur Linse. Wie aus der Fig. 10 ersichtlich ist, überlappen sich jedoch die zwei Abtastbereiche, wenn das gemessene Objekt jenseits der Brennebene P4- liegt. Somit wird die erwünschte. Überlappung der Abtastbereiche erreicht, indem das Bild auf eine andere Entfernung a von der Linse als den Abstand b vom Objekt abgebildet wird.

Ein drittes Verfahren zur Erreichung von Abtastbereichen, die sich überlappen, ist in der Fig. 11 dargestellt. Bei diesem

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Verfahren wird ein Mikrowellenfühler verwendet , der drei Antennen aufweist, wobei das Signal S1 dadurch erzeugt wird, daß die Signale von der linken und der mittleren Antenne addiert werden, während S2 erzeugt wird, indem die Signale von der mittleren und der rechten Antenne addiert werden. Demgemäß hat S1 einen Ursprung in einem Bereich, der sich mit demjenigen Bereich überlappt, durch welchen S2 erzeugt wird.

Anstatt die Abtastbereiche der Fühler sich überlappen zu lassen, kann es in bestimmten Fällen zweckmäßig sein, das räumliche Frequenzspektrum der Funktion f(x) derart zu beeinflussen, daß die Abtastbereiche sich nicht zu überlappen brauchen. Ein derartiges Verfahren ist in der FigI 12 veranschaulicht, wo eine getrennte Sendeantenne verwendet wird, wobei die Sendeantenne 20 sich in der Ausbreitungsrichtung so weit oder weiter erstreckt als die zwei Empfangsantennen 21 und 22 zusammen. Das räumliche Frequenzspektrum von f(x) wird dann durch die Ausdehnung der Sendeantenne bestimmt und wird hauptsächlich begrenzt, um Frequenzen bis zu einem Wert zu ermöglichen, der einer Wellenlänge entspricht, die gleich der Länge der Sendeantenne in der Ausbreitungsrichtung ist.

Die Fig. 13 zeigt eine Einrichtung, welche beispielsweise auf eine akustische Meßeinrichtung für Zwecke anwendbar ist, welche dazu dienen, im wesentlichen dieselbe Wirkung wie mit der Einrichtung gemäß Fig. 12 zu erreichen. Diese Ausbildung weist zwei Fühlerelement'e auf, die entweder mit dem Sendeoszillator verbunden sein können, wobei in diesem Falle eine synchrone Schallwelle übertragen wird, oder sie können mit jeweils einem Empfangskanal verbunden sein. Da der Schall eine bestimmte Zeit benötigt, um von dem Schiff zum Meeresgrund und zurück sich auszubreiten, kann dasselbe Element hierbei

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sowohl zum Senden als auch zum Empfangen verwendet werden. Da die zwei Elemente miteinander verbunden sind, und zwar im Prinzip während des Sendens, hingegen während des Empfangen;? getrennt arbeiten, kann die gewünschte Begrenzung des Frequenzspektrums auf diese Weise erreicht werden. Es ist weiterhin möglich, sich überlappende Abtastbereiche durch eine Schaltung zu erzeugen, welche den mittleren Signalwert bildet, während sich der Abtastbereich um eine bestimmte Entfernung über die räumliche Funktion bewegt. Die Fig. 14- zeigt, wie ein derartiger Mittelwert in dem Falle von zwei Abtastbereichen erreicht werden kann, die zur selben Zeit mit der Geschwindigkeit smeßeinrichtung verbunden sind. Die Signale von den Signalsendern 21 und 22 können auch eine Interferenz aufweisen, welche durch interne oder externe Quellen erzeugt wird. Um die Auswirkung solcher Interferenzquellen auszuschalten, könnte, eine Filterung vorgesehen werden. Der normale Weg würde darin bestehen, Frequenzfilter mit einer bestimmten Bandbreite zu verwenden. Diese Bandbreite muß ausreichend sein, um zu gewährleisten, daß die verwendete Modulation in der Geschwindigkeitsmessung auch bei den höchsten praktisch vorkommenden Geschwindigkeiten durchgelassen wird. Die Filter in den zwei . Kanälen sollten weitestgehend identisch sein, um die Erzeugung einer Zeitverzögerung zwischen den beiden Kanälen zu vermeiden, welche die Genauigkeit der Geschwindigkeitsmessung beeinträchtigen würde, besonders bei hohen Geschwindigkeiten.

Die Fig. 14- veranschaulicht ein Verfahren zur Filterung der Signale, durch welches die Bandbreite der Geschwindigkeit angepaßt wird "und durch welches keine ernstlichen Anpaßprobleme auftreten. Hierbei enthält jeder Kanal einen Integrator 27, 28, der die Signale während der Zeitperioden zwischen den Abtastzeitpunkten in den Kondensatoren C₂₂ bzw. C,|₂ integriert. Die Schalter 25 bzw. 26 schließen die Integratoren kurzzeitig kurz, unmittelbar folgend auf die Übertragung der Signalwerte

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zu den ^peicherkondensatoren C₂₂ ^tzw· ^c^2' ^{Wenn der} Kurzschluß unterbrochen wird , nehmen die Integratoren die Integration der entsprechenden Signale wieder auf, ein Vorgang, der so lange fortgesetzt wird, "bis die Schaltungen durch die Schalter 25 und 26 wieder geschlossen werden, und zwar aufgrund eines Befehls des Impulses A in der Fig. 15· Unmittelbar zuvor haben die Schalter G1 und F1 die integrierten Signalwerte an die Speicherkondensatoren G₂₂ bzw. C^₂ übertragen, und zwar gemäß dem Impulsdiagramm in der Fig. 15· In dieser Weise sind die in den Kondensatoren C₂₂ und C,j₂ gespeicherten Signalwerte Mittelwerte der Signale, die in die Intervalle zwischen den Abtastzeitpunkten eintreten. Bei geringen Geschwin digkeiten ist die Abtastfrequenz niedrig, und die Integration erfolgt während einer entsprechend verlängerten Zeitperiode, bei hohen Geschwindigkeiten wird die Integration während einer kürzeren Zeitperiode ausgeführt, was dazu führt,- daß die Mittelwertbildung nur während einer kürzeren Zeit möglich ist.

Die Fig. 16 zeigt die Charakteristik des Filters in der Fig. Die Filterfunktion entspricht der Beziehung

sin Tt f T
=

was dazu führt, daß die Filtercharakteristik von der Schaltperiode T in der Weise abhängt, daß die effektive Bandbreite proportional zu der Geschwindigkeit innerhalb des Geschwindigkeitsbereiches wird, in welchem T umgekehrt proportional zu der Geschwindigkeit (·Τ = L/ν) ist.

Die Integratoren 27 und 28 integrieren das Signal bis zu einem Wert, welcher der Periode (7T/8) des geschlossenen Kreises proportional ist, wenn keine besonderen Maßnahmen getroffen sind. Die Schalter 29. und 30 dienen dazu, diesen Effekt zu unterdrücken. Die Schalter werden durch die Frequenz f

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gesteuert, wobei die Schalter während einer konstanten Zeitperiode geschlossen sind, die beispielsweise zwei KikroSekunden jeder Periode von f beträgt. Die Gesamtzeit, in welcher die" Schalter 29 und 30 geschlossen bleiben, während der Integrationsvorgang zwischen dem Schließen der Schalter 25 bzw. 26 jeweils erfolgt, wird dann unabhängig von der Dauer von T, da T durch f gesteuert wird, und stets dieselbe Anzahl von Perioden von f_Q enthält.

Die Hittelwertbildung, welche durch die Integratoren 27. und erfolgt, führt auch dazu, daß die verwendeten Signalabtastwerte, die zur Geschwindigkeitsmessung gebraucht werden, aus den Empfangsbereichen für die Fühler hervorgehen, die eine größere Ausdehnung haben, als es der geometrischen Ausdehnung der Fühler entspricht. Dies ist in der Fig. 17 veranschaulicht, in welcher die.stationären Abtastbereiche der zwei Signalsender eine Länge von a¹ und von V haben, und zwar in der Meßrichtung, während das resultierende Signal, welches der Mittelwertbildung folgt, jeweils von Abtastbereichen ausgeht, die eine Länge von a".bzw. b" aufweisen.

Aufgrund der Filterung besteht somit eine äquivalente Überlappung der Abtastbereiche der Signalsender, was sich vorteilhaft auf die oben in Verbindung mit den Fig. 2, 4- und 7 beschriebene Signalverarbeitung auswirkt. Gemäß einer Ausbildung des Erfindungsgegenstandes kann die Geschwindigkeit Null des Objektes mit Hilfe von zwei Abtastelementen gemessen werden, vorausgesetzt, daß sich diese mit einer bekannten Geschwindigkeit in bezug auf das Objekt bewegen. Eine derartige Bewegung kann auf verschiedene Arten erzeugt werden. Bei einem optischen Fühler kann beispielweise ein Drehprisma gemäß Fig. 18 in dem Strahlengang angeordnet sein. Bei der Drehung verursacht das Prisma.eine Verlagerung des Abtastbereiches in der engen Nachbarschaft des Objektes mit einer

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Geschwindigkeit, die von der Drehgeschwindigkeit des Prismas abhängt. Die zwei Fotozellen des Fühlers erzeugen Signale mit einer Zeitverzögerung, die von der Summe der Abtastgeschwindigkeit ν und der Geschwindigkeit ν des Objektes abhängt. Ein anderer Weg zur Erzeugung einer Bewegung der Abtastelemente besteht darin, eine Fühlereinrichtung vorzusehen, die eine Vielzahl von Elementen aufweist, wobei zwei Ausgangssignale den Schaltern zugeführt v;erden, welche sie einem Fühlerelement auf ein anderes in einer derartigen F-olge umschalten, daß eine Bewegung des Abtastbereiches erreicht wird. Dieses Verfahren kann beispielsweise in Verbindung mit optischen, akustischen oder Hikrowellensignal-Sendern verwendet werden. Eine optische Einrichtung der oben genannten Art ist in der Fig. 19 dargestellt, während die Fig. 20 einen akustischen Fühler mit bewegbaren Empfangszonen darstellt. In der Anordnung gemäß Fig. 19 ist eine Blende 11 zwischen den Fotozellen und der Linse 12 im Abstand der Brennweite der Linse angeordnet. Durch diese Anordnung wird die Bildweite zwischen den fotoelektrischen Zellen in der engen Nachbarschaft des Objektes 13 unabhängig vom Abstand zur Linse.

Die Fig. 20 zeigt eine Horizontalprojektion eines akustischen Fühlers gemäß den obigen Ausführungen, während die Fig. 21 eine schematische Darstellung der entsprechenden Anordnung an Bord eines Schiffes wiedergibt. Die Größe des Fühlers ist im Verhältnis zur Größe des Schiffes stark übertrieben, wobei die tatsächliche Ausdehnung eines entsprechenden Fühlers nur einige Dezimeter beträgt, während die Länge des Schiffes im Bereich bis zu 200 m. liegen kann. Der akustische Fühler weist ein Seiideelement 14- und eine Anzahl von Empfangselementen auf, von denen in der Zeichnung zehn Stück dargestellt sind.

In den "Fig. 19, 20 und 21 sind zwei Signale S1 und S2 durch zwei Kontaktarme Sw; bzw. Sw2 jeweils aufgenommen, die sich

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entlang dem Feld der Fühler mit einer Geschwindigkeit ν bewegen. Der Abstand zwischen den Kontaktarmen ist beim optischen Fühler mit 1 und beim akustischen Fühler mit L bezeichnet. Bei dem optischen Sensor werden die Fotozellen auf die enge Nachbarschaft des Objektes 13 derart vergrößert abgebildet, daß der Abstand 1 hier einem neuen Abstand L entspricht. Venn die Geschwindigkeit des Objektes ν = 0 ist, haben die zwei Signale S1 und S2 eine gegenseitige Zeitverzögerung T₀ = Vv₀-, und zwar aufgrund der Abtastung durch die Schalter Sw1 bzw. Sw2. Wenn sich das Objekt bewegt, tritt eine Zeitverzögerung auf, die von der Gesamtgeschwindigkeit

abhängt.

(Für den akustischen Fühler wäre die korrekte Formel etwa

für den vorliegenden Zweck kann die Geschwindigkeit des Schiffes jedoch derart definiert werden, daß dieselbe Formel sowohl für den optischen als auch für den akustischen Fühler verwendbar ist.)

Die Signalverarbeitung zur Bestimmung von ν kann beispielsweise gemäß Fig. 22 erfolgen. F1 und F2 sind Filter, welche den Abtasteffekt in den Signalen von Sw1 bzw. Sw2 eliminieren, so daß wieder kontinuierliche Signale hergestellt werden. Die Arbeitsweise der durch die Schalter A, C, A1, A2, A3, A4, E, F, durch die Blöcke C, I, A/F und durch die Steuereinheit

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ausgeführt werden, sind in der schwedischen Patentschrift 348 055 "beschrieben. Ein Ausgangssignal, welches aus Impulsen "besteht, deren Frequenz proportional zu der Geschwindigkeit ist, wird durch Kombination des Signales f^ von der Schaltung gemäß Fig. 22 mit der Pilotfrequenz f~ für die Abtastschalter des Fühlers erhalten, wenn die Geschwindigkeit ν des gemessenen Objektes folgende Beziehung erfüllt:

^f2

= k

Die Erzeugung von f aus f^ und f₂ gemäß den obigen Erläuterungen kann mittels einer Anzahl von digitalen Schaltungen bekannter Art durchgeführt werden.

Bisher ist davon ausgegangen worden, daß zwei Schalter Sw1 und Sw2 und zwei Signale S1 und S2 vorhanden sind. Es ist jedoch auch möglich, mit einem einzigen Schaltarm und einem einzigen Signalpfad zu arbeiten. Wenn dies der Fall ist, wird jeder Abtastwert mit den Signalwerten verglichen, die in dem elektronischen System gespeichert sind, und zwar seit der vorhergehenden Abtastung. Diese Vorgehensweise ist insgesamt mit dem zuerst beschriebenen System äquivalent, \robei jedoch die Grundlinie L langer oder gleich der Gesamtausdehnung des Signalsenders ist.

Die Fig. 23 zeigt ein Beispiel eines in der Geschwindigkeitsmessung verwendeten Netzwerkes, welches einen Fühler mit fünf Elementen und eine einzige Signalleitung verwendet. Die Fig. zeigt ein Zeitdiagramm von Steuerimpulsen für Schalter im System und auch bestimmte Spannungsfunktionen, die im System erzeugt werden. Die Impulse B und Q, die Impulse zur Steuerung der Schalter F, G, A, A2 - A5 und die Impulse zur Steuerung

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des Potentiometers (Pot) sind alle synchron zu der Pilotfrequenz f.. Die Spannungen P und U hängen von den Signalwerten von dem Fühler ab und steuern über die Integratoren 11 und 12 die Position der Kampe in der Spannung K bzw. die Pilorfrequenz f, so daß eine Übereinstimmung mit der Geschwindigkeit des zu messenden Objektes besteht. Die Arbeitsweise des Netzwerkes gemäß Fig. 13 wird nachfolgend im einzelnen beschrieben.

Die Beschreibung beginnt am Punkt t£o» entsprechend der Zeitmarke in der Fig. 24-. Der Schalter I¹ ist gerade geöffnet und das Signal Upo vom Fühlerelement 2 wird im Kondensator Cp gespeichert. Der Kondensator Cq. speichert den Signalwert U-ρ vom Fühlerelement 1. Dieser Wert wurde von C-^ übertragen, als der Schalter G zuletzt geschlossen wurde. Diejenigen

Potentiometerpimkte, welche mit dem negativen Eingang des entsprechenden Operationsverstärker verbunden sind, haben jetzt die Potentiale U^p bzw. U22· Die Ausdehnung des Potentiometers über diese Punkte hinaus führt zu einer linearen Extrapolation des Spannungsunterschiedes U2 - U^ im Verhältnis zum Widerstandswert der verschiedenen' Teile des Potentiometers, da derselbe Strom durch die gesamte Potentiometeranoränung fließt. Der untere Eingang des !Comparators 1 (Comp.1) hält jetzt den Signalwert ^2A des Fühlerelementes 2, und zwar während der letzten Runde der Abtastfolge entlang den Fühlerelementen. Bei toQ beginnt der Potentiometerarm seine Bewegung vom oberen Ende des Potentiometers aus. Wenn die Spannung im Potentiometerarm Up/i erreicht, wird die Ausgangs spannung U vom Komparator 1 umgekehrt, und es erfolgt ein Schritt in U Dieser Schritt erfolgt in der positiven oder in der negativen Richtung, was von der Polarität der Spannung U^ - U22 abhängt.

Die Spannung am gesamten Potentiometer wird durch einen Verstärker verstärkt, der eine Ausgangsspannung U liefert. Diese

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Spannung U wird über Schalter X und Y dem Integrator I^ und über Schalter M und N dem Integrator Ip zugeführt. Die Schalter werden durch die Stufe in U , die Stufe K. und ein Digitalsignal P gesteuert, welches von der Polarität der Spannung am Potentiometer abhängt. Diese Signale werden in einem digitalen Netzwerk derart miteinander kombiniert, daß die Rampe in U vor der Rampe in E liegt. TJ wird in Iz₁ derart integriert, daß die Aus gangs spannung U-^ von I^ ansteigt. Der Block U/K erzeugt die Stufe K bei einer Entfernung von der Zeit t Cd. h., dem Zeitpunkt, zu welchem das Potentiometer mit der Abtastung begonnen hat), welche der Spannung U^ proportional ist. Auf diese V/eise wird die Stellung des Schrittes bzw. der Stufe K derart gewählt, daß eine Koinzidenz mit dem Mittelwert der Stellung der entsprechenden Stufe bzw. des entsprechenden Schrittes in U_c besteht.

Die Schalter M und N auf der Eingangsseite von I2 wurden durch U_c gesteuert,weiterhin durch P und einen Impuls Q. Der Impuls Q weist eine positive Stufe in dem Zeitpunkt auf, in welchem der Potentiometerarm denjenigen Punkt passiert, an welchem die negative Eingangsklemme des Verstärkers Fq. angeschlossen wird. Die Pilotfrequenz f des Systems wird durch die Ausgangsspannung TJ- des Integrators Io über den analogen Frequenzwandler A/F gesteuert. Das Steuerprogi^amm für die Schalter M und HT gemäß Fig. 24- führt zu der Integration von TJ in Ip in der Weise, daß die Pilotfrequenz die Tendenz aufweist, eine Position zu erreichen, so daß die Stufe in TJ_C gleichzeitig mit der positiven Flanke des Impulses Q auftritt. Die geschieht dann, wenn U^p = ü^/i , wobei der Fühler eine Strecke a zurückgelegt hat (entspricht dem Abstand zwischen benachbarten Elementen im Fühler), und zwar über das Signalmuster in der Zeitperiode von mit der Abtastung des Signales am Fühlerelement 1 während einer Abtastung bis zur Abtastung des

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Signales am Fühlerelement 2 während der nächsten Abtastung, d. h. 6T. Diese Beziehung gilt für normale Geschviindigkeiten, wobei die Pilotfrequenz f proportional zur Geschwindigkeit wird, was den folgenden Beziehungen entspricht:

ν · 6T = 1

„ _ a a f

wobei η eine ganze Zahl ist, welche dem Divisor von f entspricht, durch den die Impulsfrequenz von B gemäß Fig. 24- geteilt wird.

Die Einheiten X, Y, I_x, und U/K sind somit bei normalen Geschwindigkeiten überflüssig. Bei sehr geringen Geschwindigkeiten, ; die sich der Geschwindigkeit Null nähern, ist die Möglichkeit j etwas begrenzt, daß f proportional zur Geschwindigkeit ! wird, da eine sehr geringe Pilotfrequenz für das System ein ! langsames Reagieren mit sich bringt, und zwar aufgrund der \ geringen Abtastrate. Eine untere Grenze f_mi_n für- f wird somit eingeführt. Wenn die Geschwindigkeit unter den Wert abfällt, welcher der Frequenz f_m-j__n entspricht, so zeigt die . I Stellung der Stufe K,diese Geschwindigkeit an. Das Symbol K* wird hier für das Verhältnis ¹^y/¹^₀ eingeführt, wobei T^. und T gemäß I'ig. 25 definiert sind. Daraus ergibt sich die folgende Beziehung zwischen v, T und K*:

a Σ*_ £. K*

T " 5 + K* η * 5 + K*

Diese Beziehung ist sogar auch bei der Geschwindigkeit Null anwendbar, wenn K* = 0 und auch -bei geringen negativen Geschwindigkeiten, wenn K* negativ ist.

Bei der Annäherung an 5 + K*#6 ist es einfach, eine Impulsfolge mit einer durchschnittlichen Anzahl von Impulsen pro

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Zeiteinheit zu erzeugen, welche der Geschwindigkeit proportional ist, indem das Signal K und ein fester Impuls mit einer Stufe "bei dem Zeitpunkt verwendet werden, "bei welchem der Potentioüieterarni denjenigen Punkt passiert, bei welchem die negative Eingangsklemme von Fp angeschlossen wird

Eine Voraussetzung für die exakte Bildung von K ist die, daß das Signal im Raum-zwischen benachbarten Fühlerelementen mittels einer geraden Linie angenähert werden kann. Dies erfordert, daß das räumliche Frequenzspektrum des Signals hau tsächlich unterhalb von Frequenzen liegt, welche der Wellenlänge 2a entsprechen. Die Genauigkeit der Geschwindigkeitsmessung, bei welcher K* verwendet wird, ist durch die Linearitätsabweichungen des räumlichen Signals begrenzt. Innerhalb des Geschwindigkeitsbereiches, in welchem K* = 1 und f der Geschwindigkeit folgt, besteht keine derartige Begrenzung der Genauigkeit.

Nachfolgend wird die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. zusammengefaßt:

Bei normalen Geschwindigkeiten steuert die Schaltung die Frequenz f, so daß k* = 1 und f proportional zur Geschwindigkeit wird. Dabei bestehen im Prinzip für die Genauigkeit keine Begrenzungen. Es ist jedoch in gleicher Weise möglich, die Messungen auszuführen, indem nur zwei Fühlerelemente verwendet werden. Durch die vergrößerte Anzahl solcher Elemente ist es jedoch möglich, eine Verbesserung im effektiven Rauschabstand zu erreichen.

Bei Geschwindigkeiten unterhalb einer bestimmten Geschwindigkeit hört die Pilorfrequenz bei einem minimalen Wert f . auf, wobei X* der Geschwindigkeit herunter bis zu Null und darunter folgen kann. K* ist näherungsweise proportional zur Geschwindigkeit.

- Patentansprüche -

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Claims

Patentansprüche

Verfahren zur Messung der Geschwindigkeit eines Objektes gegenüber einem Bezugssystem mit Hilfe von auf dein Objekt angeordneten Empfängern, die eine räumliche Funktion abtasten, die vom Bezugssystem ausgeht, wobei in jedem Empfänger ein Signal erhalten wird, dessen Wert von der Position des Abtastbereiches auf dem Empfänger in bezug auf das Bezugssystem abhängt, dadurch gekennzeichnet, daß Signalwerte von einer Anzahl von Abtastbereichen an verschiedenen Stellen in bezug auf das Objekt gleichzeitig oder zyklisch zu einem ersten Zeitpunkt gespeichert werden und dann mit entsprechenden Signalwerten verglichen werden, die zu einem späteren Zeitpunkt abgetastet wurden, und daß die Verlagerung der räumlichen Funktion in bezug auf das Objekt zwischen den zwei Abtastzeitpunkten bestimmt wird und daß die Geschwindigkeit aus der Größe der Verlagerung und der Zeitspanne zwischen den AbtastZeitpunkten berechnet wird.

Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Signalwerte (S^, ^S22^ ^aus einer Anzahl von Abtastbereichen an verschiedenen Stellungen in bezug auf das Objekt gleichzeitig oder zyklisch in einem Speicher (wie C^) in einem ersten Zeitpunkt (t.) gespeichert werden, daß weiterhin eine Einrichtung (wie 10) vorhanden ist, um diese Signalwerte mit entsprechenden Signalwerten zu vergleichen, die zu einem späteren Zeitpunkt (t_?) abgetastet wurden, und daß weiterhin eine Einrichtung vorgesehen ist, Vielehe dazu dient, die Verlagerung der räumlichen Funktion in bezug auf das Objekt zwischen den zwei

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Abtastzeitpunkten (t^, tp) zu bestimmen und ein Geschwindigkeitssignal zu erzeugen, welches von der Verlagerung und von der Zeitspanne zwischen den zwei Abtastzeitpunkten (t^j, t2) abhängt.

Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anordnung aus zwei oder mehreren Abtastbereichen mit festen Positionen in bezug auf das Objekt und auf einem festen Abstand (L) voneinander vorgesehen sind, daß weiterhin eine Einrichtung (wie 10) vorhanden ist, welche dazu dient, um aus den Signalwerten, die aus zwei Abtastbereichen zu einem Abtastzeitpunkt erhalten werden, ein erstes Differenzsignal (S,*,,) erzeugt, welches dem räumlichen Unterschied des Signals zwischen den Stellungen der zwei Abtastbereiche in bezug auf das Bezugssystem proportional ist, daß weiterhin der Signalwert von einem der Abtastbereiche in einem Speicher (wie C^p) zum ersten Abtastzeitpunkt (d^) speicherbar ist, daß weiterhin eine Einrichtung vorgesehen ist, welche dazu dient, ein zweites Differenzsignal (S^p) ^aus dem gespeicherten Vert (S^) zu bilden sowie einen weiteren Signalwert aus demselben Abtastbereich zum zweiten Zeitpunkt (tp), und daß weiterhin eine Einrichtung vorhanden ist, um die Verlagerung des Objektes in bezug auf das Bezugssystem zwischen den zwei Abtastzeitpunkten (t^, tp) zu berechnen und ein Geschwindigkeitssignal zu erzeugen, welches von der Verlagerung und von der Zeitspanne zwischen den zwei Abtastzeitpunkten (t., t~) abhängt.

Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Abtastbereich mit einer bestimmten Geschwindigkeit relativ zu dem Objekt bewegbar ist und derart angeordnet ist, daß ein Abschnitt der räumlichen Punktion (f (x) ) während eines ersten Abtastzyklus abgetastet wird, daß das

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Signal intermittierend oder kontinuierlich in einem Speicher (wie C^o) gespeichert wird, daß die räumliche Funktion in ähnlicher Weise während eines zweiten Abtastzyklus abgetastet wird, daß das dabei erhaltene Signal eine Einrichtung (wie 10) zugeführt wird, welche derart ausgebildet ist, daß sie dieses Signal mit dem gespeicherten Signal vergleicht und die Zeitverzögerung zwischen den entsprechenden Teilen der Signale mißt, und daß die Einrichtung weiterhin dazu dient, die Geschwindigkeit aus den Werten der Zeitverschiebung und der zwischen den Äbtastzyklen verstrichenen Zeit zu berechnen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewegbarkeit der Abtastbereiche dadurch erreichbar ist, daß der Empfänger (wie 21, 22) von dem einen auf den anderen aus einer Anzahl von Abtastbereichen mit festen Positionen in bezug auf das Objekt umschaltbar ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß benachbarte Abtastbereiche sich überlappen.

7. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzspektrum der räumlichen Funktion hauptsächlich räumliche Frequenzen einer Wellenlänge ( ) enthält, die größer ist als der Abstand (L) zwischen den Positionen benachbarter Abtastbereiche.

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