DE2125675B2

DE2125675B2 - Bord-Schrägsicht-Kohärentradar mit synthetischer Antenne und Festzeichen-Dopplerkompensation

Info

Publication number: DE2125675B2
Application number: DE2125675A
Authority: DE
Inventors: Mauro Joseph Placentia Calif. Dentino (V.St.A.)
Original assignee: North American Rockwell Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1971-05-24
Filing date: 1971-05-24
Publication date: 1975-03-06
Also published as: DE2125675A1; DE2125675C3

Description

zu variieren; hierin bedeutet

V die Plattformgeschwindigkeit;
f die zyklische Dopplerverarbeitungszeit.
R_M die Radarschrägentfernung,
A die Trägerwellenlänge der Radarimpulse.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsgeneratoren einen ersten Funktionsgenerator (35, 37, 38), der auf die Plattformgeschwindigkeit V des Radars und auf die zyklische Dopplerverarbeitungszeit t derart anspricht, daß ein Signal erzeugt wird, das für das Quadrat des Produktes von V und f kennzeichnend ist, und einen zweiten Funktionsgenerator (36, 39) aufweisen, der auf einen Ausgang des ersten Funktionsgenerators und den Systemtrigger des Radars so anspriciit, daß der Ausgang des ersten Funktionsgenerators als eine Umkehrfunktion der Rddarentfernung R_M moduliert wird.

3. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleichsphasenschieber (30) einen Einseitenbandmodulator und der Dopplernachbildungsgenerator (34) einen spannungsgesteuerten Oszillator (42) aufweist und die Funktionsgeneratoren (35 bis 37, 39, 44) die Frequenz dieses Oszillators um einen Betrag I/ gemäß der Beziehung

ändern.

4. Radargerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsgeneratoren einen ersten Funktionsgenerator (44) zum Erzeugen yj eines Ausgangssignals, das für die Funktion V² kennzeichnend ist, einen Umkehrfunktionsgenerator (35,39), der auf den Systemtrigger des Radars derart anspricht, daß das Ausgangssignal des ersten Funktionsgenerators als eine Umkehr- do

funktion -„■■■ der Radarentfernung moduliert wird,

und einen dritten Funktionsgenerator (36, 37) aufweisen, um den Ausgang des Umkehrfunktionsgenerators als eine direkte Funktion der periodischen Zeit / zu modulieren.

5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Funktionsgenerator Die Erfindung betrifft Vorrichtungen zum kontinuierlichen Doppler-Fokussieren des Radarempfängerausgan£^c in einem zum Bordbetrieb geeigneten Schrägsicht-Kohärentradargerät in einer Betriebsweise mit »synthetischer« Antenne, das eine stabile Zwischenfrequenzbezugsquelle, eine festzeichendopplerkompensierte (und daher »festzeichenbezogene«) Zwischenfrequenzempfängerstufe, einen an die ZF-Bezugsquelle und die ZF-Empfängerstufe angeschlossenen Phasendetektor und Vorrichtungen zum Kompensieren der Änderungen in der Dopplerverschiebung eines bestimmten zu erfassenden Geländeelementes aufweist.

Die azimutale Auflösung eines zur Bodenbilddarstellung verwendeten Bordradarsystems neigt /ur Beschränkung infolge der körperlichen Größe oder öffnung der Antenne. Obgleich größere Antennen schmalere Strahl- oder Bündelbreiten für verbesserte Auflösung liefern, sind solche Antennengrößen für Bnrdverwendung offenbar durch die geometrischen und gewichtsbedingten Beschränkungen begrenzt, denen die Anwendung in einem Flugzeug unterliegt.

Eine Technik zum überwinden solcher Auflösungsund Öffnungsbegrenzungen bei einer körperlichen Antenne für Bordbetrieb besteht darin, daß die nichtmanövrierende Flugbahn der sich bewegenden Radarplattform mit einem Schrägsicht-Radargerät (Antenne ist seitwärts vom Flugvektor gerichtet) zusammenarbeitet: jede Position der sich bewegenden Radarplattform entspricht bei aufeinanderfolgendem Pulsieren des Radars der Position für ein Antennenstrahlerelement in einem »künstlichen« Strahlersystem. Ein solches Strahlersystem erstreckt sich längs der Flugbahn, blickt seitwärts auf diese und ist vielfach größer als das der verwendeten körperlichen Antenne. Geeignete Verarbeitung der zurückkehrenden Echos aus einer ausgewählten Anzahl solcher aufeinanderfolgenden Impulsübertragungen liefert Radarbodenbilddarstellungsdaten verbesserter Auflösung im Azimut.

Die sogenannte Batch-Verarbeitungstechnik, bei der die Daten über mehrere Impulsübertragungsintervalle eines Schrägsicht-Bordradargerätes zwecks Erzielung einer künstlichen öffnung, die größer als bei einer körperlichen Antenne ist, zur verbesserten Azimutauflösung (in einer Bilddarstellung) verwendet werden, ist bekannt und z. B. in der USA.-Patentschrift 3178 711 sowie in der USA.-Patentschrift 32 71765 beschrieben. Eine wirksame Auswertung solcher Daten für eine Bodenbilddarstellung erfordert Bündeln oder Fokussieren der Daten für jeden interessierenden Bereich innerhalb der Radarüberwachung. Ein solches Fokussieren bezieht sich auf das Feststellen der Übereinstimmung zwischen einem gegebenen Datenelement innerhalb der physikalischen Bündelbreite der Antenne und bei einer ausgewählten Entfernungszeit (innerhalb des gegebenen Impulsübertragungsintervalls) und seinem entsprechenden Datenelement, das bei einem nachfolgenden Impulsübertragungsir.iervall und bei einer solchen Entfemune

auftritt Eine solche Bündlungstechnik ist im wesentlichen eine Dopplerverarbeitungstechnik, bei der ein solches Datenelement bei einer solchen Entfernung von anderen Datenelementen (in anderen Richtungen) bei einer solchen Entfernung durch die Differenz der zugeordneten Dopplerfrequenzen (Fnquenzänderungen) unterschieden wird. Bei aufeinanderfolgenden Impuisübertragungsintervallen tritt ein solches ausgewähltes interessierendes Datenelement an einem unterschiedlichen Teil (d.h. bei einer unter-,chiedliehen Richtung innerhalb) der Antennenbündelbreite infolge <tes Geschwindigkeitsvektors der Bordradarplattform auf. Infolgedessen wird eine unterschiedliche Dopplerfrequenz einem gegebenen Datenelement für jedes der aufeinanderfolgenden Impulsübertragungsintervalle zugeordnet, wodurch es unter der Überwachung des Radarsystems bleibt. Daher ist die auf enlfernungsgetastete Dopplerfrequenz ansprechende Technik zum Bewirken der Registrierung der Daten aufeinanderfolgender Impulsübertragungsintervalle für ein ausgewähltes Geländedatenelement eine Verarbeitungstechnik, die a!s Frequenzfokussierung oder Azimutregistrierung bezeichnet wird. Eine solche Frequenzfokussierungstechnik umfaßt das Kompensieren von Änderungen der Dopplerfrequenz eines gegebenen bodenbildlich darzustellenden Geländeelements, wie es von einem (sich bewegenden) Bodenradargerät betrachtet wird, infolge der Bewegung der Radarplattform und der Änderungen des Zielsichiwinkels.

Obgleich ein Kohärent-Empfangssystem für eine solche Bodenbilddarstellungstechnik erwünscht sein kann, erfordert seine Verwendung mit einem Dopplerverarbeitungsgerät Kompensation von Änderungen der Geschwindigkeit (V_tt) und des Sichtwinkels (<->) gemäß der Funktion V_a cos (·). Ein Verfahren zum Bewirken einer solchen Kompensation ist die Einführung einer Frequenzverschiebung in das Oszillatorsignal für eine der Empfängermischstufen. Eine andere Art einer solchen Kompensalionsform ist in der USA-Patentschrift 3 223 997 gezeigt und umfaßt die Erzeugung einer Ausgleichsphasenverschiebung, die der Phasenverschiebung entspricht, die das empfangene Radarsignal infolge der Zielrelativbewegung erfahren hat, wobei das Änderungsverhällnis (Radiant Sekunde) einer solchen Ausgleichsphase (Radiant) in dieser Patentschrift als Frequenzzittereffekt oder Fre-

(άΦ \
_d/ = I"'J bezeichnet ist. Die

vorgenannte bekannte Vorrichtung liefert jedoch eine solche Kompensation nur Tür ein einzelnes Ziel in einer Frequenz-Diversity-Betriebsart eines Kohärent-Impulsdopplerradarsystems. Mit anderen Worten: Eine solche Technik liefert die Funktion eines Festzeichen-Zielverfolgers in einem Bord-»MTI«-System und erzielt keine Kompensation für ein Mehrfachzielecho, das eine Mehrzahl Datenelemente einer gefächerten Entfernungs- und Azimutaufiösungs-Datenmatrix. wie in einer Bodenbilddarstellungsbetriebsart. darstellt.

Eine analytische Beschreibung eines Gesichtspunktes einer Bündelungstechnik für künstliche Strahleranordnungen ist in »IEEE Transactions on Aerospace and Navigational Elektronics«, September 1964, S. I 73 bis 199 (»Synthetic-Aperture Mapping Radarsystem« von Jean A. De ν e I e t, Jr.) zu finden.

Eine Technik mit angepaßtem Filter zum Bewirken einer solchen Fokussierung ist in der obenerwähnten USA.-Patentschrift 3271 765 beschrieben. Jedoch erfordert eine solche Technik eine große Menge angepaßter Filterelemente und kann daher nur mit großen Kosten bei beträchtlichem Raumaufwand mechanisch realisiert werden.

Mit anderen Worten, die Techniken mit Entfernungstastung und angepaßten Filtern erfordern aufwendige Ausrüstung, um Frequenzbündelung in einer künstlichen Strahleranordnung eines Kohärent-Radarsystems für Bodenbilddarstellungszwecke zu bewirken.

Daher ist es eine Aufgabe der Erfindung, einfache Vorrichtungen zu schaffen, um Dopplerfokussierung eines Radarsystems mit künstlicher Strahleranordnung für einen weiten Bereich von interessierenden Entfernungen zu bewirken.

Die Aufgabe wird dadurch gelöst, daß dem Bezugseingang des Phasendetektors ein Ausgleichsphasenschieber vorgeschaltet ist und ein Dopplernachbildungsgenerator vorgesehen ist, der Funktionsgeneratoren aufweist, um den Ausgieichsphasensehieber

Gemäß der Funktion "-?„-■■ zu variieren; hierin bedeutet

V die Plattformgeschwindigkeii,
ι die zyklische Dopplerverarbeitungszeit.
R_Sf die Radarschrägentfernung,
/. die Trägerwellenlänge der Radarimpulse.

Bei normaler Arbeitsweise der oben beschriebenen Anordnung schreitet die Phasenmodulation des Bezugseingangs an den Phasendetektor bei einer gegebenen Entfernung bei jedem nachfolgenden Impulsübertragungsintervall mit einer Geschwindigkeit

(d ~ '"') ^^ort'die der Differenzdopplerfrequenz in den Daten von einer solchen Entfernung entspricht, wodurch Dopplerbündelung bei einer solchen Entfernung erreicht wird. Dabei wird die Bündelungswirkung als eine Umkehrfunktion der Radarentfernungszeit während jedes Impulsübertragungsintervalls variiert, so daß eine adäquate, kontinuierliche Bündelung über einen vorgewählten Bereich der interessierenden Radarentfernungen erreicht wird. Auf diese Weise werden die Daten einer bestimmter. Entfernung an eine zugeordnete entfernungsgetastete Filterbank angepaßt, wobei jedes Filter der Filterbank einem vorgewählten Azimutauflösungselement eines azimutal aufgelösten Entfernungsabschnitts odsr -faches entspricht. Mit anderen Worten: Wenn ein bestimmtes Datenelement bei einem bestimmten seitlichen Entfernungsabstand in einer der aufeinanderfolgenden Azimutpositionen von dem sich bewegenden Schrägsicht-Bordradargerät bei aufeinanderfolgenden Impulsübertragungsfrequenzen betrachtet wird, wird seine Frequenz kompensatorisch eingestellt, wodurch ein solches Datenelement als ein Eingang innerhalb des Bandpasses eines bestimmten Fillerelements auftritt, und weiterhin wird die Zeitphase solcher Daten auch kompensatorisch eingestellt, so daß solche aufeinanderfolgende Eingänge an das Filter in Phase r'nd und sich bei der Filterverarbeitungsfimktion kumulativ kombinieren.

In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 ein Diagramm, das in Draufsicht die Geometrie einer Geländebilddarstellungssituation veranschaulicht, bei der das Erfindungskonzept vorteilhaft angewandt werden kann.

F i g. 2 ein Blockschaltbild eines Systems, welches das Erfindungskonzept beinhaltet,

F i g. 3 ein Diagramm, das die analytische Geometrie der Dopplerkompensation veranschaulicht, die von dem Dopplernachbildungsgenerator gemäß F i g. 2 geliefert wird, und

F i g. 4 und 5 Blockschaltbilder von weiteren wahlweise verwendbaren Teilanordnungen des Dopplernachbildungsgenerators gemäß F i g. 2.

In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile.

In Fig. 1 ist in Draufsicht die Geometrie einer Geländebilddarstellungssituation veranschaulicht, bei der das Erfindungskonzept vorteilhaft angewandt werden kann. Eine Zielanordnung mit Zielen T₁, T₂ und T₃ liegt in einem gemeinsamen senkrechten Abstand zu der nichtmanövrierenden Flugbahn einer Radarplattform und außerdem innerhalb der Bündelbreite Φ_Β eines an Bord der sich bewegenden Plattform befindlichen Schrägsicht-Radarsystems, wenn sich die Plattform aus einer Anfangsposition P₀ aufeinanderfolgend in Positionen P_n längs der Flugbahn bewegt. Die dargestellten Positionen beabsichtigen, aufeinanderfolgende Positionsänderungen des Radarsystems bei dessen Impulsübertragung zu zeigen, wobei jede solche Positionsänderung der Zuwachsdistanz

VU = ρ f. entspricht, wobei V die Plattformgeschwindigkeit und \/PFF das Systemimpulsübertragungsintervall ist, das der Systemimpulsübertragungsfrequenz zugeordnet ist. Jede solche Plattformposition, aus der das Radarsystem impulsbetätigt wird, entspricht somit einem Strahlerelement in einer Antennenanordnung von Strahlerelemeriten, wobei die physikalische Größe oder Abmessung einer solchen

Anordnung „p._F entspricht und η eine ganze Zahl kleiner als die Zahl der ausgesandten Impulse ist.

Aus der Geometrie der Fig. 1 ist zu entnehmen, daß für die Position P₀ der Plattform sich z. B. die Ziele T₁, T₂ und T₃ alle in geringfügig unterschiedlichen Entfernungen von der Plattform und in gering fügig unterschiedlichen Richtungen innerhalb der Bündelbreite Φ_Β befinden. Es ist auch ersichtlich, daß sich die Richtung eines bestimmten Ziels, ζ. Β T₁. relativ zum Plattformgeschwindigkeitsvektor ändert, wenn sich die Plattform fortschreitend längs der Flugbahn bewegt.

Die Ziele T₁, T₂ und T₃ können beim Auftreten in geringfügig unterschiedlichen Richtungen von der sich bewegenden Plattform voneinander mittels der Doppterverschiebungsdifferenz zwischen ihren Echorückläufen unterschieden werden. Die Beobachtung einer solchen Dopplerverschiebungsdifferenz erfordert jedoch eine Beobachtungsperiode oder ein Dopplervera rbeitungsintervall von vielen aufeinanderfolgenden Impulsübertragungsintervallen, wie in dieser Technik allgemein bekannt ist, weil die interessierenden Dopplerfrequenzverschiebungen so klein gegen die Datenausmusterungsfrequenz sind, die von der Impulsüberiragungsfrequenz des Impulsenergiesystems oder Radars repräsentiert wird.

Wenn die unterschiedlichen Dopplerfrequenzen für die verschiedenen Ziele über das Dopplerverarbeitungsintervall gleichblieben, würde eine Bank von entfernungsgetasteten Schmalbandfiltern die Trennung der dopplerverarbeiteten Signale ermöglichen, die ein Ziel in einem Entfernungsabschnitt oder -fach und bei einer Richtung von einem Ziel innerhalb eines solchen Entfernungsfachs bei einer unterschiedlichen Richtung repräsentieren, wobei ein einziges Filterelement einer bestimmten Richtung innerhalb einer solchen Entfernung zugeordnet sein kann. Im Hinblick auf die Richtungsänderung eines bestimmten Zieles relativ zu der Radarplattform, wenn sich diese längs der Flugbahn während der Dopplervcrarbeitungsperiode bewegt, ändert sich jedoch die einem solchen

ίο Ziel zugeordnete Dopplerfrequenz. Weiterhin ändert sich auch die Radarentfernung oder der Schrägentfernungsabstand zu dem Ziel, so daß sich die Zeitphase der Dopplerfrequenz ändert.
Infolgedessen ist es, um die Dopplerechos von einem bestimmten Ziel über die mehreren Impulsübertragungsintervalle der Dopplerverarbeilungsperiode in Wechselbeziehung zu bringen, notwendig, Kompensation des Wechselbeziehungsprozesses für solche Änderungen der Dopplerfrequenz und der Zeitphase

vorzusehen. Das Bewirken einer solchen Kompensation für Daten aller interessierenden Radarentfernungen ergibt die Daten, die zur Bodenbilddarsteilung eines gewünschten interessierenden Sektors erforderlich sind.

Eine zweckmäßige Vorrichtung zum Einführen einer solchen Kompensation in der kohärenten Erfassung

oder Korrelationsverarbeitung der empfangenen

Echos ist in F i g. 2 dargestellt.

F i g. 2 zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein System, welches das Erfindungskonzept beinhaltet. Es ist vorgesehen eine kohärente Sendevorrichtung, die einen Impulssender 15 für Impulsaussendung einer kohärenten vorgewählten Trägerfrefiuenz /₀ aufweist. Der Sender 15 ist an eine Antenne 18 mittels eines Zirkulators 17 oder einer anderen Sende/Empfangs-Steuervorrichtung gekoppelt. Der Zirkulator 17 koppelt auch die Antenne 18 an eine Empfängermischstufe 16, die weiterhin auf eine kohärente Quelle einer Oszillatorfrequenz (/p + f_£r) zwecks Erzeugung eines

ZF-Ausgangs anspricht. Ein solcher Zwischenfrequenzausgang, der durch eine Schmalbandpaßvornchtung 24 verstärkt wird, hat eine spektrale Verteilung, deren Beharrungs- oder Schwerpunkt sich von einer vorgewählten Mittelzwischenfrequenz f_Zf um einen

Betrag l/_dc unterscheidet, welcher der Dopplerfrequenz der von der Antenne 18 empfangenen Justierlinienechos entspricht. Infolgedessen wird ein mit geschlossener Schleife arbeitender Dopplermittelbereich-Festzeichenverfolger geschaffen.

Eine solche geschlossene Schleifenanordnung enthält eine zweite Mischstufe 10 mit einem ersten Eingang 11, der an den ZF-Ausgang des Verstärkers 24 gekoppelt ist, und mit einem zweiten oder Hilfsoszillatoreingang 12. Die Dopplerfrequenz-Folgevor-

richtung 25 ist über den Eingang an einen Ausgang der Mischstufe 10 durch einen zweiten ZF-Verstärker 13 und weiter an eine kohärente Quelle der vorgewählten ZF-Frequenz f_ZF gekoppelt, um ein Hilfsoszillatoreingangssignal mit einer Frequenz Af_ic zu

erzeugen, die für die Frequenzdifferenz zwischen den an die Vorrichtung 25 angelegten Eingängen kennzeichnend ist. Der Ausgang der Vorrichtung 25 wird als Oszillatoreingabe am Eingang 12 der Mischstvfe 10 zwecks Frequenzumsetzung der Mittelfrequenz des Emplänger-ZF-Spektrums (d h., der Ausgang des Verstärkers 13) auf die vorgewählte ZF-Mittelfrequenz f_2F angelegt.
Die Konstruktion und Anordnung der Elemente 15,

16,17,18,24 und 25 sind bekannt und entsprechen im wesentlichen denen der gleichbezeichneten Elemente der Fig. 1 der USA.-Patentschrift 3341847. Deshalb sind diese Elemente in F i g. 2 nur in Blockform wie die Elemente 10 und 13 zwecks Vereinfachung dargestelit.

Kohärente Demodulation des festzeichendopplerkompensierten (und daher »festzeichenbezogenen«) ZF-Ausgangs des Verstärkers 13 wird mittels eines Phasendetektors 14 mit einem Bezugseingang 29 erreicht, der zwecks Assprechens an die kohärente Quelle der vorgewählten ZF-Frequenz f_zi- gekoppelt ist. Zwischen der kohärenten Quelle 15 der ZF-Bezugsfrequenz f_Zf und dem Bezugseingang 29 des Phasendetektors 14 liegt die Phasenschiebervorrichtung 30 zum kompensatorischen Verschieben der Phase des Bezugssignals, das an dem Eingang 29 des Detektors 14 liegt. Ein Steuereingang der Phasenschiebervorrichtung 30 ist an den Ausgang eines Dopplernachbildungsgenerators 34 gekoppelt, um Steuerung der kompensatorischen Phasenverschiebung zu bewirken, die durch die Phasenschiebervor-

( richtung 30 erzeugt wird.

Das Kriterium für die kompensatorische Phasenverschiebung, die durch das Zusammenwirken des Nachbildungsgenerators 34 und der Phasenschiebervorrichtung 30 in F i g. 2 erzielt wird, kann besser aus einer Betrachtung der F i g. 3 verstanden werden, die eine isometrische Ansicht des geometrischen Verhältnisses eines ausgewählten Bodenpunktes oder Ziels T₁ und eii.er Bordradarplattformposition P₀ zeigt. Die Relation des anfänglichen Schrägentfernungsabstandes R_M zu dem Ziel T₁ ist

R\_t = Z² + Y² + L², (D

wobei

Z = Höhe der Radarplattform relativ zum Ziel T₁, Y = projizierte Zieldistanz senkrecht zur Bodenspur der Radarplattformflugbahn,
L_n = anfängliche projizierte Zielposition längs der Radarplatlformflugbahn.

Setzt man die Schrägentfernung (R_M)² für (Z² +Y²) ■ ein. erhält man

R²,=iR_M)² + L². (2)

Der Schrägentfernungsabstand R_M zu dem Ziel T₁ als eine Funktion der Zeit ist

ι

R„U) = [(Ru)¹ + (L_n - Kf)²]². (3)

- 2 VtL₀

1
. (4)

Substituiert man die Gleichung (2) in der Gleichung (4 >. erhält man ^

4- -ι-

Bei Umformung der Gleichung (5) gelangt man zu

(6)

60

Γ ί^ν'\-

^5ΐη ^H ⁺ Vä7

⁽⁷⁾ ^W°^{bei S1}" * ⁼ R_M"' ^{was der Form ents}P"^cht =

1
mU) = ^λμ [I + XV,

^wobei

Vt\ . / Vt\²

^sm ^θ +

Nun ergibt die binomische Reihenerweiterung, daß (] ± _χγ — \ ± _nx _j_ "("~ 'J _± "(w— 1)(» -2)^Λ

2!

3!

Für den Fall, daß χ <ε 1 und /1 = \ ist, kann die Gleichung (9) approximiert werden als

(l + _x)i~ \

_, ₄

Ξ ί_ ...

^{16 12}°

(ίο)

Substituiert man das Gliedf-2 ^-sin 6/ + -^—J der ^ ^eichung (8) fur χ in der Gleichung (10), kann jedes

^{Glied auf der rechten Seite der} Gleichung (10) bestimmt werden.

y_f /Vt\²

.x= - 2 — sin«+(J

/Vt\²
(^-J , \^km/

^λ" = "⁸I ^) ^sin" ^e+ ^]2\r~) ^sin ⁽'^J

V · ~) ^sin

⁽ⁿ)

x⁴ = + I6( -=r—\ sin⁴ (-) + Glieder höherer Ordnung.

Bei Verwendung solcher Glieder in der Gleichung (10) und bei Substituierung einer solchen Gleichung in dem in eckigen Klammern stehender Teil der rechten Seite der Gleichung (8) kann die Zielentfernungsgleichung folgendermaßen umgeschrieber werden:

RU) _1/m2

= R_M 1 - —- sin (■> + χ (^-J cos²« . . . (usw.;

^M (12)

_{Die entS}p_rechende Zeitphase Φ_Τ) eines Radar

signals, welches die Zweiwegphasendistanz durch _quwt^ _{die durch die Radarentfernung} _R{t) _{för da}.

Ziel 7^ dargestellt wird, ist

wobei λ = Radarwellenlänge des freien Raumes.

509510/17

711

Eine solche sich zeitlich verändernde Phasenverschiebung Tür ein bestimmtes Ziel ist aus der Gleichung (13) ersichtlich, die ein konstantes Glied ('^{/<0 =} ~Ty ^un^ ^em ^SIC^ ^ζε'^ι''^ςη veränderndes Glied [0(0] enthält:

<I>T\ =

10(0

= — Γ- Vt sin β + ^-cos² <■). . .1.
'■ L ^2Km J

Nur die Änderung der Zeitphase ist von Interesse, die der Entfernungsänderungswirkung und dem Richtungs- oder Dopplerveränderungseffekt entspricht, die bzw. der zur Erzielung der Datenbündelung erforderlich ist. Daher ist in dem Dopplernachbildungsgenerator 34 der Fig. 2 eine Vorrichtung zum Mechanisieren der Funktion 10(0 vorgesehen.

Wenn die Azimutrichtung der Antennenjustierlinienachse senkrecht zu der Radarplattformflugbahn verläuft (d. h. Θ = 0, in Fig. 3), reduziert sich der Ausdruck für /10(0 auf

10(0 =

, ι (κο²

2 ~R_U-

R J?⁸ l·

Bei Vernachlässigung des Gliedes vierter Ordrmng reduziert sich die rechte Seite der Gleichung (15) auf

(161

Bei deT Mechanisierung dieses letztgenannten Ausdrucks durch den Generator 34 der F i g. 2, wie mit mehr Einzelheiten in Fig. 4 gezeigt ist. ist der Faktor ■■?■ im wesentlichen eine Maßstabkonstante,

während das Geschwindigkeitsglied V von einem automatischen Bordnavigationsgerät erhalten werden

kann. Das reziproke Entfernungsabstandsglied ^~

wird für alle interessierenden Entfernungen als eine Umkehrfunktion der Radarentfernungszeit erzeugt, wobei jedes Impulsübertragungsintervall durch einen ersten Funktionsgenerator 35 mit Ansprechwirkung an einen Systemtrigger des Impulsradarsystems αβ? Fig. 2 gekoppelt ist, und ein Signal, das zu dem zyklischen Intervall analog ist, wird von einem Sägezahn-Funktionsgenerator 36 erzeugt. Der Aultiau und die Anordnung des Umkehrfunktionsgenerators 35 ist bekannt, wie angegeben z. B. durch das Liement 47 in F i g. 5 der USA.-Patentschrift 33 25 807, während der Aufbau und die Anordnung eines Sägezahngenerators 36 ebenfalls bekannt sind, wie ;l B. durch das Element 69 in Fig. 4 der USA.-Patentschrift 3165740 angegeben ist, obgleich auch ein Treppengenerator alternativ verwendet werden kann, wie als Beispiel durch das Element 23 in F i g. 2 der USA.-Patentschrift 3241068 veranschaulicht. Daher sind die Elemente 35 und 36 zur Vereinfachung der Darstellung nur in Blockform gezeigt.

Das Geschwindigkeitssignal V und der Ausgang t — n/PFF des Funktionsgenerators 35 kann min eis eines ersten Verstärkers 37 multipliziert werden, um> ein Signal zu erhalten, welches für das Produkt Vt kennzeichnend ist, und das Produkt kann mit Signal·· quadriervorrichtungen 38 quadriert werden, um die Funktion (Vt)² zu erhalten. Eine solche Signalquadriervorrichtung und Vervielfacher sind an sich bekannt, z. B. die Elemente 99, 101, 110 und 173 in Fig. 17 der USA.-Patentschrift 3 396 391. Ein zweiter Verstärker 39, der auf die Ausgänge der Quadriervorrichtung 38 und des Funktionsgenerators 36 anspricht, liefert einen Ausgang, der für das maßstäblich geänderte Produkt

kennzeichnend ist, ent-

' K v/

sprechend der interessierenden, ausgleichenden Zuwachs-Phasenverschiebung 10(0· Ein solcher Ausgang wird als ein Steuereingang für die Phasenverschiebungsvorrichtung 30 der Fig. 2 verwendet, wobei die sich ergebende Geschwindigkeitsänderung der Phasenverschiebung, die auf der Leitung 29

für einen bestimmten Entfernungsabschnitt (über aufeinanderfolgende Impulsübertragungsintervalle) auftritt, hier als eine Nachbildung der vorausgesagten Dopplerfrequenz der an dem Detektor 14 zu verarbeitenden Daten bezeichnet ist. Daher wird das Element 34 (in Fig. 2) als Dopplernachbildungsgenerator bezeichnet.

Bei normaler Zusammenarbeit der Nachbildungsgeneratoranordnung nach F i g. 4 in dem System nach F i g. 2 wird die Erzeugung einer Ausgleichsphasen-

verschiebung mit dem Einführen einer vorgewählten Anzahl aufeinanderfolgender Impulsübertragungsintervalle entsprechend der zu erzeugenden künstlichen Strahleranordnung (vgl. Fig. 1) eingeleitet. Eine solche Kompensation wird über eine solche vorgewählte Anzahl (n = N) von Impulsübertragungsintervallen fortschreitend variiert, wobei die zeitliche Geschwindigkeitsänderung einer solchen Ausgleichsphasenverschiebung (für eine bestimmte Radarentfernungszeit) einer periodischen Funktion

oder Nachbildung einer Zuwachs-Dopplerfrequenz

(d0 \

j- = I- = 2.-7 I/J entspricht, die ein gewähltes

Anfangszeitphasenverhältnis hat. Eine solche periodische Funktion oder Dopplernachbildung wird inner-

halb jedes Impulsübertragungsintervalls als eine Umkehrfunktion der Radarentfernungszeit variiert, wodurch Kompensation oder Dopplerbündelung (über die vorgewählte Anzahl von interessierenden Impulsübertragungsintervallen) für alle interessierenden Ra-

darentfernungen hergestellt wird.

Die auf diese Weise bewirkte Allrichtungsdopplerbündelung dient dazu, die von der körperlichen Antenne des Systems nach Fig. 2 in Justierlinie empfangenen Daten zu bündeln, wobei ein Filter mit

schmalem Bandpaß und fester Mittelfrequenz verwendet werden kann, um solche Justierliniendaten (für einen bestimmten Entfernungsabschnitt) von den Daten für einen solchen Entfernungsabschnitt zu unterscheiden, die aus geringfügig unterschiedlichen

Azimutrichtungen empfangen werden. Außerdem können weitere Filter mit schmalem Bandpaß und unterschiedlichen festen Mittelfrequenzen verwendet werden, um Daten bei unterschiedlichen Richtungen aas einer Vielzahl Azimutrichtungen innerhalb der Bün-

delbreite der körperlichen Antenne zu unterscheiden, wobei eine Bank von entfernungsgetasteten Filtern ™^r «πέη solchem Entfernungsabschnitt und eine Mehrzahl von entfernungsgetasteten Filterbänken 40

711

verwendet werden können (in F i g. 2), um die interessierenden Radarentfernungen in bekannter Weise zu erfassen.

Da die Ausgleichsphasenverschiebung über das Intervall einer vorgewählten Anzahl von Impuls-

Übertragungsintervallen u = pjf) für einen bestimmten Entfernungsabschnitt die Kohärenz oder das konstante Phasenverhältnis zwischen den empfangenen Signalen von einem bestimmten Geländepunktziel über aufeinanderfolgende Impulsübertragungsintervalle aufrechterhält, kann eine solche Signalenergie über die Dopplerverarbeitungsperiode durch das Ansprechen des einem solchen Geländezielpunkt zugeordneten Schmalbandpaßfilters kombiniert oder integriert werden. Auch das Ansprechen des Phasendetektors 14 (in Fig. 2) auf die beiden zugehörigen Eingänge (d. h. der Dopplernachbildungsbezugseingang und der ZF-Empfängersignaleingang) ist das Ansprechen eines Produktdetektors (wie vollständiger in den Spalten 9 und 10 der USA.-Patentschrift 32 41077 in Verbindung mit der Beschreibung des Phasendiskriminators 33 in der zugehörigen F i g. 8 der genannten Patentschrift erörtert ist). Infolgedessen umfaßt ein solcher Multiplikations- und Integrationsprozeß zur Erzielung der Azimutauflösung einen Azimutkreuzkorrelator oder ein gebündeltes Verarbeitungsgerät.

Obgleich die Mechanisierung der F i g. 4 begrifflich an Hand der Verwendung in einem künstlichen -J₀ Strahleranordnungssystem mit einer Schrägsichtantenne {(-> = 0) beschrieben wurde, ist das Konzept nicht in dieser Weise beschränkt, und es kann ein cos «-Funktionsgenerator verwendet werden, um das Geschwindigkeitssignal V vor der Eingabe in den Multiplikator oder Verstärker 37 (in Fig. 4) zu modulieren, damit ein Schräg-Öffnungsmodus erreicht wird, der durch die allgemeine Beschreibung Tür 10(0 in Gleichung (14) beschrieben ist.

Eine versetzte Frequenz kann auch in dem ZF-Frequenzeingang zu der Phasenschiebervorrichtung 30 (in F i g. 2) enthalten sein oder alternativ in den Ausgang der Phasenschiebervorrichtung 30 eingegeben werden, um den Ausgang des Phasendetektors 14 auf einen Frequenz- oder Bandbreitenbereich hinsichtlich der Frequenz umzusetzen, der für die Konstruktion und Verwendung von Schmalbandpaßfiltern für die entfernungsgetasteten Filterbänke 40 zweckmäßig oder praktikabel ist. Eine solche versetzte Frequenz verhindert auch eine Dopplerüberdeckung des Dopplerspektrums um den Festzeichenspektrumschwerpunkt am Ausgang des Detektors 14, wodurch eine Dopplerfrequenzverschiebung oberhalb der der Schwerpunktfrequenz von einer solchen unterschieden λνβΓαεη kann, die um den gleichen Betrag unterhalb dieser Frequenz verschoben ist.

Eine andere Ausfuhrungsform des Nachbildungsgenerators nach F i g 2 und 4, der die obenerwähnten Funktionen ausübt, ist in Fig. 5 gezeigt. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (»VCO«) 42 dient als ein Generator für die versetzte Frequenz, wobei die zyklische Variation [sin (2.τ/γ + Φ_ο)] seines Ausgangs als ein Phasenschiebersteuereingang verwendet wird, um eine entsprechende Änderung in der Phasenverschiebung (~ = l »λ zu erzeugen, die durch die ^6s

Phasenschiebervorrichtung 30 bewirkt wird. Mit anderen Worten: Eine an einen Summierungseingang 43 des Oszillators 42 angelegte versetzte Vorspannung dient als ein versetztes Frequenzsignal oder Phasensteuersignal (2π/₀). Die Anfangsphase des Oszillators 42 wird von demselben Phasensteuersignal gesteuert, das bei der Erzeugung der Dopplernachbildung verwendet wird.

Da das Frequenzplied (2.-r/) in dem Argument (2.7/f + <9₀) der sinusförmigen oder periodischen Funktion, die den Ausgang von »VCO« 42 beschreibt, einer Phasenverschiebungsgeschwindigkeit entspricht, kann »VCO« 42 in geeigneter Weise gesteuert werden, um eine Frequenznachstellung (Af) zu erzielen, die einer gewünschten Phasenverschiebungsgeschwindigkeil f~^ = </>(() = 2.7 ι Λ entspricht, wobei der Ausdruck für das Argument [/l</>(r)] in Gleichung (16) gegeben ist:

(17)

Bei Prüfung des Frequenznachstellgliedes

2.7 V²I

mit anderen Worten

(18)

(19)

Die Gleichung (19) kann so verallgemeinert werden, daß sie den Schrägsichteffekt der Antenne um einen Winkel (-) von einer Schrägsichtorientierung durch den Einschluß des Faktors cos θ in den Ausdruck für K enthält:

(20)

/.Kl

In der alternativen Nachbildungsgeneraloranuidnung nach F i g. 5 wird ein Signal, das für das maßstäblich geänderte Geschwindigkeitsglied K cos (-. kennzeichnend ist, mittels eines Funktionsgenerators 44 quadriert, und das resultierende Signa (K²COS²W) wird mit einem Signal, das für der

(K 1 ^ T ⁼ R

kennzeichnend ist. und auch mit einem anderer Signal, das für die zyklische Verarbeitungszei (t = ρψψ) kennzeichnend ist, mittels der Multiplika toren oder Verstärker 37 und 39 multipliziert und ir geeigneter Weise maßstäblich geändert, um ein Signa zu erzeugen, das kennzeichnend für das Argumen

_Ist. Auf diese Weise betragt das vor

»VCO« 42 erzeugte Gesamtargument

^M

wobei/₀ die versetzte Frequenz ist.

Der Ausgang vom »VCO« 42 kann einseitenband multipliziert mit der Kohärent-Empfängerbezugssi gnalfrequenz f_ZF (von dem Sender 15 in F i g. 2

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zu dessen Modulation vor Anlegung an den Bezugseingang 29 des Phasendetektors 14 sein. Eine soiche Modulation bewirkt sowohl Frequenz- als auch Phasenmodulation des ZF-Bezugssignals f_ZF, wie vollständiger in der USA.-Patentschrift 34 50 869 erläutert ist. Mit anderen Worten: Die modulierte Resultante E_moi ist

Emod =

(21)

E_r = Amplitude des zu modulierenden

ZF-Bezugs,

E₀ — Amplitude des »VCO«-Ausgangs,
w_ZF = ZF-Bezugsfrequenz (in Radiant),
w, = versetzte Frequenz (in Radiant),
Φ_ο — Zeitphase des ZF-Bezugssignals,
10(r) = durch den Dopplernachbildungsgenerator erteilte Phasenmodulation.

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Statistisches Phasenrauschen infolge Vibrationen der Antenne um die ideale Flugbahn (wie in F i g. 1 angegeben) kann vorhanden sein und setzt die Leistungsfahigkeit des Verarbeitungsgeräts herab. Falls gewünscht, können solche Fehler praktisch durch

eine I nertialabfiihlvorrichtung kompensiert werden, die an der Antenne angeordnet ist und auf Beschleunieung längs der Antennenjustierachse (R) derart anspricht, daß sie ein Spannungssignal (£_Ä) liefert, welches der Distanzänderung längs der Antennenjustierachse proportional ist

wobei diese Spannung maßstäblich geändert und dem Phasenkorrektursignal am Ausgang des Multiplikators oder Verstärkers 39 in Fig. 4 hinzugefügt werden kann. In anderer Weise könnte eine Spannung, die für das erste Integral von R kennzeichnend ist, zu dem Steuereingang von »VCO« 42 an der Anordnung der F i g. 5 addiert werden. Jedoch sind in vielen Anwendungslallen die Trägheit der Antenne und die Integrationszeh des Verarbeitungsgerätes derart, daß solche Korrekturen gewöhnlich nicht erforderlich sind.

Infolgedessen ist darauf hinzuweisen, daß das Konzept der Erfindung eine einfache und wirksame Mechanisierung für Allrichtungsbündelung oder Azimutkreuzkorrelation in einem Anwendungsfall eines Impulsradarsystems mit »künstlicher« Strahleranordnung liefert.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Pa ten tanspriiche:

1. Für Bordbetrieb geeignetes Schrägsicht-Kohärentradargerät in einer Betriebsweise mit »syrtthetischer« Antenne, das eine stabile Zwischenfrequenzbezugsquelle, eine festzeichendopplerkompensierte (und daher »festzeichenbezogene«) Zwischenfrequenzempfängerstufe, einen an die ZF-Bezugsquelle und die ZF-Empfängerstufr angeschlossenen Phasendetektor und Vorrichtungen zum Kompensieren der Änderungen in der Dopplerverschiebung eines bestimmten zu erfassenden Geländeelementes aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß dem Bezugseingang (29) des Phasendetektors (14) ein Ausgleichsphasenschieber (30) vorgeschaltet is ι und ein Dopplernachbildungsgenerator (34) vorgesehen ist, der Funktionsgeneratoren (35 bis 39, 44) aufweist, um den Ausgleichsphasenschieber gemäß der Funk- ²

(44) auf die Plattformgeschwindigkeit des Radars derart anspricht, daß ein Ausgangssignal erzeugt wird, welches für die Funktion V² ros² (-) kennzeichnend ist, wobei (■) den Schrägsichtwinkel in der Betriebsweise mit »synthetischer« Antenne bezeichnet.