DE60319370T2

DE60319370T2 - Verfahren und vorrichtung für genaue phasendetektion

Info

Publication number: DE60319370T2
Application number: DE60319370T
Authority: DE
Inventors: James R. Golden Valley HAGER; Todd R. Maple Grove BURLET; Lavell San Marcos JORDAN; Jens M. St. Paul HENRICKSON
Original assignee: Honeywell International Inc
Current assignee: Honeywell International Inc
Priority date: 2002-05-13
Filing date: 2003-05-13
Publication date: 2009-03-19
Anticipated expiration: 2023-05-14
Also published as: US20030210171A1; AU2003239534A1; DE60319370D1; WO2003096067A1; EP1509784B1; US6680691B2; EP1509784A1; JP2005525564A; CA2485744A1

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Radarsysteme und insbesondere ein Radarsystem mit der Fähigkeit zur Synchronisation mit einem digitalen Höhenmodell (DEM – Digital Elevation Map) zur genauen Bestimmung einer Position.
Die ordnungsgemäße Navigation eines Flugzeugs in allen Phasen seines Flugs basiert weitgehend auf der Möglichkeit, das Gelände und die Position zu bestimmen, worüber das Flugzeug fliegt. In dieser Hinsicht hilft Instrumentation wie etwa Radarsysteme und Höhenmesser in Kombination mit der Verwendung genauer elektronischer Geländemodelle, die die Höhe von Objekten auf einem Modell bereitstellen, beim Flugweg des Flugzeugs. Elektronische Geländemodelle sind wohlbekannt und werden zur Zeit als Hilfe bei der Navigation des Flugzeugs verwendet.
Impulsradar-Höhenmesser zeigen aufgrund ihrer naturgemäßen Vorderflanken-Rücksignalverfolgungsfähigkeit überlegene Höhengenauigkeit. Der Impulsradar-Höhenmesser sendet eine Impulshochfrequenz-(HF-)Energie, und ein zurückkehrendes Echo wird empfangen und unter Verwendung eines Verfolgungssystems verfolgt. Der Zeitraum zwischen Signalbursts eines Radarsystems wird als das Impulswiederholungsintervall (PRI) bezeichnet. Die Frequenz von Bursts wird als die Impulswiederholungsfrequenz (PRF) bezeichnet und ist der Kehrwert des PRI.
1 zeigt ein Flugzeug 2, wobei der Dopplereffekt durch Isodops als Ergebnis der Auswahl durch die Verwendung von Dopplerfiltern dargestellt ist. Der Bereich zwischen den Isodops der Dopplerkonfiguration soll als Streifen bezeichnet werden. Das Dopplerfilter und die resultierenden Isodops sind auf diesem technologischen Gebiet wohlbekannt und werden nicht weiter erläutert. Ferner wird in der Beschreibung angenommen, daß das Flugzeug 2 eine Vertikalgeschwindigkeit von null aufweist. Bekanntlich verschiebt sich der Median 8 des Dopplereffekts, wenn eine Vertikalgeschwindigkeit existiert, abhängig von der Vertikalgeschwindigkeit. Wenn das Flugzeug 2 eine Vertikalgeschwindigkeit in der Abwärtsrichtung besitzt, würde sich der Median des Dopplers in der Figur nach rechts verschieben. Wenn das Flugzeug 2 eine Vertikalgeschwindigkeit in einer Aufwärtsrichtung besitzt, würde sich der Doppler in der Figur nach links verschieben. Wieder wird zur leichteren Beschreibung der ganzen Spezifikation angenommen, daß die Vertikalgeschwindigkeit null ist. Es ist jedoch bekannt, daß fast immer eine Vertikalgeschwindigkeit existiert.
Radar beleuchtet einen durch den Antennenstrahl 10 von einem Flugzeug 2 berandeten Bodenfleck. 1a zeigt eine Draufsicht des Strahls 10 zusammen mit dem Dopplereffekt und 1b zeigt die Übertragung des Strahls 10 in einer Seitenansicht. Um einen bestimmten Bereich abzutasten, verwendet man Entfernungs-Gates, um den durch das Dopplerfilter erzeugten Streifen weiter aufzuteilen. Um einen bestimmten Dopplerstreifen abzutasten, arbeiten viele Radar-Entfernungs-Gates parallel. Mit bestimmter Entfernung zu jedem aufgeteilten Bereich wird ein Datensatz erzeugt, der die Kontur des Geländes unter dem Flugweg repräsentiert. Die elektronischen Modelle werden mit der Konturaufzeichnung verwendet, um die Position des Flugzeugs auf dem elektronischen Modell zu bestimmen. Dieses System ist extrem komplex mit allen involvierten Komponenten sowie der Anzahl der mehreren Entfernungs-Gates, die erforderlich sind, um einen Geländebereich abzudecken. Folglich sind die für dieses System erforderlichen Berechnungen sehr extensiv.
Außer der Komplexität wurden auch die Präzision und Genauigkeit der Distanz zu einem bestimmten Bodenbereich oder Objekt niemals unter Verwendung eines luftgestützten Radarprozessors erreicht.
Aus US-B1-6362776 ist ein Phasenprozessor bekannt, der dafür ausgelegt ist, verarbeitete Radarrückkehrdaten zu empfangen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Phasenprozessor mit mehreren Phasendetektoren bereitgestellt, wobei jeder Phasendetektor eine Phasendifferenz zwischen beliebigen von linken Radarkanalrückkehrdaten, rechten Radarkanalrückkehrdaten und mehrdeutigen Radarkanalrückkehrdaten bestimmt, dadurch gekennzeichnet, daß
mindestens einer der Phasendetektoren dafür ausgelegt ist, mehrdeutige Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen und linke Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen, wobei der Detektor eine Phasendifferenz zwischen den mehrdeutigen Radarkanalrückkehrdaten und den linken Radarkanalrückkehrdaten bestimmt;
mindestens einer der Phasendetektoren dafür ausgelegt ist, rechte Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen und mehrdeutige Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen, wobei der Detektor eine Phasendifferenz zwischen den rechten Radarkanalrückkehrdaten und den mehrdeutigen Radarkanalrückkehrdaten bestimmt; und
mindestens einer der Phasendetektoren dafür ausgelegt ist, rechte Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen und linke Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen, wobei der Detektor eine Phasendifferenz zwischen den rechten Radarkanalrückkehrdaten und den linken Radarkanalrückkehrdaten bestimmt.
1a ist ein Diagramm von durch einen Radar erstellten Streifen.
1b ist ein Diagramm eines Radarsendemusters.
2 ist eine Darstellung von Radarsignalformen als Funktion der Zeit.
3 ist ein Diagramm von Radarsignalen, die durch drei Antennen empfangen werden.
4 ist ein Diagramm eines Körperkoordinatensystems.
5 ist ein Diagramm eines Dopplerkoordinatensystems mit Bezug auf das Körperkoordinatensystem von 4.
6 ist ein Blockschaltbild eines Radarsignalverarbeitungssystems.
7 ist ein Blockschaltbild eines digitalen Abtast- und Filterteils.
8 ist ein Blockschaltbild eines Korrelations-Bandpaßfilters.
9 ist ein Blockschaltbild eines Gleichphasen-/Quadraturmischers.
10 ist ein Blockschaltbild eines Allpaß-Filternetzwerks für Gleichphasen- und Quadraturkomponenten eines Signals in dem Mischer von 8.
11 ist ein Diagramm eines Allpaßfilters zweiter Ordnung.
12 ist ein Blockschaltbild eines Streifen-Bandpaßfilters.
13 ist ein Blockschaltbild eines Filterkoeffizientenprozessors.
14 ist ein Geschwindigkeitsvektordiagramm.
15 ist ein Blockschaltbild eines Phasenprozessors mit drei Phasendetektoren.
16 ist ein Blockschaltbild eines Phasendetektors von 15.
17 ist ein Blockschaltbild eines interferometrischen Winkelauflösers.
18 ist ein Diagramm variierender elektrischer Phasendifferenzen zwischen drei Antennenpaarungen.
19 ist ein Blockschaltbild, das Eingangssignale eines Körperkoordinatenprozessors darstellt.
20 ist ein Blockschaltbild des Körperkoordinatenprozessors von 19.
21 ist eine Darstellung der Ableitung eines Dopplerkreises.
22 ist eine Darstellung der Ableitung eines interferometrischen Kreises.
23 ist ein Diagramm von Barker-codierten Sende- und Empfangsimpulsen.
24 ist ein Blockschaltbild von Eingängen und Ausgängen eines Entfernungsverifikationsprozessors.
25 ist ein Flußdiagramm eines Entfernungsverifikationsverfahrens.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es wird hier eine Kombination aus Dopplerradar/Inter ferometer zum Navigieren eines Flugzeugs 2 mit Bezug auf Geländemerkmale unter dem Flugzeug 2 beschrieben. Im vorliegenden Gebrauch soll Flugzeug alle Flugplattformen identifizieren, die ein Radarsystem enthalten können, darunter, aber ohne Einschränkung, Jets, Passagierflugzeuge, unbemannte Luftfahrzeuge, Lenkraketen und Lenkwaffen. Der Radar funktioniert auch mit einem elektronischen Modell, das hier manchmal auch als digitales Höhenmodell (DEM) bezeichnet wird, bei der Bestimmung einer Position des Flugzeugs 2. Zusätzlich zu der Bestimmung einer Höhe des Flugzeugs 2 kann eine XYZ-Position des nächsten Objekts zu dem Flugzeug 2 am Boden in bezug auf das Flugzeug 2 in einem bestimmten Geländebereich bestimmt werden. Während das Flugzeug 2 wie in 1a und 1b gezeigt über Gelände fliegt, ist es wichtig, gemäß einem Modell eine Position des Flugzeugs 2 zu bestimmen. Ein Dopplerfilter und Entfernungs-Gate werden mit einem gesendeten Strahl 10 aus einer Sendeantenne verwendet.
Bei einem allgemeinen Höhen-Entfernungs-Verfolgungsradar wird die Entfernung gemessen und angezeigt, indem man die Zeit mißt, bis gesendete Energie von der Oberfläche reflektiert und zurückgeführt wird. Mit Bezug auf 2 sendet ein Radarsender wiederholt Bursts elektromagnetischer Energie mit einer vorbestimmten Wiederholungsrate aus einer Antenne, wie durch den Sendeimpuls 20 angegeben. Nach einer Zeitverzögerung, die eine Funktion der Flugzeughöhe ist, wird ein Bodenrückkehrimpuls 22 von einer Empfangsantenne empfangen, die an einen Empfänger angeschlossen ist. Ein Entfernungs-Gate 30 wird von dem Verfolgungsradar verwendet, um mindestens einen Teil der Bodenrückkehr 22 zu betrachten.
Mit Bezug auf 3 werden drei Empfangsantennen, Antenne R (rechts) 42, Antenne L (links) 44 und eine mehrdeutige Antenne (Ant Amb) 46 verwendet, um Informationen zu empfangen. Zusammen mit den drei Antennen umfassen drei Verarbeitungskanäle, die nachfolgend als links, rechts bzw. mehrdeutig bezeichnet werden, jeweils einen Empfänger, eine Datenerfassungseinrichtung, ein Entfernungs-Gate und ein Filter. Die Verwendung des Dreiantennensystems zusammen mit der hier beschriebenen Verarbeitung ergibt eine Lösung für einen mehrdeutigen detektierten Winkel des nächsten Objekts. Der mehrdeutige detektierte Winkel ist darauf zurückzuführen, daß der Abstand der Antennen größer als die gesendete HF-Frequenzwellenlänge ist. Durch Empfang von drei Rücksignalen kann das Verarbeitungssystem eine unzweideutige Position des nächsten Objekts am Boden bestimmen, womit wiederum die Position des Flugzeugs 2 in Körperkoordinaten gefunden wird. Körperkoordinaten sind in der Regel durch bekannte Systeme bestimmter Positionsbestimmung vorzuziehen, da solche System die Position so bestimmen, als ob das Körperflugzeug 2 mit der Fluglinie ausgerichtet wäre. Da bei dem Flugzeug 2 Neigung, Rollen und Gieren auftreten kann, ist der Körper des Flugzeugs 2 nicht unbedingt mit der Fluglinie ausgerichtet.
Als Anschauungsbeispiel ergeben die Antenne R 42 zusammen mit (nachfolgend beschriebenen) Verarbeitungssystemen eine grobe Entfernungssuche, die die Entfernung zu dem nächsten Punkt 48 in dem Streifen 12 (siehe 1), bevor das Flugzeug 2 aus dem Streifen 14 in den Streifen 12 geflogen ist, grob bestimmt. Die Bestimmung des nächsten Punkts 48 wird durch eine Verfolgungsschleife großer Bandbreite und hoher Geschwindigkeit durchgeführt, die die Entfernung zu dem nächsten Punkt 48 in dem Streifenbereich 12 schnell bestimmt. Der nächste Punkt 48 ergibt einen Startpunkt für eine Verfolgungsschleife, die die Antenne L 44 und die mehrdeutige Antenne 46 verwendet. Die Verfolgungsschleife steuert das Entfernungs-Gate, um Rücksignale aus einer Sendeantenne zu verfolgen. Ein Prozessor mit schmaler Bandbreite und hoher Genauigkeit wird verwendet, um Entfernungs-Gates für die Antenne L 44 und die mehrdeutige Antenne 46 auf der Basis vorheriger grober Entfernungsbestimmung auf eine exakte Entfernung des nächsten Punkts 48 zu setzen. Der Betrieb der drei Empfangsantennen und assoziierten Verarbeitungskanäle ergibt eine schnelle und genaue Einstellung eines Entfernungs-Gate auf das nächste Objekt in dem Dopplerstreifen 14 direkt unter dem Flugzeug 2, so daß eine Phasendifferenz gemessen werden kann, und zusammen mit den bekannten Abständen 50 unter den drei Antennen wird eine Crosstrack-Distanz zu dem Objekt 48 bestimmt. Die Crosstrack-Distanz ist die Distanz horizontal und senkrecht zu den Körperkoordninaten des Flugzeugs 2 zu dem Objekt 48.
3 zeigt eine Ansicht, wobei das Flugzeug 2 in die Figur fliegt. Während des Phasenvergleichsteils des Zeitintervalls werden die Dopplerfilter des linken, rechten und mehrdeutigen Kanals so eingestellt, daß sie einen Streifen 14 (siehe 1) unter dem Flugzeug 2 auswählen. Ferner werden beide Entfernungs-Gates auf eine Entfernung direkt an dem nächsten Objekt 48 wie zuvor bestimmt eingestellt. Aus dieser Entfernung empfängt die Antenne R 42 ein Signal von dem Objekt 48 in einer Distanz von R1, die mehrdeutige Antenne 46 empfängt ein Signal von dem Objekt 48 in einer Distanz von RA, und die Antenne L 44 empfängt das Signal von dem Objekt 48 in einer Distanz von R2, wobei die Distanzdifferenz eine Funktion des Antennenabstands 50 zwischen und unter den drei Antennen ist. Ein (nachfolgend beschriebener) Phasenprozessor vergleicht die Phasendifferenz zwischen R1 und RA, R2 und RA und R1 und R2, nachdem die Rückkehrsignale empfangen wurden. Wie in der Figur dargestellt, stammen die exakten Entfernungsdifferenzen (R2-R1), (RA-R1) und (R2-RA) aus Phasendifferenzen, und es werden einfache trigonometrische Beziehungen verwendet, um die exakte Crosstrack-Distanz zu dem Objekt 48 in Flugzeug-Körperkoordinaten zu bestimmen.
Wie in 3 dargestellt, können, nachdem die Entfernungsdifferenzen (R2-R1), (RA-R1) und (R2-RA) bestimmt wurden und unter Kenntnis der Antennenabstände 50 und der gemessenen Entfernung R1, dann die Crosstrack-Distanz (Y) und Vertikaldistanz (Z) auch in Flugzeug-Körperkoodinaten berechnet werden. Es ist wichtig, daß die genaue Position des nächsten Objekts 48 in jedem Streifen bestimmt wird, so daß eine Korrelation mit den elektronischen Modellen vorgenommen werden kann, wodurch das Flugzeug 2 genau auf dem elektronischen Modell positioniert wird. Zum Beispiel besitzt bei typischen Dauergeschwindigkeiten schneller Flugzeuge ein mit vernünftig bemessenen Dopplerfiltern konfigurierter Radar Streifenbreiten von ungefähr 10 Fuß bei einer Höhe von 5000 Fuß. Der durch den Schnitt von R1 und einer vertikalen Linie 27 gebildete resultierende Einfallswinkel liegt dann in der Größenordnung von weniger als 3 Grad. Einfache trigonometrische Beziehungen zeigen, daß sogar bei einem typischen Fehler (zum Beispiel 1%) an der durch Radar-Entfernungs-Gate gemessenen Distanz R1 (50 Fuß bei einer Höhe von 5000 Fuß) bei Kenntnis des genauen Antennenabstands 50 und genauen Entfernungsdifferenzen (R2-R1), (RA-R1) und (R2-RA) die Crosstrack-Distanz (Y) aufgrund des sehr kleinen auftretenden Einfallswinkels sehr genau sein wird.
4 zeigt ein Körperkoordinatensystem. Das Körperkoordninatensystem ist das Koordinatensystem mit Bezug auf den Flugzeugkörper 2. Eine X-Achse Xm ist eine Achse, die durch einen Bug des Flugzeugkörpers 2 hindurchgeht. Eine Y-Achse Ym ist eine Achse in einer Stellung von 90 Grad von Xm und ist rechts des Flugzeugkörpers 2 positiv. Eine Z-Achse Zr ist eine Achse in einer Lage von 90 Grad sowohl von Xm als auch von Ym und senkrecht zu einer Unterseite des Flugzeugkörpers 2. Mit Bezug auf Flugzeugmanövrierung ist ein positives Rollen ein Absenken des rechten Flügels, eine positive Neigung ist ein Ziehen und ein positives Gieren ist ein Ziehen nach rechts, jeweils in bezug auf eine Fluglinie.
Es ist bekannt, daß Flugzeuge in der Regel nicht mit den Flugzeugkörperkoordinaten ausgerichtet fliegen. Ein solcher Flugweg wird manchmal als Fluglinie bezeichnet. Ein Flugzeug, das mit Neigung, Rollen und/oder Gieren fliegt und das ein festangebrachtes Radarsystem aufweist, führt bei einer Bestimmung einer Zielposition in Körperkoordinaten ein Fehlerelement ein. Da solche Radareinrichtungen in der Regel in bezug auf die Fluglinie arbeiten, wurde ein Koordinatensystem in bezug auf die Fluglinie entwickelt und wird manchmal als Dopplerkoordinatensystem bezeichnet. 5 zeigt die Differenzen zwischen Flugzeugkoordinaten und Dopplerkoordinaten. Eine X-Achse des Dopplerkoordinatensystems Xd liegt auf der Fluglinie. Eine Y-Achse Yd und eine Z-Achse Zd jeweils in rechtem Winkel zu Xd sind als quer zu Xd und über unter unter Xd definiert.
Wenn das Flugzeug 2 ohne Neigung, Rollen oder Gieren fliegt, richtet sich das Körperkoordinatensystem mit dem Dopplerkoordinatensystem aus. Bei einem positiven Rollen sind Xm und Xd immer noch ausgerichtet, während sich Yd unter Ym, und Zd nach links von Zr dreht. Bei einem positiven Gieren dreht sich Xd rechts von Xm, Yd hinter Ym und Zd und Zr sind ausgerichtet. Bei einer positiven Neigung dreht sich Xd über Xm, Yd richtet sich mit Ym aus, und Zd dreht sich vor Zr. Die Komplexität von mehrfachem Neigen, Rollen und Gieren und der Bestimmung einer Zielposition in Flugzeugkörperkoordinaten ist offensichtlich.
6 ist eine Ausführungsform eines Dopplerradarverarbeitungssystems 200. Das System 200 enthält drei Radarantennen, die reflektierte Radarimpulse empfangen, wobei die Impulse aus einer Radarquelle stammen. Eine linke Antenne 202 empfängt die Impulse und leitet das elektrische Signal zu dem Empfänger 204 weiter. Der Empfänger 204' leitet das empfangene Radarsignal zu einer Datenerfassungseinheit 206. Eine rechte Antenne 208 empfängt die Impulse zu einem etwas verschiedenen Zeitpunkt als die linke Antenne 202 und leitet das elektrische Signal zu dem Empfänger 210. Der Empfänger 210 leitet das empfangene Radarsignal zu der Datenerfassungseinheit 212. Außerdem empfängt eine Mehrdeutigkeitsantenne 214 das reflektierte Radarsignal und leitet das empfangene Signal zu einem Zirkulator 216. Der Zirkulator 216 wirkt zum Lenken des Sendesignals zu der Antenne und zum Lenken des Empfangssignals aus der Antenne zu dem Empfänger 220, so daß sowohl zum Senden als auch zum Empfangen eine einzige Antenne verwendet werden kann. Der Empfänger 220 leitet das empfangene Signal zu einer Datenerfassungseinheit 222 weiter.
Die Datenerfassungseinheit 206 führt einer linken Phasenvorverarbeitungseinheit 224 ein digitales Signal zu, das das an der linken Antenne 202 empfangene Signal repräsentiert. Ähnlich werden repräsentative Signale in den Vorverarbeitungseinheiten 226 und 228 aus den Datenerfassungseinheiten 222 bzw. 212 empfangen. Die Datenerfassungseinheiten 206, 212 und 222 werden bei einer Ausführungsform dafür ausgelegt, empfangene Signale abzutasten und dadurch die Daten auf eine Rate zu reduzieren, die es einem relativ langsamen Computer erlaubt, digitalisierte Radardaten zu verarbeiten. Bei einer Ausführungsform führen die Vorverarbeitungseinheiten 224, 226 und 228 eine Gate-Entfernungsbestimmungsfunktion aus.
Ein Phasenprozessor 230 empfängt torgeschaltete gefilterte Signale, die an den Antennen empfangene linke, rechte und Mehrdeutigkeitssignale repräsentieren, und bestimmt eine Phasenbeziehung jeweils zwischen dem linken und mehrdeutigen Signal, dem rechten und mehrdeutigen Signal und dem rechten und linken Signal. Die Phasenbeziehungen zwischen den Signalen werden zusammen mit Neigungsbereichs-, Geschwindigkeits- und Lagemeßwerten in einer Phasenmehrdeutigkeitsverarbeitungseinheit 232 zur Bestimmung eines interferometrischen Winkels zu einem Ziel verwendet. Ein Körperkoordinatenprozessor 233 bestimmt mit dem interferometrischen Winkel eine XYZ-Position zum Beispiel eines das System 200 verwendenden Flugzeugs mit Bezug auf eine aktuelle Flugzeugposition, die hier manchmal als Flugzeug-Körperkoordinaten bezeichnet wird.
Außerdem wird ein Signal aus der Datenerfassungseinheit 222 in einer Einheit 234 für automatische Verstärkungsregelung (AGC) empfangen. Ein Signal aus der AGC-Einheit 234 wird zu den Vorverarbeitungseinheiten 236, 238 und 240 geleitet. Ein gefiltertes Signal aus der Vorverarbeitungseinheit 236 wird zu dem Entfernungs-Verfolgungsprozessor 242 geleitet, der der Phasenmehrdeutigskeits-Verarbeitungseinheit 232 ein Neigungsbereichssignal und Höheninformationen zuführt. Die Vorverarbeitungseinheit 238 leitet ein gefiltertes Signal zu einem Entfernungsverifikationsprozessor 244. Die Vorverarbeitungseinheit 240 leitet ein gefiltertes Signal zu einem Entfernungsebenenprozessor 246, der auch der AGC 234 ein Rückkopplungssignal zuführt.
7 ist ein Blockschaltbild eines digitalen Verarbeitungsteils 300 für das System 200 (siehe 6). Mit Komponenten des Systems 200 identische Komponenten in dem Teil 300 werden in 7 mit denselben Bezugszahlen wie in 6 identifiziert. Der Teil 300 enthält Vorverarbeitungseinheiten 224, 226, 228, 236, 238 und 240 und Prozessoren 230, 242, 244 und 246. Unter spezifischer Bezugnahme auf die Vorverarbeitungseinheiten 224, 226, 228, 236, 238 und 240 enthält jede einen Gate-Korrelator 302, ein Korrelations-Bandpaßfilter 304, einen Basisband-I/Q-Mischer 306 und ein Streifen-Bandbaßfilter 308. Ein Filterkoeffizientenprozessor 309 ist bei einer Ausführungsform dafür ausgelegt, mindestens eine Filtermittelfrequenz in Hertz Fc, eine Filterbandbreite in Hertz B und eine Filterabtastfrequenz in Hertz Fs dem Streifen-Bandpaßfilter 308 zuzuführen, das Fc, B und Fs bei der Bestimmung von Filterkoeffizienten verwendet. Bei einer Ausführungsform empfängt der Prozessor 309 als Eingabe einen Antennenanbringwinkel, Geschwindigkeitsvektoren in Körperkoordinaten, eine Neigung und einen Neigebereich.
8 ist ein Blockschaltbild eines Korrelations-Bandpaßfilters 304 (auch in 7 gezeigt). Ein manchmal als x(0) bezeichnetes Eingangssignal 310 wird einem Summierelement 312 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Summierelements 312 wird mit einem Koeffizienten 313 multipliziert, der bei einer Ausführungsform einen Wert von 1/K1 aufweist (weiter unten beschrieben). Nach der Multiplikation mit dem Koeffizienten 313 wird ein manchmal als y(0) bezeichnetes Ausgangssignal 314 erzeugt. Ein weiteres Eingangssignal für das Summierelement 312 wird durch das Eingangssignal 310 bereitgestellt, das durch ein Zwei-Abtastwert-Verzögerungselement 316 verzögert wird, dessen Ausgangssignal, das manchmal als x(–2) bezeichnet wird, in das Summierelement 312 geleitet wird. Ferner wird das Ausgangssignal 314 in ein zweites Zwei-Abtastwert-Verzögerungselement 318 zurückgekoppelt, dessen Ausgangssignal, das manchmal als y(–2) bezeichnet wird, mit einem zweiten Koeffizienten 319 multipliziert und in das Summierelement 312 geleitet wird. Bei einer Ausführungsform besitzt der Koeffizient 319 einen Wert von K3. Deshalb wird ein aktuelles Ausgangssignal y(0) als y(0) = (1/K1) × [x(0) – x(–2)] – (K2 × y(–2)) berechnet, mit K1 = C + 1, K3 = C – 1, K2 = K3/K1 und C = 1/Tan(π × Bandbreite/f_sample), wobei Bandbreite und Abtastfrequenz in Hertz sind und der Winkel, für den der Tangens berechnet wird, im Bogenmaß ist.
Bei alternativen Ausführungsformen ist das Filter 304 dafür ausgelegt, Entfernungsmehrdeutigkeits-Spektrallinien zu filtern, Außerband-Störungssignale zu filtern und das Eingangssignal, das ein Impuls ist, zu einem Dauer-Signal (CW) zu strecken. Das Filter 304 empfängt bei einer Ausführungsform als Eingabe eine Ausgabe des Gate-Korrelators 302 (siehe 7) mit einer Abtastrate von 100 MHz, eine ZF-Frequenz von 25 MHz und besitzt eine Bandbreite von 10 KHz. Deshalb liegen bei dieser Ausführungsform vier Abtastwerte pro ZF-Frequenzperiode vor.
Ein Abtasttakt von 100 MHz liefert Abtastwerte mit einer Rate von 10 ns. Zum Beispiel führt ein Impulswiederholungsintervall (PRI) von 4 μs (N = 400 Takte pro PRI) und eine Gate-Breite von zwei Abtastwerten zu zwei von null verschiedenen torgeschalteten Rückkehrabtastwerten x(Q) und x(1) und 398 Nullamplituden-Abtastwerten x(2) – x(399) in das Korrelationsfilter 304 während eines PRI. Um ein Filter mit vernünftiger Verarbeitungsgröße und -geschwindigkeit bereitzustellen, werden die Nullamplituden-Abtastwerte, die die Filterausgabe nicht beeinflussen, nicht durch das Filter 304 verarbeitet. Vergangene Ausgaben, zum Beispiel y(–2), die bei der Filterrückkopplungskonfiguration erforderlich sind, wie durch die Verzögerungselemente 316 und 318 dargestellt, zum Zeitpunkt von von null verschiedenen Eingaben sind deshalb nicht verfügbar. Diese vergangenen Ausgaben werden auf der Basis von während und direkt nach der vorherigen Rückkehr (den vorherigen von null verschiedenen Abtastwerten) erzeugten Filterausgaben und über ein bekanntes Impulswiederholungsintervall bekannten Filter-Droop-Eigenschaften berechnet.
Zusätzlich wird einer der vergangenen Ausgaben y(–1) nicht benutzt, weil er bei einer Ausführungsform des Filters 304 aufgrund der schmalen Bandbreite von 10 kHz einen Rückkopplungsmultiplikator mit einem Wert von fast null aufweist.
Bei einer Ausführungsform mit F_sample = 100 MHz, Mittenfrequenz = 25 MHz und Bandbreite = 8 kHz werden Koeffizienten als K1 = 3979,873661, K3 = 3977,873661 und K2 = 0,9994974715 berechnet. Es sei P = Anzahl der Abtastwerte in einem PRI. Das Filter 304 beginnt mit der Berechnung am Anfang einer Gate-Breite und fährt für zwei Zählwerte nach dem Ende der Gate-Breite fort.

Nach der Gate-Breite +2 Zählwerte ist der nächste Schritt die Berechnung von y(–2) und y(–1) und das Warten auf x(P)-Daten, den Anfang der nächsten Gate-Breite, wobei x(P) mit x(0) äquivalent ist. Tabelle 1 zeigt eine allgemeine Prozedur zum Betrieb des Filters 304 für Radardaten niedriger Höhe, Verfolgungs- und Phasen-Gate von zwei Abtastwertbreiten und einem PRI von 400 μs. Die Berechnung für die Filterausgabe y(0) erfordert die Filterausgabe y(–2). Das Beispiel von Tabelle 2 Beispiel zeigt die Berechnung von y(–2) mit N = 400 für PRI = 4 μs.

X(N)	Zählwert (N)	Algorithmus
0	397	y(–3) = y(397)
0	398	y(–2) = y(398)
0	399	y(–1) = y(399)
x(0)	0	y(0) = (1/K1)[x(0) – x(–2)] – [K2 × y(–2)]
x(1)	1	y(1) = (1/K1)[x(1) – x(–1)] – [K2 × y(–1)]
0	2	y(2) = (1/K1)[x(2) – x(0)] – [K2 × y(0)]
0	3	y(3) = (1/K1)[x(3) – x(1)] – [K2 × y(1)]
0	4	y(4) = 0 – K2 × y(2) = –K2 × y(2) = (–K2)¹ × y(2)
0	5	y(5) = 0 – K2 × y(3) = –K2 × y(3) = (–K2)¹ × y(3)
0	6	y(6) = 0 – K2 × y(4) = –K2 × y(4) = –K2[(–K2) × y(2)] = (–K2)² × y(2)
0	7	y(7) = 0 – K2 × y(5) = –K2 × y(5) = –K2[(–K2) × y(3)] = (–K2)² × y(3)
0	8	y(8) = 0 – K2 × y(6) = –K2 × y(6) = –K2[(–K2) × (-K2) × y(2)] = (–K2)³ × y(2)
0	9	y(9) = 0 – K2× y(7) = –K2 × y(7) = –K2[(K2) × (–K2) × y(3)] = (–K2)³ × y(3)
0	10	y(10) = 0 – K2 × y(8) = –K2 × y(8) = –K2[(–K2) × (–K2) × (–K2) × y(2)] = (–K2)⁴ × y(2)
0	11	y(11) = 0 – K2 × y(9) = –K2 × y(9) = –K2[(–K2) × (–K2) × (–K2) × y(3)] = (–K2)⁴ × y(3)

Tabelle 1. Korrelationsfilter-Algorithmus-Beispiel

Bei einer Ausführungsform wird y(399) zu y(0), wenn ein Entfernungs-Gate in einer ankommenden Richtung bewegt wird. Das resultierende P wird zu 399. Wenn ein Entfernungs-Gate in einer abgehenden Richtung bewegt wird, wird y(1) zu y(0), und das resultierende P wird zu 401. Gezeigte Algorithmen zur Bestimmung von y(4) bis y(11) werden zur Formulierung einer allgemeinen Algorithmusgleichung verwendet.

Zusätzlich zu einer beispielhaften Darstellung der Berechnung von y(–2) mit einem P von 400 und einer Gate-Breite von zwei Taktzählwerten, zeigt Tabelle 2 auch eine allgemeine Algorithmusgleichung für Zählwerte (N) von mehr als drei, (d. h. y(N) = (–K2)^M × y(2) für gerades N und y(N + 1) = (–K2)^M × y(3) mit M = (N(gerade)/2) – 1.

Ein	Zählwert (N)	Algorithmus
0	396	y(–4) = (–K2)¹⁹⁷ × y(2)
0	397	y(–3) = (–K2)¹⁹⁷ × y(3)
0	398	y(–2) = (–K2)¹⁹⁸ × y(2)
0	399	y(–1) = (–K2)¹⁹⁸ × y(3)
x(0)	0	y(0) = (1/K1)[x(0) – x(–2)] – (K2 × y(–2)]
x(1)	1	y(1) = (1/K1)[x(1) – x(–1)] – [K2 × y(–1)]
0	2	y(2) = (1/K1)[x(2) – x(0)] – [K2 × y(0)]
0	3	y(3) = (1/K1)[x(3) – x(1)] – [K2 × y(1)]

Tabelle 2 – Allgemeine Algorithmusgleichung nach N = 3

Bei der beschriebenen Ausführungsform wird für y(0) bis y(3) der Filteralgorithmus berechnet, weil neue Daten x(N) und/oder y(N) verfügbar sind. Nach der y(3) – Algorithmusberechnung werden y(398) und y(399) berechnet, und der Filteralgorithmus ist dafür ausgelegt, auf x(400)-Daten zu warten, wobei x(400) zu x(0) äquivalent ist. Wenn ein Entfernungsverfolgungsalgorithmus vorschreibt, daß x(0) gleich x(399) ist, das heißt, das Entfernungs-Gate bewirkt, daß das PRI verkürzt wird, werden y(397) und y(398) berechnet. Wenn der Entfernungsverfolgungsalgorithmus vorschreibt, daß x(0) gleich x(401) ist, das heißt, das Entfernungs-Gate bewirkt, daß das PRI vergrößert wird, werden y(399) und y(400) berechnet. Die Signalphase wird durch Verwenden des korrekten x(0) und y(–2) erhalten. Das PRI ist nicht auf 4 μs beschränkt und kann einen größeren Wertebereich aufweisen. Der Filteralgorithmus ist dafür ausgelegt, den N-Zähler so einzustellen, daß er beim nächsten Zyklus bis 400 zählt, wenn nicht der Entfernungsverfolgungsalgorithmus 399 oder 401 Zählwerte erfordert. Ein ähnlich wie das Filter 304 ausgelegtes Filter ist im allgemeinen in der Lage, bis zu etwa 95% der bei bekannten Filterverarbeitungsverfahren erforderlichen mathematischen Operationen zu entfernen.

Eine andere beispielhafte Ausführungsform des Filters 304 für einen Betrieb bei hoher Höhe enthält einen Barker-Code. Tabelle 3 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform mit einer Chipbreite gleich vier, einem PRI von 4 μs und P = 400. Bei der beispielhaften Ausführungsform wird ein 13-Bit-Barker-Code verwendet, und die Eingaben x(0) und x(1) sind Daten, x(2) und x(3) werden mit Nullen gefüllt, x(4) und x(5) sind Daten, x(6) und x(7) werden mit Nullen gefüllt, und das Muster wird fortgesetzt, bis N gleich 51 ist. Im allgemeinen wird der Algorithmus für N größer 51 gegeben als y(N) = (–K2)^M × y(50) für gerades N und y(N + 1) = (–K2)^M × y(51), mit M = (N(gerade) – 50)/2) – 1.

X(N)	Zählwert (N)	Algorithmus
0	397	y(–3) = y(397)
0	398	y(–2) = y(398)
0	399	y(–1) = y(399)
x(0)	0	y(0) = (1/K1)[x(0) – x(–2)] – [K2 × y(–2)]
x(1)	1	y(1) = (1/K1)[x(1) – x(–1) – [K2 × y(–1)]
0	2	y(2) = (1/K1)[x(2) – x(0)] – [K2 × y(0)]
0	3	y(3) = (1/K1)[x(3) – x(1)] – [K2 × y(1)]
x(4)	4	y(4) = (1/K1)[x(4) – x(2)] – [K2 × y(2)]
x(5)	5	y(5) = (1/K1)[x(5) – x(3)] – [K2 × y(3)]
.	.	.
.	.	.
.	.	.
0	396	y(–4) = y(396) = (–K2¹⁷² × y(50)
0	397	y(–3) = y(397) = (–K2)¹⁷² × y(51)
0	398	y(–2) = y(398) = (–K2)¹⁷³ × y(50)
0	399	y(–1) = y(399) = (–K2)¹⁷³ × y(51)
x(0)	0	y(0) = (1/K1)[(x(0) – x(–2)] –[K2 × y(–2)]
x(1)	1	y(1) = (1/K1)[x(1) – x(–1)] – [K2 × y(–1)]
0	2	y(2) = (1/K1)[x(2) – x(0)] – [K2 × y(0)]

Tabelle 3 – Barker-Codes in dem Beispiel großer Höhen

9 ist ein Blockschaltbild eines Basisband-IQ-Mischers 306. Der Mischer 306 ist dafür ausgelegt, negative Dopplerverschiebungen auf dem ZF-(Zwischenfrequenz-)Eingangssignal, die hinter dem Flugzeug 2 liegen, zurückzuweisen, während ein Signal mit positiver Dopplerverschiebung von vor dem Flugzeug 2 durchgelassen wird. Das Signal mit positiver Dopplerverschiebung ist genauso voraus, wie das Signal mit negativer Dopplerverschiebung zurückliegt. Unter spezifischer Bezugnahme auf den Mischer 306 enthält ein ZF-Gleichphasenteil einen Mischer 322, der dafür ausgelegt ist, mit einer Frequenz zu arbeiten, die 1/PRI beträgt, wobei das PRI ein Radarimpulswiederholungsintervall ist, der das Gleichphasen-ZF-Signal in die Basisband-(Doppler-)Frequenz umsetzt. Außerdem sind in dem Gleichphasenteil ein Tiefpaßfilter 324, ein Dezimierer 326 und ein Allpaßfilter 328 enthalten. Unter spezifischer Bezugnahme auf den Mischer 306 enthält ein ZF-Quadraturteil ein Verzögerungselement 330, das das ZF-Quadratursignal produziert, und einen Mischer 332, der dafür ausgelegt ist, bei einer Frequenz zu arbeiten, die gleich 1/PRI ist, wobei PRI ein Radarimpulswiederholungsintervall ist, der das Quadratur-ZF-Signal in die Basisband-(Doppler-)Frequenz umsetzt. Außerdem sind in dem Quadraturteil ein Tiefpaßfilter 334, ein Dezimierer 336 und ein Allpaßfilter 338 enthalten. Die Allpaßfilter 328 und 338 sind dafür ausgelegt, Basisband-(Doppler-)Quadratursignale zu produzieren, die an einem Differenzelement 340 empfangen werden, wobei das Ausgangssignal des Allpaßfilters 338 von dem Ausgangssignal des Allpaßfilters 328 subtrahiert wird. Das resultierende Differenzsignal enthält das positive oder vorausschauende Basisband-(Doppler-)Signal, das an dem Streifen-Bandpaßfilter 308 empfangen wird.
Bei bestimmten Ausführungsformen beträgt eine Frequenz von an dem Mischer 306 empfangenen Daten 25 MHz und wird als ein ZF-(Zwischenfrequenz-)Signal bezeichnet. Der Mischer 306 ist bei einer Ausführungsform dafür ausgelegt, das 25-MHz-ZF-Signal in Basisband-(oder Doppler-)Frequenzen umzusetzen und ferner dafür ausgelegt, negative Dopplerfrequenzen zurückzuweisen. Bei spezifischen Ausführungsformen sind die Mischer 322 und 332 mit PRI ausgelegt, die eine Dezimierung des Signals aus dem Korrelations-Bandpaßfilter 304 auf eine Abtastrate von 25 kHz erlauben. Genauer gesagt umfassen bei der zweiten Ausführungsform die erlaubten PRI 200, 400, 500, 800 und 1000.
Für die Zwecke der Beschreibung wird eine aktuelle Eingabe für das Tiefpaßfilter 324 als x1(0) gegeben. Eine aktuelle Ausgabe des Tiefpaßfilters 324 wird dann gegeben als y1(0) = (1/K1)[x1(0) + x1(–1)] – [K2 × y1(–1)], wobei x1(–1) und y1(–1) die vorherige Eingabe bzw. Ausgabe des Tiefpaßfilters 324 sind. Eine aktuelle Eingabe für das Tiefpaßfilter 334 wird als x0(0) gegeben. Eine aktuelle Ausgabe des Tiefpaßfilters 334 wird dann gegeben als y0(0) = (1/K1)[x0(0) + x0(–1)] – [K2 × y0(–1)], wobei x0(–1) und y0(–1) die vorherige Eingabe bzw. Ausgabe des Tiefpaßfilters 334 sind. K1 ist 1 + (1/tan(πfo/Fs2) und K2 ist 1 – (1/tan(πfo/Fs2), wobei fo die Bandbreite und Fs2 eine Abtastfrequenz der Tiefpaßfilter 324 und 334 ist. Bei einer Ausführungsform ist die Abtastfrequenz der Tiefpaßfilter 324 und 334 die Empfangssignalfrequenz Fs1 von 100 MHz, dividiert durch das Impulswiederholungsintervall.
Die aus den Tiefpaßfiltern 324 und 334 ausgegebenen Signalen werden in den Dezimierern 326 und 336 weiter unterabgetastet. Bei einer Ausführungsform sind die Dezimierer 326 und 336 dafür ausgelegt, mit einer Frequenz abzutasten, die das Impulswiederholungsintervall multipliziert mit einer Abtastfrequenz Fs3 der Allpaßfilter 328 und 338, dividiert durch die Empfangssignalfrequenz, oder (PRI × Fs3)/Fs1 ist.
10 ist ein Blockschaltbild 350 des Basisband-(Doppler-)Gleichphasenallpaßfilters 328 und des Basisband-(Doppler-)Quadraturallpaßfilters 338. Bei einer Ausführungsform enthalten das Allpaßfilter 328 und das Allpaßfilter 338 vier kaskadierte IIR-Filter (Infinite Impulse Response) zweiter Ordnung, die dafür ausgelegt sind, Basisband-(Doppler-)Quadratursignale zu erzeugen. Unter spezifischer Bezugnahme auf das Allpaßfilter 328 enthält es Filterelemente 352, 354, 356 und 358, die hier manchmal als a, b, c bzw. d bezeichnet werden. Mit Bezug auf das Allpaßfilter 338 enthält es Filterelemente 362, 364, 366 und 368, die hier manchmal als e, f, g bzw. h bezeichnet werden.
11 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Filterelements 380. Das Element 380 ist eine Repräsentation aller Filterelemente 352, 354, 356, 358, 362, 364, 366 und 368 (siehe 9). Die folgende Beschreibung bezieht sich spezifisch auf das Element 380, das aus Verzögerungselementen 392, 396, 400, 404, einem Summierelement 386 und Verstärkungselementen 384, 394, 398, 388, 402, 406 besteht. Für die Zwecke der Beschreibung wird die aktuelle Eingabe 382 als x(0) bezeichnet. Die aktuelle Ausgabe 390 wird dann gegeben als y(0) = [(A0·x(0)) + (A1·x(–1)) + (A2·x(–2)) – (B1·y(–1)) – (B2·y(–2))]/B0, wobei x(–1) und y(–1) die vorherige Eingabe bzw. Ausgabe des Filterelements 380 und x(–2) und y(–2) die vorherige vorherige Eingabe bzw. Ausgabe des Filterelements 380 sind. A0, A1, A2, B1 und B2 beziehen sich wieder auf die Verstärkungsblock koeffizienten.
Bei einer spezifischen Ausführungsform gilt die obige Gleichung für alle Filterelemente 352, 354, 356, 358, 362, 364, 366 und 368 (siehe 9). Es folgen die Koeffizienten für jedes Filterelement, wobei die Elemente 352, 354, 356, 358, 362, 364, 366 und 368 durch a, b, c, d, e, f, g bzw. h repräsentiert werden und BBfreq die Basisbandabtastfrequenz und T gleich 1/BBfreq ist. Bei einer Ausführungsform wird Gleitkommapräzision verwendet.
Element a

a = 1.0/0.3225;
w0 = 57.956;
A2 =(4.0/T)/T + (2.0 × w0 × a/T) + w0 × w0;
A1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × a/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × a/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × a/T) + w0 × w0;

Element b

b = 1.0/0.4071;
w0 = 1198.2;
A2 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × b/T) + w0 × w0;
A1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × b/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/F – (2.0 × w0 × b/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × b/T) + w0 × w0;

Element c

c = 1.0/0.4073;
w0 = 16974.0;
A2 = (4.0/T)/T +(2.0 × w0 × c/T) + w0 × w0;
A1 = (-8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × c/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × c/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × c/T) + w0 × w0;

Element d

d = 1.0/0.3908;
w0 = 259583.5;
A2 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × d/T) + w0 × w0;
A1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × d/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × d/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × d/T) + w0 × w0;

Elemente

e = 1.0/0.3908;
w0 = 152.05;
A2 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × e/T) + w0 × w0;
A1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × e/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × e/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × e/T) + w0 × w0;

Element f

f = 1.0/0.4073;
w0 = 2326.03;
A2 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × f/T) + w0 × w0;
A1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × f/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × f/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × f/T) + w0 × w0;

Element g

g = 1.0/0.4071;
w0 = 32949.65;
A2 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × g/T) + w0 × w0;
A1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × g/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × g/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × g/T) + w0 × w0;

Element h

h = 1.0/0.3225;
w0 = 68117.9;
A2 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × h/T) + w0 × w0;
A1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
A0 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × h/T) + w0 × w0;
B2 = (4.0/T)/T – (2.0 × w0 × h/T) + w0 × w0;
B1 = (–8.0/T)/T + 2.0 × w0 × w0;
B0 = (4.0/T)/T + (2.0 × w0 × h/T) + w0 × w0;

12 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Streifen-Bandpaßfilters 308. Das Filter 308 ist ein Bandpaßfilter erster Ordnung, das auf der Dopplerfrequenz zentriert ist. Das Filter 308 empfängt als Eingabe ein Signal En, das von dem IQ-Mischer 306 (siehe 9) ausgegeben wird. Weitere Eingaben sind die Filtermittenfrequenz in Hertz Fc, eine Filterbandbreite in Hertz B und eine Filterabtastfrequenz in Hertz Fs, die bereitgestellt werden.
Ein gefiltertes Ausgangssignal Eo wird bestimmt gemäß Eo = (A0/B0) × En – (A0/B0) × En × En – (B1/B0) × Eo × Z^–1 – (B2/B0) × Eo × Z^–z. Unter spezifischer Bezugnahme auf das Filter 308 wird das Eingangssignal En 422 empfangen und mit einem Koeffizienten 424 mit einem Wert von A0/B0 multipliziert und dann an ein Summierelement 426 angelegt. Die Ausgabe des Summierelements 426 ist die Filterausgabe 428. Die Eingabe 422 wird auch um zwei Zählwerte durch ein Zwei-Abtastwert-Verzögerungselement 430 verzögert, dessen Ausgabe mit dem Koeffizienten 432 mit einem Wert von –A0/B0 multipliziert wird, und dann an das Summierelement 432 angelegt.
Die Ausgabe 428 wird durch ein Abtastwertverzögerungselement 434, dessen Ausgabe mit einem Koeffizienten 436 multipliziert wird, mit einem Wert von –B1/B0 multipliziert und dann an das Summierelement 432 angelegt. Die Ausgabe 428 wird auch durch ein Zwei-Abtastwert-Verzögerungselement 438, dessen Ausgabe mit einem Koeffizienten 444 mit einem Wert von –B2/B0 multipliziert wird, multipliziert und dann an das Summierelement 432 angelegt. Die Koeffizienten für das Filter 308 werden gemäß Wb = 2πB bestimmt, wobei es sich um Bandbreite im Bogenmaß handelt, sowie Wu = 2π × (Fc + B/2), wobei es sich um einen oberen 3db-Punkt des Filters 308 im Bogenmaß handelt, und W1 = 2π × (Fc – B/2), wobei es sich um einen unteren 3db-Punkt des Filters 308 im Bogenmaß handelt. Der Koeffizient A0 ist 2 × Fs × Wb, B0 ist (4 × Fs²) + (2 × Fs × Wb) + (W1 × Wu), B1 ist (2 × W1 × Wu) – (8 × Fs²) und B2 ist (4 × Fs²) – (2 × Fs × Wb) + (W1 × Wu).
13 ist ein Blockschaltbild eines Filterkoeffizientenprozessors 309 (auch in 7 gezeigt), der bei einer Ausführungsform dafür ausgelegt ist, den Streifen-Bandpaßfiltern 308 (siehe 7 und 12) Eingaben zuzuführen. Der Prozessor 309 ist dafür ausgelegt, Mittenfrequenzen Fc für Entfernungs-Streifen und Phasen-Streifen und Filterbandbreiten B in Hertz für Verfolgungs- und Phasen-Streifen und Ebenen- und Verifizier-Streifen bereitzustellen. Durch Steuerung von Streifenfiltermittenfrequenzen kann der Prozessor 309 den Doppler-Streifen in dem Antennenstrahl zentriert halten. Außerdem wird die Filterbandbreite gesteuert. Die Filterbandbreite hängt direkt mit der Abwärtsverfolgungs-Streifenbreite am Boden zusammen, so daß eine Ladezeit für das Filter 308, die umgekehrt aber direkt mit der Bandbreite zusammenhängt, gleich der Zeit ist, die das Flugzeug 2 benötigt, um über die Streifenbreite zu fliegen. Deshalb ist die Filterbandbreite an die Geschwindigkeit des Flugzeugs 2 angepaßt und erfordert minimale Verarbeitung. Durch Kenntnis des Antennenanbringwinkels und der Neigung des Flugzeugs ist ein Winkel zu der Antennenstrahlmitte wie nachfolgend beschrieben bekannt, und es wird eine Mittenfrequenz im allgemeinen gemäß Fc = 2 × Geschwindigkeit × sin(Winkel)/Radarwellenlänge berechnet.
Unter spezifischer Bezugnahme auf den Prozessor 309 werden ein Antennenanbringwinkel und Geschwindigkeitsvektoren ein Körperkoordinaten eingegeben, um eine Dopplergeschwindigkeit Vr 460 bei einer Entfernungsstreifen-Mittenfrequenz gemäß Vr = Vv × Cos(90 – r – a) = Vv × Sin(a + r) zu bestimmen, mit Vv = (Vx² + Vz²)^0,5, mit Vx = Geschwindigkeitskomponente auf der Körper-x-Achse und Vz = Geschwindigkeitskomponente auf der Körper-z-Achse, a = ATan(Vz/Vx) und r gleich dem Antennenanbringwinkel. Eine Entfernungsstreifen-Mittenfrequenz Fr 462 wird gemäß Fr = 2 × Vr/L bestimmt, wobei L eine Wellenlänge ist, die bei einer spezifischen Ausführungsform 0,2291 Fuß beträgt. Es wird keine Geschwindigkeitskomponente auf der Körper-y-Achse Vy verwendet, um Streifen im Antennenstrahl zu zentrieren, da die Komponente einen Wert von null aufweist, da die Antenne an einer y-Achse des Körpers fixiert ist.
Der Prozessor 309 ist außerdem dafür ausgelegt, eine Phasen-Streifen-Dopplergeschwindigkeit Vp 464 zu bestimmen, die um eine Zeit gleich der Entfernungsverarbeitungsverzögerung hinter dem Entfernungsstreifen verzögert ist. Vp wird als Vp = Vv × Cos(90 – (r – p) – a) = Vv × Sin(a + r – p) berechnet, mit Vv = (Vx² + Vz²)^0,5, mit Vx = Geschwindigkeitskomponente auf der Körper-x-Achse und Vz = Geschwindigkeitskomponente auf der Körper-z-Achse, a = ATan(Vz/Vx) und r gleich dem Antennenanbringwinkel und p = (T × Vx/H) × (180/π) in Grad, mit T = 1/πB und ist eine Verzögerung durch das Entfernungs-Streifen-Filter, und T × Vx ist die Fahrzeugbewegung auf der Körper-x-Achse, B ist die Streifenbandbreite und H die Höhe in Fuß. Die Phasenstreifen-Mittenfrequenz 466 wird gemäß Fp = 2 × Vp/L berechnet, wobei L eine Wellenlänge ist und bei einer spezifischen Ausführungsform 0,2291 Fuß beträgt.
Der Prozessor 309 ist dafür ausgelegt, eine Verfolgungs- und Phasenstreifenbandbreite B 468 gemäß B Vx/(0,6(H)^0,5) in Hertz zu bestimmen, wobei H die Höhe in Fuß ist. Eine Ebenen- und Verifizier-Streifen-Bandbreite 470 wird als ein Verhältnis von Ebenen- und Verifizierbandbreiten zu Verfolgungs- und Phasenbandbreiten K, multipliziert mit der Verfolgungs- und Phasen-Streifen-Bandbreite 468 berechnet. 14 ist ein Vektordiagramm 500, das die oben beschriebenen Berechnungen darstellt. Bei einer Ausführungsform wird zur Berechnung der Bandbreite anstelle der Höhe die Suchentfernung verwendet, wenn sich der Radar im Entfernungssuchmodus befindet.
Zusammen konfigurieren die Filter 308 und der Prozessor 309 automatisch die Radar-Doppler-Filtermittenfrequenz und Bandbreite, um über variierendes Gelände und variierende Flugzeughöhe, Rollen und Neigen eine bessere Radarleistungsfähigkeit als bekannte Systeme zu erzielen. Die bestimmte Mittenfrequenz wirkt, um den Radarstreifen an einer ungefähren Mitte des Antennenstrahls zu halten. Die berechnete Bandbreite ist eine Bandbreite, die die Verfolgungsstreifenbreite am Boden steuert und wird so berechnet, daß die Filterzeitkonstante gleich der Zeit ist, die das Fahrzeug benötigt, um sich eine entsprechende Streifenbreitendistanz weit zu bewegen. Die Bandbreite entspricht einer Zeit über dem Ziel und liefert Informationen darüber, wie lange ein zweiter Streifen einem ersten Streifen hinterherhinkt. Phasenkanalstreifen werden in bezug auf Position nach hinten gesetzt, um eine Verarbeitungszeit des (in 7 gezeigten) Entfernungsprozessors 242 zu berücksichtigen. Die Berechnungen der Mittenfrequenz und Bandbreite liefern einen Mechanismus, um einen Streifen etwas vor dem Flugzeug zu halten, so daß eine positive Dopplerverschiebung realisiert wird.
15 ist ein Blockschaltbild eines (auch in 6 und 7 gezeigten) Phasenprozessors 230. Der Phasenprozessor 230 enthält drei Phasendetektoren 510, 512 und 514. Bei einer Ausführungsform sind die Phasendetektoren 510, 512 und 514 mit einem Eingang und einem Referenzeingang ausgelegt und ferner dafür ausgelegt, eine Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Referenzeingang zu bestimmen. Der Phasenprozessor 230 ist dafür ausgelegt, Radarrückkehrdaten aus den (in 7 gezeigten) Streifen-Bandpaßfiltern 308 wie oben beschrieben für alle eines linken Kanals, eines rechten Kanals und eines mehrwertigen Kanals zu empfangen. Die Bestimmung der Phasendifferenz in Rückkehrdaten für die drei Kanäle ermöglich eine genaue Positionsbestimmung für ein Objekt, von dem Radardaten zurückgekommen sind.
Bei der gezeigten Ausführungsform ist der Phasendetektor 510 dafür ausgelegt, mehrdeutige Kanalrückkehrdaten als Eingabe mit linken Kanalrückkehrdaten als Referenz zu empfangen, und ferner dafür ausgelegt, eine Phasendifferenz zwischen dem linken und mehrdeutigen Kanal zu bestimmen und auszugeben. Der Phasendetektor 512 ist dafür ausgelegt, rechte Kanalrückkehrdaten als Eingabe mit mehrdeutigen Kanalrückkehrdaten als Referenz zu empfangen und ferner dafür ausgelegt, eine Phasendifferenz zwischen dem mehrdeutigen und rechten Kanal zu bestimmen und auszugeben. Der Phasendetektor 514 ist dafür ausgelegt, rechte Kanalrückkehrdaten als Eingabe mit linken Kanalrückkehrdaten als Referenz zu empfangen, und ferner dafür ausgelegt, eine Phasendifferenz zwischen dem linken und rechten Kanal zu bestimmen und auszugeben.
16 ist ein Blockschaltbild des (in 15 gezeigten) Phasendetektors 510. Die Phasendetektoren 512 und 514 weisen dieselbe Konfiguration auf. Der Phasendetektor 510 enthält mehrere Gleichphasen-Allpaßfilter 328 und Quadratur-Allpaßfilter 338 (oben in 9 und 10 gezeigt). Insbesondere wird an einem ersten Gleichphasenfilter 520 (AP1.1) und einem ersten Quadraturfilter 522 (AP1.2) eine Eingabe empfangen. An einem zweiten Gleichphasenfilter 524 (AP2.1) und zweiten Quadraturfilter 526 (AP2.2) wird eine Referenzeingabe empfangen. Ein Multiplizierer 532 ist dafür ausgelegt, Ausgaben aus den Filtern 520 und 526 zu multiplizieren. Ein weiterer Multiplizierer 534 ist dafür ausgelegt, Ausgaben aus den Filtern 522 und 524 zu multiplizieren. Ein dritter Multiplizierer 536 ist dafür ausgelegt, Ausgaben aus den Filtern 520 und 524 zu multiplizieren. Ein vierter Multiplizierer 538 ist dafür ausgelegt, Ausgaben aus den Filtern 522 und 526 zu multiplizieren. Eine Ausgabe des Multiplizierers 534 wird mit einem Subtraktionselement 540, das eine Y-Ausgabe 542 produziert, von einer Ausgabe des Multiplizierers 532 subtrahiert. Eine Ausgabe des Multiplizierers 536 wird mit einem Additionselement 544, das eine X-Ausgabe 546 produziert, zu einer Ausgabe des Multiplizierers 538 addiert. Ein Verarbeitungselement 548 ist dafür ausgelegt, einen Arkustangens der Y-Ausgabe 542, dividiert durch die X-Ausgabe 546, zu bestimmen, wobei es sich um die Phasendifferenz im Bogenmaß zwischen dem Eingang und dem Referenzeingang handelt.
In mathematischer Form wird die Y-Ausgabe 542 berechnet als Y = (AP1.1 × AP2.2) – (AP1.2 × AP2.1), die X-Ausgabe 546 wird berechnet als X = (AP1.1 × AP2.1) + (AP1.2 × AP2.2), und die Phasendifferenz beträgt ATAN(Y/X).
Bei einer Ausführungsform enthalten die Gleichphasenfilter 520 und 524 und die Quadraturfilter 522 und 526 die vier kaskadierten IIR-Filter (Infinite Impulse Response) zweiter Ordnung wie in 10 beschrieben. Ferner sind bei der Ausführungsform die Filter 520 und 524 dafür ausgelegt, die Gleichphasenfilterelemente 352, 354, 356 und 358 (siehe 10) zu enthalten und sind mit Koeffizienten ausgelegt, die wie oben beschrieben den Elementen a, b, c bzw. d entsprechen. Mit Bezug auf die Quadraturfilter 522 und 526 sind sie so konfiguriert, daß sie Quadraturfilterelemente 362, 364, 366 und 368 (siehe 10) enthalten und mit Koeffizienten ausgelegt, die wie oben beschrieben Elementen e, f, g bzw. h entsprechen.
Nachdem Phasendifferenzen zwischen dem rechten, linken und mehrdeutigen Kanal wie oben beschrieben bestimmt wurden, werden bei einer Ausführungsform mit den Phasendifferenzen ein interferrometrischer Winkel zum Ziel bestimmt. 17 ist ein Blockschaltbild der (auch in 6 gezeigt) Phasenmehrdeutigkeitsverarbeitungseinheit 232. Bei einer Ausführungsform ist die Phasenmehrdeutigkeitsverarbeitungseinheit 232 dafür ausgelegt, eine elektrische Phasendifferenz zwischen dem mehrdeutigen Kanal und dem linken Radarkanal aus dem Phasendetektor 510, eine elektrische Phasendifferenz zwischen dem rechten Kanal und dem mehrdeutigen Radarkanal aus dem Phasendetektor 512 und eine elektrische Phasendifferenz zwischen dem rechten Kanal und dem linken Radarkanal aus dem Phasendetektor 514 zu empfangen.
Die Phasenmehrdeutigkeitsverarbeitungseinheit 232 enthält eine Phasenvorbetonungs-Einstellungseinheit 570, die einen Phasenverschiebungswert liefert, der Phasenverschiebungen kompensiert, die beim Routen der Radarsignale aus dem Empfang einer Antenne und durch Verkabelung und Verarbeitungsbereiche in dem Flugzeug 2 entstehen. Es wird akzeptiert, daß der größte Teil der Phasenverschiebung von Signalen aufgrund der Verkabelung zum Routen von Signalen auftritt. Die Phasenvorbetonungseinstellung 570 kompensiert den mehrdeutigen Kanal in bezug auf den linken Radarkanal. Die Phasenvorbetonungseinstellung 572 kompensiert den rechten Kanal in bezug auf den mehrdeutigen Radarkanal. Die Phasenvorbetonungseinstellung 574 kompensiert den rechten Kanal in bezug auf den linken Radarkanal.

Die kompensierten Phasendifferenzsignale werden in einem Phasenmehrdeutigkeitsauflöser 576 empfangen. Bei einer Ausführungsform wird der Phasenmehrdeutigkeitsauflöser 576 unter Verwendung von Software implementiert und bestimmt einen physikalischen (interferometrischen) Winkel zu einem Ziel, das ursprünglich die empfangenen Radarsignale reflektiert hat. Die Phasenmehrdeutigkeitsauflösung wird später ausführlicher beschrieben. Nach der Auflösung von phasenmehrdeutigen Signalen wird das Signal des physikalischen Winkels unter Verwendung eines Tiefpaßfilters 578 gefiltert, und es wird eine Winkelposition des Ziels in bezug auf Flugzeug-Körperkoordinaten (X, Y, Z) unter Verwendung des Körperkoordinatenprozessors 233 (der nachfolgend weiter beschrieben wird) aus dem physikalischen Winkel zu dem Ziel bestimmt. Bei einer Ausführungsform beträgt die bestimmte Position 90 Grad minus einem halben Winkel eines Konus, dessen Achse eine Y-Achse des Körpers des Flugzeugs 2 ist. Das Ziel liegt auf Konusoberfläche und deshalb wird die oben beschriebene Subtraktion von 90 Grad vorgesehen.

θ_LA	θ¹ = 8 Φ = sin^–1(θ¹/K1)	θ¹ = (θ_LA – 360) Φ = sin^–1(θ¹/K1)	θ¹ = (θ_LA + 360) Φ = sin^–1(θ1/K1)
θ	θ¹ = θ Φ = sin^–1(θ¹/K2)	θ¹ = (θ_AR7 – 720) Φ = sin^–1(θ¹/K2)	θ¹ = (θ_AR – 360) Φ = sin^–1(θ¹/K2)	θ¹ = (θ_AR + 360) Φ = sin^–1(θ¹/K2)	θ¹ = (θ_AR + 300) Φ = sin^–1(θ¹/K2)
θ_LR	θ¹ = θ_LR Φ = sin^–1(θ¹/K3)	θ¹ = (θ_LR – 720) Φ = sin^–1(θ¹/K3)	θ¹ = (θ_LR – 360) Φ = sin^–1(θ¹/K3)	θ¹ = (θ_LR + 360) Φ = sin^–1(θ¹/K3)	θ¹ = (θ_LR + 360) Φ = sin^–1(θ¹/K3)
θ_LR				θ¹ = (θ_LR – 1080) Φ = sin^–1(θ¹/K3)	θ¹ = (θ_LR + 1080) Φ = sin^–1(θ¹/K3)

Tabelle 4: Phasenmehrdeutigkeits-Auflösungsmatrix

Tabelle 4 ist eine Phasenmehrdeutigkeits-Auflösungsmatrix, die bei einer Ausführungsform zur Bestimmung eines physikalischen Winkels zu einem Ziel auf der Basis elektrischer Phasendifferenzen verwendet wird. Eine berechnete elektrische Winkelphasendifferenz θ ist [(360 × S)/λ] × sin(Φ) oder K × sin(Φ) äquivalent, wobei Φ der physikalische Winkel des Ziels in Flugzeugkoordinaten, S ein Abstand zwischen den beiden Antennenelementen in Fuß und λ eine Wellenlänge des Radarsignals in Fuß ist. Bei einer bestimmten Ausführungsform beträgt der Abstand zwischen der linken. Antenne und der mehrdeutigen Antenne 0,2917 Fuß (3,5 Zoll), der Abstand zwischen der mehrdeutigen Antenne und der rechten Antenne beträgt 0,7083 Fuß (8,5 Zoll) und der Abstand zwischen der linken Antenne und der rechten Antenne beträgt 1 Fuß (12 Zoll). Bei der Ausführungsform beträgt die Wellenlänge des Radars 0,2291 Fuß. Bei der Ausführungsform und unter Bezug auf Tabelle 4 beträgt deshalb K1(360 × 0,2917)/0,2291 oder etwa 458,4, K2 beträgt (360 × 0,7083)/0,2291 oder etwa 1113,25 und K2 beträgt (360 × 1)/0,2291 oder etwa 1571,64. Die physikalischen Winkel werden dann gemäß Φ = sin^–1(θ/K) bestimmt.
Da sich Antennenabstand, Radarwellenlänge und Flugzeugposition alle auf ein Timing von an den verschiedenen Antennen empfangenen Radarsignalen auswirken können, ändern sich Phasendifferenzen, die wie oben beschrieben bestimmt werden, mit variierenden Geschwindigkeiten. Bei der in Tabelle 4 dargestellten Ausführungsform werden die physikalischen Winkel für mehrere elektrische Phasendifferenzen berechnet, und der echte physikalische Winkel ist eine Lösung, die ungefähr in jeder der drei Zeilen (innerhalb einiger Grad) dieselbe Berechnung des physikalischen Winkels ergibt. Unter Verwendung der ersten Antennenpaarung (links und mehrdeutig) und auf der Basis des Antennenabstands werden aus der aus dem Phasendetektor 510 empfangenen elektrischen Phasendifferenz drei mögliche physikalische Winkel bestimmt. Da die zweite Antennenpaarung (mehrdeutig und rechts) weiter auseinander liegt, werden fünf mögliche physikalische Winkel bestimmt. Die letzte Antennenpaarung (links und rechts) liegt am weitesten auseinander, und deshalb werden sieben mögliche physikalische Winkel bestimmt. Wie oben beschrieben, wird einer der physikalischen Winkel aus jeder Gruppe physikalischer Winkelberechnungen ungefähr äquivalent sein und dadurch eine unzweideutige physikalische Winkellösung bereitstellen. In einem solchen System ist es wichtig, zu beachten, daß der Abstand der Antennenpaarung kein Vielfaches der Radarwellenlänge sein kann.
18 ist ein Diagramm 600 variierender elektrischer Phasendifferenzen zwischen drei Antennenpaarungen. Das Diagramm 600 hilft bei der Veranschaulichung des oben beschriebenen Prozesses. Da variierende elektrische Phasendifferenzen zwischen den drei Antennenpaarungen aufgezeichnet werden, kann ein einziger mechanischer (physikalischer) Winkel aus den variierenden elektrischen Phasendifferenzdiagrammen für jede Antennenpaarung bestimmt werden. Das heißt, für einen physikalischen Winkel gibt es eine Lösung, die für jede Radarkanalgruppierung eine Phasendifferenz ergibt, die ungefähr den berechneten Phasendifferenzen für die Kanalgruppierungen äquivalent ist.
19 ist ein Blockschaltbild, das Eingänge und Ausgänge des Körperkoordinatenprozessors 233 (auch in 6 gezeigt) darstellt. Der Prozessor empfängt den Phasendetektorwinkel zu dem Ziel aus dem Phasenmehrdeutigkeitsauflöser 576 über ein Tiefpaßfilter 578 (oben in 17 beschrieben). Der Prozessor 233 empfängt ferner die Doppler-Streifen-Filtermittenfrequenz und die Filterbandbreite, eine Entfernung zum Ziel in Fuß und Geschwindigkeit des Neigens, Rollens und Azimut. Unter Verwendung der nachfolgend beschriebenen Verarbeitung ist der Porzessor 233 dafür ausgelegt, eine Distanz zu dem Ziel in Flugzeug-Körperkoordinaten zu bestimmen. Bei einer Ausführungsform wird die Distanz in Fuß für Flugzeug-Körperkoordinaten x, y und z bestimmt. Der Prozessor 233 bestimmt ferner eine Geschwindigkeit in bezug auf Flugzeug-Körperkoordinaten in x und z.
20 ist ein ausführliches Blockschaltbild des Körperkoordinatenprozessors 233 von 19. Zielentfernung, Fahrzeuggeschwindigkeit bezüglich Neigen, Rollen und Azimut plus Streifen-Filtermittenfrequenz und Bandbreite werden in den Dopplerkreisgleichungsprozessor 620 eingegeben, der dafür ausgelegt ist, Dopplerkreisgleichungen zu bestimmen. Der Kreis wird unter Verwendung der Streifen-Filtermittenfrequenzgleichung Fc = [2 × V × cos(β)]/L bestimmt, wobei V Geschwindigkeit, L Wellenlänge und β ein Winkel in bezug auf eine Fluglinie ist, der durch Manipulation der obigen Gleichung bestimmt wird. Deshalb gilt β = cos^–1((Fc × L)/(2 × V)). Ein Radius des Dopplerkreises Rd wird gemäß Rd = Zielentfernung × sin(β) berechnet. Eine Distanz des Dopplerkreises Xd von dem Flugzeug wird gemäß Xd = Zielentfernung × cos(β) bestimmt. 21 soll die Gleichungen in bezug auf den Dopplerkreis wie oben abgeleitet veranschaulichen.
Zur weiteren Veranschaulichung wird eine Beispielerechnung verwendet. Zu Eingaben für den Dopplerkreisgleichungsprozessor 620 gehören eine Entfernung zum Ziel von 2000 Fuß, eine Geschwindigkeit von 800 Fuß/s, eine Wellenlänge von 0,229 Fuß und eine Doppler-Streifenfiltermittenfrequenz von 1213 Hertz. Der Winkel in bezug auf die Flugzeugfluglinie β wird als b = cos^–1((1213 × 0,229)/(2 × 800)) = 80 Grad bestimmt. Der Doppler-Kreisradius Rd beträgt 2000 × sin(80) = 1969 Fuß und die Distanz des Dopplerkreises Xd beträgt 2000 × cos(80) = 347 Fuß.
Wieder mit Bezug auf 20 enthält der Prozessor 233 ferner einen Prozessor 622 für die interferometrischen Kreisgleichungen, der dafür ausgelegt ist, interferrometrische Kreisgleichungen in Körperkoordinaten zu bestimmen. Der Prozessor 622 empfängt als Eingabe eine Zielentfernung und den interferometrischen Winkel (oder Phasendetektorwinkel) a zu dem Ziel, der durch den (in 17 gezeigten) Phasenmehrdeutigkeitsauflöser 576 berechnet wird. Ein interferrometrischer Kreisradius Ri wird berechnet als Ri = Zielentfernung × cos(a). Eine Position des interferometrischen Kreises auf einer Ym-Achse wird bestimmt als Ym = Zielentfernung × sin(a). Mit Bezug auf das obige Beispiel und mit einer interferometrischen Winkeleingabe von 15 Grad beträgt der Radius des interferometrischen Kreises Ri 2000 × cos(15) oder 1932 Fuß. Die Position des Kreises auf der Ym-Achse Ym beträgt 2000 × sin(15) oder 518 Fuß. 22 soll die oben abgeleiteten Gleichungen in bezug auf den interferometrischen Kreis veranschaulichen.
Wieder mit Bezug auf 20 verwendet ein Prozessor 624 für die Koordinatentransformation von Doppler zu Körper in dem Prozessor 233 die Doppler-Kreisgleichung und Neigungs-, Roll- und Giereingaben, um den Dopplerkreis in Körperkoordinaten zu transformieren. Schließlich in einem Schnittpunktprozessor 626, der dafür konfiguriert ist, Gleichungen zu lösen, um einen Schnittpunkt der interferometrischen Kreisgleichung mit der Dopplerkreisgleichung zu bestimmen, die in Körperkoordinaten transformiert wurde.
Bei einer Ausführungsform beginnt das Transformieren mit einer Bestimmung eines Geschwindigkeitsvektors in Körperkoordinaten aus Navigationsdaten N (in bezug auf Neigung, Rollen und Gieren) gemäß
wobei die transponierte Matrix gegeben wird durch
und ψ der Azimut, θ die Neigung und ϕ das Rollen ist.
Geschwindigkeits-Einheitsvektoren (Richtungskosinusse) werden in Körperkoordinaten gegeben als a_x = V_x/(V_x ² + V_y ² + V_z ²)^1/2, a_y = V_y/(V_x ² + V_y ² + V_z ²)^1/2 und a_z = V_z/(V_x ² + V_y ² + V_z ²)^1/2.
Der Schnittpunktprozessor 626 ist dafür ausgelegt, Körperkoordinaten zu bestimmen, die als X₁ = D × a_x, Y₁ = D × a_y, Z₁ = D × a_z berechnet werden, wobei der Geschwindigkeitsvektor D als R × cos(β) gegeben wird und β = cos^–1(Fc × L/2 × V) ist. B ist der Doppler-Konuswinkel, Fc ist die Streifen-Filtermittenfrequenz, R ist die Entfernung zum Ziel, V ist (V_x ² + V_y ² + V_z ²)^1/2 und L ist die Wellenlänge des Radars.
Außerdem wird eine Position des Ziels in Körperkoordinaten durch den Schnittpunktprozessor 626 als y = R × sin(A) berechnet, mit A = gemessener Phasenwinkel in Körperkoordinaten. Die Koordinate z wird berechnet als z = (–b ± (b² – 4ac)^1/2)/(2 × a), mit a = 1 + (Z₁/K₁)², b = (–4Z₁ × KT/(2X₁)²) und c = (KT/2X₁)² – KA. KA wird berechnet als (R × cos(A))², KB als (R × sin(B))², KY = (y – Y₁)² und KT als KT = KA + KY – KB + X₁ ² + Z₁ ². Die Koordinate x wird gemäß = (KA – z²)^1/2 berechnet.
Während die Bestimmung einer Position eines Radarziels zum Beispiel in bezug auf einen Flugzeugkörper wie oben ausführlich beschrieben notwendig ist, ist es in bestimmten Anwendungen auch notwendig, eine Entfernung zu einem Ziel zu bestimmen. Es ist wohlbekannt, daß es bei Radaroperationen auf großer Höhe möglich ist, daß mehrere Radarsendeimpulse gesendet werden, bevor ein zurückkehrender Impuls empfangen wird. Dies wird manchmal als das Problem der mehrdeutigen Radarentfernung bezeichnet. 23 zeigt eine Lösung des Problems, wobei die Lösung darin besteht, Radarsendeimpulse 650 mit einem Phasencode zu modulieren. Die Implementierung des Codes, bei der eine Phasenverschiebung einzelner Impulse der Radarsendeimpulse 650 erfolgt, ermöglicht eine Synchronisation von Sendeimpulsen 650 mit zurückkehrenden Impulsen 652, die von einem Radar empfangen werden. Die Synchronisation der phasencodierten Radarimpulse mit den zurückgekehrten Impulsen wird manchmal als Korrelation bezeichnet.
Bei einer Ausführungsform wird die Korrelation durch Implementierung eines codierten Radarverfahrens erzielt und durch Suchen nach Abweichungen in zurückkehrenden Impulsen von einer Referenz- oder Starthöhe. 24 ist ein Blockschaltbild von Eingängen und Ausgängen des Entfernungsverifikationsprozessors 244 (auch in 6 und 7 gezeigt). Bei einer Ausführungsform ist der Verifikationsprozessor 244 dafür ausgelegt, codierte zurückkehrende Signale zu durchlaufen und eine Hauptkeule des zurückkehrenden Signals zu bestimmen, um zum Beispiel eine Entfernung zu einem Ziel zu bestimmen.
Der Verifikationsprozessor 244 ist dafür ausgelegt, als Eingaben ein dektiertes Radarrücksignal zu empfangen, das torgeschaltet und demoduliert wurde. Außerdem empfängt der Verifikationsprozessor 244 als Eingabe eine derzeitige interne Entfernung zu dem Ziel und einen Befehl von der Radarsuchlogik, sich entweder in einem Suchmodus oder einem Erfassungsmodus zu befinden. Der Verifikationsprozessor 244 ist mit einem (nachfolgend beschriebenen) variablen Hauptkeulenschwellenfaktor und einer Verifikationsverweilzeit konfiguriert, wobei es sich um die Zeit handelt, die dem Prozessor 244 zugeteilt wird, um zu bestimmen, ob eine Amplitude eines zurückkehrenden Signals den Schwellenfaktor übersteigt. Eine Verifizierstatusausgabe wird auf wahr gesetzt, wenn die Amplitude des Radarrücksignals den Schwellenwert übersteigt, wodurch angezeigt wird, daß die Senderadarimpulse und die zurückkehrenden Radarimpulse korreliert sind. Wenn sie nicht korreliert sind, ist die Verifizierstatusausgabe falsch, und der Prozessor 244 führt dem (in 7 gezeigten) Entfernungsprozessor 242 eine korrigierte Entfernungsposition zu.
25 ist ein Flußdiagramm 670 einer Ausführungsform eines durch den Prozessor 244 ausgeführten Autokorrelationsprozesses. Mit Bezug auf das Flußdiagramm 670 wird ein Verifizier-Gate auf eine interne Entfernung aus Verfolgen oder Suchen gesetzt 672. Dann wird bestimmt, ob von innerhalb des Verifizier-Gate ein Radarrücksignal erfaßt wird 674, wobei das Gate versucht, die Chips gesendeter und empfangener Codes auszurichten. Wenn kein Ziel erfaßt wird 674, ist der Prozessor 244 dafür ausgelegt zurückzukehren, um das Verifizier-Gate zurückzusetzen. Wenn ein Ziel erfaßt wird 674, wird eine Amplitude des Rücksignals bestimmt 676. Zusätzlich wird der Schwellenfaktor zum Beispiel auf viermal die bestimmte Amplitude gesetzt, und ein Zähler wird auf null gesetzt. Das Verifizier-Gate wird einen Chip des Codes herausgeschritten 678, der Zähler wird inkrementiert, und die Verweilzeit vergeht, bevor wieder eine Amplitude eines Rücksignals gelesen wird. Wenn bestimmt wird 680, daß die gelesene Amplitude nicht über dem Schwellenfaktor liegt, wird der Zähler geprüft 682. Wenn bestimmt wird, daß der Zähler kleiner als eins weniger als die Anzahl der Chips in dem Barker-Code ist, wird das Verifizier-Gate wieder schrittweise betätigt 678, und die Schritte werden wiederholt, bis der Schwellenfaktor überstiegen wird oder der Zähler gleich eins weniger als die Anzahl der Chips in dem Code ist. Bei einer beispielhaften Ausführungsform wird ein dreizehnter Bitcode verwendet, und deshalb besitzt der Zähler einen Maximalwert von zwölf. Bei einer Ausführungsform werden Barker-Codes zur Codierung der Radarsignale verwendet.
Wenn der Schwellenfaktor nicht überstiegen wird, ist die ursprüngliche Erfassung eine Erfassung an der Hauptkeule des Rücksignals und die Sende- und Rückkehrcodes sind ausgerichtet und die durch den Prozessor 244 bestimmte interne Entfernung ist korrekt, was dazu führt, daß ein Verifikationsstatus auf Verifizieren gesetzt wird 684.
Wenn der Schwellenfaktor überstiegen wird, haben sich die Sende- und Rückkehrcodes ausgerichtet. Wenn die interne Entfernung um mehr als zwei Entfernungs-Gates verlagert wurde 686, beginnt der durch das Flußdiagramm 670 dargestellte Prozeß von neuem. Wenn eine Bewegung 686 von weniger als zwei Entfernungs-Gates vorliegt, ist die Suchlogik des Radars gesetzt 688, nicht zu verifizieren, und wird um den Wert des Zählers bewegt, um die Sende- und Empfangs-Barker-Codes auszurichten. Der durch das Flußdiagramm 670 dargestellte Prozeß beginnt wieder. Die kontinuierliche Verarbeitung codierter Radarsende- und Rückkehrsignale durch Prozessor ergibt eine vorzuziehende Lösung des bekannten Problems der Radarentfernungsmehrdeutigkeit, indem die Codes dauernd durchschritten werden, um den Empfang eines unzweideutigen Radarentfernungsrücksignals sicherzustellen.
Bei einer Ausführungsform wird die oben beschriebene Verifikationsverarbeitung für Radarentfernungsmehrdeutigkeit kontinuierlich während des Fluges und nicht nur während der anfänglichen Erfassung angewandt. Bei der Benutzung eines solchen Systems wird die Verifikationsverarbeitung angewandt, um Entfernungsmehrdeutigkeit während der Erfassung aufzulösen, aber die Verarbeitung wird nach der Erfassung während des gesamten Fluges kontinuierlich angewandt. Die kontinuierliche Verarbeitung erfolgt, um sicherzustellen, daß, wenn die Sende- und Empfangsimpulse die Ausrichtung verlieren (Korrelation verlieren), die Fehlausrichtung sowohl detektiert als auch korrigiert wird. Ein Verlust der Korrelation könnte zum Beispiel auf eine Entfernungsunstetigkeit aufgrund von starkem Flugzeugrollen oder einer plötzlichen Geländeänderung (d. h. Fliegen über eine Klippe) zurückgeführt werden.
Die Verifikationsverarbeitung wird durch ein Beispiel weiter veranschaulicht. Bei einer Ausführungsform wird ein Phasencode verwendet, um Radarentfernungsmehrdeutigkeiten aufzulösen, und insbesondere ergibt ein 13-Bit-Phasencode 20 × log(13) oder 22 dB Dämpfung der Entfernungs-Nebenkeulen. Sollte sich der Verifikationsprozessor 244 jedoch aus einem bestimmten Grund selbst auf eine mehrdeutige Nebenkeule ausrichten, wird der Verifikationsprozessor 244 jedoch auch, wenn die Nebenkeule zum Beispiel eine um 22 dB höhere Amplitude aufweist, mit der Nebenkeule ausgerichtet bleiben, solange eine Empfindlichkeitsreserve von mehr als 22 dB besteht. Wie bereits erwähnt, ist ein solches Beispiel der Flug über eine scharfe und hohe Klippe, wobei eine maximale Radarverfolgungsrate kleiner als eine Rate ist, mit der sich die Entfernung über der Klippe ändert. In der Praxis und unter der Annahme, daß eine mehrdeutige Entfernungsnebenkeule ausgerichtet ist, führt ein Übergang zu einer verminderten Empfindlichkeitsreserve jedoch normalerweise zu einer Reserve zur Verfolgung der mehrwertigen Entfernungsnebenkeule, die unzureichend ist. Beispiele wären ein Flug über schlecht reflektierenden Boden oder das Auftreten eines starken Flugzeugrollens. Das Ergebnis ist, daß der Verifikationsprozessor 244 sich auf eine ordnungsgemäße und unzweideutige Linie bis zu der Hauptkeule hinauf neu ausrichtet. Eine mehrdeutige Radarentfernung korrigiert sich somit nach einiger Zeit normalerweise selbst. Insbesondere mit Autopilot-Systemen, entstehen jedoch während dieser sehr unerwünschten mehrdeutigen Entfernungsbedingung starke und gefährliche Flugzeughöhenkorrekturen.
Das in dem Flußdiagramm 670 dargestellte Verfahren löst die oben dargestellte Situation durch kontinuierliches Suchen nach der Hauptkeule, während das verfolgt wird, was als die korrekte Position oder Keule angenommen wird. Wenn während der Mehrdeutigkeitsverarbeitung oder Verifiktionshintergrundsuche bestimmt wird, daß eine mehrdeutige Entfernung verfolgt wird, erfolgt eine sofortige Korrektur, um den Radar auf die korrekte Entfernung (d. h. die Hauptkeule) zu bringen. Um zu erkennen, ob sich der Radar auf einer mehrdeutigen Entfernungsverfolgung befindet, wird die 20LogN-Gleichung verwendet, um kontinuierlich Differenzen zwischen der Hauptkeule und unerwünschten Nebenkeulen zu bestimmen.

Claims

Phasenprozessor (230) mit mehreren Phasendetektoren (510, 512, 514), wobei jeder Phasendetektor eine Phasendifferenz zwischen beliebigen von linken Radarkanalrückkehrdaten, rechten Radarkanalrückkehrdaten und mehrdeutigen Radarkanalrückkehrdaten bestimmt, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der Phasendetektoren (510) dafür ausgelegt ist, mehrdeutige Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen und linke Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen, wobei der Detektor eine Phasendifferenz zwischen den mehrdeutigen Radarkanalrückkehrdaten und den linken Radarkanalrückkehrdaten bestimmt; mindestens einer der Phasendetektoren (512) dafür ausgelegt ist, rechte Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen und mehrdeutige Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen, wobei der Detektor eine Phasendifferenz zwischen den rechten Radarkanalrückkehrdaten und den mehrdeutigen Radarkanalrückkehrdaten bestimmt; und mindestens einer der Phasendetektoren (514) dafür ausgelegt ist, rechte Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen und linke Radarkanalrückkehrdaten zu empfangen, wobei der Detektor eine Phasendifferenz zwischen den rechten Radarkanalrückkehrdaten und den linken Radarkanalrückkehrdaten bestimmt.
Phasenprozessor (230) nach Anspruch 1, wobei der Phasendetektor (510, 512, 514) folgendes umfaßt: einen Eingang; einen Referenzeingang; ein mit dem Eingang verbundenes erstes Gleichphasen-Allpaßfilter (520); ein mit dem Eingang verbundenes erstes Quadratur-Allpaßfilter (522); ein mit dem Referenzeingang verbundenes zweites Gleichphasen-Allpaßfilter (524); und ein mit dem Referenzeingang verbundenes zweites Quadratur-Allpaßfilter (526).
Phasenprozessor (230) nach Anspruch 2, ferner umfassend: einen ersten Multiplizierer (532), der dafür ausgelegt ist, Ausgangssignale des ersten Gleichphasen-Allpaßfilters (520) und des zweiten Quadratur-Allpaßfilters (526) zu multiplizieren; einen zweiten Multiplizierer (534), der dafür ausgelegt ist, Ausgangssignale des zweiten Gleichphasen-Allpaßfilters (524) und des ersten Quadratur-Allpaßfilters (522) zu multiplizieren; einen dritten Multiplizierer (536), der dafür ausgelegt ist, Ausgangssignale des ersten Gleichphasen-Allpaßfilters (520) und des zweiten Gleichphasen-Allpaßfilters (524) zu multiplizieren; und einen vierten Multiplizierer (538), der dafür ausgelegt ist, Ausgangssignale des ersten Quadratur-Allpaßfilters (522) und des zweiten Quadratur-Allpaßfilters (526) zu multiplizieren.
Phasenprozessor (230) nach Anspruch 3, ferner umfassend: ein Subtraktionselement (540); und ein Additionselement (544), wobei das Subtraktionselement dafür ausgelegt ist, ein Ausgangssignal des zweiten Multiplizierers (534) von einem Ausgangssignal des ersten Multiplizierers (532) zu subtrahieren, wobei das Additionselement dafür ausgelegt ist, ein Ausgangssignal des dritten Multiplizierers (536) zu einem Ausgangssignal des vierten Multiplizierers (538) zu addieren.
Phasenprozessor (230) nach Anspruch 4, ferner mit einem Verarbeitungselement (548), das dafür ausgelegt ist, einen Arkustangens eines Ausgangssignals (542) des Subtraktionselements (540) dividiert durch ein Ausgangssignal (546) des Additionselements zu bestimmen, wobei der Arkustangens die Phasendifferenz im Bogenmaß zwischen an dem Eingang empfangenen Radarkanalrückkehrdaten und an dem Referenzeingang empfangenen Radarkanalrückkehrdaten ist.
Phasenprozessor (230) nach Anspruch 2, wobei das erste Gleichphasen-Allpaßfilter (520), das erste Quadratur-Allpaßfilter (522), das zweite Gleichphasen-Allpaßfilter (524) und das zweite Quadratur-Allpaßfilter (526) jeweils vier kaskadierte IIR-Filter (infinite impulse response) zweiter Ordnung umfassen.
Phasenprozessor (230) nach Anspruch 6, wobei die IIR-Filter zweiter Ordnung gemäß Output = ((A0 × input) + (A1 × P_in) + (A2 × PP _in) – (B1 × P_out) – (B2 × PP_out))/B0 wirken, wobei P_in eine Eingabe aus einem vorherigen Abtastwert, PP_in eine Eingabe aus zwei Abtastwerten vorher, P_out eine Ausgabe aus dem vorherigen Abtastwert und PP_out eine Ausgabe aus zwei Abtastwerten vorher ist und A0, A1, A2, B0, B1 und B2 Koeffizienten sind.