BE1012743A4

BE1012743A4 - Recepteur interferometrique de signaux electromagnetiques.

Info

Publication number: BE1012743A4
Application number: BE8700368A
Authority: BE
Inventors: Jean-Francois Morand; Jacques Franquet; Claude Mandon; Jean-Philippe Arduin; Philippe Karakachian
Original assignee: Dassault Electronique Soc Comm
Priority date: 1986-04-23
Filing date: 1987-04-08
Publication date: 2001-03-06
Also published as: US5894286A

Abstract

Un récepteur interférométrique de signaux électromagnétiques comprend au moins deux voies de réception. Chaque voie est constituée d'une antenne (AL), suivie d'un mélangeur (M12) à bande latérale unique, puis d'un mélangeur (M14). Le mélangeur (M14) reçoit pour signal local un signal semblable aux signaux reçus, tiré par exemple d'une antenne auxiliaire (AR) suivie d'un amplificateur limiteur (ALR). Le premier mélangeur (M12) reçoit d'un générateur (GFI) une fréquence égale à la valeur de la fréquence intermédiaire utilisée dans les étages (FIL) de ce type suivant le mélangeur (M14). On peut ensuite réaliser un traitement de phase et prendre différentes contre-mesures, dont la plus simple est une visualisation (VI).

Description

Récepteur interférométrique de signaux électromagnétiques.
EMI1.1

L'invention concerne un récepteur interférométrique de signaux électromagnétiques, qui peut servir à la mesure passive de la direction d'arrivée de signaux électromagnétiques, ainsi qu'à la localisation des sources émettrices, comme des radars.

Elle s'applique notamment, mais non exclusivement, aux systèmes de contre-mesures radars.

La tendance actuelle dans le domaine des radars est de modifier de manière pseudo-aléatoire les caractéristiques radioélectriques de leur rayonnement. On sait ainsi modifier la largeur d'impulsion, la fréquence d'émission, la polarisation de l'onde émise et reçue, ainsi que la fréquence de répétition à laquelle opère le radar, notamment.

La seule grandeur difficile à modifier rapidement est la position physique du radar. Si l'on se place du côté d'un récepteur de contre-mesure électronique, il en résulte que la direction d'arrivée des signaux du radar est une grandeur relativement stable, donc précieuse pour décider et réagir. En conséquence, ces récepteurs de contre-mesure électronique doivent réaliser une mesure précise de la direction d'arrivée d signaux incidents.

Il est par ailleurs souhaitable que cette mesure de direction possède différentes autres caractéristiques : - mode opératoire mono-impulsion ("monopulse") afin de permettre un tri des impulsions reçues, en ambiance électromagnétique dense ; - sensibilité suffisante pour permettre aussi le traitement des radars de type HFR (haute fréquence de répétition) et CW (onde continue) ; - probabilité d'interception maximale des signaux dont la fréquence est comprise dans la bande de réception, ce qui signifie que le récepteur utilisé doit être de type"large bande instantanée", par opposition aux récepteurs qui explorent une large bande par multiplexage temporel ; et - précision suffisante pour la localisation d'éléments hostiles et pour le pointage de l'antenne d'émission de contre-mesure, en particulier si celle-ci est à balayage électronique.

Certains systèmes actuellement connus utilisent des récepteurs à détection directe, c'est-à-dire qui opèrent une détection quadratique de l'amplitude du signal reçu. Ils sont alors associés à des dispositifs de goniométrie d'am- plitude, dont la réalisation typique consiste en quatre antennes spirales à large bande, disposées en équerre, et couvrant au total un secteur de 360 . A partir d'une comparaison des amplitudes détectées en sortie des différentes antennes, on peut calculer l'angle d'arrivée du signal reçu.

Cette solution procure une grande probabilité d'interception, mais n'offre pas une précision et une sensibilité suffisantes, du moins si l'on tient compte du fait que le nombre d'antennes spirales est limité, pour des raisons d'encombrement, particulièrement contraignantes s'il s'agit d'un système aéroporté.

D'autres systèmes connus utilisent des récepteurs de type super-hétérodyne, qui fonctionnent par exploration progressive de la bande de fonctionnement, à l'aide d'un signal d'oscillateur local variable. Ces récepteurs superhétérodynes peuvent aussi fonctionner avec un système de goniométrie d'amplitude. Ils souffrent alors du même manque de précision que les récepteurs à détection directe. Mais les récepteurs super-hétérodynes peuvent également travailler avec un système cohérent de goniométrie de phase, c'est-à-dire un interféromètre. Ces dispositifs permettent le calcul de la direction d'arrivée des signaux à partir de la mesure de la phase différentielle de signaux provenant d'antennes large bande, convenablement espacées.

La sensibilité et la précision de mesure sont bonnes. Par contre, le temps nécessaire à l'exploration de la bande de fonctionnement fait que la probabilité d'interception est fortement amoindrie.

La présente invention a précisément pour but de remédier à ces inconvénients, en utilisant un récepteur que l'on peut considérer comme étant de type homodyne. On verra également que l'information de phase est maintenue, sans qu'il soit nécessaire de procéder à un balayage en fréquence de l'oscillateur local.

Fonctionnellement, les signaux sont transposés d'une fréquence fixe (égale à la valeur de la fréquence intermédiaire désirée) de telle sorte qu'après mélange avec le signal d'oscillateur local, qui a la forme du signal reçu, amplifié, limité et éventuellement filtré fréquentiellement, on dispose de signaux à la fréquence intermédiaire voulue. L'invention s'applique en particulier au cas où les moyens de réception comprennent plusieurs voies séparées associées à des antennes définissant une ou plusieurs bases d'interférométrie.

Par la suite, on considérera pour simplifier le cas de deux antennes définissant une seule base d'interféro-

métrie.

L'homme de l'art sait qu'en pratique on utilise au moins trois antennes, de façon à disposer d'autant de bases d'interférométrie.

Pour résoudre le problème précité, l'invention propose un récepteur de signaux électromagnétiques qui est du type comprenant : - au moins deux voies de réception radio-fréquence, comportant chacune une antenne ; - des moyens pour mélanger séparément les signaux de sortie des deux voies de réception radio-fréquence à un ou des signaux locaux ; - deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire reliées aux sorties respectives de ces moyens de mélange ; et - des moyens de traitement des signaux issus des deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire.

A partir de cette structure connue, l'invention est remarquable par le fait que les moyens de mélange comprennent, sur chaque voie : - un premier mélangeur, à bande latérale unique, recevant un signal local de fréquence fixe, égale à la valeur de la fréquence intermédiaire ; et - un second mélangeur recevant pour signal local un signal reçu de référence, semblable à celui des deux voies de réception.

Comme on le verra plus loin, il est avantageux d'interposer des isolateurs hyperfréquences entre chaque antenne et le premier mélarqeur, et surtout entre les premier

et second mélangeurs.

Le signal reçu de référence pourrait être tiré de l'une des voies de réception normales. Il est cependant estimé préférable qu'il soit tiré d'une voie de réception auxiliaire comportant des moyens amplificateurs limiteurs, à la suite de sa propre antenne, qui est avantageusement plus directive que celles des voies de réception principales.

Selon un autre aspect de l'invention, la voie de réception de référence contient des moyens de filtrage fréquentiel, qui permettent une sélection des signaux en fonction de leurs caractéristiques spectrales, notamment pour éviter une perturbation par des signaux amis.

Selon un autre aspect du dispositif proposé, chaque voie d'amplification à fréquence intermédiaire comprend deux filtres passe-bande encadrant un amplificateur de fréquence intermédiaire propre à délivrer une indication de niveau ; les sorties des deux voies sont reliées à un comparateur de phase opérant par démodulation cohérente.

Les informations en sinus et cosinus issues du démodulateur cohérent et les indications de niveau sont numérisées par un convertisseur analogique-numérique. Dans la mesure où les informations numériques de phase sont elles aussi en sinus et cosinus, il est approprié d'utiliser des mémoires mortes pour en tirer l'information de phase véritable.

Selon encore un autre aspect de l'invention, les moyens de traitement comprennent en outre une pile du type premier entré-premier sorti, associée à un générateur de poursuite et à une unité de traitement.

Une première variante intéressante de l'invention permet une mesure de fréquence instantanée, en utilisant autant

que possible les mêmes moyens que pour l'acquisition de la direction d'un signal radio-électrique incident.

Indépendamment de l'économie de moyens qui peut en résulter, ceci permet aussi d'associer directement et sans aucun risque d'erreur une mesure de direction et une mesure de fréquence, dont on est sûr qu'elles correspondent bien au même signal incident.

Selon cette première variante, l'une au moins des deux voies de mélange comprend, en parallèle sur le second mélangeur, un organe de retard suivi d'un troisième mélangeur, recevant aussi pour signal local ledit signal reçu de référence. La comparaison de phase entre les sorties du second et du troisième mélangeur fournit une information sur la fréquence du signal incident.

L'homme de l'art sait qu'une mesure de fréquence effectuée à travers une mesure de phase peut être : - soit une mesure non ambiguë, mais qui est alors en général grossière, c'est-à-dire que sa précision n'est pas très grande ; - soit une mesure ambiguë, dont la précision est grande, mais qui ne permet pas en elle-même de déterminer les chiffres les plus significatifs de la fréquence, à moins qu'on ne dispose d'autres informations par ailleurs.

De préférence, selon cette première variante, au moins une autre voie de mélange comprend donc elle aussi, en parallèle sur son second mélangeur, un autre organe de retard suivi d'un autre troisième mélangeur, les retards respectifs des deux organes de retard étant différents.

De cette différence, il résulte que les caractéristiques d'ambiguïté des deux informations obtenues sur la fréquence sont différentes.

Une première façon de procéder consiste alors à choisir l'un des retards pour qu'il fournisse une mesure de fréquence non ambiguë, du moins sur la bande utile de fréquence des signaux incidents, tandis que l'autre permet une mesure de fréquence plus fine. Le rapprochement des deux mesures donne alors une connaissance suffisante de la fréquence du signal incident.

Selon une autre façon de procéder, les différents retards sont choisis pour définir plusieurs mesures de fréquence, fines et ambiguës, mais de manière différente, et dont le rapprochement permet de lever l'ambiguïté, à la façon d'un effet Vernier bien connu de l'homme de l'art. En pareil cas, il est préférable de disposer de trois retards différents au moins.

Une seconde variante, compatible avec la première, permet une optimisation du tri des signaux pris en compte, au niveau de l'interférométrie.

A cet effet, les moyens pour engendrer le signal reçu de référence sont agencés pour effectuer un filtrage spatial, propre à modifier le poids de signaux reçus dans certaines directions de l'espace.

Plus particulièrement, les moyens pour engendrer le signal de référence comprennent une antenne-réseau dont les éléments ont chacun la même couverture angulaire que les antennes des deux voies de réception radiofréquence, et des moyens de commande de gain généralisé pour fournir le signal reçu de référence par une combinaison, pondérée en amplitude et en phase, des signaux individuellement fournis par les éléments de l'antenne-réseau.

Plus particulièrement encore, les moyens de commande de gain. généralisé comprennent des unités de transfert à variation d'amplitude et de phase ou de temps, en série sur chaque élément de l'antenne-réseau, ainsi que des

moyens de pilotage de ces unités pour obtenir les modifications désirées, relativement à certaines directions du diagramme de rayonnement de l'antenne-réseau.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ciaprès, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 est un schéma de principe d'un récepteur interférométrique selon l'invention ; - la figure 2 est un schéma plus détaillé, en ce qui concerne la partie analogique du récepteur selon l'invention ; - la figure 3 est un schéma également plus détaillé, mais en ce qui concerne une partie numérique du récepteur interférométrique selon l'invention ; - la figure 4 est un schéma électrique partiellement détaillé de la première variante de la présente invention ; et - la figure 5 illustre schématiquement la seconde variante de l'invention.

Sur la figure l, une première voie de réception principale est définie par une antenne spirale Al, un premier mélangeur M12, un second mélangeur M14 et une voie de fréquence intermédiaire FIl faisant partie des étages de fréquence intermédiaire EFI. Une seconde voie de réception principale, identique à la première (autant que possible en pratique) est constituée de l'antenne A2, du premier mélangeur M22, du second mélangeur M24 et de la seconde voie de fréquence intermédiaire FI2.

Les premiers mélangeurs M12 et M22 reçoivent un générateur GFI de fréquence intermédiaire, un premier signal local dont la valeur est égale à celle sur laquelle sont accordés

les étages de fréquence intermédiaire EFI. Les seconds mélangeurs M14 et M24 reçoivent un second signal local qui est en fait un signal reçu tiré d'une antenne de réception auxiliaire AR, suivie notamment d'un amplificateur limiteur ALR de la voie de référence.

Les sorties des deux voies de fréquence intermédiaire FIl et FI2 sont appliquées à un dispositif de traitement de phase TP, suivi la plupart du temps d'organes de visualisation VI.

L'homme de l'art comprendra que les limitations quant à la bande de fonctionnement sont apportées par les composants micro-ondes, en particulier les amplificateurs, les mélangeurs, les antennes. Il est également rappelé qu'en pratique, le récepteur interférométrique comprendra une troisième voie de réception principale, suivie d'une voie correspondante de fréquence intermédiaire, l'ensemble n'étant pas représenté ici pour simplifier. Ces solutions à plusieurs antennes permettent d'établir plusieurs bases d'interférométrie, et par là d'une part d'améliorer la précision de la mesure, d'autre part de lever les ambiguités, qui existent lorsqu'on est en présence de décalages de phase dépassant 180O dans la bande de fonctionnement.

Comme déjà indiqué, l'antenne AR de la voie de référence peut avoir une couverture différente de celles Al et A2 des voies de mesure. Elle peut être par exemple plus directive pour assurer un tri des menaces par filtrage spatial.

La voie de référence schématisée sur la figure l par le seul amplificateur limiteur ALR peut également comprendre des organes de filtrage f-équentiels, convenablement réglés pour éliminer les signaux indésirables, ami et/ou ennemi.

Bien entendu, les signaux ainsi filtrés sur la voie de référence ne seront pas pris en compte pour la mesure de la direction d'arrivée des signaux utiles.

Sur la figure 2, il apparaît que les antennes Al et A2 définissent entre elles une base d'interférométrie de dimension d. On suppose que des signaux incidents arrivent, selon une direction qui forme un angle e avec l'axe des antennes.

On ne décrira maintenant qu'une seule voie, les éléments de l'autre étant par principe identiques, et possédant une référence numérique augmentée de 10.

Le signal perçu par l'antenne Al est appliqué à un isolateur hyperfréquence Ill, qui précède le mélangeur M12 à bande latérale unique. Celui-ci est suivi d'un ou plusieurs isolateurs 113, puis du second mélangeur M14.

La voie de référence comporte, après l'antenne auxiliaire AR, un isolateur IRl, suivi de l'amplificateur limiteur ALR. Agencé pour procurer un gain de 85 à 90 décibels, celui-ci peut comporter plusieurs étages séparés par autant de filtres. C'est également entre ces étages que pourront être prévus les moyens de filtrage fréquentiel fin pour l'élimination des signaux indésirables.

La sortie de l'amplificateur ALR fournit le signal local de référence SRR.

Celui-ci est appliqué à un diviseur de puissance DPR, ici à deux branches.

Comme précédemment indiqué, on ne considérera que la branche qui va vers la première voie de réception principale.
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Celle-ci comprend un organe d'ajustement de phase TR16, suivi d'un atténuateur AT15, qui délivre enfin le signal local au mélangeur 14.

L'ajustement de phase est réalisé par le dispositif TR16 par exemple sous la forme d'une ligne de longueur variable. Cet ajustement permet de tenir compte des déphasages différentiels qui peuvent exister entre les différentes voies

de réception principales.

Si on note Fe la fréquence d'entrée sur le premier mélangeur M12, FI la fréquence créée par le générateur GFI, le signal de sortie du mélangeur Ml2 comprend en particulier les fréquences Fe + FI et Fe-FI.

On admet par exemple que c'est la fréquence Fe-FI qui est choisie pour le traitement de la phase. Dans ce cas, il est fortement souhaitable que le mélangeur M12 à bande latérale unique possède une réjection de la fréquence image telle qu'il atténue la raie image Fe + FI, avec un facteur d'atténuation au moins égal à 18 décibels, et de préférence à 20 décibels.

La valeur de fréquence Fs obtenue en sortie du mélangeur M12 est donc décalée de FI par rapport à Fe.

Chacun des isolateurs mentionnés plus haut peut être réalisé sous la forme d'un circulateur, dont deux portes sont utilisées, tandis que la troisième est branchée sur une charge adaptée de 50 ohms.

Ces isolateurs assurent tout d'abord l'adaptation (au sens des hyperfréquences) entre les différents composants microondes.

Plus particulièrement, les isolateurs tels que Ill, 121, IRl, ont pour but d'éliminer des effets néfastes tenant au taux d'ondes stationnaires que peut présenter chaque antenne à l'égard des circuits placés en aval. Ils évitent aussi les conséquences néfastes des effets de couplage entre les antennes des voies de réception principales et de référence.

Un isolateur tel que 113, placé entre les deux mélangeurs, est plus critique. Pour cette raison, il peut devoir être doublé. il a en effet pour fonction d'éviter que les forts

signaux locaux provenant de la voie de référence ne remontent à travers le mélangeur M14, pour se mélanger avec la fréquence FI dans le mélangeur M12, puis redescendre vers le mélangeur M14, avec les mêmes caractéristiques que les signaux reçus de cette voie de réception principale. Pareil cheminement fournirait en effet de fausses indications à la voie de fréquence intermédiaire associée.

Le rôle de la voie de référence est de fournir un signal SLR limité à un niveau prédéterminé et constant dans la dynamique instantanée et la bande de fréquence considérées.

Les atténuateurs AT15 et AT25 opèrent sur une valeur typique de 3 décibels, de façon à fournir un signal de niveau satisfaisant aux seconds mélangeurs M14 et M24.

Du fait du réglage permis par les organes TR16 et TR26, on peut considérer qu'en sortie des mélangeurs M14 et M24, le spectre des signaux d'entrée est ramené à une fréquence intermédiaire FI à bande étroite, la phase différentielle entre voies étant conservée. Les valeurs de la fréquence intermédiaire elle-même et de la bande passante associée sont imposées par deux contraintes. On doit choisir une valeur de FI telle que le traitement vidéofréquence soit le plus aisé possible, en même temps qu'une bande passante permettant la prise en compte d'impulsions courtes.

Chacune des deux voies de fréquence intermédiaire comprend un filtre passe-bande tel que F17, suivi d'un amplificateur limiteur tel que AL18, et d'un nouveau filtre passebande F19. Il en est de même pour la seconde voie, avec des références numériques augmentées de 10.

Les quatre filtres F17, F19, F27, F29 ont la même bande passante et sont centrés sur la valeur FI de la fréquence intermédiaire.

Le : île des filtres Fl7 et F27 est de filtrer les produits

d'intermodulation autres que FI en sortie des mélangeurs M14 et M24. Pour leur part, les filtres F19 et F29 ont surtout pour but d'assurer la réjection des distorsions harmoniques engendrées par la fonction limitrice (notamment) des amplificateurs AL18 et AL28. Pour tous ces filtres, une forte réjection hors bande (au-delà de deux fois la fréquence intermédiaire) est souhaitable. Par forte réjection, on entend ici une atténuation supérieure ou égale à 60 décibels.

Les sorties des deux voies de fréquence intermédiaire attaquent un comparateur de phases CP30, dont on suppose qu'il fournit ici des informations de sinus et de cosinus.

En plus de leur fonction consistant à procurer un niveau suffisant pour attaquer ces comparateurs de phases, les amplificateurs AL18 et AL28 fournissent des indications de niveau nl et n2, relatives à leurs signaux d'entrée respectifs.

En pratique, un amplificateur tel que AL18 comprend plusieurs étages, et le niveau est mesuré à l'aide de diodes de détection placées entre deux de ces étages. Une utilisation potentielle de l'indication de niveau est de donner un signal de présence, propre à déclencher l'échantillonnage de la mesure de phase, ceci n'étant donné qu'à titre d'exemple.

Les informations de niveau et de phase sont appliquées à un convertisseur analogique-numérique CN35. On a supposé sur la figure 3 qu'il fournit directement l'information numérique de phase et les informations numériques de niveau.

En fait, si le comparateur de phase fournit une information analogique en sinus et cosinus, celle-ci peut être alors numérisée à l'état brut, puis transformée en phase par une mémoire morte convenable, comme celle illustrée en T41, T42 et T43 au début de la figure 3. On observera

que l'on retrouve ici trois voies de mesure, ce qui correspond au mode de réalisation préférentiel qui n'était pas illustré jusqu'à présent.

Un comparateur de phases fournissant deux informations en sinus et cosinus peut être composé d'un diviseur de puissance, de deux mélangeurs et d'un déphaseur 0/90 .

La figure 3 fait encore apparaître un type de traitement numérique envisageable pour le récepteur interférométrique de l'invention.

Les informations numériques de phase l à 3 sont appliquées à des circuits de mémoire T45 formant une pile numérique FIFO, c'est-à-dire premier entré-premier sorti.

Une information sur la fréquence des signaux reçus, établie par un récepteur annexe qui peut être de type classique, est également appliquée sous forme numérique à une pile FIFO, à chaque fois en correspondance d'une information de phase associée.

On y ajoute les informations de niveau numérisées, comme déjà indiqué, remarque étant faite que celles-ci peuvent être utilisées seulement par une unité de décision chargée de prendre en compte les priorités entre les signaux reçus.

Un récepteur annexe fournissant la fréquence va également donner, en général, des informations relatives à la largeur d'impulsion du radar considéré, le temps d'arrivée des impulsions, le facteur de forme, entre autres. En pareil cas, ces informations sont également introduites dans la pile P45, à chaque fois en correspondance des informations de fréquence et de phase associées.

Toutes ces différentes informations sont ensuite appliquées à un générateur du poursuite constitué de plusieurs blocs

T46-1 à T46-6 (par exemple). Ce générateur de poursuite est ainsi constitué d'un ensemble de filtres numériques permettant en particulier un tri des menaces par leurs directions d'arrivée, la phase et la fréquence étant à chaque fois connues. A partir de là, l'unité de traitement T48 du système de contre-mesure peut en déduire les réponses ou réactions appropriées, à savoir : - visualisation des informations, - affinage de la mesure, - séquence de brouillage, - suivi d'efficacité du brouillage, - leurrage.

Sur la figure 4, qui illustre la première variante de l'invention, l'antenne AR voit son signal appliqué à travers un isolateur hyperfréquence IRl à un amplificateur limiteur ALR, suivi d'un diviseur de puissance répartiteur DPR, qui possède ici quatre sorties, alimentant respectivement des organes d'ajustement de phase TR116, TR216, TR126, TR226, suivis respectivement d'atténuateurs AT115, AT215, AT125, AT225, pour apporter le signal local SRR aux mélangeurs M114, M2l4, M124 et M224.

Comme précédemment, l'antenne Al est suivie d'un isolateur hyperfréquence Ill, puis d'un mélangeur M12 à bande latérale unique, recevant les deux composantes en quadrature FIp et FIq d'un générateur de signal local GFI. Le mélangeur M12 est suivi d'un isolateur hyperfréquence 113.

On retrouve la même structure sur l'autre voie, qui comporte les organes A2, 121, M22 et 123. En pratique, une troisième voie analogue aux deux premières est prévue.

Dans le mode de réalisation de la figure 4, l'isolateur

113 est suivi d'un répartiteur hyperfréquence R110, dont la première sortie alimente un isolateur 1113 et un mélangeur M114, comme précédemment.

Par contre, la seconde voie alimente d'abord une ligne à retard LR212, suivie d'un autre isolateur hyperfréquence 1213, puis d'un troisième mélangeur M214, qui, comme déjà mentionné, reçoit aussi le signal local SRR, à l'instar du second mélangeur M114.

Les sorties des deux mélangeurs Ml14 et M214 sont alors appliquées à une voie de fréquence intermédiaire dédoublée.

Le filtre F117, l'amplificateur AL118 et le filtre F119 sont semblables aux organes F17, AL18 et F19 de la Demande antérieure, remarque étant faite au passage que l'amplificateur AL118 délivre une indication de niveau nl.

Hormis cette possibilité de délivrer une indication de niveau, la sortie du mélangeur M214 est traitée de la
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meme mani'par un filtre F217 même manière, par un filtre F217 suivi d'un amplificateur AL218 et d'un filtre F219.

Dans la seconde voie, après l'isolateur hyperfréquence 123, on trouve un répartiteur R210, dont une sortie alimente l'isolateur 1123 suivi du mélangeur M124, puis d'une demivoie de fréquence intermédiaire F127, AL128 et F129, comme précédemment.

Dans l'autre sortie du répartiteur R210, on trouve d'abord une ligne à retard L222, suivie de l'isolateur 223. d'un autre troisième mélangeur M224. La sortie de celui-ci est appliquée à un filtre F227 suivi d'un amplificateur AL228 et d'un filtre F229, comme pour les organes de la première voie F217, AL218 et F219.

Les sorties de toutes les voies de fréquence intermédiaire sont appliquées au comparateur de phase CP30, dont la sortie, par exemple en s ; ills cosinus, est numérisée dans

un convertisseur analogique-numérique CN35, qui reçoit aussi les informations de niveau nl et n2, pour appliquer l'ensemble à l'organe T40 chargé du traitement interférométrique et du tri.

Alors qu'aux figures l et 2 cet organe T40 recevait aussi une information de fréquence d'origine extérieure, ici, il va recevoir l'information de fréquence depuis le comparateur CP30, comme on le verra maintenant.

En effet, le traitement des informations de phase relatives à la direction du signal incident s'effectue comme précédemment par comparaison des sorties des filtres F119 et F129.

Par contre, on dispose aussi d'autres informations sur les sorties des filtres F219 et F229.

On admet maintenant que la ligne à retard LR212 est longue, mesurant par exemple 30 cm électriques (en termes de longueur d'onde), tandis que la ligne à retard LR222 est plus courte, mesurant par exemple 4,5 cm électriques.

Si F désigne la fréquence du signal incident, et f celle du générateur de fréquence intermédiaire GFI, les signaux appliqués aux deux lignes à retard ont une fréquence F-f (ou F+f).

Leur phase totale, exprimée en nombre de tours, est alors modifiée de (F-f). t, où t désigne le regard dans chaque ligne à retard.

Pour la ligne à retard la plus courte, ici LR222, on choisit t de façon que la modification de phase demeure inférieure à un tour, du moins lorsque la fréquence du signal incident balaie la bande de fréquence utile considérée.

L'autre ligne à retard, LR212, peut être alors cnoisie plus longue, son retard délivrant ainsi une mesure ambi-

guë, mais plus précise.

En effectuant une comparaison de phase, d'une part entre les sorties des filtres Fll9 et F219, d'autre part entre les sorties des filtres F129 et F229, on obtient donc deux mesures de phase qui sont rapportables à la fréquence du signal incident, l'une non ambiguë, et l'autre plus précise, mais ambiguë. Le reste du traitement est considéré comme étant à la portée de l'homme de l'art.

Dans ce mode de réalisation, il est supposé que la troisième voie (non décrite) conserve la structure exposée à propos des figures l et 2.

Une variante de la présente invention consisterait à équiper les trois voies comme cela est décrit ici pour deux voies, en référence à la figure 4. Bien entendu, les longueurs électriques des trois lignes à retard sont en principe différentes, à moins qu'une redondance dans la mesure ne soit souhaitée.

A partir de deux mesures ambiguës, mais d'une manière différente, on pourrait d'ores et déjà envisager de déterminer la fréquence du signal incident sans ambiguïté.

Il a été préféré ici d'effectuer une mesure non ambiguë et une mesure fine.
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* J Par contre, lorsqu'on dispose de trois mesures de phase différentes relatives à la fréquence, il sera souvent plus simple d'effectuer trois mesures fines, mais d'am- bizutés différentes, dont le rapprochement permet de déterminer la fréquence d'une manière non ambiguë.

On décrira maintenant la seconde variante de l'invention.

Sur la figure 5 (et à la différence de la figure 4), l'an-
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ténue de la voie de référence est constituée d'une série d'éléments ARl ARn. fnrmnt ensemble une antenne-réseau.

Le diagramme de rayonnement d'un seul élément de cette antenne-réseau est choisi avec une couverture angulaire suffisamment importante pour assurer la détection tous azimuts, c'est-à-dire que sa couverture angulaire est la même que celle de chacune des antennes d'interférométrie Al et A2. L'identité de couverture angulaire concerne non seulement l'ouverture angulaire des antennes, mais aussi leur orientation dans l'espace.

Chaque élément de l'antenne, tel ARl, est suivi d'un amplificateur à gain variable ALR, de préférence limiteur, puis d'un élément propre à agir sur la phase, et qui peut être soit une ligne à longueur programmable telle que LLP1, comme illustré sur la figure 5, soit un déphaseur.

Les sorties de ces différents circuits ainsi mis en série sur les éléments individuels AR1 à ARn de l'antenne-réseau sont alors réunies pour être appliquées à l'entrée du circuit DPR de la figure 5.

Par ailleurs, on prévoit un organe de commande d'amplification ainsi que de déphasage ou de retard, noté CADL sur la figure 5, et faisant partie d'un moyen de commande de gain généralisé CGG.

Les circuits de traitement T40 fournissent des indications sur la présence de certaines menaces, après traitement interférométrique. Ces informations sont utilisées pour la commande de gain généralisé.

Par ailleurs, l'aéronef sur lequel est embarqué le récepteur interférométrique connaît la position des aéronefs ou autres engins amis, dont il n'y a pas lieu de traiter les signaux. Ces informations sont également transmises au circuit de commande de gain généralisé.

Matériellement, le traitement numérique pour la commande de gain généralisé, réalisé dans le circuit CGC ;, rput

être pris en charge soit par un calculateur séparé, soit par le même calculateur que le traitement interférométrique.

Le récepteur interférométrique doit assurer la fonction alerte, qui comporte la détection et l'identification des signaux hostiles. Pendant cette fonction, le diagramme de rayonnement représentatif de l'antenne à balayage électronique de la voie de référence devra présenter des minima de rayonnement appelés"trous", aux fréquences et dans la direction des signaux amis. Ces trous devront être créés simultanément.

Le réseau d'antenne présente alors un diagramme de rayonnement du type diagramme large, assurant la couverture angulaire maximale, mais avec de tels"trous", possédant une certaine bande passante pour prendre en compte une agilité éventuelle des signaux à atténuer, et ces trous devront donc se situer à des fréquences et dans des directions bien définies.

Une autre fonction du récepteur interférométrique est d'assurer le suivi de menaces après détection de cellesci dans un environnement électromagnétique dense. La sélectivité spatiale s'avère également nécessaire ici, pour éliminer l'influence de signaux indésirables. Elle permettra ainsi de suivre avec une grande efficacité les paramètres d'agilité des signaux relatifs à la menace, tout en limitant le taux de fausse alarme.

L'antenne-réseau doit alors présenter un diagramme de rayonnement du type directif, avec des maxima de rayonnement rayonnement, appelés"bosses". Là encore, ces bosses devront avoir une certaine bande passante pour tenir compte d'une éventuelle agilité de fréquence. Et ces bosses devront se situer dans des directions définies par les carac- éristiques des menaces suivies.

Dans le mode de réalisation illustré, les lignes de commande mises en série sur les éléments de l'antenne-réseau sont constituées par des lignes à longueur programmable.

Celles-ci ont l'avantage d'offrir un retard qui est indépendant de la fréquence. Le déphasage créé par une telle ligne est proportionnel au retard BT associé à la ligne, et inversement proportionnel à la longueur d'onde LO correspondant à la fréquence à traiter.

Dans le cas d'une situation d'alerte, il s'agit de créer des trous. La création d'un tel trou de rayonnement revient alors à faire en sorte que, pour un élément de l'antenneréseau, on détermine la valeur du champ complexe dans la direction où on désire créer le trou, et à la fréquence où l'on désire créer le trou. A l'aide des autres éléments de l'antenne-réseau, on crée un champ opposé, de manière que la contribution résultante soit nulle dans la direction du trou et pour la fréquence concernée.

Le traitement peut être fait de la même manière lorsqu'on remplace des lignes à longueur programmable par des déphaseurs.

On examinera maintenant le cas du suivi de menaces.

Le principe de formation d'un maximum de rayonnement dans une direction donnée de l'espace consiste à appliquer au réseau une loi de phase obéissant à une progression arithmétique dont la raison, exprimée en tours de phase, est inversement proportionnelle à la longueur d'onde, proportionnelle à l'écart d entre les éléments de l'antenneréseau, ainsi qu'au sinus de l'angle formé entre l'axe de l'antenne et la direction où l'on désire le maximum de rayonnement.

Là encore, ceci peut être mis en oeuvre indifféremment avec des déphaseurs ou avec des lignes à longueur programmable.

Par contre, le problème se complique lorsqu'on désire suivre simultanément plusieurs menaces.

Dans le cas de déphaseurs, la loi de commande du réseau est obtenue par sommation des lois complexes appliquées au réseau, pour assurer séparément le suivi de chaque menace.

Par contre, si l'on utilise des lignes à longueur programmable, le problème est beaucoup plus délicat, compte tenu du caractère non dispersif des lignes.

Cependant, pour une fréquence déterminée, le retard spatial apporté par une ligne à retard de longueur connue est défini à un nombre entier près de longueurs d'onde, par rapport à cette fréquence.

Il est alors possible de mettre en oeuvre la présente invention avec des lignes à longueurs programmables, en donnant à celles-ci des longueurs respectives qui, augmentées de nombres entiers de longueurs d'ondes relatives aux différentes fréquences qu'il y a lieu de considérer, donnent une longueur résultante identique pour chacune des menaces traitées.

A partir des indications ci-dessus, l'homme de l'art sait développer une commande de gain pour les différentes voies de l'antenne-réseau, afin de mettre en oeuvre la présente invention.

A toute fin utile, il est cependant fait référence à la Demande de Brevet français No 83 16 653, qui contient un exposé complet des relations matricielles permettant la mise en oeuvre d'une commande de gain généralisé. A cet égard, le contenu descriptif de la Demande de Brevet précédente est en tant que de besoin incorporé à la présente Demande de Brevet.

L'homme de l'art comprendra que l'on peut envisager d'autres types de contre-mesure. Il n'est pas estimé nécessaire d'expliquer ici plus en détail la nature de ces contremesures, ni la façon dont on les mettra en oeuvre. En effet, la présente invention se situe principalement au niveau des moyens permettant d'établir les informations de base nécessaires à la mise en oeuvre des contre-mesures.

Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée au mode de réalisation décrit, mais s'étend à toute variante incluse dans le cadre des revendications ci-après.

Claims

Revendications.

1. Récepteur de signaux électromagnétiques, du type comprenant : - au moins deux voies de réception radio-fréquence comportant chacune une antenne (Al, A2), - des moyens pour mélanger séparément (M12, M14, M22, M24) les signaux de sortie des deux voies de réception radio-fréquence à un ou des signaux locaux, - deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire FIl, FI2) d reliées aux sorties respectives de ces moyens de mélange, et - des moyens de traitement (TP) des signaux issus des deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire, caractérisé en ce que les moyens de mélange comprennent, sur chaque voie :

- un premier mélangeur (M12, M22), à bande latérale unique, recevant un signal local (FIp, FIq) de fréquence fixe, égale à la valeur de la fréquence intermédiaire, et - un second mélangeur (M14, M24) recevant pour signal local un signal reçu de référence (SRR), semblable à celui des deux voies de réception.

2. Récepteur selon la revendication l, caractérisé en ce que des isolateurs hyperfréquences (113, 123) sont prévus entre les premiers et seconds mélangeurs.

3. Récepteur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'un isolateur hyperfréquence (111, 121) est prévu entre chaque antenne De le premier mélangeur associé. <Desc/Clms Page number 25>

4. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal reçu de référence (SRR) est tiré d'une voie de réception auxiliaire comportant sa propre antenne (AR) et des moyens amplificateurs limiteurs (ALR).

5. Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'antenne (AR) de la voie de réception auxiliaire est plus directive que celles (Al, A2) des voies de réception principales.

6. Récepteur selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que la voie de réception de référence contient des moyens de filtrage fréquentiel.

7. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque voie d'amplification à fréquence intermédiaire comprend deux filtres passe-bande (Fl7, F19 ; F27, F29) encadrant un amplificateur de fré- EMI25.1 quence intermédiaire (AL18, AL28) propre à délivrer une indication de niveau (nl, n2), les sorties des deux voies étant reliées à un comparateur de phase (CP30) opérant par démodulation cohérente.

8. Récepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les informations en sinus et cosinus issues du démodulateur cohérent (CP30) et les indications de niveau (nl, n2) sont numérisées par un convertisseur analogiquenumérique (CN35).

9. Récepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent en outre des mémoires mortes (T41-T43) pour tirer l'information de phase des informations en sinus et cosinus.

10. Récepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent en outre une pile (T45) du type premier entré-premier sorti, associée <Desc/Clms Page number 26> caractérisé en ce qu'un isolateur hyperfréquence (I213, I223) est prévu entre chaque organe de retard (LR212, LR222) et le troisième mélangeur qui le suit (M214, M224).

11. Récepteur selon l'une des revendications l à 10, caractérisé en ce que l'une au moins des deux voies des moyens de mélange comprend en parallèle sur le second mélangeur (MI14) un organe de retard (LR212) suivi d'un troisième mélangeur (M214), recevant aussi pour signal local ledit signal reçu de référence (SRR), la comparaison de phase entre les sorties du second et du troisième mélangeur fournissant une information sur la fréquence du signal incident.

12. Récepteur selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'au moins l'autre voie de mélange comprend elle aussi, en parallèle sur son second mélangeur (Ml24), un autre organe de retard (LR222) suivi d'un autre troisième mélangeur (M224), les retards respectifs des deux organes de retard (LR212, LR222) étant différents.

13. Récepteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'un des retards est choisi pour fournir une mesure de fréquence non ambiguë sur la bande utile de fréquence des signaux incidents, tandis que l'autre permet une mesure de fréquence plus fine.

14. Récepteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que les différents retards sont choisis pour définir plusieurs mesures de fréquence, fines et ambiguës, dont le rapprochement permet de lever l'ambiguïté.

15. Récepteur selon l'une des revendications 11 à 14, caractérisé en ce que les voies d'amplification à fréquence intermédiaire (FIl, FI2), dédoublées, amènent les signaux de comparaison relatifs à la fréquence aux mêmes moyens de traitement (CP30, CN35, T40) que pour ceux de l'interfércmétrie.

16. Récepteur stnn l'une des revendications 11 15. <Desc/Clms Page number 28>

17. Récepteur de signaux électromagnétiques selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens pour engendrer le signal reçu de référence (SRR) sont agencés pour effectuer un filtrage spatial, propre à modifier le poids de signaux reçus dans certaines directions de l'espace.

18. Récepteur selon la revendication 17, caractérisé en ce que les moyens pour engendrer le signal de référence comprennent une antenne-réseau dont les éléments ont chacun la même couverture angulaire que les antennes (Al, A2) des deux voies de réception radiofréquence, et des moyens de commande de gain généralisé pour fournir le signal reçu de référence (SRR) par une combinaison, pondérée en amplitude et en phase, des signaux individuellement fournis par les éléments de l'antenne-réseau.

19. Récepteur selon la revendication 18, caractérisé en ce que les moyens de commande de gain généralisé comprennent des unités de transfert à variation d'amplitude et de phase ou de temps, en série sur chaque élément de l'antenne-réseau, ainsi que des moyens de pilotage de ces unités pour obtenir les modifications désirées, relativement à certaines directions du diagramme de rayonnement de l'antenne-réseau.

20. Récepteur selon la revendication 19, caractérisé en ce que lesdites unités comprennent des amplificateurs ou atténuateurs en série avec des déphaseurs.

21. Récepteur selon la revendication 19, caractérisé en ce que lesdites unités comprennent des amplificateurs ou atténuateurs en série avec des lignes à longueur programmable. <Desc/Clms Page number 27> à un générateur de poursuite (T46) et à une unité de traitement (T48).

22. Récepteur selon l'une des revendications 17 à 21, caractérisé en ce que les modifications du diagramme de rayonnement comprennent la création de"trous"permettant notamment d'éviter le traitement de signaux amis.

23. Récepteur selon l'une des revendications 17 à 22, caractérisé en ce que les modifications du diagramme de rayonnement comprennent la création de"bosses", permettant notamment le suivi de menaces.