EP2671089A1 - Procede de mesure de frequences d'emission au moyen d'un interferometre rotatif - Google Patents

Procede de mesure de frequences d'emission au moyen d'un interferometre rotatif

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Publication number
EP2671089A1
EP2671089A1 EP12702004.8A EP12702004A EP2671089A1 EP 2671089 A1 EP2671089 A1 EP 2671089A1 EP 12702004 A EP12702004 A EP 12702004A EP 2671089 A1 EP2671089 A1 EP 2671089A1
Authority
EP
European Patent Office
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frequency
sub
signal
measurement
antennas
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP12702004.8A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Pascal Cornic
Daniel Jahan
Patrick Garrec
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP2671089A1 publication Critical patent/EP2671089A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G01S13/4454—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing phase comparisons monopulse, i.e. comparing the echo signals received by an interferometric antenna arrangement
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
    • G01S3/46—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/28—Combinations of substantially independent non-interacting antenna units or systems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/02—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system using mechanical movement of antenna or antenna system as a whole
    • H01Q3/04—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system using mechanical movement of antenna or antenna system as a whole for varying one co-ordinate of the orientation

Definitions

  • the invention relates to the general field of radar reception and more particularly broadband frequency analysis of the received signals.
  • the technical problem is that of the measurement, by means of an inexpensive device, of the carrier frequency of a signal which can be continuous or pulsed (non-continuous duration), for example radar signals.
  • the present emission frequency measurement systems have average quadratic accuracies, rms (i.e. "root mean square” according to the English name) of the order of Megahertz. They mainly use two techniques, depending on whether the received reception is instant broadband or not.
  • the technique used is generally based on the use of a spectral analysis whose resolution offers much of the precision sought.
  • the instantaneous band is well below the total frequency coverage, it is necessary to use superheterodyne type reception means that are necessarily complex from a material point of view (double frequency change, preselection filter bank, last intermediate frequency filter very steep, etc.).
  • An object of the invention is to propose an alternative technical solution to current solutions. These offer good performance, but at the cost of hardware additions that can reach high levels of complexity, such as spectral analyzers necessarily having to be associated with superheterodyne receivers with wide frequency coverage.
  • Another object of the invention is to take advantage of a reception architecture that may exist in addition, interferometer architecture in rotation in particular, without adding hardware to perform this frequency measurement function.
  • an object of the invention is to use existing signals to propose a solution that favors simplicity much more than technical performance and, therefore, less expensive to implement,
  • the subject of the invention is a method for measuring the carrier frequency of the radio signal emitted by a remote transmitter, which implements an antenna comprising at least two sub-antennas situated in the same plane, in rotation with respect to a given axis, and whose phase centers are separated by a distance d, the sub-antennas being associated to form an interferometry base.
  • the radio signals S1 and S2 received by the two sub-antennas are processed together to form a video signal S, characterizing the phase difference existing between the radio signals S1 and S2 picked up by these sub-antennas, whose frequency is measured.
  • Measuring the frequency of the radio signal emitted by the transmitter being equal to a scale factor, the measurement of the frequency of the video signal S formed.
  • the formed video signal is obtained by directly demodulating the radio signal S1 or S2 received by one sub-antenna by the radio signal S2 or S1 received by the other sub-antenna.
  • the method according to the invention implements a monopulse phase antenna, comprising two sub-antennas whose phase centers are spaced apart by a distance d substantially equal to the width L of a sub-antenna.
  • the estimation of the frequency of the formed video signal S is obtained by spectral analysis of this signal.
  • the spectral analysis of the video signal S formed is carried out by FFT.
  • the spectral analysis of the formed video signal S is performed by correlation with a replica of the emitted signal defined a priori.
  • the replica used corresponds to the expected phase variation a priori between the signals S1 and S2 received by the two sub-antennas for a given frequency.
  • the replica used corresponds to the phase and amplitude variations expected a priori for a given frequency and for the corresponding antenna pattern for each sub-antenna at this frequency.
  • the antenna used is an antenna comprising a plurality of broadband sub-antennas arranged to form two-to-two interferometry bases, at least one of which an ambiguous measurement of the frequency of the transmitted radio signal, the ambiguity of the measurement being raised by associating this measurement with the measurements made by the other bases.
  • a plurality of interferometry bases are used, arranged in a 360 ° plane about a central axis and rotating around this axis.
  • the invention advantageously constitutes an inexpensive device which does not necessarily aim at obtaining a mean square precision. of the order of the MHz, to the extent that, depending on the application, a few tens of MHz may be sufficient.
  • this low cost requirement makes it possible to look for solutions that can take advantage of a device performing another function in its own right.
  • the invention lies precisely in this context. Indeed, it can be grafted free, that is to say without adding material, to a particular direction finding device.
  • the device according to the invention can be used both to detect a signal, to estimate its frequency and its direction of arrival.
  • FIG. 2 the block diagram of a simple embodiment of the reception chain used by the method according to the invention.
  • FIG. 4 the spectrogram of the signal measured by the method according to the invention, obtained by spectral analysis by FFT of the signal S formed from the signals received by the sub-antennas constituting an unambiguous interferometry base;
  • FIG. 5 the spectrogram of the signal measured, obtained by multi-replicative correlation spectral analysis of the signal S formed from the signals received by the sub-antennas constituting an unambiguous interferometry base;
  • FIG. 6 the schematic illustration of an antenna forming an unambiguous interferometry base
  • FIG. 7 the schematic illustration of an antenna forming a base ambiguous interferometry
  • FIG. 8 a timing diagram of the signal measured from two sub-antennas arranged to form an ambiguous interferometry base such as that of FIG. 7;
  • FIG. 9 the spectrogram of the measured signal, obtained by multi-replicative correlation spectral analysis of the signal S formed from the signals received by the sub-antennas constituting an ambiguous interferometry base such as that of FIG. 7;
  • FIGS. 11 and 12 respectively the timing diagram and the spectrogram relating to the measurement of the emitted signal obtained from two sub-antennas arranged so as to form an ambiguous interferometry base such as that of FIG. 10;
  • FIG. 15 an illustration of a particular interferometry base arrangement enabling an instantaneous measurement over 360 ° of the signals emitted by distant sources.
  • FIG. 16 the block diagram of an application implementing the method according to the invention for making a coarse frequency measurement of the received signal, an unambiguous measurement associated with a precise but ambiguous measurement of the frequency of the signal received for to obtain in a simple manner a precise and unambiguous frequency measurement;
  • FIG. 17 is a graph illustrating how, as a function of the true frequency of the received signal, the ambiguous frequency F 'obtained from the phasemeter associated with the means embodying the method according to the invention varies.
  • the proposed solution consists, in principle, in using a rotating antenna comprising a plurality of distinct radiating subassemblies, at least two subassemblies, distant from each other, configured to receive the transmitted signals, each subset being configured to give rise to a separate receive channel.
  • the subsets form a base for interferometry in rotation about an axis so as to cover a given angular range.
  • the antenna according to the invention comprises two broadband channels, which give rise to obtaining after demodulation to a video signal in a band. narrow.
  • the interferometry base consists of an antenna rotating around an axis of rotation 15 and comprising at least two sub-antennas 11 and 12 having remote phase centers. between them of a given length d.
  • the frequency measurement method according to the invention mainly consists of knowing ⁇ moreover, to measure over time the phase difference between S1 and S2 to deduce ⁇ and therefore the frequency of the received signal.
  • the invention is thus based on the constitution and the use of a base of interferometry in rotation about an axis 15 so as to cover a given angular range.
  • the interferometry base consists of at least two broadband sub-antennas whose phase 1 1 and 12 centers are separated by a distance d. Each sub-antenna separately delivers a signal to the associated reception means.
  • the invention then consists, in principle, of amplifying the radio signals from the two sub-antennas, of transposing each signal separately with respect to the same reference oscillator, and then of transposing the demodulated signals into video frequency. The phase difference between the two video signals obtained is then extracted to deduce the frequency of the received signal.
  • the radio signals S1 and S2 received from the two sub-antennas 21 and 22 are directly demodulated 23 together, one demodulating signal the other, in analog form, in radiofrequency (RF ), so that a signal S is obtained in video frequency representative of the phase difference between S1 and S2.
  • RF radiofrequency
  • the advantage of this method is that it makes it possible to estimate the frequency of a signal whose frequency can be situated in a very wide range, for example between 2 and 18 GHz, without electronic means or important calculation means, the estimation of the frequency of the RF signal received by the sub-antennas being performed in video frequency on the signal S.
  • the frequency F v of the video signal S thus obtained from the signals S1 and S2 is related to the frequency F of the radio signal received by the sub-antennas by a scale factor which, for a given antenna, is a function of the speed rotation of the antenna:
  • F V F d / c sin (Qt) / t [2]
  • c the propagation velocity of the waves (typically 3 10 8 m / s).
  • the signal S resulting from the demodulation of the signals S1 and S2 by each other, corresponds to a sinusoidal section whose amplitude is modulated by the shape of the antenna lobe.
  • FIG. 3 shows the shape 31 that the temporal signal S takes in this case
  • FIG. 4 the result 41 of the frequency estimation of the signal S, obtained in the same case.
  • the signal S considered here by way of example, is a signal resulting from the demodulation, by the other, of signals S1 and S2 received, for a sinusoidal emission at 9.87 GHz, by two sub-antennas of length 30cm whose phase centers are 30cm apart, the overall antenna being rotated at 1 turn / s.
  • the spectral analysis of S is here carried out by FFT.
  • the received signals S1 and S2 can undergo, before processing, before combining, several transposition operations in frequency, filtering and amplification.
  • the signals S1 and S2 may, according to a particular embodiment, be separated into different subbands so as to increase the frequency discrimination capacity of the analysis performed.
  • the frequency estimation process is performed, after digitization of the signal S, by multi-replication correlation 51 (in digital form), in accordance with FIG. to a suitable treatment.
  • the correlation is carried out on the phase only.
  • the operation performed for each replica considered is then the following: io Y k exp ((27rjdF k / c) sin (QiAt)) [4] or: k is the index of the correlation filter (ie the index of the replica 15 considered);
  • F k is the frequency corresponding to the index filter k
  • N is the total number of samples of the signal used for the correlation calculation
  • ⁇ is the time interval between two successive samples
  • S is the value of the demodulated signal at time i ⁇ ;
  • Y k is the amplitude at the output of the rank correlation filter; this is the speed of propagation of the waves.
  • the resolution (or the separating power) of the frequency estimator thus implemented can be evaluated by considering that the observation window of the signal is limited by the angular aperture at -3 dB of each sub. -antenna.
  • the resolution of the device can be estimated as being substantially equal to the frequency of the observed signal.
  • the estimation accuracy of the video frequency is 1.8 Hz, which corresponds to a theoretical accuracy. to estimate the frequency of the received signal by 285 MHz, taking into account the scale factor.
  • the accuracy is 28.5 MHz
  • the accuracy is advantageously independent of the frequency.
  • the requirements concerning the accuracy of the estimation of the direction of arrival are generally independent of the frequency of the signal, it is advantageously possible to cover with the same antenna device a large frequency band, provided that said antennas are able to receive signals throughout this frequency band. It can also be seen that the resolution and the analysis accuracy are independent of the rotation speed ⁇ .
  • the correlation can be performed on amplitude and phase simultaneously.
  • the replica used for the correlation processing takes into account the shape of the antenna pattern corresponding to each frequency F k for which the correlation is performed.
  • This variant advantageously makes it possible to reduce the secondary lobes present at the output of the correlation filter applied to the signal, the antenna diagram realizing an amplitude weighting function of the signal observation window. This advantageously makes it possible to reduce the estimation bias mentioned above as well as the measurement accuracy.
  • the distance d separating the phase centers 71 and 72 of the sub-antennas 11 and 12 is chosen, as illustrated in FIG. 7, so as to be greater than the length L of a sub-antenna. In this way, the resolution and accuracy of the measurements made by the measuring method according to the invention can be advantageously increased.
  • the improvement of the resolution can also be obtained by decreasing the length of each sub-antenna, that is to say by opening its radiation pattern.
  • the limit case of such a solution is that of an interferometry base consisting of two omnidirectional sub-antennas 110 and 01 02 in the plane of rotation, whose phase centers are separated by a distance d, as As shown in FIG. 10.
  • Such an implementation variant proves, in particular, advantageous when the range report does not require a large antenna gain.
  • FIGS. 11 and 12 show respectively the pace
  • an antenna comprising three sub-antennas, as illustrated in FIG. 14, two identical and contiguous sub-antennas 141 and 142 constituting a first interferometry base 144 producing a first measurement ambiguously, and a third sub-antenna 143 identical to the first two and associated with one of them, to form a second interferometry base 145 making an ambiguous but more accurate measurement.
  • the previously described treatments are applied in parallel on the two pairs of sub-antennas 144 and 145.
  • the estimate obtained using the first pair makes it possible to determine a first unambiguous but rough estimate of frequency.
  • the second pair provides several possible estimates of the frequency, because of the ambiguity.
  • the estimate closest to that made by the first pair is considered valid.
  • the principle can be extended by increasing the number of sub-antennas, and by associating these sub-antennas two by two so as to develop several independent measurements. The different estimates are then correlated with each other to derive the most likely direction of arrival. It should also be noted that, in the case where it is desired to increase the probability of interception of the device, it is possible, as illustrated in FIG. 15, to implement the invention by using several antennal bases 151 comprising at least two sub-antennas, to form a polyhedron consisting of fixed bases, the assembly rotating about an axis of central rotation 1 52, the resulting system can advantageously cover up to 360 ° instantly.
  • each interferometry base 1 51 treats in an identical manner without overlap or with little overlap, a portion of the angular range to be monitored.
  • FIG. 16 shows a schematic diagram in which the invention makes it possible to make a very precise frequency measurement, by adding a simple conventional line-to-delay frequency (LAR) frequency counter 1 61, of well structure known.
  • LAR line-to-delay frequency
  • the radio frequency signal received is taken from one of the two channels S1 or S2, in this case S2, after RF amplification.
  • this signal is conveyed by two separate channels to the two inputs of a phasemeter 1 62, one of the channels is a direct channel, without delay, while the other channel is a delay inducing channel ⁇ .
  • the measurement accuracy 1 63 of the frequency F of the RF signal determined by means of the method according to the invention is sufficient to determine, with a sufficient probability, the frequency band B n (the width of the band B n being equal to 1 / ⁇ ) in which the true frequency F of the RF signal is located, the combination of the unambiguous frequency measurement produced by the method according to the invention with the frequency measurement carried out by means of the frequency counter, precise but ambiguous measurement, advantageously allows to remove ambiguities and therefore to determine a frequency F "unambiguous and having the accuracy of F '.

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Description

PROCEDE DE MESURE DE FREQUENCES D'EMISSION AU MOYEN D'UN INTERFEROMETRE ROTATIF
L'invention concerne le domaine général de la réception radar et plus particulièrement l'analyse fréquentielle large bande des signaux reçus.
Le problème technique, considéré dans le cadre de la présente invention, est celui de la mesure, au moyen d'un dispositif peu onéreux, de la fréquence porteuse d'un signal qui peut être continu ou puisé (durée non continue), par exemple de signaux radar.
Les systèmes de mesure de fréquence d'émission actuels ont des précisions moyennes quadratiques, rms (i.e. "root mean square" selon la dénomination anglo-saxonne) de l'ordre du Mégahertz. Ils utilisent principalement deux techniques, selon que la réception opérée est à large bande instantanée ou non.
Dans le cas d'une réception large bande, c'est-à-dire lorsque la bande instantanée relative couverte s'étend sur plusieurs octaves, la technique utilisée revient toujours à obtenir la précision de mesure en convertissant la fréquence porteuse du signal en un déphasage dépendant linéairement d'un retard τ (Δφ=2πίτ), et en mesurant ce déphasage à l'aide d'un dispositif faisant office de phasemètre. Ce principe permet d'obtenir la précision de mesure voulue, mais conduit à une mesure ambiguë, le déphasage n'étant mesuré qu'à 2k près. Cette ambiguïté doit alors être levée, ce qui complique la structure des moyens de mesure mis en œuvre.
Dans le cas où la réception n'est pas une réception à large bande, c'est-à-dire si la bande instantanée relative est très au-dessous de l'octave, la technique utilisée est généralement basée sur l'emploi d'une analyse spectrale dont la résolution offre en bonne partie la précision recherchée. Cependant, la bande instantanée étant très au-dessous de la couverture totale en fréquence, on a recours à des moyens de réceptions de type superhétérodyne nécessairement complexes d'un point de vue matériel (double changement de fréquence, batterie de filtres de présélection, dernier filtre de fréquence intermédiaire très raide, etc .). Un but de l'invention est de proposer une solution technique alternative aux solutions actuelles. Celles-ci offrent de bonnes performances, mais au prix d'ajouts matériels qui peuvent atteindre des niveaux de complexité élevée, comme par exemple les analyseurs spectraux devant nécessairement être associés à des récepteurs superhétérodynes à large couverture en fréquence. Un autre but de l'invention est de tirer parti d'une architecture de réception pouvant exister par ailleurs, une architecture d'interféromètre en rotation notamment, sans ajouter de matériel pour réaliser cette fonction de mesure de fréquence. Autrement dit, un but de l'invention est d'utiliser des signaux déjà existants pour proposer une solution privilégiant beaucoup plus la simplicité que les performances techniques et, de ce fait, moins onéreuse à mettre en œuvre,
A cet effet l'invention a pour objet un procédé de mesure de la fréquence porteuse du signal radioélectrique émis par un émetteur distant, qui met en œuvre une antenne comportant au moins deux sous-antennes situées dans le même plan, en rotation par rapport à un axe donné, et dont les centres de phase sont séparés d'une distance d, les sous-antennes étant associées pour former une base d'interférométrie. Les signaux radioélectriques S1 et S2 reçus par les deux sous-antennes sont traités conjointement pour former un signal vidéo S, caractérisant la différence de phase existant entre les signaux radioélectriques S1 et S2 captés par ces sous-antennes, dont on mesure la fréquence. La mesure de la fréquence du signal radioélectrique émis par l'émetteur étant égale, à un facteur d'échelle près, à la mesure de la fréquence du signal vidéo S formé.
Dans un mode de mise en œuvre simple, le signal vidéo formé est obtenu en démodulant directement le signal radioélectrique S1 ou S2 reçu par une sous-antenne par le signal radioélectrique S2 ou S1 reçu par l'autre sous-antenne.
Dans un mode de mise en œuvre particulier, le procédé selon l'invention met en œuvre une antenne monopulse de phase, comportant deux sous-antennes dont les centres de phase sont espacés d'une distance d sensiblement égal à la largeur L d'une sous-antenne. Dans un mode de mise en œuvre particulier, l'estimation de la fréquence du signal vidéo S formé est obtenue par analyse spectrale de ce signal.
Selon une variante préférée de ce mode de mise en œuvre, l'analyse spectrale du signal vidéo S formé est réalisée par FFT.
Dans un autre mode de mise en œuvre particulier, l'analyse spectrale du signal vidéo S formé est réalisée par corrélation avec une réplique du signal émis définie a priori.
Selon une variante de ce mode de mise en œuvre, la réplique utilisée correspond à la variation de phase attendue a priori entre les signaux S1 et S2 reçus par les deux sous-antennes pour une fréquence donnée.
Selon une autre variante de ce mode de mise en œuvre, la réplique utilisée correspond aux variations de phase et d'amplitude attendues a priori pour une fréquence donnée et pour le diagramme d'antenne correspondant pour chaque sous-antenne à cette fréquence.
Dans un autre mode de mise en œuvre du procédé selon l'invention, l'antenne mise en œuvre est une antenne comportant une pluralité de sous- antennes large bande agencées pour former deux à deux des bases d'interférométrie, dont une au moins donne une mesure ambiguë de la fréquence du signal radioélectrique émis, l'ambiguïté de la mesure étant levée en associant cette mesure aux mesures réalisées par les autres bases.
Dans un autre mode de mise en œuvre du procédé selon l'invention, on met en œuvre une pluralité de bases d'interférométrie, agencées dans un plan sur 360° autour d'un axe central et en rotation autour de cet axe.
L'invention constitue avantageusement un dispositif peu onéreux qui ne vise pas nécessairement l'obtention d'une précision moyenne quadratique de l'ordre du MHz, dans la mesure où, selon l'application considérée, quelques dizaines de MHz peuvent suffire.
Par ailleurs, cette exigence de faible coût fait rechercher des solutions pouvant tirer parti d'un dispositif réalisant une autre fonction à part entière. L'invention se situe précisément dans ce cadre-là. En effet, elle peut se greffer gratuitement, c'est-à-dire sans ajout matériel, à un dispositif de goniométrie particulier.
Avantageusement le dispositif selon l'invention peut être utilisé à la fois pour détecter un signal, estimer sa fréquence et sa direction d'arrivée.
Il peut également s'appliquer à d'autres domaines de mesure de fréquence, comme le domaine des ondes acoustiques. Les caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux appréciés grâce à la description qui suit, description qui s'appuie sur les figures annexées qui représentent:
- la figurel , le schéma de principe de la base d'interférométrie mise en œuvre par le procédé selon l'invention;
- la figure 2, Le schéma de principe d'un mode de réalisation simple de la chaîne de réception utilisée par le procédé selon l'invention;
- la figure 3, un chronogramme du signal mesuré par le procédé selon l'invention à partir de deux sous-antennes agencées de façon à former une base d'interférométrie non ambiguë;
- la figure 4, le spectrogramme du signal mesuré par le procédé selon l'invention, obtenu par analyse spectrale par FFT du signal S formé à partir des signaux reçus par les sous-antennes constituant une base d'interférométrie non ambiguë;
- la figure 5, le spectrogramme du signal mesuré, obtenu par analyse spectrale par corrélation multi-répliques du signal S formé à partir des signaux reçus par les sous-antennes constituant une base d'interférométrie non ambiguë;
- la figure 6, l'illustration schématique d'une antenne formant une base d'interférométrie non ambiguë;
- la figure 7, l'illustration schématique d'une antenne formant une base d'interférométrie ambiguë;
- la figure 8, un chronogramme du signal mesuré à partir de deux sous-antennes agencées de façon à former une base d'interférométrie ambiguë telle que celle de la figure 7;
- la figure 9, le spectrogramme du signal mesuré, obtenu par analyse spectrale par corrélation multi-répliques du signal S formé à partir des signaux reçus par les sous-antennes constituant une base d'interférométrie ambiguë telle que celle de la figure 7;
- la figure 10, l'illustration schématique d'une antenne constituée deux sous-antennes 101 et 102 omnidirectionnelles dans le plan de rotation, formant un cas particulier de base d'interférométrie ambiguë;
- les figures 1 1 et 12, respectivement le chronogramme et le spectrogramme relatifs à la mesure du signal émis obtenu à partir de deux sous-antennes agencées de façon à former une base d'interférométrie ambiguë telle que celle de la figure 10;
- les figures 13 et 14, des illustrations schématiques d'antennes mise en œuvre par le procédé selon l'invention et permettant de constituer des bases d'interférométrie ambiguës et non ambiguës;
- la figure 15, l'illustration d'un agencement de bases d'interférométrie particulier permettant une mesure instantanée sur 360° des signaux émis par des sources distantes.
- la figure 16, le schéma de principe d'une application mettant en œuvre le procédé selon l'invention pour réaliser une mesure de fréquence grossière du signal reçu, mesure non ambiguë associée à une mesure précise mais ambiguë de la fréquence du signal reçu pour obtenir de manière simple une mesure de fréquence précise et non ambiguë;
la figure 17, un graphique illustrant la façon dont varie, en fonction de la fréquence vraie du signal reçu, la fréquence ambiguë F' obtenue à partir du phasemètre associé aux moyens mettant en œuvre le procédé selon l'invention.
La solution proposée consiste, dans son principe, à utiliser une antenne tournante comprenant une pluralité de sous-ensembles rayonnants distincts, au moins deux sous-ensembles, distants les uns des autres, configurés pour capter les signaux émis, chaque sous-ensemble étant configuré pour donner naissance à une voie de réception séparée. Les sous- ensembles forment une base d'interférométrie en rotation autour d'un axe de façon à couvrir un domaine angulaire donné.
Dans le mode de réalisation le plus simple, très peu onéreux vis-à-vis des solutions conventionnelles, l'antenne selon l'invention, comporte deux voies large bande, qui donnent lieu à l'obtention après démodulation à un signal vidéo en bande étroite.
Dans sa forme générale, comme l'illustre la figure 1 , la base d'interférométrie est constituée par une antenne tournant autour d'un axe de rotation 15 et comportant au moins deux sous-antennes 1 1 et 12 présentant des centres de phase distants entre eux d'une longueur donnée d.
Ainsi, en supposant que les deux éléments de l'antenne formant la base d'interférométrie sont éclairés par une onde plane monochromatique de longueur d'onde λ, la différence de phase ΔΦ entre les signaux S1 et S2, matérialisés par les flèches 13 et 14, reçus respectivement sur les éléments (i.e. les sous-antennes) 1 1 et 12 de l'antenne s'écrit : ΔΦ=2πd/λ sin(Qt) [1 ]
Où Ω est la vitesse de rotation de l'antenne constituant la base et t le temps. Par suite le procédé de mesure fréquentielle selon l'invention consiste principalement connaissant Ω par ailleurs, à mesurer au cours du temps la différence de phase entre S1 et S2 pour en déduire λ et donc la fréquence du signal reçu. L'invention est ainsi basée sur la constitution et l'utilisation d'une base d'interférométrie en rotation autour d'un axe 15 de façon à couvrir un domaine angulaire donné. La base d'interférométrie est constituée d'au moins deux sous-antennes large bande dont les centres de phase 1 1 et 12 sont séparés d'une distance d. Chaque sous-antenne délivre séparément un signal au moyen de réception associé. L'invention consiste ensuite en principe, à amplifier les signaux radioélectriques issus des deux sous-antennes, à transposer en fréquence intermédiaire chaque signal séparément par rapport à un même oscillateur de référence, puis à transposer les signaux démodulés en vidéofréquence. La différence de phase entre les deux signaux vidéo obtenus est ensuite extraite pour en déduire la fréquence du signal reçu.
Dans un mode de réalisation simple, illustré par la figure 2, les signaux radioélectriques S1 et S2 reçus des deux sous-antennes 21 et 22 sont directement démodulés 23 entre eux, un signal démodulant l'autre, sous forme analogique, en radiofréquence (RF), de sorte qu'on obtient un signal S en vidéofréquence représentatif de la différence de phase entre S1 et S2. Par suite, une simple analyse spectrale du signal S par transformée de Fourier par exemple, permet de réaliser une estimation grossière de la mesure de la longueur d'onde, de la fréquence, du signal reçu par les antennes 21 et 22. L'avantage de ce procédé est qu'il permet d'estimer la fréquence d'un signal dont la fréquence peut se situer dans un domaine très étendu, par exemple entre 2 et 18GHz, sans moyens électroniques ni moyens de calcul importants, l'estimation de la fréquence du signal RF reçu par les sous- antennes étant effectuée en vidéofréquence sur le signal S.
La fréquence Fv du signal vidéo S ainsi obtenu à partir des signaux S1 et S2 est liée à la fréquence F du signal radioélectrique reçu par les sous- antennes par un facteur d'échelle qui, pour une antenne donnée, est fonction de la vitesse de rotation de l'antenne :
FV=F d/c sin(Qt)/t [2] où c représente la vitesse de propagation des ondes (3 108m/s typiquement). Par suite, en utilisant l'approximation aux petits angles, valide dans la mesure où la direction de la source de rayonnement est localisée dans l'ouverture de l'antenne, on peut écrire : FV=F Ω d/c [3]
Qd/c représentant le facteur d'échelle.
Ainsi, par exemple, pour une distance d entre les deux centres de phase des sous-antennes 1 1 et 12 égale à 30cm, une fréquence F de 10GHz, et une vitesse angulaire de 1 tour/s (i.e. Ω=2π radians/s), on obtient Fv=63Hz. Le facteur d'échelle est alors égal à 6,3 10"9.
Il est à noter que, si l'antenne est relativement directive, le signal S, issu de la démodulation des signaux S1 et S2 l'un par l'autre, correspond à un tronçon de sinusoïde dont l'amplitude est modulée par la forme du lobe d'antenne. La figure 3 montre l'allure 31 que prend le signal temporel S dans ce cas, et la figure 4 le résultat 41 de l'estimation fréquentielle du signal S, obtenue dans ce même cas. Le signal S, considéré ici à titre d'exemple, est un signal résultant de la démodulation, l'un par l'autre, des signaux S1 et S2 reçus, pour une émission sinusoïdale à 9,87GHz, par deux sous-antennes de longueur 30cm dont les centres de phase sont distants de 30cm, l'antenne globale étant en rotation à 1 tour/s. Par ailleurs, l'analyse spectrale de S est ici réalisée par FFT.
Dans des modes de mise en œuvre alternatifs de l'invention, plus performants en termes de sensibilité et de précision d'estimation mais d'une mise en œuvre moins immédiate, les signaux reçus S1 et S2 peuvent subir, avant traitement, avant combinaison, plusieurs opérations de transposition en fréquence, de filtrage et d'amplification.
De même les signaux S1 et S2 peuvent, selon une forme de mise en œuvre particulière, être séparés en différentes sous-bandes de façon à augmenter la capacité de discrimination en fréquence de l'analyse réalisée. Dans un mode de mise en œuvre préféré de l'invention, illustré par la figure 5, le traitement d'estimation de la fréquence s'effectue, après numérisation du signal S, par corrélation multi-répliques 51 (sous forme numérique), conformément à un traitement adapté.
Dans une forme simple de mise en œuvre la corrélation est effectuée sur la phase seulement. L'opération effectuée pour chaque réplique considérée, est alors la suivante : i o Yk exp((27rjdFk / c) sin(QiAt)) [4] ou : k est l'indice du filtre de corrélation (i.e. l'indice de la réplique 15 considérée);
Fk est la fréquence correspondant au filtre d'indice k;
N est le nombre total d'échantillons du signal utilisé pour le calcul de corrélation;
Δΐ est l'intervalle de temps entre deux échantillons successifs;
20 S, est la valeur du signal démodulé à l'instant i Δΐ;
Yk est l'amplitude en sortie du filtre de corrélation de rang; c est la vitesse de propagation des ondes.
Avantageusement, un tel traitement réduit considérablement par 25 rapport une méthode de traitement non adapté classique, de type FFT, le biais de l'estimation de fréquence. Ainsi sur l'exemple considéré la mesure de fréquence reçue (10GHz) par FFT (9,3GHz), 42, apparaît différente de celle plus fidèle, 52, obtenue par corrélation (9,9GHz).
30 II est à noter que la résolution (ou le pouvoir séparateur) de l'estimateur de fréquence ainsi mis en œuvre peut être évaluée en considérant que la fenêtre d'observation du signal est limitée par l'ouverture angulaire à -3dB de chaque sous-antenne. Ainsi, si l'ouverture angulaire de chaque sous-antenne est A6=c/(F L), où L est la longueur de la sous-antenne, la durée d'observation Tobs est alors égale à: Tobs= ΔΘ/Ω = c/(F L Q) [5]
De sorte que, pour le signal vidéo, la résolution d'analyse est alors donnée par la relation: 5Fv= F L Q/c, [6] tandis que pour le signal hyper on a, d'après la relation [3]:
5F= F L/d [7]
Ainsi, si, comme dans l'exemple illustré par la figure 6, la largeur L de chacune des sous-antennes 1 1 et 12 est égale à la distance entre leurs centres de phase 61 et 62, ce qui est le cas classique d'une antenne monopulse de phase, la résolution du dispositif peut être estimée comme étant sensiblement égale à la fréquence du signal observé.
Par exemple, en considérant une fréquence de F=10GHz, une vitesse de rotation de 1 tour/s, une longueur d'antenne L=30cm, une distance entre les deux centres de phase d=30cm, la résolution d'analyse est 5Fv=63Hz pour le signal vidéo et 5F=10GHz pour le signal hyperfréquence.
Il est de même à noter que la précision d'estimation de la fréquence Of (i.e. l'écart type de la mesure réalisée selon l'invention) est, quant à elle, liée à la résolution d'analyse par le rapport signal-à-bruit. σΡ est donné par les relations suivantes: σΡ = ÔF/ 2,5V2S / B [8] ou encore σΡ = (FL /d) / 2,5 2S7Ë [9]
Ainsi, dans l'exemple précédent, pour un rapport signal-à-bruit de 20dB (i.e. un rapport 100 en échelle linéaire), la précision d'estimation de la fréquence vidéo est de 1 ,8Hz, ce qui correspond à une précision théorique d'estimation de la fréquence du signal reçu de 285MHz, compte tenu du facteur d'échelle.
Pour un rapport signal-à-bruit de 40dB, la précision est de 28,5MHz II est à noter ici que dans la mesure où le rapport signal-à-bruit S/B en réception varie proportionnellement au gain d'antenne Θ=4π8/λ2, on constate que pour une surface d'antenne donnée, la précision est avantageusement indépendante de la fréquence. De ce fait, les exigences concernant la précision de l'estimation de la direction d'arrivée étant généralement indépendantes de la fréquence du signal, il est avantageusement possible de couvrir avec le même dispositif antennaire une bande de fréquence importante, pour peu que lesdites antennes soient aptes à recevoir les signaux dans l'ensemble de cette bande de fréquence. On constate également que la résolution et la précision d'analyse sont indépendantes de la vitesse de rotation Ω. Cependant une erreur sur la valeur de la vitesse de rotation Ω se traduit par une erreur sur la mesure de fréquence elle-même. Dans une forme de mise en œuvre plus sophistiquée que la forme décrite précédemment, la corrélation peut être effectuée sur l'amplitude et sur la phase simultanément. Dans ce cas, la réplique utilisée pour le traitement de corrélation prend en compte la forme du diagramme d'antenne correspondant à chaque fréquence Fk pour laquelle est effectuée la corrélation.
Cette variante permet avantageusement de diminuer les lobes secondaires présents en sortie du filtre de corrélation appliqué au signal, le diagramme d'antenne réalisant une fonction de pondération d'amplitude de la fenêtre d'observation du signal. Ceci permet avantageusement de diminuer le biais d'estimation évoqué précédemment ainsi que la précision de mesure. La fonction de corrélation s'écrit alors : exp((2 dFk / c) sin(niAt)) [1 0] où Gi,k correspond au gain d'antenne dans la direction de pointage θ,=ΩτΔΐ, pour la fréquence Fk.
La résolution n'est par ailleurs pas affectée par cette estimation.
Dans une variante de mise en œuvre de l'invention, la distance d séparant les centres de phase 71 et 72 des sous-antennes 1 1 et 1 2 est choisie, comme l'illustre la figure 7, de façon à être supérieure à la longueur L d'une sous-antenne. De la sorte, la résolution et la précision des mesures réalisées par la méthode de mesure selon l'invention peuvent être avantageusement augmentées.
Les figures 8 et 9 montrent respectivement l'allure 81 du signal démodulé S et celle 91 du résultat de la corrélation, dans le cas où d = 1 01, pour une sous-antenne de longueur 30cm et un signal d'émission à 9,87GHz.
Il est à noter que l'amélioration de la résolution peut également être obtenue en diminuant la longueur de chaque sous-antenne, c'est-à-dire en ouvrant son diagramme de rayonnement. Le cas limite d'une telle solution est cependant celui d'une base d'interférométrie constituée de deux sous- antennes 1 01 et 1 02 omnidirectionnelles dans le plan de rotation, dont les centres de phase sont séparés d'une distance d, comme le montre la figure 10. Une telle variante de mis en œuvre s'avère, en particulier, avantageuse lorsque le bilan de portée ne nécessite pas un gain d'antenne important.
A titre d'exemple, les figures 1 1 et 1 2 montrent respectivement l'allure
1 1 1 du signal démodulé S et celle 1 21 du résultat de la corrélation, pour une base d'antenne de 30cm constituées de deux antennes omnidirectionnelles dans le plan de rotation, pour un signal d'émission à 9,83GHz. Il est à noter, que lorsque l'antenne est également utilisée pour estimer la position angulaire de la cible, l'estimation angulaire devient ambiguë dès que la distance entre les deux centres de phase 1 1 et 12 est supérieure à la longueur L d'une sous-antenne. Dans ce cas, il peut être nécessaire d'utiliser comme base d'interférométrie une antenne comportant une pluralité de sous-antennes 131 , 132, 13n, autrement dit plus de deux sous-antennes, telle que celle illustrée par la figure 13, de façon à lever les ambiguïtés.
On peut à cet effet, par exemple, utiliser une antenne comportant trois sous-antennes, comme l'illustre la figure 14, deux sous-antennes 141 et 142 identiques et jointives qui constituent une première base d'interférométrie 144 réalisant une première mesure non ambiguë, et une troisième sous- antenne 143 identique aux deux premières et associée à l'une d'entre elles, pour constituer une seconde base d'interférométrie 145 réalisant une mesure ambiguë mais plus précise.
Dans un tel cas d'utilisation, les traitements décrits précédemment sont appliqués en parallèle sur les deux couples de sous-antennes 144 et 145. L'estimation obtenue à l'aide du premier couple permet de déterminer une première estimation non ambiguë mais grossière de la fréquence.
Le deuxième couple fournit quant à lui plusieurs estimations possibles de la fréquence, du fait de l'ambiguïté. L'estimation la plus proche de celle réalisée par le premier couple est retenue comme valide.
Le principe peut être étendu en augmentant le nombre de sous- antennes, et en associant ces sous-antennes deux par deux de façon à élaborer plusieurs mesures indépendantes. Les différentes estimations sont alors corrélées entre elles pour en déduire la direction d'arrivée la plus probable. II est également à noter que, dans le cas où l'on souhaite augmenter la probabilité d'interception du dispositif, il est possible, comme l'illustre la figure 15, de mettre en œuvre l'invention en utilisant plusieurs bases antennaires 151 comportant au moins deux sous-antennes, pour former un polyèdre constitué de bases fixes, l'ensemble tournant autour d'un axe de rotation central 1 52, le système résultant pouvant avantageusement couvrir jusqu'à 360 ° instantanément.
Un exemple d'un tel système est représenté figure 1 5, en vue de dessus. Dans une telle configuration de l'invention, chaque base d'interférométrie 1 51 traite de façon identique sans recouvrement ou avec peu de recouvrement, une partie du domaine angulaire à surveiller.
La figure 1 6 présente un schéma de principe où l'invention permet de faire une mesure de fréquence très précise, moyennant l'ajout d'un simple étage de fréquencemètre classique 1 61 à ligne-à-retard (LAR), de structure bien connue.
Conformément à ce schéma, le signal radiofréquence reçu est prélevé sur l'une des deux voies S1 ou S2, en l'occurrence ici S2, après amplification RF. Après division, ce signal est acheminé par deux voies distinctes aux deux entrées d'un phasemètre 1 62, l'une des voies est une voie directe, sans retard, tandis que l'autre voie est une voie induisant un retard τ. Le résultat est un déphasage Δφ' = 2 F .
Pour peu que le retard τ soit suffisamment grand, une petite variation de fréquence F peut engendrer une variation de phase au niveau du signal mesuré, variation dont la valeur est grande par rapport à l'erreur intrinsèque de mesure de phase. Par suite, après conversion du déphasage Δφ' en fréquence F' à l'aide d'une table 163, on obtient une mesure de fréquence très précise. Cependant, cette mesure de fréquence est une mesure ambiguë. En effet, comme le montre la figure 1 7, le phasemètre ne mesurant la phase qu'à 2k près, la fréquence F' 1 71 repliée sur une plage valant 1 /τ. Autrement dit, F' est définie modulo 1 /τ. Néanmoins, pour peu que la précision de mesure 1 63 de la fréquence F du signal RF déterminé au moyen du procédé selon l'invention soit suffisante pour déterminer, avec une probabilité suffisante, la bande de fréquence Bn (la largeur de la bande Bn étant égale 1 /τ) dans laquelle se situe la fréquence Fvraie du signal RF, l'association de la mesure non ambiguë de fréquence réalisé par le procédé selon l'invention, à la mesure de fréquence réalisée au moyen du fréquencemètre, mesure précise mais ambiguë, permet avantageusement donc de lever les ambiguïtés et par conséquent, de déterminer une fréquence F" dépourvue d'ambiguïté et ayant la précision de F'.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de mesure de la fréquence porteuse du signal radioélectrique émis par un émetteur distant, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une antenne comportant au moins deux sous- antennes (1 1 , 12) situées dans le même plan, en rotation autour d'un axe (15) à une vitesse de rotation Ω, et dont les centres de phase (61 , 62) sont séparés d'une distance d, les sous-antennes étant associées pour former une base d'interférométrie (144); les signaux radioélectriques S1 et S2 reçus par les deux sous-antennes étant traités conjointement pour former un signal vidéo S, fonction de la différence de phase existant entre les signaux radioélectriques S1 et S2 captés par ces sous-antennes (1 1 , 12), dont on mesure la fréquence; la mesure de la fréquence du signal radioélectrique émis par l'émetteur étant égale, à un facteur d'échelle près, à la mesure de la fréquence du signal vidéo S formé, ledit facteur d'échelle étant fonction de la vitesse de rotation.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le facteur d'échelle est égal à Qd/c, c représentant la vitesse de propagation des ondes.
3. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal vidéo S formé est obtenu en démodulant le signal S1 reçu par une sous-antenne par le signal S2 reçu par l'autre sous-antenne.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une antenne monopulse de phase, comportant deux sous-antennes (1 1 , 12) dont les centres de phase (61 , 62) sont espacés d'une distance d sensiblement égale à la largeur L d'une sous-antenne.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'estimation de la fréquence du signal vidéo S formé est obtenue par analyse spectrale de ce signal.
6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'analyse spectrale du signal vidéo S formé est réalisée par FFT.
7. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'analyse spectrale du signal vidéo S formé est réalisée par corrélation avec une réplique du signal émis définie a priori.
8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que la réplique utilisée correspond à la variation de phase attendue a priori entre les signaux S1 et S2 reçus par les deux sous-antennes (61 , 62) pour une fréquence donnée.
9. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que la réplique utilisée correspond aux variations de phase et d'amplitude attendues a priori pour une fréquence donnée et pour le diagramme d'antenne correspondant pour chaque sous-antenne à cette fréquence.
10. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une antenne comportant une pluralité de sous-antennes (131 , 132, 13n) en rotation autour d'un axe (15), agencées pour former deux à deux des bases d'interférométrie (144, 145), dont une au moins (145) donne une mesure ambiguë de la fréquence du signal radioélectrique émis, l'ambiguïté de la mesure étant levée en associant cette mesure aux mesures réalisées par les autres bases (144).
1 1 . Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une pluralité de bases d'interférométrie (151 ) agencées dans un plan sur 360° autour d'un axe central (152) et en rotation autour de cet axe.
12. Procédé pour réaliser une mesure précise F" de la fréquence Fvraie du signal émis par un émetteur distant à l'aide d'une base d'interférométrie (21 , 22), caractérisé en ce qu'il réalise une mesure F' de la fréquence du signal émis à partir d'une mesure de la phase (162) du signal RF reçu par la base d'interférométrie (21 , 22), cette mesure de fréquence présentant une ambiguïté systématique, et qu'il associe cette mesure ambiguë F' à la mesure F réalisée par mise en œuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes pour lever l'ambiguïté et déterminer une mesure non ambigu F" de la fréquence du signal reçu par la base d'interférométrie.
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