DE69723483T2 - Autonomes Landeführungssystem - Google Patents

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    • Y02A90/10—Information and communication technologies [ICT] supporting adaptation to climate change, e.g. for weather forecasting or climate simulation

Description

  • ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
  • Diese Patentanmeldung ist von der Hauptanmeldung Nr. 97926649.1 geteilt und betrifft die gleichzeitig anhängige Ausscheidungsanmeldung Nr. 00114078.9.
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Monopulsradar und insbesondere den Monopulsradar, welcher herkömmlich für die luftgestützte Wettererkennung verwendet wird.
  • Die erwarteten Zunahmen im Luftverkehrsvolumen sowie der wirtschaftliche Druck auf die Luftverkehrsgesellschaften, die Betriebskosten zu senken, treiben die Entwicklung eines Luftbeförderungssystems an, welches unter allen Sichtbedingungen mit maximaler Kapazität arbeitet. Verschiedene Gefahren für die Flugsicherheit tauchen jedoch auf oder werden während des Betriebs bei verminderter Sicht verstärkt. Diese Gefahren umfassen: Aufprall auf das Gelände, welches den Flughafen umgibt, Versagen, die beabsichtigte Landebahn zu treffen und Versagen, auf der Landebahn, Rollbahn vorhandene oder sonstige im Weg des Luftfahrzeugs befindliche Hindernisse zu entdecken. Aus diesen Gründen erlegt das Luftverkehrssteuerungssystem Flughäfen Minima Anforderungen an die der Wolkenuntergrenze und Sichtbedingungen auf der Landebahn auf, welche bestimmen, unter welchen Bedingungen der Flughafen Lande- und Startverkehr erlauben kann. Diese Minima wurden zur Gewährleistung entworfen, dass die Flugbesatzung über genug Informationen verfügt, um die richtige Landebahn zu treffen und Kollisionsgefahren beim Start und beim Landeanflug zu vermeiden.
  • Zusätzlich erfordert der Flughafenbetrieb bei geringer Sicht auch, dass die Luftverkehrssteuerung Lande- und Startverkehr voneinander durch eine größere Entfernung trennt. Die Nettowirkung der verstärkten Trennung ist die Verringerung der Anzahl der Luftfahrzeuge, welche der Flughafen in einem bestimmten Zeitraum bewältigen kann.
  • Die Lockerung der gegebenen Minima für einen Flughafen ist möglich, wenn sowohl die Luftfahrzeuge als auch der Flughafen raffinierte Präzisionsleitgeräte aufweisen. Präzisionsleitgeräte (z. B. Instrumentenlandesystem (ILS) oder Mikrowellenlandesysteme) verbessern die Sicherheit, mit welcher das Luftfahrzeug den passenden Luftweg zur richtigen Landebahn einschlagen und beibehalten kann. Flughäfen, welche diese Präzisionsleitgeräte aufweisen, genießen eine verbesserte Kapazität während Zeiten geringer Sicht gegenüber Flughäfen ohne diese Geräte. Diese Geräte sind jedoch teuer in Anschaffung und Instandhaltung, und viele Flughäfen weisen Geräte dieses Typs nicht auf. Ferner erfordern diese Systeme spezialisiertes Gerät sowohl an Bord des Luftfahrzeugs als auch auf dem Flughafen. Zusätzlich versieht die Anwendung dieser Systeme den Flughafen noch immer nicht mit der gleichen Kapazität, welche während Zeiten uneingeschränkter Sicht vorhanden ist, da noch immer Fluggefahren aufgrund der verminderten Sicht existieren.
  • Bestimmte zur Warnung vor diesen potentiellen Gefahren geeignete Systeme werden gegenwärtig hergestellt. Unter diesen Systemen sind diejenigen führend, welche zur Verhinderung von Unfällen beim kontrollierten Flug im Gelände entworfen sind. Unfälle beim kontrollierten Flug im Gelände führen gegenwärtig zur größten Anzahl von Luftverkehrsopfern, wobei das Risiko beim Betrieb unter Bedingungen mit geringer Sicht stark ansteigt. Die Technik zur Vermeidung von kontrolliertem Flug im Gelände umfasst Bodennäherungswarnsysteme und Geländeerfassungs- sowie -Anzeigesysteme.
  • Bodennäherungswarnsysteme verwenden Höheninformationen von Funkhöhenmessern und barometrischen Höhenmessern in Verbindung mit den Geschwindigkeits- und Steigeigen schaften eines einzelnen Luftfahrzeugs zur Warnung der Flugbesatzung, dass sich das Luftfahrzeug dem Gelände gefährlich schnell nähert. Die Bodennäherungswarnsysteme können der Flugbesatzung eines Luftfahrzeugs auch zusätzliche Alarmsignale, beispielsweise durch die Warnung vor einer Abweichung des Luftfahrzeugs unter den Gleitweg oder bei einer ungeeigneten Fluglage oder Konfiguration des Luftfahrzeugs, bereitstellen. Typische Beispiele für Bodennäherungswarnsysteme werden im U.S.-Patent Nr. 3,946,358 mit dem Titel „Aircraft Ground Proximity Warning Instrument" und im U.S.-Patent Nr. 4,914,436 mit dem Titel „Ground Proximity Approach Warning System Without Landing Flap Input" offenbart, welche hiermit beide durch Verweis aufgenommen sind.
  • Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme kombinieren Bodennäherungswarnsystemtechnik mit Navigationsdaten, einer eingebauten Geländedatenbank und existierender Cockpitanzeigetechnik, wie beispielsweise Wetterradar in Farbe, elektronischer Fluginstrumentensysteme (EFIS) und Landkartenanzeigen. Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme stellen „vorausschauende" Geländewarnungen durch Verwendung der gegenwärtigen Positionen des Luftfahrzeugs und einer Geländedatenbank bereit, um die zukünftige Position des Luftfahrzeugs hinsichtlich des Geländes vorherzusagen. Ein typisches Beispiel für ein Geländeerfassungssystem wird in der gleichzeitig anhängigen Anmeldung mit der Seriennummer 08/509,660, aufgenommen am 31.07.95, mit dem Titel „Terrain Awareness System" von Muller et al., mit der Anwaltsregistriernummer 543-94-001 und dem gleichen Zessionar wie der vorliegenden Patentanmeldung übertragen, beschrieben.
  • Obwohl die Bodennäherungswarnsysteme und Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme, welche in den oben erwähnten Referenzwerken beschrieben werden, das Risiko des kontrollierten Flugs im Gelände im weltweiten Flugwesen stark reduziert haben, weisen sowohl Bodennäherungswarnsysteme als auch Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme einige Einschränkungen auf. Keines dieser Systeme „sieht" tatsächlich das Gelände oder andere Hindernisse vor dem Luftfahrzeug. Bodennäherungswarnsysteme unterscheiden die Höhensignale des Luftfahrzeugs, um abnorm hohe Annäherungsraten an das Gelände zu erfassen. Folglich könnte ein durch Diskontinuitäten in Geländeprofilen, wie beispielsweise eine Klippe, ausgelöstes Alarmsignal zu spät kommen, um einen Unfall zu verhindern. Die raffiniertere „Vorausschau"-Funktion von Geländeerfassungs- und -Anzeigesystemen vergleicht Luftfahrzeugspositionsdaten, entweder auf der Grundlage der Koppelnavigation oder eines Satellitennavigationssystems (Gobal Positioning System, GPS), mit einer gespeicherten Geländekarte, um die wahrscheinliche Position des Luftfahrzeugs relativ zum Gelände zu kalkulieren und zu bestimmen, ob eine Kollision mit dem Gelände droht. Dieses System kann jedoch keine drohenden Kollisionen aufgrund von Hindernissen erkennen, welche nicht in der Datenbank enthalten sind. Beispielsweise wären temporäre Strukturen, wie beispielsweise Baukräne, nicht in der Datenbank abgebildet. Zusätzlich hängt die Integrität der Warnfunktion unmittelbar von der Integrität der Luftfahrzeugspositionsdaten ab. Fehler bei der Luftfahrzeugsposition könnten die Warnzeit verringern, welche der Flugbesatzung gegeben wird. Zusätzlich sind auch nicht feststehende Geländemerkmale und nicht feststehende Gefahrenstellen im Geländebedrohungen, wie beispielsweise Luftfahrzeuge oder Fahrzeugverkehr auf der Landebahn, nicht ohne Weiteres von typischen Bodennäherungswarnsystemen feststellbar. Folglich sind diese Systeme als ein Mittel zur Lockerung von Flughafensichtminima und zur Steigerung von Flughafenkapazitäten ungeeignet.
  • Radar weist das Potential auf, die Flugbesatzung mit Echtzeitgeländeinformationen zu versorgen, welche sowohl von einer kalkulierten Position als auch einer im Computer gespeicherten Geländedatenbank unabhängig sind. Der einzige Radar jedoch, welcher sich normalerweise an Bord von nichtmilitärischen Luftfahrzeugen befindet, ist der Wetterradar. Der Wetterradar weist Eigenschaften auf, welche ihn nicht optimal zur spezifischen Erfassung von Gefahrenstellen im Gelände machen. Existierende Wetterradarantennen weisen einen begrenzten Höhenpfeilungswinkel auf. Das zusätzliche Gewicht und die Kosten eines geeigneten Radars zur Geländeerfassung zusätzlich zum schon erforderlichen Wetterradar verbieten die Verwendung eines Radarsystems nur für Gelände. Durch die Verwendung dieser zusätzlichen Radarinformationen könnte jedoch zusätzliche Sicherheit und eine Steigerung der Flughafenkapazität verwirklicht werden.
  • Die Verwendung von einem Radar in Luftfahrzeugen zur Erfassung dieser Gefahrenstellen bereitet jedoch auch einzigartige Schwierigkeiten. Die effektive Echtzeitidentifikation von Geländemerkmalen und die Feststellung einer Gefahrenstelle im Gelände erfordern die Auflösung von eng stehenden Zielen, beispielsweise eng stehenden Funkmasten. Die typische Monopuls-Wetterradarantenne empfängt und sendet Daten durch die Summen- und Deltakanäle. Beinahe alle gegenwärtigen Radaranwendungen setzen nur diese zwei Summen- und Deltakanäle ein, welche zur Gewinnung von Informationen über die Abweichungswinkel von der Sichtlinie manipuliert werden. Radaranwendungen, welche ausschließlich die Summen- und Deltakanäle einsetzen, sind nicht in der Lage, eng stehende Ziele aufzulösen. Die Monopulsmessung ist nur genau, wenn ein einzelnes Ziel im Radarstrahl vorhanden ist. Wenn mehrere Ziele im Strahl vorhanden sind oder wenn das Ziel weit verteilt ist, wird die Monopulsmessung verwirrt: der Summenkanal zeigt eine Verbreiterung aber keine Unterscheidung zwischen den Zielen, der Deltakanal zeigt eine Verbreiterung und einen Nullpunkt zwischen den Zielen, er zeigt jedoch keine Trennung zwischen den Zielen. Die herkömmliche Monopulswinkelmessung ist nicht in der Lage, zwei eng stehende Ziele zu trennen; bekannte Monopuls-Schärfungsverfahren können das Bild sogar verschlechtern. Folglich ist es schwierig gewesen, mehrere Ziele oder weit verteilte Ziele zu unterscheiden, wenn sie gleichzeitig im Radarstrahl vorhanden sind. Derartige Ziele sind wahrscheinlich in der Umgebung eines Flughafens vorhanden.
  • Ferner arbeitet der Wetterradar typischerweise bei einer Wellenlänge, welche auf die Reflektion von kleinen Wassertröpfchen optimiert wurde. Diese Wellenlänge stellt zusätzliche Probleme beim Versuch, große und/oder eng stehende Ziele aufzulösen.
  • Bestimmte zur Warnung vor potentiellen Gefahren im Flugverkehr geeignete Systeme werden gegenwärtig hergestellt. Unter diesen Systemen sind diejenigen führend, welche zur Verhinderung von Unfällen beim kontrollierten Flug im Gelände entworfen sind. Unfälle beim kontrollierten Flug im Gelände führen gegenwärtig zur größten Anzahl von Luftverkehrsopfern, wobei das Risiko beim Betrieb unter Bedingungen mit geringer Sicht stark ansteigt. Die Technik zur Vermeidung von kontrolliertem Flug umfasst im Gelände Bodennäherungswarnsysteme und Geländeerfassungs- sowie -Anzeigesysteme.
  • Bodennäherungswarnsysteme verwenden Höheninformationen von Funkhöhenmessern und barometrischen Höhenmessern in Verbindung mit den Geschwindigkeits- und Steigeigenschaften eines einzelnen Luftfahrzeugs zur Warnung der Flugbesatzung, dass sich das Luftfahrzeug dem Gelände gefährlich schnell nähert. Die Bodennäherungswarnsysteme können der Flugbesatzung eines Luftfahrzeugs auch zusätzliche Alarmsignale, beispielsweise durch die Warnung vor einer Abweichung des Luftfahrzeugs unter den Gleitweg oder bei einer ungeeigneten Fluglage oder Konfiguration des Luftfahrzeugs, bereitstellen.
  • Typische Beispiele für Bodennäherungswarnsysteme werden im U.S.-Patent Nr. 3,946,358 mit dem Titel „Aircraft Ground Proximity Warning Instrument" und im U.S.-Patent Nr. 4,914,436 mit dem Titel „Ground Proximity Approach Warning System Without Landing Flap Input" offenbart, welche hiermit beide durch Verweis aufgenommen sind.
  • Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme kombinieren Bodennäherungswarnsystemtechnik mit Navigationsdaten, einer eingebauten Geländedatenbank und existierender Cockpitanzeigetechnik, wie beispielsweise Wetterradar in Farbe, elektronischer Fluginstrumentensysteme (EFIS) und Landkartenanzeigen. Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme stellen „vorausschauende" Geländewarnungen durch Verwendung der gegenwärtigen Positionen des Luftfahrzeugs und einer Geländedatenbank bereit, um die zukünftige Position des Luftfahrzeugs hinsichtlich des Geländes vorherzusagen. Ein typisches Beispiel für ein Geländeerfassungssystem wird in der gleichzeitig anhängigen Anmeldung mit der Seriennummer 08/509,660, aufgenommen am 31.07.95, mit dem Titel „Terrain Awareness System" von Muller et al., mit der Anwaltsregistriernummer 543-94-001 und dem gleichen Zessionar wie der vorliegenden Patentanmeldung übertragen, ebenso beschrieben wie im U.S.-Patent Nr. 4,646,244.
  • Obwohl die Bodennäherungswarnsysteme und Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme, welche in den oben erwähnten Referenzwerken beschrieben werden, das Risiko des kontrollierten Flugs im Gelände im weltweiten Flugwesen stark reduziert haben, weisen sowohl Bodennäherungswarnsysteme als auch Geländeerfassungs- und -Anzeigesysteme einige Einschränkungen auf. Keines dieser Systeme „sieht" tatsächlich das Gelände oder andere Hindernisse vor dem Luftfahrzeug. Bodennäherungswarnsysteme unterscheiden die Höhensignale des Luftfahrzeugs, um abnorm hohe Annäherungsraten an das Gelände zu erfassen. Folglich könnte ein durch Diskontinuitäten in Geländeprofilen, wie beispielsweise eine Klippe, ausgelöstes Alarmsignal zu spät kommen, um einen Unfall zu verhindern. Die raffiniertere „Vorausschau"-Funktion von Geländeerfassungs- und -Anzeigesystemen vergleicht Luftfahrzeugspositionsdaten, entweder auf der Grundlage der Koppelnavigation oder eines Satellitennavigationssystems (Global Positioning System, GPS), mit einer gespeicherten Geländekarte, um die wahrscheinliche Position des Luftfahrzeugs relativ zum Gelände zu kalkulieren und zu bestimmen, ob eine Kollision mit dem Gelände droht. Dieses System kann jedoch keine drohenden Kollisionen aufgrund von Hindernissen erkennen, welche nicht in der Datenbank enthalten sind. Beispielsweise wären temporäre Strukturen, wie beispielsweise Baukräne, nicht in der Datenbank abgebildet. Zusätzlich hängt die Integrität der Warnfunktion unmittelbar von der Integrität der Luftfahrzeugspositionsdaten ab. Fehler bei der Luftfahrzeugsposition könnten die Warnzeit verringern, welche der Flugbesatzung gegeben wird. Zusätzlich sind auch nicht feststehende Geländemerkmale und nicht feststehende Gefahrenstellen im Gelände, wie beispielsweise Luftfahrzeuge oder Fahrzeugverkehr auf der Landebahn, nicht ohne Weiteres von typischen Bodennäherungswarnsystemen feststellbar.
  • Radar weist das Potential auf, die Flugbesatzung mit Echtzeitgeländeinformationen zu versorgen, welche sowohl von einer kalkulierten Position als auch einer im Computer gespeicherten Geländedatenbank unabhängig sind. Der einzige Radar jedoch, welcher sich normalerweise an Bord von nichtmilitärischen Luftfahrzeugen befindet, ist der Wetterradar. Der Wetterradar weist Eigenschaften auf, welche ihn nicht optimal zur spezifischen Erfassung von Gefahrenstellen im Gelände machen. Beispielsweise arbeitet der Wetterradar typischerweise bei einer Wellenlänge, welche auf die Reflektion von kleinen Wassertröpfchen optimiert wurde.
  • Diese Wellenlänge stellt zusätzliche Probleme beim Versuch, große und/oder eng stehende Ziele aufzulösen. Existierende Wetterradarantennen weisen auch einen begrenzten Höhenpfeilungswinkel auf.
  • Das zusätzliche Gewicht und die Kosten eines geeigneten Radars zur Geländeerfassung zusätzlich zum schon erforderlichen Wetterradar verbieten die Verwendung eines Radarsystems nur für Gelände. Durch die Verwendung dieser zusätzlichen Radarinformationen könnte jedoch zusätzliche Sicherheit verwirklicht werden.
  • GB 2 292 032 beschreibt ein Radarentfernungssystem für ein luftgestütztes Monopuls-Bodenentfernungsradarsystem, wobei die Summen-, Azimutdifferenz- und Höhendifferenzsignale, welche aus mehreren statistisch unabhängigen Radarechos abgeleitet wurden, analysiert werden, um eine Schätzung der Orientierung auf einer iso-Wahrscheinlichkeitsdichtefläche zu erhalten, welche (hinsichtlich entsprechender Koordinatenachsen) Summen-, Azimutdifferenz- und Höhendifferenz-Amplitudenkombinationen einer bestimmten Wahrscheinlichkeitsdichte definiert. Die Orientierung auf dieser iso-Wahrscheinlichkeitsfläche zeigt die Zielhöhe von der Mittelachse an und ist unabhängig von jeder Bodenneigung quer zum Flugweg.
  • In einer praktischen Ausführungsform (8) werden die zwei Differenzen zunächst in getrennte phasengleiche und Blind-Komponenten A', A'', E', E'' relativ zum Summensignal S aufgeteilt. Dann werden Varianzen und Kovarianzen dieser vier Komponenten und des Summensignals abgeleitet und eine entsprechende Funktion daraus berechnet.
  • KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung verwendet die Erfindung Monopulsstrahlschärfung der Wetterradarsignale zur weiteren Verbesserung der Fähigkeit des Wetterradars, als ein Radar zur Gelände- und Hinderniserkennung verwendet zu werden. Die Monopulsstrahlschärfungsfunktion der vorliegenden Erfindung verwendet einen neuen verteilten Monopulskanal, Delta_D, welcher empfindlicher auf den Signal/Stör-Abstand reagiert als der herkömmlich verwendete Deltakanal, wodurch die Auflösung von mehreren Zielen im Radarstrahl verbessert wird.
  • Die Erfindung stellt ein Monopulsradarsystem bereit, welches Folgendes umfasst:
    eine Radarantenne zur Abstrahlung und zum Empfang von Monopulsradarsignalen durch einen Summenanschluss und einen Differenzanschluss;
    einen Monopulsradarsender und einen Monopulsradarempfänger zur Erzeugung und Detektion der Monopulsradarsignale, wobei der Sender und der Empfänger an die Antenne angekoppelt sind;
    einen Signalprozessor, welcher an die Antenne angekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalprozessor Folgendes umfasst:
    Mittel zur Erzeugung eines Summenquadratkanals,
    Mittel zur Erzeugung eines Differenzquadratkanals, und
    Mittel zur Erzeugung eines Delta_d-Kanals.
  • Die Erfindung kann mehrere oder eng stehende Ziele durch Zeit-Multiplexing des herkömmlichen Monopulskanals mit dem Delta_D-Kanal zur Bereitstellung einer genaueren Winkelmessung für Ziele auf jeder Seite des Strahls unterscheiden. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verwendet die Erfindung neue Verfahren zur Monopulsstrahlschärfung für eine sogar noch größere Zielauflösung innerhalb des Strahls. Folglich überwindet die vorliegende Erfindung die Einschränkungen der Verwendung des Wetterradars für die Gelände-, Hindernis- und Merkmalerfassung.
  • Gemäß wieder einem anderen Gesichtspunkt der Erfindung werden die Navigations-, Leit- und/oder Kollisionsinformationen, welche via Wetterradar erfasst und/oder aktualisiert werden, auf einer Cockpitanzeige des Luftfahrzeugs, wie beispielsweise einem Head-Up-Display, dargestellt. Auch andere visuelle Displays können verwendet werden. Das Display stellt ein künstliches Bild der Landebahn bereit, welches der tatsächlichen Landebahn entspricht, wie sie vom Cockpit aus gesehen wird. Das künstliche Landebahnbild kann auch andere Symbole, wie beispielsweise eine Flugweganzeige, eine erweiterte Landebahnmittellinie und Aufsetzzonensymbole, enthalten. Diese Symbole können wahlweise mit Daten verschmolzen werden, welche von anderen Sensoren erzeugt worden sind. Das Display arbeitet zur Verbesserung der situationsbezogenen Erfassung durch die Flugbesatzung zur Steigerung der Sicherheit und zur Erleichterung der Landung bei Bedingungen mit geringer Sicht.
  • Die verschiedenen Merkmale der vorliegenden Erfindung können verwendet werden, um die Sichtminima an Flughäfen zu verringern, ohne dass der Flughafen selbst gefordert wäre, teures oder spezialisiertes Gerät zu erwerben. Die verringerten Minima können ihrerseits die Kapazität des Flughafens während Perioden eingeschränkter Sicht steigern. Folglich können beispielsweise Luftfahrzeuge, welche mit der vorliegenden Erfindung ausgerüstet sind, auf Flughäfen landen, welche nur Sichtminima der Kategorie I aufweisen, wenn die tatsächlich vorhandenen Bedingungen der Kategorie III entsprechen und der Flughafen normalerweise geschlossen werden würde.
  • Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend beschrieben.
  • Genauso ergänzt die vorliegende Erfindung das Verkehrswarn- und Kollisionsvermeidungssystem durch Bereitstellung von Warnungen über potentielle Landebahn- oder Kollisionen in der Luft, sogar wenn das eindringende Luftfahrzeug nicht mit einem Luftverkehrssteuerradar-Ortungssystemtransponder ausgerüstet ist.
  • Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung verwendet die Erfindung den Wetterradar des Luftfahrzeugs zur Geländeerfassung vor dem Luftfahrzeug. Die Verwendung des Wetterradars vermeidet die Kosten- und Gewichtsnachteile, welche mit der Verwendung eines geeigneten getrennten Geländeradarsystems verbunden sind. Die Gelände- und Hinderniswarnfunktionen der vorliegenden Erfindung können in derartiger Weise implementiert werden, dass sie die Wetter- und Windscherungserfassungsfunktionen nicht beeinträchtigen, welche der Wetterradar durchführen muss.
  • Gemäß wieder einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung können Gelände und Hindernisse, welche von der vorliegenden Erfindung erfasst wurden, der Flugbesatzung durch Verwendung einer Cockpit-Displayvorrichtung angezeigt werden. Das Cockpit-Display kann beispielsweise eine Überlagerung des Wetter-Displays im Cockpit, ein EFIS-Display oder ein Head-Up-Display sein.
  • Gemäß noch einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung kann die Erfindung in andere Funktionen in einem Luftfahrzeug integriert und in Verbindung mit ihnen verwendet werden, wie beispielsweise mit existierenden Bodennäherungswarnvorrichtungen oder zur Erleichterung von Notsinkflügen.
  • Genauso ergänzt die vorliegende Erfindung das Verkehrswarn- und Kollisionsvermeidungssystem durch Bereitstellung von Warnungen über potentielle Landebahn- oder Kollisionen in der Luft, sogar wenn das eindringende Luftfahrzeug nicht mit einem Luftverkehrssteuerradar-Ortungssystemtransponder ausgerüstet ist.
  • Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend detaillierter beschrieben.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1a illustriert die Anwendung der autonomen Landeleitung in einem typischen Flughafenszenario gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 1b illustriert die Anwendung der autonomen Landeleitung in einem typischen Flughafenszenario gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 1c illustriert die Anwendung der autonomen Landeleitung in einem typischen Flughafenszenario gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 2 ist ein Blockdiagramm der höchsten Systemebene einer autonomen Landeleitfunktion gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 3 ist ein Blockdiagramm des Systems einer autonomen Landeleitfunktion gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 4 zeigt die Sende-/Empfangswellenform, welche in einer bevorzugten Ausführungsform des autonomen Landeleitmodus der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
  • 5 illustriert ein Beispiel einer gespeicherten Merkmalsdatenbank gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 6 illustriert einen Signalverarbeitungsalgorithmus für die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion und die Schärfungsfunktion der Azimutposition gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 7a illustriert die Radarauflösung bei schmaler Bandbreite der beherrschenden Streuvorrichtungen eines Funkturms;
  • 7b illustriert die Radarauflösung der beherrschenden Streuvorrichtungen eines Funkturms unter Verwendung eines Radars mit großer Bandbreite gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 8a illustriert gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Gültigkeitsbereichsgatter, welches ein Signal/Rausch-Verhältnis aufweist, welches eine vorgewählte Schwellenwerteinstellung übersteigt;
  • 8b illustriert den Einfallswinkel eines Gültigkeitsbereichsgatters gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 8c illustriert sowohl die Höhenausdehnung oder die Geländeüberdeckung als auch den Ausdehnungsbereich für ein Gültigkeitsbereichsgatter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 9 illustriert das Konzept der Azimutstrahlschärfung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 10 illustriert den Antennenabtastwinkel in Grad versus der relativen Amplitude für sowohl ein Echtstrahlbild als auch ein Monopuls-geschärftes Bild gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 10a illustriert Übersetzungsfehler zwischen einem Referenzbild und einem vom Radar abgeleiteten Bild gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 10b illustriert die Autokorrelation des Referenzbilds und die Korrelation des Referenzbilds mit dem Radarbild;
  • 11 zeigt ein Beispiel von Daten des autonomen Landeleitmodus, wie sie auf einem Head-Up-Display gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angezeigt werden;
  • 12 illustriert das Signal/Rausch-Verhältnis des Gelände- und Hinderniserkennungsmodus für das Gelände und die Landmarken mit dazwischen liegendem Regen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 13 illustriert die Signal/Störechoabstände für verschiedene Landebahnhindernisziele gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 14 zeigt die Leistungskurve der Höhenmessung des autonomen Landeleitsystems in einer typischen Luftverkehrsflugzelle für Gelände mit dazwischen liegendem Regen versus Entfernung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 15 zeigt einen Signalverarbeitungsalgorithmus für eine Erkennungsfunktion für Landebahnhindernisse gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 16 illustriert die Logikfunktion für den Schwellenwertvergleich und die Annahme der Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion gemäß einer Ausführungsform der Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion der vorliegenden Erfindung;
  • 17a illustriert die Verschachtelung von Wetter-, Windscherungsdaten und Daten des autonomen Landeleitmodus bei Bedingungen ohne das Vorhandensein von Windscherung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 17b illustriert die Verschachtelung von Wetter-, Windscherungsdaten und Daten des autonomen Landeleitmodus bei Bedingungen mit Vorhandensein von Windscherung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 18 ist ein Funktionsblockdiagramm der Radarfunktion der autonomen Landeleitung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 19 illustriert eine Ausführungsform des Radarantennensystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 20 illustriert das Funktionsdiagramm des Festkörperradarsenders gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 21 illustriert ein Funktionsdiagramm des Radarerregers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 22 illustriert ein Funktionsdiagramm des Hochfrequenz-Radarempfängers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 23 illustriert ein Funktionsdiagramm des Zwischenfrequenz-Radarempfängers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 24 illustriert ein Funktionsdiagramm der Synchronisiereinheit des Radars gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 25 illustriert ein Funktionsdiagramm des Vorpro zessors/Digitalimpulsverdichters des Radars gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 26 ist ein Funktionsdiagramm der Verarbeitungsfunktion, welche die Frequenzbereichsimpulsverdichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung durchführt;
  • 27 illustriert ein Funktionsdiagramm der digitalen Vorfilterung des Radars gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
  • 28 illustriert ein Funktionsdiagramm der Radarleistungsakkumulations- und Sättigungszählfunktion gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
  • 29 illustriert die herkömmlichen Summen- und Deltamuster für eine typische 32-Zoll-Flachplatten-Antennenanordnung mit einer Strahlbreite von 3,2 Grad, welche für den Wetterradar verwendet wird;
  • 30 ist eine illustrative Analyse eines Punktzielechos zur Darstellung der grundlegenden Beziehungen der Summen- und Deltakanäle;
  • 31 illustriert den verteilten Monopulskanal, wenn zwei Ziele gleichzeitig im Strahl erscheinen;
  • 32 ist eine Vektordarstellung des Zweipunktzielfalls;
  • 33 illustriert Monopuls-Winkelmessverfahren gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
  • 34 ist ein illustrierendes Beispiel, welches zwei Winkelabweichungen von der Sichtlinie, des herkömmlichen Monopulses und des verteilten Monopulses, für ein Einpunktziel vergleicht;
  • 35 ist ein illustrierendes Beispiel, welches zwei Winkelabweichungen von der Sichtlinie, des herkömmlichen Monopulses und des verteilten Monopulses, für den Fall von zwei identischen, in Phase befindlichen Zielen vergleicht, welche um 1 Grad voneinander getrennt sind;
  • 36 ist ein illustrierendes Beispiel, welches ein Echtstrahlbild mit einem herkömmlichen Monopulsgeschärften Bild für den Fall von zwei gleichgroßen in Phase befindlichen Zielen vergleicht, welche um 1 Grad voneinander beabstandet sind;
  • 37 illustriert ein Echtstrahlbild im Vergleich mit dem Bild, welches sich aus der Kombination des herkömmlichen Monopulses und des verteilten Monopulses gemäß der Erfindung des Monopulsstrahlschärfungsmodus für zwei gleichgroße in Phase befindliche Ziele ergibt, welche um 1 Grad voneinander beabstandet sind;
  • 38 illustriert ein Echtstrahlbild im Vergleich mit dem Bild, welches sich aus der Kombination des herkömmlichen Monopulses und des verteilten Monopulses gemäß der Erfindung des Monopulsstrahlschärfungsmodus für zwei identische Ziele ergibt, welche um 1 Grad voneinander beabstandet und 90 Grad phasenverschoben sind;
  • 39 illustriert Antennenabtastmuster gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 40 illustriert Gelände- und Display-Formate gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 41 illustriert die Verschachtelung von Gelände- und Wetterdaten gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 42 illustriert den maximalen vertikalen Steigflug mit 25 g Beschleunigung versus Warnabstand.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung werden hier im Zusammenhang eines autonomen Landeleitsystems für Luftfahrzeuge beschrieben, was zur Erklärung der Merkmale und Arbeitsweisen der vorliegenden Erfindung nützlich ist. Durchschnittsfachleute werden erkennen, dass die Erfindung für die Anwendung in anderen Zusammenhängen angepasst werden kann.
  • 1.0 Autonomes Landeleitsystem
  • 1a zeigt eine Darstellung einer typischen Flughafenanlage, welche bei der Erklärung der Anwendung der Erfindung der autonomen Landeleitung nützlich ist. Wenn ein Luftfahrzeug 24 sich auf dem Gleitweg 26 zur Landebahn 28 befindet, setzt die Erfindung Radarbildgebung zur Ausmessung von Geländemerkmalen auf oder in der Umgebung des Flughafens ein und erzeugt ein Bild des vom Radar erkannten Geländes. Beispielsweise können Geländemerkmale umfassen: ein Gebäude 30, einen Kontrollturm 32, ein Abfertigungsgebäude 34, Hangars 36, 38 und Hügel 39.
  • Das vom Radar erzeugte Bild wird mit Identifikationsmerkmalen verglichen, welche aus einer Gelände- und Flughafendatenbank abgerufen werden; unter Verwendung von Luftfahrzeugpositionsinformationen wird auf relevante Ausschnitte dieser zugegriffen. Die Korrelation der Datenbankinformationen mit dem Radarbild kann zur unabhängigen Identifikation des Flughafens und zur Kalkulation der Position des Luftfahrzeugs relativ zur Landebahn 28 einschließlich der relativen Orientierung des Luftfahrzeugs zur Landebahn 28 verwendet werden. Die korrelierten Radar- und Luftfahrzeugpositionsdaten werden dann zur Aktualisierung der Position des Luftfahrzeugs relativ zum Flughafen und zur Versorgung der Flugbesatzung mit aktualisierten Positionsinformationen über ein Luftfahrzeug-Display verwendet. In einer bevorzugten Ausführungsform ist dieses Display ein Head-Up-Display, es kann jedoch wahlweise das Display des Wetterradars oder des EFIS sein. Folglich kennt die Flugbesatzung die Position des Luftfahrzeugs hinsichtlich des Aufsetzpunkts 40 auf der Landebahn und hinsichtlich verschiedener stationärer Geländehindernisse, beispielsweise Gebäude 30, Kontrollturm 32, Abfertigungsgebäude 34, Hangars 36, 38 und Hügel 39. Eine weiter unten beschriebene Erkennungsfunktion für Hindernisse tastet den Flugweg des Luftfahrzeugs auf jegliche beweglichen Hindernisse ab, wie beispielsweise Landebahnhindernisse oder andere Luftfahrzeuge, und warnt die Flugbesatzung im Fall, dass ein Hindernis erkannt wird.
  • 1a kann jetzt in Verbindung mit den 1b bis 1c zur ausführlicheren Erklärung der Arbeitsweise des Landesystems verwendet werden. In einem typischen Flughafenszenario, wenn sich das Luftfahrzeug 24 auf dem Gleitweg 26 befindet, verwendet die Erfindung einen Radar in der Form eines kohärenten Monopulsstrahls zur Geländeausmessung, beispielsweise der Höhe des Gebäudes 30, der Höhe des Kontrollturms 32, des Abfertigungsgebäudes 34 und der Hangars 36, 38 auf oder in der Umgebung des Flughafens 42. In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Radar ein X-Band-Radar, welcher typischerweise zur luftgestützten Wettererkennung verwendet wird. Die Erfindung erzeugt ein Bild von allen vom Radar erkannten Objekten oberhalb einer gewählten Freiebene 44 unter Verwendung von Geländehinderniserkennungsmessungen und Azimut-Monopulsstrahlschärfung zur Verbesserung des Radarbilds, wie unten ausführlicher beschrieben wird.
  • 2 zeigt ein Blockdiagramm der höchsten Systemebene einer autonomen Landeleitfunktion 10 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Eine Positionsreferenzfunktion 12 stellt eine berechnete Position des Luftfahrzeugs auf der Grundlage von Positions- informationen bereit, welche beispielsweise vom Satellitennavigationssystemempfänger an Bord des Luftfahrzeugs und/oder der Trägheitsplattform abgeleitet werden. Andere den Durchschnittfachleuten bekannte Quellen für Navigationseingaben können zur Bereitstellung von Navigationsdaten an die Positionsreferenzfunktion verwendet werden. Die berechnete Position des Luftfahrzeugs wird zum Zugriff auf ein zuvor gespeichertes Referenzprofil 46 des Geländes des Flughafens 42 und auf Hindernishöhen aus der Datenbank von gespeicherten Flughafenidentifikationsmerkmalen 14 verwendet. Das zuvor gespeicherte Referenzprofil 46 des Flughafengeländes und die Hindernishöhen werden dann mit dem vom Radar erzeugten Bild korreliert. Die Ausgaben der Korrelationsfunktion bestätigen den Ort des Flughafens und stellen Azimut-, Höhen- und Entfernungsfehlerkorrekturen zur Aktualisierung der Position des Luftfahrzeugs bereit. Die Erfindung identifiziert auch den Landebahnbereich 28, die Orientierung der Landebahn und die Mittellinie der Landebahn aus der zuvor gespeicherten Landkarte. Leitbefehle werden zum Abgleich der Position des Luftfahrzeugs relativ zum Gleitweg und zum Aufsetzpunkt auf der Landebahn ausgegeben. Die Hinderniserkennungsfunktion fungiert auch zur Erkennung von beweglichen Hindernissen im Flugweg des Luftfahrzeugs unter Verwendung einer Verarbeitung mit hoher Entfernungsauflösung und mit Monopuls-Auflösung.
  • 1.1 Autonome Landleitfunktionssystem-Definition
  • 3 ist ein Blockdiagramm des Systems einer autonomen Landeleitfunktion 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Eine Positionsreferenzfunktion 102 verwendet die Eingabe von einem bordgestützten Satellitennavigationssystem, beispielsweise von einem GPS-Empfänger 104 und/oder von einer Trägheitsplattform (Inertial Measurement Unit, IMU) 106, zur Berechnung der Entfernung bis zum Aufsetzen, der Sichtliniengeschwindigkeit und der Beschleunigung. Andere den Durchschnittfachleuten bekannte Quellen für Navigationseingaben können zur Bereitstellung von Navigationsdaten an die Positionsreferenz 102 verwendet werden. Die Positionsreferenzfunktion 102 wird auch zum Zugriff auf eine gespeicherte Merkmalskarte 108 verwendet. Die Referenzen der gespeicherten Merkmalskarte 108 werden aus Vermessungen oder aus Landkartendaten erhalten, welche die Höhe von Landmarken mit Höhenausdehnung auf oder in der Umgebung von Flughäfen zeigen, beispielsweise Türme, hohe Gebäude und Hangars. Die Orte der Landmarken hinsichtlich jedes Landebahnaufsetzpunkts sind in der Merkmalskarte 108 für jeden Flughafen gespeichert.
  • Eine Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 umfasst ein Monopulsradarsystem, welches später ausführlicher beschrieben wird. Die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 greift auf Positionsinformationen des Luftfahrzeugs zu, welche in der Positionsreferenz 102 gespeichert sind. Die Monopuls-Azimutpositionsfunktion 112 stellt der Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 verbesserte Azimutpositionsinformationen bereit. Eine Merkmalsextraktionsfunktion 114 extrahiert aus dem Monopuls-verbesserten Radarbild der Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 Geländemerkmale und Geländehindernisse auf und in der Umgebung des Flughafens.
  • Die Merkmale werden auf der Grundlage ihrer Höhe über einer Höhenfreiebene extrahiert, welche zur Gewinnung der gewünschten Anzahl von Geländemerkmalen angepasst wird. Die Erfindung verwendet ungefähr drei bis sechs Landmarken, um einen beliebigen Flughafen zu charakterisieren und die Merkmalskorrelationsfunktion 116 durchzuführen. Die Auswahl einer Freiebene schränkt die Geländemerkmale, welche durch die Merkmalskorrelationsfunktion 116 betrachtet werden, auf diejenigen Landmarken ein, deren Höhe bewirkt, dass sie über die gewählte Freiebene herausragen, und eliminiert jedes Geländemerkmal aus der Betrachtung, welches nicht hoch genug ist, um über die Freiebene herauszuragen. Folglich wird eine erfolgreiche Flughafenidentifikation dadurch ermöglicht, dass die Anzahl der in der Merkmalskorrelationsfunktion 116 betrachteten Geländemerkmale auf die minimale Anzahl von Merkmalen beschränkt wird.
  • Die Merkmalskorrelationsfunktion 116 korreliert die vom Radar extrahierten Merkmale mit zuvor gespeicherten Merkmalen für den Zielflughafen. Falls wenigstens eine Korrelation von 90% existiert, bestätigt eine Bestätigungsfunktion der Flughafenidentifikation 118 die Identifikation des Flughafens unabhängig und identifiziert den Ort der Landebahn auf dem Flughafen genau. Ist der Bereich der Landebahn einmal identifiziert, überträgt die Bestätigungsfunktion der Flughafenidentifikation 118 den Ort der Landebahn an das Head-Up-Display des Luftfahrzeugs und an eine Korrekturfunktion für Navigationsfehler 120.
  • Die Korrekturfunktion für Navigationsfehler 120 aktualisiert die Positionsreferenzinformationen und überträgt aktualisierte Leitbefehle an das Head-Up-Display zur Erleichterung der Anpassung der Position des Luftfahrzeugs relativ zum Gleitweg und zum Aufsetzpunkt auf der Landebahn.
  • Eine Erkennungsfunktion für Hindernisse 122 sucht nach jeglichen endringenden Zielen, beispielsweise Luftfahrzeuge oder anderer Fahrzeugverkehr auf der Landebahn. Die Erkennungsfunktion für Hindernisse 122 verarbeitet dieselben Daten, welche durch die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 verwendet werden, und stellt dem Head-Up-Display und einer Hinderniswarnvorrichtung, beispielsweise einem akustischen Warnsystem, Hinderniswarninformationen bereit.
  • Die vorliegende Erfindung des autonomen Landeleitsystems verwendet eine 6-kHz-Pulswiederholfrequenz (Pulse Repetition Frequency, PRF) zur Bereitstellung einer Eindeutigkeitsentfernung von 6,7 nautischen Meilen, was zum Zweck der autonomen Landeleitfunktion als ausreichend für die Extraktion von Geländemerkmalen betrachtet wird. Die Anzahl von Entfernungszellen wird zur Abdeckung eines Minimums von 8 Kilometern gewählt. Die optimale Wellenform weist eine 6-kHz-Pulswiederholfrequenz auf, und die Anzahl von Entfernungszellen wird zur Abdeckung einer minimalen Eindeutigkeitsentfernung von 8 Kilometern gewählt. Tabelle 1 definiert die Werte der Radarparameter gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
  • 4 zeigt die Sende-/Empfangswellenform 130, welche in einer bevorzugten Ausführungsform des autonomen Landeleitmodus der Erfindung verwendet wird. Die Verweilzeit der Sende-/Empfangswellenform umfasst 128 Pulse, welche über 4 Frequenzunterbänder 132 verteilt sind, wobei jedes 8 verschiedene Frequenzen aufweist. Die 32 Frequenzen werden zur Eliminierung von Zweitecho-Effekten (Second Time Around Echoses, STAE/-Effekten) und der Störungen von Radarsignalen anderer Luftfahrzeuge Puls-zu-Puls gemultiplext.
  • 1.2 Referenzbild
  • Die Merkmalsextraktionsfunktion 114 extrahiert Geländemerkmale aus dem Radarbild zur Charakterisierung eines Flughafens und führt die Merkmalskorrelationsfunktion 116 durch. Ein Beispiel der Flughafencharakterisierungsfunktion gemäß der Erfindung wird in 4 gezeigt. Die gespeicherte Merkmalsdatenbank 108 umfasst ein Geländereferenzbild, welches durch Vermessungen von Landmarken mit Höhenausdehnung, welche beispielsweise hohes Gebäude 30, Kontrollturm 32 und Hangars 36, 38 in der Umgebung des Flughafens 42 umfassen, und die Orte jeder Landmarke relativ zu jedem Landebahnaufsetzpunkt 40, 140 erzeugt wurde. Die gespeicherte Merkmalsdatenbank 108 umfasst ähnliche Geländereferenzbilder von Landmarken mit Höhenausdehnung, welche einzelne Flughäfen in aller Welt charakterisieren. 5 illustriert insbesondere ein Beispiel einer gespeicherten Merkmalsdatenbank, welche Geländereferenzbilder, welche durch Vermessungen von Landmarken mit Höhenausdehnung, einschließlich Hangars 36, 38, Gebäude 30 und Kontrollturm 32, in der Umgebung eines bestimmten Flughafens erzeugt wurden, und die Orte jeder Landmarke relativ zu jedem Landebahnaufsetzpunkt 40, 140 umfasst.
  • Die Orte der Landmarken werden in dreidimensionalen Koordinaten nach einem beliebigen den Durchschnittsfachleuten bekannten Verfahren gespeichert. Im Beispiel der 5 entspricht der Ort 142 eines ersten Aufsetzpunkts 40 den (x, y, z)-Koordinaten (0, 0, 0). Der Ort eines zweiten Aufsetzpunkts 140 entspricht den (x, y, z)-Koordinaten (tpx, tpy, tpz). Die Orte 144, 146 der Hangar-Landmarken 36, 38 entsprechen den (x, y, z)-Koordinaten (1x1, 1y1, 1z1) bzw. (1x2, 1y2, 1z2). Der Ort 148 der Gebäude-Landmarke 30 entspricht den (x, y, z)-Koordinaten (1x3, 1y3, 1z3). Der Ort 150 der Kontrollturm-Landmarke 32 entspricht den (x, y, z)-Koordinaten (1x4, 1y4, 1z4).
  • Ungefähr drei bis sechs Landmarken werden zur Charakterisierung jedes Flughafens und zur Durchführung der Merkmalskorrelationsfunktion mit einer Wahrscheinlichkeit von 99,9% der korrekten Bestätigung der Flughafenidentifikation verwendet, während die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Bestätigung auf 1 zu 1 Million beschränkt ist. Die Wahrscheinlichkeit, dass die Erfindung nicht in der Lage ist, entweder die Flughafenidentifikation korrekt zu bestätigen oder sie falsch zu bestätigen, beträgt 1 zu 1.000.
  • Die Positionsreferenzfunktion 102 verwendet Eingaben vom Satellitennavigationssystemempfänger 104 und/oder der Trägheitsplattform 106 zur Berechnung einer absoluten globalen Position, der Entfernung bis zum Aufsetzen, der Sichtliniengeschwindigkeit und der Beschleunigung. Die absolute globale Position wird zum Zugriff auf die Landmarkenreferenzdaten verwendet, welche in der gespeicherten Merkmalsdatenbank 108 gespeichert sind. Die Positionsreferenzfunktion 102 berechnet dann die Position des Luftfahrzeugs relativ zu den gespeicherten Orten von Landmarken und verwendet die Ergebnisse zur Aktualisierung der Informationen über Position, Entfernung bis zum Aufsetzen, Sichtliniengeschwindigkeit und Beschleunigung. Die absoluten und relativen Positionsdaten werden mit einer Aktualisierungsrate von 47 Hz berechnet und aktualisiert.
  • 1.3 Merkmalsextraktion
  • Die Merkmalsextraktionsfunktion 114 wird zur Identifikation von Landmarken verwendet, welche sich über der gewählten Höhenfreiebene 44 befinden. Die Höhe der Höhenfreiebene 44 wird so gewählt, dass sie die gewünschte Anzahl von Merkmalen ergibt. Wie oben bemerkt, werden ungefähr 6 bis 10 Merkmale für die Korrelation mit Referenzdaten ausgewählt, welche in der gespeicherten Merkmalsfunktion 108 gespeichert sind. Die Spitzenhöhe für jedes Gültigkeitsbereichsgatter jeder Verweilzeit wird auf die Logikfunktion für Schwellenwert und Annahme 182 angewendet, welche die Spitzenhöhe zur Bestimmung einstuft, ob die Entfernungszelle sich über der gewählten Freiebene 44 befindet. Die Erfindung codiert die eingestuften Daten in drei Kategorien: unter dem Pufferbereich, über dem Pufferbereich und unbekannt. Die eingestuften Daten werden auch von der Erkennungsfunktion für Hindernisse 122 zur Ausgabe von Warnungen zur Vermeidung von Kollisionen mit dem Boden verwendet.
  • 1.4 Merkmalskorrelation
  • Die Merkmalskorrelationsfunktion 116 korreliert die Geländemerkmale, welche aus dem Radarbild extrahiert wurden, mit den zuvor gespeicherten Merkmalen des Zielflughafens. Die Korrelationsfunktion vergleicht das zuvor gespeicherte Referenzbild mit dem vom Radar erzeugten Bild zur Feststellung von Übersetzungsfehlern. Es wird davon ausgegangen, dass Rotations- und Skalierungsfehler klein sind.
  • Übersetzungsfehler treten sowohl in der Entfernung als auch im Kreuzbereich auf. 10a zeigt ein Beispiel von Übersetzungsfehlern zwischen einem Referenzbild 117a und einem vom Radar abgeleiteten Bild 117b. 10b zeigt die Autokorrelation des Referenzbildes, welche keinen Übersetzungsfehler aufweist, und die Korrelation des Referenzbilds mit dem Radarbild, welche Übersetzungsfehler in der Entfernung und im Kreuzbereich zeigt. Es muss darauf hingewiesen werden, dass die nicht übereinstimmenden Radardaten und Referenzdaten selber einen geringen oder gar keinen Einfluss auf das Korrelationsergebnis haben. Ferner betrug die Korrelationsgrenze gerade ±10 Positionen in der Entfernung und im Kreuzbereich.
  • Die Korrelationsausgabe wird bewertet, um den Grad der Übereinstimmung zwischen dem Radarprofil und dem gespeicherten Referenzbild zu bestimmen. Zu diesem Zweck werden ein Korrelationsindex, welcher auf der Grundlage des Korrelationsgrads berechnet wird, die Schwankung von Abtastung zu Abtastung und die Restfehler berechnet. Falls die Korrelation über einem voreingestellten Wert liegt, beispielsweise 90%, werden die zuvor gespeicherte Orientierung, Breite und andere gespeicherte Ausstattungsmerkmale der Landebahn zur Erzeugung einer Display-Vorlage verwendet. In einer Ausführungsform der Erfindung wird das synthetisierte Bild, welches von der Display-Vorlage dargestellt wird, auf einem Head-Up-Display oder einer anderen Display-Vorrichtung angezeigt. Wahlweise wird der Korrelationsindex auch zum Sensorverbindungsprozessor des Luftfahrzeugs gesendet, welcher des durch die Display-Vorlage dargestellten synthetisierte Bilds zusammen mit anderen Sensorbildern auf Multifunktions-Displays lenken kann.
  • Merkmalskorrelation, Flughafenbestätigung und Landebahnorientierung
  • Die Funktion der Flughafenidentifikation 118 bewertet die Ausgabe der Merkmalskorrelationsfunktion 114 zur Bestimmung, ob eine ausreichend starke Übereinstimmung zwischen dem Radarprofil und der gespeicherten Flughafenreferenz existiert. Ein Korrelationsindex wird auf der Grundlage des Korrelationsgrads, der Schwankung von Abtastung zu Abtastung und der Restfehler berechnet. Falls der Korrelationsindex über einem vorgewählten Pegel liegt, beispielsweise 90%, verwendet die Erfindung die Orientierung, Breite der Landebahn und andere in der Datenbank gespeicherte Merkmale zur Erzeugung einer Display-Vorlage im Format des Head-Up-Displays, wie in 11 gezeigt. Das Format des Head-Up-Displays zeigt die Landebahn 240, den Aufsetzpunkt auf der Landebahn 242 und die Mittellinie der Landebahn 244. Die Display-Vorlage wird zur Anzeige auf dem Head-Up-Display des Luftfahrzeugs übertragen. Die Erfindung überträgt auch den berechneten Korrelationsindex zum Sensorverbindungsprozessor des Luftfahrzeugs. Der Sensorverbindungsprozessor kann zur Integration des synthetisierten Bildes, welches durch die Display-Vorlage im Format des Head-Up-Displays erzeugt wurde, mit den anderen Sensorbildern des Luftfahrzeugs verwendet werden.
  • 1.5 Navigationsfehlerberechnung
  • Nach der Beendigung der Funktion der Flughafenidentifikation 118 berechnen Positionsdaten, welche durch Positionsreferenzfunktion 102 der 3 erzeugt wurden, die Position des Luftfahrzeugs relativ zum Ort der gespeicherten Landmarke. Die Ergebnisse werden an die Korrekturfunktion für Navigationsfehler 120 übertragen, welche die Navigationsfehler relativ zum Aufsetzpunkt auf der Landebahn 142 berechnet. Die berechneten Navigationsfehler umfassen: Entfernung, Azimutwinkel, Höhenwinkel und Geschwindigkeit. Diese Navigationsfehler und alle anderen berechneten Navigationsfehler werden an den Sensorverbindungsprozessor des Luftfahrzeugs übertragen.
  • 1.6 Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion
  • Die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 der vorliegenden Erfindung stellt eine Situationserfassung in Echtzeit bereit, indem ein Gelände-Radarbild bereitgestellt wird, welches das Gelände vor dem Luftfahrzeug, einschließlich kartografierter und nicht kartografierter Hindernisse, definiert. Die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion verwendet den Wetterradar zur Abbildung sowohl des natürlichen Geländes als auch des künstlichen Geländes und stellt Hinderniswarnungen bereit. Das vom Radar abgebildete Gelände umfasst natürliches Gelände, einschließlich nicht kartografiertes neues Gelände, welches durch Erdbewegungen entstanden ist, sowie künstliches Gelände, beispielsweise Funktürme, Hangars, Kontrolltürme oder andere Gebäude, und Fahrzeugverkehr. Das vom Radar abgebildete Gelände kann wie oben beschrieben zur Identifikation von Landebahn und Flughafen und/oder zur Gelände- und Hindernisvermeidung verwendet werden.
  • Da sich das Luftfahrzeug relativ zum Gelände bewegt, muss die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 die Doppler-Verschiebung berücksichtigen. Die Doppler-Verschiebung beim gepulsten Radar offenbart sich in der Phase der Zielechosignale von Treffer zu Treffer. Zur Kompensation der Doppler-Verschiebung misst das System die Phase jedes empfangenen Echos und zeichnet sie auf. Abtastungen der Zielposition und -Amplitude können durch direkte Abtastung oder durch I/Q-Abtastung erfasst werden. Obwohl die Zielecho-Radarsignale durch direkte Abtastung abgetastet werden können, geht die Bedeutung der Doppler-Verschiebung, die Information, ob man sich dem Ziel nähert oder davon entfernt, verloren. Folglich kompensieren die meisten Radarvorrichtungen die Doppler-Verschiebung unter Verwendung der I/Q-Abtastung zur Erfassung der Zielpositions- und Amplitudeninformationen, wobei „I" für in-Phase steht und die Kosinus- oder reale Komponente des Signals darstellt und „Q" für Quadratur steht und die Sinus- oder imaginäre Komponente des Signals darstellt. Das Verfahren der I/Q-Kompensation ist den Durchschnittsfachleuten wohlbekannt.
  • 6 zeigt einen Signalverarbeitungsalgorithmus 152 für die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 und die Schärfungsfunktion der Azimutposition 112 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Zusätzliche Ausführungsformen des Gelände- und Hinderniserkennungsmodus werden später ausführlich diskutiert. Der Signalverarbeitungsalgorithmus 152 umfasst mehrere Eingabe-Ports zum Empfang der I/Q-Abtastungen von einem I/Q-Demodulator sowie der Geschwindigkeitsdaten des Luftfahrzeugs und der Beschleunigungsdaten des Luftfahrzeugs von entsprechenden Navigationssensoren und wendet die verschiedenen Daten auf einen Bewegungskompensator/Daten-Demultiplexer 154 an. Die Bewegungskompensationsphase des Bewegungskompensators/Daten-Demultiplexers 154 kompensiert die Doppler-Verschiebung aufgrund der Bewegung des Luftfahrzeugs. Die Daten-Demultiplexerphase demoduliert die Radarsignale für die Lokaloszillator-, LO-, Phasencodierung. Die durch die Bewegung des Luftfahrzeugs verursachte Phasenverschiebung bei jedem Pulswiederholungsintervall ist gegeben durch:
    Figure 00310001
    mit c = Lichtgeschwindigkeit; F = Hochfrequenz in Hz;
    i = Pulswiederholungsintervallnummer = 1, 2, ... 128; und
    ΔR = Veränderung der Entfernung seit dem Beginn der Stehzeit.
  • ΔR=Ilos*ΔT × i + 0,5(Alos*ΔT × I)2 Gl. (2)ΔT = 1/Pulswiederholfrequenz;
    Vlos = Sichtliniengeschwindigkeit; und
    Alos = Sichtlinienbeschleunigung.
  • Die Eingabedaten werden bewegungskompensiert und phasendemoduliert gemäß:
    Figure 00310002
    mit: Xi = komplexe Radardaten; Φc = Phasenmodulationscode des Lokaloszillators 0, Π, ...; und
    CXi = korrigierte komplexe Daten.
  • Das Demultiplexing der komplexen Daten zur Bildung der Summen- und Deltakanäle erfolgt dann gemäß:
    S(n, f) und D(n, f)
    mit: n = kohärente Pulswiederholungsintervallnummer 1,
    2, ..., 16;
    f = Frequenznummer 1, 2 ..., 8;
    z = SUMMEN-Kanaldaten; und
    Δ = Deltakanaldaten.
  • Der Bewegungskompensator/Daten-Demultiplexer 154 umfasst eine Summenkanalausgabe und eine Deltakanalausgabe. Die Summenkanaldaten werden auf einen ersten 2 : 1-Summenkanal-kohärenten Integrator 156 angewendet, wo die komplexen Daten für jede Frequenz und jedes Bereichsgatter kohärent über 16 Pulswiederholungsintervalle wie folgt integriert werden:
  • Figure 00320001
  • Die Deltakanaldaten werden auf einen zweiten 2 : 1-Deltakanal-kohärenten Integrator 158 angewendet, wo die komplexen Daten für jede Frequenz und jedes Bereichsgatter kohärent über 16 Pulswiederholungsintervalle wie folgt integriert werden:
  • Figure 00320002
  • Die kohärente Integration wird zur Verstärkung gegenüber dem Rauschen und zur Unterdrückung von Nebenkeulen mit komplementärem Code verwendet. Die Ausgabe des Summenkanal-kohärenten Integrators 156 wird auf einen Quadratgesetzdetektor 160 angewendet, welcher die Daten des Summenkanal-kohärenten Integrators 156 zur Berechnung von SS* und DD* verwendet, um sie bei der folgenden Monopulswinkelberechnung zu verwenden: SS* = (Si + jSQ) × (Si – jSQ) = S2i + S2Q ; und Gl. (6) DD* = (D; + jDQ ) × (Di – jDQ) = D2i + D2Q . Gl. (7)
  • Der Summenkanal-kohärente Integrator 156 umfasst eine zweite Ausgabe, welche auf die Erkennungsfunktion für Hindernisse 122 angewendet wird. Der Signalverarbeitungsalgorithmus 152 umfasst einen Produktdetektor 162. Die Ausgaben sowohl des Deltakanal-kohärenten Integrators 158 als auch des Summenkanal-kohärenten Integrators 156 werden auf den Produktdetektor 162 angewendet, welcher die Signale zur Berechnung von Real[DS*] und Imaginär[DS*], welche bei der Winkelmessung verwendet werden, wie folgt kombiniert: Real[DS*] = Si × Di + SQ × DQ; und Gl. (8) Imag[DS*] = Si × DQ – SQ × Di. Gl. (9)
  • Die Ausgabe des Quadratgesetzdetektors 160, SS* und DD*, und die Ausgabedaten des Produktdetektors 162, Real[DS*] und Im[DS*], werden auf einen 8 : 1-Postdetektionsintegrator 164 angewendet. Der Postdetektionsintegrator 164 stellt die nicht-kohärente Integration von SS* und DD* sowie von Real[DS*] und Im[DS*] über die acht Frequenzen der vier Frequenzunterbänder der Moduswellenform bereit.
  • Figure 00330001
  • Figure 00330002
  • Die Daten des Postdetektionsintegrators 164 werden von einer Höhenausdehnungsfunktion 166 zur Berechnung einer Höhenausdehnung manipuliert, wobei die Höhenausdehnung oder die Geländeüberdeckung von vertikal ausgedehnten Zielen, beispielsweise einem Turm, aus der Standardabweichung der Monopulsmessung über die mehreren Frequenzen abgeschätzt wird. Die gewichtete Ausdehnung wird wie folgt berechnet:
    Figure 00330003
    mit: σ = Zielausdehnung; und kext = Ausdehnungsfaktor mit Nominalwert = 1,7.
  • Eine mittlere Schwerpunktswinkelfunktion 168 berechnet einen mittleren Schwerpunktswinkel unter Verwendung der Ausgabe der Postdetektionsintegration 164. Der Schwerpunktswinkel und ein Referenzwinkel werden in eine Azimut-Monopulspositionsfunktion 170 zur Bestimmung einer Azimut-Monopulsposition eingegeben. Der sich daraus ergebende Azimutwinkel wird der Merkmalsextraktionsfunktion 114 bereitgestellt. Die Winkelabweichung des Ziels von der Sichtlinie, μ, ist direkt proportional zum Verhältnis Real[DS*]/SS* und wird wie folgt berechnet:
    Figure 00340001
    mit: kslope = ein empirisch bestimmter Antennenneigungsfaktor.
  • 1.6.1 Hochfrequenzbandbreite
  • Die Bandbreite des übertragenen Signals bestimmt die Entfernungsauflösungsleistung und die Frequenzagilitätsfähigkeiten des Radars. Entfernungsauflösung ist die Fähigkeit zur getrennten Erkennung mehrerer Ziele, welche simultan im Strahl auftauchen. Die Entfernungsauflösung ist eine Funktion der Hochfrequenzsignalbandbreite des Radars. Im Allgemeinen erlauben weite Bandbreiten die Auflösung enger stehender Ziele. Die Entfernungsauflösung erfordert, dass die Ziele durch eine größere Entfernung getrennt sind, wenn die Pulsbreite groß ist. Die Entfernungsauflösung mehrerer Ziele erfordert, dass die einzelnen Ziele wenigstens durch die Entfernung entsprechend der Breite des verarbeiteten Echopulses voneinander getrennt sind. Obwohl die Entfernungsauflösung unter Verwendung der Impulsverdichtung verbessert werden kann, welche den Kompromiss der breiten Pulse für die zur Zielerkennung erforderliche hohe Energie gegenüber schmalen Pulsen für die Entfernungsauflösung aufhebt, kann die Entfernungsauflösung im Allgemeinen durch die Signalbandbreite gemäß folgender Beziehung definiert werden: ΔR ≈ c/(2B), Gl. (14)mit: ΔR = die Entfernungsauflösung in Metern;
    c = die Ausbreitungsgeschwindigkeit in Metern pro Sekunde; und
    B = die an die Wellenform des Echos angepasste Bandbreite in Hertz.
  • Die in 4 gezeigte Stehzeit der Wellenform für Senden/Empfangen 130 umfasst 128 Pulse, welche über 4 Frequenzunterbänder verteilt sind, wobei jedes 8 verschiedene Frequenzen aufweist. Die Anzahl der Frequenzen und der Abstand dazwischen wird so gewählt, dass drei Kriterien erfüllt sind: Aufweisen einer minimalen Anzahl von Abtastungen oder Frequenzen dergestalt, dass Winkelmittelwertbildung in einer wirklichen räumlichen Mittelwertbildung resultiert; Maximieren der nichtkohärenten Verstärkung durch der Frequenzagilität zur Erzeugung einer glatten Mittelwertbildung; und Aufweisen einer statistisch großen Anzahl von Frequenzabtastungen dergestalt, dass die Abschätzung der Höhenausdehnung oder Geländeüberdeckung genau ist.
  • Die Erfindung der autonomen Landeleitung verwendet die Frequenzagilität zur Verminderung der Amplitudenszintillation durch Rückstreuung verteilter Ziele. Wenn folglich N Beobachtungen von zufällig verteilten Zielen bei N verschiedenen Frequenzen gemacht werden, welche durch eine minimale Delta-Frequenz, ΔF, getrennt sind, dann ist der Mittelwert der N Messungen statisch gleich dem Mittelwert von N räumlich unabhängigen Beobachtungen des verteilten Ziels. Mit anderen Worten wird die Frequenzagilität verwendet, um Flackern und die Schwundvarianz genauso zu reduzieren, wie die räumliche Mittelwertbildung sie reduzieren würde. Wehner, Donald R., High Resolution Radar, Artech House, Inc., Norwood, MA, 1987, hiermit durch Verweis aufgenommen, zeigt, dass die größte Verstärkung durch die Frequenzagilität von den ersten 6 bis 10 unabhängigen Abtastungen erhalten wird. Deshalb verwendet die vorliegende Erfindung in einer bevorzugten Ausführungsform 8 Frequenzen. Der minimale Frequenzabstand ΔF wird gegeben durch: ΔF = c/2ΔR, Gl. (15)mit: c = Lichtgeschwindigkeit; und ΔR = Entfernungstiefe des schmalsten interessierenden Ziels.
  • Wenn beispielsweise Monopulsmessungen an sehr schmalen, beispielsweise ≤20 Fuß, jedoch hohen Funktürmen gewünscht sind, dann beträgt der minimale Frequenzabstand 20 MHz gemäß der oben gezeigten Beziehung der Entfernungsauflösung zu der Signalbandbreite.
  • Ein Funkturm wird für die Radarbildgebung durch Streuvorrichtungen sichtbar gemacht, welche an verschiedenen Punkten inmitten seiner Struktur platziert werden und wobei jede als ein Ziel fungiert, welches das Radarsignal reflektiert. Eine schmale Strahlbreite ist nicht in der Lage, die dicht gepackten Streuvorrichtungen in einzelne Ziele aufzulösen. Das Ergebnis ist eine Mittelwertbildung der Echos von den verschiedenen einzelnen Streuvorrichtungen am Turm, welche gleichzeitig im Strahl erscheinen. Folglich kann eine sehr schmale Strahlbreite die mittlere Höhe beispielsweise eines sehr schmalen, jedoch hohen Funkturms messen, aber sie kann die Höhenausdehnung oder Geländeüberdeckung des Funkturms nicht genau messen.
  • 7a illustriert, dass ein Radar mit schmaler Bandbreite 173 die beherrschenden Funkturmstreuvorrichtungen 174 eines hohen, sehr schmalen Ziels 176, welches mit Radarstreuvorrichtungen ausgestattet ist, nicht auflösen kann. Der Radar mit schmaler Strahlbreite 173 misst die mittlere Höhe, kann jedoch die Höhenausdehnung oder Geländeüberdeckung nicht messen, was die effektive Auflösung einschränkt. 7b illustriert, dass umgekehrt ein Radar mit großer Bandbreite 178, welcher gemäß der Erfindung gebaut ist, den Funkturm 176 effektiv in einzelne beherrschende Funkturmstreuvorrichtungen 174 auflöst und den mittleren Schwerpunktswinkel und die Höhenausdehnung oder Geländeüberdeckung des Funkturms 176 mit bis zu einer effektiven Auflösung von 3 Fuß genau misst. Die gesamte Frequenzagilitätsbandbreite, welche zur Erkennung und Ausmessung des Funkturms gewählt wurde, beträgt dann ungefähr 160 MHz. Diese Bandbreite tastet die Streuvorrichtungen des Turms wirksam bis auf ungefähr 1 Meter Entfernungsauflösung ab, was dem Radar ermöglicht, die Spitze von hohen schmalen Funktürmen zu erkennen.
  • 1.6.2 Abschätzung von Geländespitzen
  • Eine Berechnung des Zielspitzenwinkels wird vom Signalverarbeitungsalgorithmus 152 der 6 durchgeführt. Der Zielspitzenwinkel ist gleich dem mittleren Schwerpunktswinkel plus der Höhenausdehnung oder Geländeüberdeckung. Der Zielspitzenwinkel wird zum horizontal referierten Höhenwinkel addiert, welcher auf der Grundlage des Höhenwinkels der Antenne und des Kippwinkels berechnet wird, um den Zielhöhenwinkel unter der Horizontalen zu berechnen. Zusätzlich wird die Winkelabweichung von der Sichtlinie wie folgt Roll-kompensiert: βtop = ϕref + (μ + σ) × cos(ρ) Gl. (16)mit: Φref = horizontal referierter Antennenhöhenspitzenwinkel, bereitgestellt mit einer minimalen Rate von 100 Hz; und
    ρ = Rollwinkel.
  • Der Zielspitzenwinkel wird dann auf einen Gleitfenster mittelwertbildner 180 angewendet, welcher auch ein M-aus-N-Detektor ist. Eine Zielwinkelmessung ist gemäß dem M-aus-N-Detektor der Erfindung gültig, wenn die Zielwinkelmessung in wenigstens 2 von 4 Frequenzunterbändern erkannt wurde, wobei jede Stehzeit ungefähr 1 Grad der Antennenabtastung abdeckt. Deshalb wird die typische Flugzeug-Wetterradarantenne mit einer Strahlbreite von 3 Grad ein Ziel in drei Verweilzeiten abtasten. Der M-aus-N-Gleitfenstermittelwertbildner 180 wird zur Verbesserung der Erkennungswahrscheinlichkeit und zur Reduzierung der Fehlalarmrate verwendet.
  • Die SS*-, Konvolutionsdaten, Schwerpunkts-, Ausdehnungs- und Rauschpegeldaten werden auf eine Logikfunktion für Schwellenwertvergleich und Annahme 182 angewendet, welche jedes Bereichsgatter jeder Stehzeit validiert. Ein Gültigkeitsbereichsgatter erfüllt drei getrennte Kriterien: (1) ein Signal/Rausch-Verhältnis überschreitet, wie in 8a dargestellt, eine vorgewählte Schwellenwerteinstellung 184; (2) ein Einfallswinkel liegt innerhalb des linearen Monopulsbereichs 186 der Antenne aus 8b; und (3) sowohl die Höhenausdehnung oder Geländeüberdeckung als auch der Ausdehnungsbereich sind konsistent mit einem gültigen Ziel, wie in 8c gezeigt.
  • Verschiedene Beispiele, welche die Anwendung des letzten Kriteriums zeigen, werden in 8c dargestellt. In einem ersten Beispiel wird eine Entfernungszelle 188 einschließlich des Geländes 190 angenommen, weil das Gelände 190 eine sehr geringe Höhenausdehnung aufweist. In einem zweiten Beispiel wird eine Entfernungszelle 192 einschließlich eines Funkturms 194 angenommen, weil der Turm 194 eine große Höhenausdehnung oder Geländeüberdeckung und einen geringen Ausdehnungsbereich aufweist. In einem anderen Beispiel werden die Entfernungszellen 196, 198, 200, 202, 204 einschließlich des starken Regens 206 von der Logikfunktion für Schwellenwertvergleich und Annahme 182 abgelehnt, weil der starken Regen 206 eine Kombination von großer Höhenausdehnung und einem großen Ausdehnungsbereich aufweist, was als inkonsistent mit einem gültigen Ziel betrachtet wird.
  • Eine Höhenberechnungsfunktion 208 schätzt den höchsten Punkt in jedem Bereichsgatter, den Spitzenwinkel, βpeak, durch Spitzenerkennung über zwei Verweilzeiten hinweg ab, wobei die Daten wie folgt durch den Gleitfenstermittelwertbildner 180 berechnet werden: βpeak = max[βtop(n)] Gl. (17)mit: n = Stehzeit Nummer 1, 2 ...
  • Die Höhenberechnungsfunktion 208 konvertiert dann den von einer Spitzenwinkelberechnungsfunktion 210 berechneten Spitzenwinkel in die Zielhöhe durch Multiplikation des Spitzenwinkels mit der Entfernung. Die Ergebnisse der Höhenberechnungsfunktion 208 werden an die Merkmalsextraktionsfunktion 114 ausgegeben.
  • 1.6.3 Azimut-Monopulsschärfung
  • Monopulsschärfungsverfahren verbessern die Genauigkeit der Ziel-Azimutposition gegenüber den oben beschriebenen Echtstrahlbildgebungsverfahren. 9 illustriert das Konzept der Azimutstrahlschärfung der vorliegenden Erfindung. In 9 ist die Richtung der Strahlabtastung 212 durch den Pfeil angezeigt. Es werden Azimut-Monopulswinkelmessungen eines verteilten Ziels 214 zur genauen Bestimmung der Azimutposition signifikanter Radarreflektoren verwendet. Die Summenstrahlabtastung 216 des abgetasteten Raums wird in kleine winklige Zellen 218, 220, 222, ... von 0,3 Grad oder weniger unterteilt, dann werden Zielmonopulswinkel 224, 226, 228, ... auf der Grundlage der Intensität bei dieser bestimmten Abtastrichtung gewichtet, und es wird eine statistische Wahrscheinlichkeit der Zielausdehnung auf der Grundlage der Anzahl von Messungen 230 berechnet, welche in den winkeligen Zellen 218, 220, 222, ... auftauchen.
  • Die Azimutwinkelabweichung von der Sichtlinie eines Ziels ist gegeben durch:
  • Figure 00400001
  • Die Azimutwinkelabweichung von der Sichtlinie wird dann zum Referenzantennen-Azimutwinkel addiert und zur Bestimmung der passenden winkeligen Azimutzelle wie folgt quantifiziert: α = Φref + μ∞ × cos(ρ) Gl. (19) i = nint(α/d) Gl. (20)mit: d = Azimutzellengröße = 0,3 Grad;
    i = quantifizierter Azimutwinkel; und
    nint = nächster ganzzahliger Wert.
  • Der Spitzenhöhenwinkel für das kohärente Verarbeitungsintervall (Coherent Processing Interval, CPI) wird mit, der durchschnittlichen Leistung gewichtet und dann in der passenden Azimutzelle positioniert:
  • Figure 00400002
  • Die Gesamtleistung in jeder winkeligen Azimutzelle wird wie folgt akkumuliert:
  • Figure 00400003
  • Der durchschnittliche Spitzenwinkel wird wie folgt berechnet: β(i) = ^ Gl. (23)
  • 10 illustriert, wie später ausführlicher diskutiert, den Antennenabtastwinkel in Grad versus relative Amplitude sowohl für ein Monopuls-geschärftes Bild 232 als auch für ein Echtstrahlbild 234. 10 illustriert die Verbesserung, welche aus der Monopuls-Strahlschärfung gemäß der Erfindung gegenüber dem Echtstrahlbild 234 resultiert.
  • Wahlweise können andere den Durchschnittsfachleuten bekannte Verfahren zur Nonpuls-Strahlschärfung verwendet werden. Ein alternatives Nonpuls-Strahlschärfungsverfahren gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung wird später in dieser Spezifikation beschrieben.
  • 1.6.4 Störecho/Rausch-Verhältnis
  • 12 zeigt das Störecho/Rausch-Verhältnis des Gelände- und Hinderniserkennungsmodus für –35 dB Quadratmeter pro Quadratmeter Gelände 274 und 100 Quadratmeter Landmarken 276 mit einem dazwischen liegenden Regen von 12 Millimeter pro Stunde bei Verwendung eines autonomen Landeleitradarsystems entsprechend der Systemparameter aus Tabelle 2. Der Radarquerschnitt der meisten interessierenden Landmarken wie Gebäude, Hangars und Türme wird viel größer als 100 Quadratmeter erwartet. 13 illustriert die Signal/Störechoabstände (Signal-to-Clutter ratios, S/C) für ein Landebahnhindernisziel 278 von 1 Quadratmeter und für ein Landebahnhindernisziel 280 von 10 Quadratmetern. Unter der Annahme eines Ziels vom Wirbeltyp 1 mit einer Landebahnrückstreuung von –50 dB Quadratmeter pro Quadratmeter und einer Rasenrückstreuung von –50 dB Quadratmeter pro Quadratmeter beträgt der Signal/Störechoabstand für eine Einzelsichterkennungswahrscheinlichkeit (Pd1) von 90% 15 dB. Die Erkennungswahrscheinlichkeit unter Verwendung der Sicht-zu-Sicht-Korrelation ist gegeben durch: Pd2 = 1 – (1 – Pd1)2. Gl. (24)
  • Die Sicht-zu-Sicht-Korrelation wird zur Bereitstellung einer hohen Erkennungswahrscheinlichkeit bei gleichzeitiger Minimierung der Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms verwendet.
  • 1.6.5 Messgenauigkeit
  • Wenn absolute Höhenmessungen erforderlich sind, beispielsweise in einer Situation der Vermeidung einer Kollision mit dem Boden, werden die Fehler der Radarmessung zusätzlich zu allen anderen Ausrichtungsfehlern zur Vorhersage der Gesamtsystemleistung betrachtet. Die Situation der Vermeidung einer Kollision mit dem Boden wird später diskutiert. Wenn die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion zur Extraktion von Landmarken mit großer Höhe verwendet wird, wird im Allgemeinen nur die relative Höhenmessung zur Kollisionsvermeidung eingesetzt. Alle gewöhnlichen Fehler, beispielsweise statische und dynamische Niedrigfrequenz-Fehler, können im Allgemeinen ignoriert werden, da derartige Fehler nur Höhenmessungen oben oder unten vorbelasten. Der oben bei der Merkmalsextraktionsfunktion 114 diskutierte Vorgang der adaptiven Höhenschnitte erlaubt die Auswahl so vieler Merkmale wie zur Durchführung der Korrelation mit der gespeicherten Referenz erforderlich sind. Die Genauigkeit der Höhenmessung sieht eine Korrelation sogar von Merkmalen vor, welche nicht sehr hoch ausgedehnt sind, beispielsweise Merkmale, welche sich nur 10 Meter über das umgebende Gelände erheben.
  • 14 zeigt die Leistungskurve der Höhenmessung 282 des autonomen Landeleitsystems in einer typischen Luftverkehrsflugzelle für –35 dB Quadratmeter pro Quadratmeter Gelände mit einem dazwischen liegenden Regen von 12 Millimetern pro Stunde versus Entfernung in Kilometern bei der Verwendung eines Systems entsprechend der Systemparameter der Tabelle 2. Bei den meisten Radaranwendungen entstehen fast alle Höhenfehler wegen mechanischer Ausrichtungsfehler statt wegen Fehlern bei der Monopuls-Radarwinkelmessung. Deshalb kann eine genauere Durchführung von Höhenmessungen für eine spezifische Anwendung durch genauere Mittelachsenkorrekturen des Radars nach seinem Einbau erreicht werden.
  • 1.6.6 Erkennung von Hindernissen
  • Die Erkennungsfunktion für Hindernisse 122 aus 3 stellt der Flugbesatzung eine Echtzeit-Situationserfassung durch die Bereitstellung von Warnungen vor Hindernissen im Weg des Luftfahrzeugs bereit. Der Landebahnbereich ist normalerweise frei von Zielen oder Hindernissen. Wenn die Erkennungsfunktion für Hindernisse 122 ein Bild über dem Schwellenwert erkennt, wird eine Warnung erzeugt.
  • 15 zeigt einen Signalverarbeitungsalgorithmus 260 für die Erkennungsfunktion für Landebahnhindernisse 122. Die Erkennungsfunktion für Hindernisse 122 empfängt als Eingabe die gleichen Daten, welche von der Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 verwendet werden. Die Gelände- und Hinderniserkennungsfunktion 110 wird ausgeführt, wenn die Radarantenne sich in der Umgebung der Landebahn befindet. (Die Entfernungsauflösung kann unter Verwendung der Impulsverdichtung verbessert werden, welche den Kompromiss der breiten Pulse für die zur Zielerkennung erforderliche hohe Energie gegenüber schmalen Pulsen für die Entfernungsauflösung aufhebt.) Die Impulsverdichtung wird auf Wellenformen angewendet, welche innerhalb der Pulse Modulation, gewöhnlich Frequenzmodulation (FM), enthalten. Die Modulation ist ein Frequenzhub über den Puls hinweg, „Chirp" genannt. Folglich wird eine verbesserte Entfernungsauflösung durch Verarbeitung der Frequenz-Chirp-Daten erhalten. Insbesondere wird die Ausgabe des Radarsummenkanals auf eine schnelle 8-Punkt-(8-PT)Fourier-Transformationsfunktion (Fast Fourier Transform-FFT-Funktion) 262, die mit einem nachgeschalteten Quadratgesetzdetektor 264 verbunden ist, angewendet, während die Ausgabe des Deltakanals auf eine zweite schnelle 8-PT-Fourier-Transformationsfunktion 266, die mit einem nachgeschalteten Produktdetektor 266 verbunden ist, angewendet wird. Die Ausgabe sowohl des Quadratgesetzdetektors 264 als auch des Produktdetektors 266 werden durch einen 4 : 1-Postdetektionsintegrator 268 verarbeitet. Eine Azimut- und Monopuls-Höhenwinkelfunktion 270 berechnet die Azimut- und Monopuls-Höhenwinkel und es wird eine zweidimensionale konstante Fehlalarmrate (Constant False-Alarm Rate, CFAR) 272 erzeugt. Die konstante Fehlalarmratenfunktion 272 setzt den Erkennungsschwellenwert und wendet ihn wie folgt an: CFAR = PFA*RDT, Gl. (25)mit: PFA = die Fehlalarm-Wahrscheinlichkeit ist die Wahrscheinlichkeit, dass ausschließlich Störungen den Schwellenwert für einen Sicht- oder Verbundtest überschreiten; und
    RDT = die Rate, mit welcher Erkennungstests auftreten, 1/s ist gleich der Bandbreite zum Zeitpunkt des Tests und kann den gleichen Wert wie die Entfernungszellenrate aufweisen.
  • Die konstante Fehlalarmratenfunktion 152 entscheidet, ob ein Ziel vorhanden ist oder nicht. Die Azimut- und Höhenwinkel, die zweidimensionale konstante Fehlalarmrate 272 und der Ort der Landebahn, welcher von der Flughafenidentifikations- und Bestätigungsfunktion 118 bestimmt wird, werden an den Hindernisdetektor 122 ausgegeben oder ihm bereitgestellt. Der Hindernisdetektor 122 vergleicht die Signale mit einem vorgewählten Schwellenwert und erzeugt, falls erforderlich, ein Hinderniswarnsignal.
  • 1.6.7 Wahrscheinlichkeit der Erkennung und des Fehlalarms
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform verwendet die Erfindung eine Sicht-zu-Sicht-Korrelation zur Bereitstellung einer Erkennungswahrscheinlichkeit (Pd) eines eindringenden Ziels von 99,99% und einer Fehlalarmwahrscheinlichkeit (Pfa) von 1 × 10–6 an der Ausgabe der Gelände- und Hinderniserkennungswarnfunktion 110. Das Signal/Rausch-Verhältnis, welches diese Pegel der Erfassungswahrscheinlichkeit und der Fehlalarmwahrscheinlichkeit erfüllt, wird durch Feststellung des gewünschten Pegels der Erfassungswahrscheinlichkeit und der Fehlalarmwahrscheinlichkeit beim Schwellenwertvergleich erhalten, wie in 16 gezeigt. Der M-aus-N-Gleitfenstereffekt auf die Erfassungswahrscheinlichkeit und die Fehlalarmwahrscheinlichkeit ist gegeben durch:
    Figure 00450001
    mit: P = Eingabewahrscheinlichkeit; Po = Ausgabewahrscheinlichkeit;
    n = Fenstergröße; und
    m = minimale Anzahl an Treffern in n.
  • Wie in 16 gezeigt, ergibt die Logikfunktion für Schwellenwertvergleich und Annahme 182 eine Erkennungswahrscheinlichkeit von 0,97 und eine Fehlalarmwahrscheinlichkeit von 4 x 10–4 auf der Grundlage der Summenleistungs- und Rauschpegeleingaben. Der M-aus-N-Detektor, die Gleitfensterfunktion 180, ergibt die gewünschte Erkennungswahrscheinlichkeit und Fehlalarm- wahrscheinlichkeit. Eine Ausgabewahrscheinlichkeit von 99,99% resultiert aus einer Eingabewahrscheinlichkeit von 99%. Eine Fehlalarmwahrscheinlichkeit von 1 × 10–6 an der Ausgabe des M-aus-N-Detektors ergibt sich aus einer Fehlalarmwahrscheinlichkeit von 6 × 10–4 an der Eingabe.
  • In einer Situation, wo ein Geländestörecho sich wie ein Swerling-2-Ziel, also wie eine Anzahl von unabhängigen Fluktuationsreflektoren von ungefähr gleicher Größe verhält, erfüllt ein Störecho/Rausch-Verhältnis von ungefähr 8,0 dB eine Erkennungswahrscheinlichkeit und eine Fehlalarmwahrscheinlichkeit an der Ausgabe der Gelände- und Hinderniserkennungswarnfunktion 48 von 99,99% bzw. 1 × 10–6 bei Verwendung eines Systems entsprechend der Systemparameter in Tabelle 2 und mit Sicht-zu-Sicht-Korrelation. 12 zeigt, dass ein Störecho/Rausch-Verhältnis von ungefähr 8,0 dB bei einem dazwischen liegenden Regen von 12 Millimeter pro Stunde und bei einer Entfernung von 8 Kilometern unter Verwendung eines Radarsystems, entsprechend der in Tabelle 2 aufgeführten Systemparameter, erhalten werden kann.
  • 1.7 Arbeitsweise
  • Es gibt verschiedene Wege den autonomen Landeleitmodus der vorliegenden Erfindung zu implementieren. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verwendet die vorliegende Erfindung einen X-Band-Radar, welcher herkömmlich zur Wettererkennung und -Vermeidung verwendet wird. Wenn die vorliegende Erfindung unter Verwendung des Wetterradars implementiert wird, müssen die aktuellen Vorschriften der Federal Aviation Administration befolgt werden, welche eine Einrichtung zur Windscherungserkennung verlangen. Die Windscherungserkennungsfunktion wird typischerweise unterhalb von 1.200 Fuß Höhe in der Umgebung eines Flughafens während Start und Landung aktiviert. Zusätzlich sollte die Integrität des Radars bei der Funktion der Erfassung von Wetterdaten erhalten bleiben. Die autonomen Landeleitinformationen können gemäß der vorliegenden Erfindung sowohl mit den Wetterinformationen als auch mit den Windscherungsinformationen verschachtelt werden. Verschiedene Verfahren der Verschachtelung autonomer Landeleitinformationen mit Wetter- und Windscherungsinformationen sind möglich. Die Verschachtelung von autonomen Landeleitinformationen mit Wetterinformationen und Windscherungsinformationen gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird nachfolgend erklärt.
  • 17a illustriert die Verschachtelung von Wetter-, Windscherungs- und autonomer Landeleitmodusdaten unter Bedingungen, wo keine Windscherung vorhanden ist. Wie in 17a gezeigt, werden während der ersten Abtastung 284 des Radarsystems Wetterdaten und während der zweiten Abtastung 286 Windscherungsdaten erfasst. Unter Bedingungen, wo keine Windscherung erkannt wird, verwendet die Erfindung eine dritte Abtastung 288 und eine vierte Abtastung 290 zur Erfassung von Geländedaten für den autonomen Landeleitmodus.
  • 17b illustriert den Radarbetrieb in Gegenwart von Windscherung. In 17b werden Wetterdaten während der ersten Abtastung 284 des Radarsystems erfasst, und während der zweiten Abtastung 286 werden Windscherungsdaten erfasst. Wenn während der zweiten Abtastung 286 Windscherung erkannt wird, erfasst die Erfindung während einer dritten Abtastung 292 und einer vierten Abtastung 294 Windscherungsdaten, woraufhin eine fünfte Abtastung 296 folgt, während welcher Geländedaten für den autonomen Landeleitmodus erfasst werden. In einer bevorzugten Ausführungsform wird die Datenerfassung des autonomen Landeleitmodus und die Verarbeitung in ungefähr 2 Sekunden bewältigt. Während der Azimutabtastung des autonomen Landeleitmodus wird die Höhenposition der Antenne auf der Grundlage der Fluglage des Luftfahr zeugs berechnet. Die Antenne tastet einen ausgewählten Azimutsektor ab, welcher auf dem Geschwindigkeitsvektor des Luftfahrzeugs zentriert ist, während Azimut- und Höhenmonopulsdaten mit einer ausgewählten Abtastrate erfasst werden, beispielsweise tastet die Antenne einen 90-Grad-Azimutabtastsektor mit 45 Grad pro Sekunde dergestalt ab, dass jede Stehzeit mit einer Abtastabdeckung von ungefähr 1 Grad erfasst wird. Falls eindringende Ziele erkannt werden, zeigt die Erfindung die eindringenden Ziele wie zuvor beschrieben an.
  • 1.8 Hardware-Implementierung des autonomen Landeleitsystems
  • Die Tabelle 2 gibt die Parameter des autonomen Landeleitradarsystems für eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wieder. Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung überträgt und empfängt der Radarsensor bei Frequenzen im allgemeinen Bereich von 9,32 GHz bis 9,48 GHz unter Verwendung eines Festkörpersenders, welcher eine Größenordnung von 160 Watt Spitzenleistung aufweist. Der Richtgewinn des Radarsensors liegt in der Größenordnung von 35 dB. Die minimale Hochfrequenz-Bandbreite des Radarsensors beträgt 160 MHz mit 32 äquidistanten Frequenzschritten. Die Pulsbreite des Radarsensors beträgt zwischen 100 Nanosekunden und 512 Mikrosekunden. Der Arbeitszyklus des Radarsensors liegt im allgemeinen Bereich von 0,06% bis 15%. Die Rauschzahl des Radarsensors beträgt 5 dB oder weniger. Die minimale Fähigkeit der Entfernungsauflösung des Radarsensors beträgt 15 m. Die Azimutwinkelauflösung des Radarsensors liegt in der Größenordnung von 3 Grad und die Höhenwinkelauflösung liegt in der Größenordnung von 4 Grad. Der Radarsensor ist zur Durchführung einer Analog/Digital-Umwandlung der Radardaten in der Lage.
  • 1.8.1 Funktionsblockdiagramm des autonomen Landeleitmodus-Radars
  • 18 ist ein Funktionsblockdiagramm für die autonome Landeleitradarfunktion 300 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 18 umfasst die autonome Landeleitradarfunktion 300 einen modifizierten herkömmlichen Ein-Antennen-Sender/Empfänger-Wetterradar vom Monopuls-Typ, eines Typs, welcher in der Technik wohlbekannt ist und welcher mit einer vorbestimmten Pulswiederholfrequenz (Pulse Repetition Frequency, PRF) arbeitet. Die autonome Landeleitradarfunktion 300 umfasst eine herkömmliche Pulswiederholfrequenz-Synchronisiereinheit 310, einen Erreger 320, einen Festkörpersender 340, die Antenne 350, einen Verbreiter/Duplexer 370, einen Vielzweckprozessor 380, einen Monopuls-Hochfrequenzempfänger 390, einen Zwischenfrequenzempfänger 400, einen Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420, einen digitalen Signalprozessor 450, Display-Einheiten 460 und externe Schnittstellen 470. Die autonome Landeleitradarfunktion 300 wird von externen Stromversorgungen 480 mit Strom versorgt.
  • Die Synchronisiereinheit 310 erzeugt die Frequenzen und Synchronisationssignale, welche vom Radarsystem verwendet werden, welches festlegt, wann der Sender 340 feuert. Der Erreger 320 aktiviert den Sender 340 zur Initiierung der Emission der Radarpulse, welche über die Radarantenne 350 eingespeist werden. Zur gleichen Zeit, zu der die Synchronisiereinheit 310 den Erreger 320 zur Initiierung der Emission der Radarpulse pulst, produziert die Synchronisiereinheit 310 auch Ausgabepulse zur simultanen Anwendung auf den Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420 und auf den Vielzweckprozessor 380 zur Bestimmung, wie sich die anderen Funktionen des Radarsystems auf den Übertragungszeitpunkt beziehen.
  • Der Erreger 320, welcher später ausführlicher erklärt wird, übersetzt die Wellenform der Abtastungsfrequenz des Radars und verstärkt die Wellenform auf einen Pegel, welcher von der Leistungsendverstärkerstufe des Senders 340 verwendbar ist. Der Erreger 320 liefert dem Sender 340 ein Sendertreibersignal, eine zweite Ausgabe an den Hochfrequenzempfänger 390, ein Eichsignal an die hinter der Antenne 350 angeordnete integrierte Schaltung für Mikrowellen (Microwave Integrated Circuit, MIC) und mehrere Lokaloszillator-Ausgabesignale an den Zwischenfrequenzempfänger 400.
  • Der Sender 340 erzeugt einen kurzen Radarfrequenzimpuls durch den Verbreiter/Duplexer 370 an die Antenne 350 bei einer Pulswiederholfrequenz, welche von einem Synchronpulsgeber bestimmt wird. Die Pulsgebung des Senders 340 bewirkt die Übertragung eines Radarträgersignalpulses ausgehend von der Radarantenne 350. Der Sender 340 setzt Frequenzagilität oder Übertragung auf mehreren Frequenzen ein, bei welcher die Trägerfrequenz von Puls zu Puls verändert wird.
  • Die Antenne 350 ist eine standardmäßige 30-Zoll-Flachplatten-Antennenanordnung mit einer Strahlbreite von 3,2 Grad, wie sie typischerweise beim Wetterradar verwendet wird, welcher im X-Band arbeitet und Pulsechos zur Übertragung durch die Summen- und Deltakanäle des Monopuls-Empfängers empfängt. Die Antenne 350 umfasst die Fähigkeit sowohl zur Azimut- als auch der Höhensektorabtastung. Die elektromagnetische Energie, welche von der Antenne 350 abgestrahlt wird, läuft so lange durch den Raum, bis sie auf das Gelände oder ein anderes Hindernis auftrifft. Die reflektierten Radarpulse werden von der Antenne 350 empfangen und über die Trennvorrichtung an den Empfänger geschickt. Die Antenne 350 wird durch ein Signal vom Festkörpersender 340 unter der Steuerung der Synchronisiereinheit 310 über Erreger 320 zur Abstrahlung von Pulsen in einem passenden Frequenzband erregt.
  • Der Verbreiter/Duplexer 370 fungiert als eine Trennvor richtung, welche die Antenne 350 des Monopuls-Ein-Antennensystems alternierend mit dem Sender 340 und dem Hochfrequenzempfänger 390 verbindet und die Antenne 350 von der nicht angeschlossenen Funktion trennt. Der Verbreiter/Duplexer 370 schützt auch den Hochfrequenzempfänger 390 vor der Sendeleistung. Der Verbreiter/Duplexer 370 umfasst drei Ports: Sender 340, Antenne 350 und Hochfrequenzempfänger 390. Wahlweise kann der Verbreiter/Duplexer 370 einen vierten Port zwischen Sender 340 und Empfänger 390 aufweisen. Der vierte Port ist terminiert, was den Wegeverlust erhöht. Der Verbreiter/Duplexer 370 arbeitet auch in Verbindung mit einem Lokaloszillator (nicht gezeigt) zur Übersetzung des Signals und der Störung auf die Zwischenfrequenz, welche die Differenz zwischen der Signalfrequenz und der des Lokaloszillators ist. Die resultierende Zwischenfrequenz wird in den Hochfrequenzempfänger 390 eingespeist. Die Ausgaben des Delta-Azimutkanals und des Delta-Höhenkanals der Antenne 350 werden auch in den Hochfrequenzempfänger 390 und dadurch den Zwischenfrequenzempfänger 400 eingespeist. Die Analog/Digital-Wandler 402, welche zum Zwischenfrequenzempfänger 400 gehören, transformieren die analogen I- und Q-Signale in digitale Worte zur Verwendung durch den digitalen Signalprozessor 450.
  • Der Vielzweckprozessor 380 steuert die Lage der Antenne 350 durch Manipulation von Servomotoren über einen kardanischen Antriebsmechanismus und einen Positionsrückmeldemechanismus. Sowohl der kardanische Steuerungsmechanismus als auch der Positionsrückmeldemechanismus sprechen auf Antriebs- und Fehlersignale vom Vielzweckprozessor 380 an. Die Information über die horizontale Abtastposition der Antenne 350 und die Information über die vertikale Abtastposition, die Azimut- bzw. Höhensignale, werden dem Vielzweckprozessor 380 vom Positionsrückmeldemechanismus geliefert. Der Positionsrückmeldemechanismus umfasst Azimut- und Höhenwinkelraten sensoren und synchrone Ausgaben, wie sie Durchschnittsfachleuten wohlbekannt sind, siehe beispielsweise U.S.-Patent Nr. 3,369,231. Der Positionsrückmeldemechanismus kann einen oder mehrere Beschleunigungsmesser zur Erfassung der longitudinalen und transversalen Beschleunigung der Antenne umfassen, falls die Stabilitätsanforderung an das Phasenzentrum der Antenne 350 nicht auf andere Weise erfüllt werden kann. Gemäß der Erfindung drehen auch die kardanischen Antriebsmotoren und der Positionsrückmeldemechanismus die Antennenanordnung 352 zwischen einer ersten Lage und einer zweiten Lage, welche senkrecht zur ersten Lage ist. Die kardanischen Antriebsmotoren und der Positionsrückmeldemechanismus bewirken, dass die Antenne in Azimut und Höhe abtastet, und können auch eine Raumstabilisierung der Antennenanordnung 352 vorsehen, wie von Durchschnittfachleuten wohlverstanden wird. Der Vielzweckprozessor 380 ist durch externe Schnittstellen 470 mit den vertikalen und horizontalen Indikatoren der Display-Einheiten 460 verbunden. Der Vielzweckprozessor 380 konvertiert die Azimut- und Höhensignale, welche die horizontale bzw. vertikale Position anzeigen, zur Verwendung durch die Display-Einheiten 460.
  • Der Monopuls-Hochfrequenzempfänger 390 ist mit den mehreren Einspeiseeingängen der Antenne 350 verbunden und stellt eine Monopuls-Summen- und Differenz-Videosignalausgabe bereit. Der Summenkanal des Hochfrequenzempfängers 390 erhält die Eingabe vom Verbreiter/Duplexer 370 in der Form von additiv kombinierter Energie der beiden Keulen des Strahlungsmusters der Antenne 350, welche symmetrisch zur Mittellinie der Antenne 350 und in der Höhe gegenseitig abgewinkelt sind. Der Höhendifferenzkanal, oder Deltakanal, des Hochfrequenzempfängers 390 erhält eine Eingabe in der Form von differenziell kombinierten Pulsechos, welche in den beiden Keulen des Strahlungsmusters der Antenne 350 empfangen werden, welche symmetrisch zur Mittellinie der Antenne 350 und im Azimut gegenseitig abgewinkelt sind. Der Hochfrequenzempfänger 390, welcher später ausführlicher erklärt wird, umfasst eine Leistungsbegrenzungspartie 392, eine rauscharme Verstärkungspartie 394, eine Spiegelfrequenz-Dämpfungsfilterpartie 396 und eine Abkonversionspartie 398, welche zum Empfang einer Ausgabe, LO1, des Erregers 320 verbunden ist. Die Ausgabe des Hochfrequenzempfängers 390 ist ein Zwischenfrequenzsignal, welches an den Zwischenfrequenzempfänger 400 übertragen wird.
  • Der Zwischenfrequenzempfänger 400, welcher später ausführlicher erklärt wird, umfasst eine Zwischenfrequenz-Austastungspartie 404, welche mit einer ersten Abkonversions- und Verstärkungsregelungspartie 406 verbunden ist, welche ihrerseits mit einer zweiten Abkonversions- und Verstärkungsregelungspartie 408 verbunden ist, welche mit abgestimmten Filtern 410 verbunden ist, welche mit einem Kohärenzdetektor 412 verbunden sind. Der Kohärenzdetektor 412 ist mit zugeordneten Analog/Digital-Wandlern 402 verbunden. Die Ausgabe des Zwischenfrequenzempfängers 400 wird zum Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420 übertragen.
  • Der Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420 führt zur Bereitstellung einer verbesserten Entfernungsauflösung eine Digitalimpulsverdichtung auf den Abtastungen des Bereichsgatters durch, wie in der Technik wohlbekannt ist. Siehe dazu Byron Edde, Radar: Principles, Technology, Applications, Prentice Hall PTR, 1993, Kapitel 13; Seiten 23 bis 4, hiermit durch Verweis aufgenommen. Der Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420, welcher später ausführlicher erklärt wird, umfasst eine Impulsverdichtungspartie 422, wo eine abgestimmte Filterfunktion die Echowelle mit einer verzögerten Kopie des übertragenen Signals korreliert, eine Vorfilterungspartie 424, welche die gewünschte abgestimmte Filterbandbreite erzeugt, und eine Datenspeicherungs partie 426, welche eine Datenspeicherungsfunktion durchführt, welche einen Ort zur vorübergehenden Aufbewahrung digitalisierter Signale bereitstellt, während alle Signale für einen bestimmten Vorgang zusammengetragen werden. Der Digitalimpulsverdichter 420 wird in einem späteren Abschnitt ausführlicher erklärt.
  • Ein in der Technik wohlbekannter digitaler Signalprozessor 450 verarbeitet Zielechos und Störsignale zur Steigerung des Signalpegels der Zielechos und Unterdrückung von Störungen, wodurch das Signal/Störungs-Verhältnis vergrößert wird. Der digitale Signalprozessor 450 führt auch die Erkennungsfunktion durch, welche die Entscheidung trifft, ob ein Ziel vorhanden ist oder nicht, und holt Informationen über Ziele ein, beispielsweise Position, Entfernung und Doppler-Verschiebung. Der digitale Signalprozessor 450 wird in der Erfindung zur Synthetisierung von abgestimmten Filtern für die verschiedenen Radaranwendungen verwendet. Der digitale Signalprozessor 450 wird später ausführlicher beschrieben.
  • Die Display-Einheiten 460, welche eine Videoausgabe aufweisen, sind durch den digitalen Signalprozessor 450 mit dem Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420 und mit externen Schnittstellen 470 verbunden. Der Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420 empfängt auch die Ausgabe der Synchronisiereinheit 310. Der digitale Signalprozessor 450 steuert die Informationen auf den Display-Einheiten 460 als eine Funktion der Entfernung des Luftfahrzeugs vom Objekt. Wenn ein Objekt erkannt wird, wird auf dem Display die Farbe, welche einem Entfernungsbereich zu diesem Objekt entspricht, von Durchschnittsfachleuten wohlbekannten Mitteln erzeugt. Siehe dazu beispielsweise U.S.-Patent Nr. 3,369,231, welches durch Verweis aufgenommen ist.
  • 1.8.2 Antennensystem
  • 19 illustriert eine Ausführungsform des Radarantennensystems 350 gemäß der vorliegenden Erfindung. Das Radarantennensystem 350 umfasst eine Antennenanordnung 352, Antriebsmotoren 354 und einen Positionsrückmeldemechanismus 356. Der Positionsrückmeldemechanismus 356 umfasst synchrone Ausgaben 358 und sowohl Azimut- als auch Höhenwinkelgeschwindigkeits-Gyroskope 360. Antennenbeschleunigungssensoren 362 können zur Überwachung sowohl der longitudinalen als auch der transversalen Antennenbeschleunigung eingesetzt werden, falls die Stabilität des Phasenzentrums der Antenne nicht ausreichend auf andere Weise erreicht werden kann. Die Antriebsmotoren 354 erhalten Azimutwinkel- und Höhenwinkelgeschwindigkeitsbefehle vom Vielzweckprozessor 380 und treiben die Antennenanordnung 352 mechanisch an. Synchrone Ausgaben 358 melden Azimut- und Höhenpositionsdaten der Antennenanordnung 352 an den Vielzweckprozessor 380 zurück. Die Azimut- und Höhenwinkelgeschwindigkeits-Gyroskope 360 melden Daten über die Azimut- und Höhenwinkelgeschwindigkeit der Antenne 350 an den Vielzweckprozessor 380 zurück. Falls vorhanden melden Antennenbeschleunigungssensoren 362 sowohl die longitudinale Beschleunigung als auch die transversale Beschleunigung der Antenne an den Vielzweckprozessor 380 zurück. Der Vielzweckprozessor 380 verwendet die Daten über die Position, Winkelgeschwindigkeit und Beschleunigung zur Steuerung der Position der Antennenanordnung 352 gemäß herkömmlichen Steuerungsverfahren. Der bevorzugte Antennenpositionierer ist mit zwei Achsen stabilisiert mit einer minimalen Abtastabdeckung von +/–90 Grad im Azimut und von +50 bis –65 Grad in der Höhe. Der Antennenpositionierer umfasst eine Azimutsektorabtastung, welche von 0 bis +/–90 Grad wählbar ist, und eine Höhensektorabtastung, welche von 0 bis 115 Grad wählbar ist. Die Abtastgeschwindigkeit des Antennenpositionierers ist sowohl im Azimut als auch in der Höhe in der Größenordnung von 0 bis 60 Grad pro Sekunde variabel mit einer minimalen kardanischen Beschleunigung und Bremsung in der Größenordnung von 600 Grad pro Sekunde pro Sekunde. Eine bevorzugte Ausführungsform des Antennenpositionierers entspricht den Leistungsparametern der Tabelle 3. Die Antenne 350 umfasst eine Antennenanordnung, welche den Leistungsparametern der Tabelle 4 entspricht.
  • 1.8.3 Funktionsdiagramm des Senders
  • 20 illustriert das Funktionsdiagramm des Festkörpersenders 340 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Sender 340 empfängt vom Erreger 320 ein Sendertreibersteuersignal. Das Sendertreibersteuersignal weist eine Zentrumsfrequenz von 9.400 MHz innerhalb eines Bandes von +/–80 MHz bei nominalen +12 dBm. Der Sender 340 empfängt von der Synchronisiereinheit 310 ein Sendergattersteuersignal. Der Sender 340 überträgt die Hochfrequenzleistung mit 52,2 dBm an die Antenne 350.
  • Der Sender 340 umfasst eine Treiberverstärkerpartie 342, eine Hochfrequenzleistungsverstärkerpartie 344, eine Leistungskombinatorpartie 346 und eine Modulatorpartie 348. Die Treiberverstärkerpartie 342 empfängt und verstärkt das Sendertreibersteuersignal vom Erreger 320. Der Schaltkreis des Senders 340 erreicht durch Aufteilung der Treiberleistung unter mehreren Verstärkungsmodulen und Kombination der resultierenden Leistung auf eine einzige Übertragungsleitung als eine Hochfrequenzausgabe am Ausgang der Leistungskombinatorpartie 346 zur Anwendung auf den Verbreiter/Duplexer 370 eine Parallelverarbeitung. Der bevorzugte Sender 340 entspricht den Funktionsparametern der Tabelle 5.
  • Der Modulator 348 steuert den Senderschaltkreis. Der Modulator 348 ist vorzugsweise von einem Typ, welcher in der Technik als ein Niedrigpegel-Modulator bekannt ist. Der Modulator 348 spricht auf ein 120-Volt-RMS- Eingabesignal bei nominellen 400 Hz an. Ein Ausgabegatter des Modulators 348 stellt getrennte Anschlüsse zum Ein-/Ausschalten der Ausgänge durch Erzeugung eines Logiksignals bereit. Der Modulator 348 liefert 1152 Watt Gesamtleistung bei 144 Ampere und 8 Volt. Der Modulator 348 verteilt die Leistung auf acht individuelle Ausgänge mit 16 Ampere und auf zwei individuelle Ausgänge mit 8 Ampere. Der Modulator 348 liefert eine Gatterspannung von insgesamt –2 Volt und 1 Ampere, verteilt auf zehn individuelle Ausgänge. Der Modulator 348 umfasst eine eingebaute Testfähigkeit (Built-In-Test, BIT) und berichtet den eingebauten Teststatus durch Erzeugung eines Logiksignals.
  • Der Modulator 348 unterstützt Pulsbreiten von 100 Nanosekunden bis 512 Mikrosekunden und zeigt einen maximalen Spannungsabfall von 0,5 Volt über eine Pulsbreite von 512 Mikrosekunden hinweg. Der Modulator 348 umfasst einen Schaltkondensator für jedes Leistungsmodul zur Unterstützung einer allmählichen Leistungsabnahme. Das maximale statistische Rauschen der Ausgabe des Modulators 348 beträgt 4 Millivolt RMS, gemessen bei einer Bandbreite von 25 MHz. Die maximale Amplitudenwelligkeit der Ausgabe des Modulators 348 beträgt 20 Millivolt von Spitze zu Spitze. Die Isolationsspannung von Eingang zu Ausgang des Modulators 348 liegt in der Größenordnung von 700 Volt Gleichspannung, die Isolationsspannung von Eingang zu Gehäuse liegt in der Größenordnung von 500 Volt Gleichspannung und die Isolationsspannung von Ausgang zu Gehäuse liegt in der Größenordnung von 300 Volt Gleichspannung. Der Modulator 348 stellt eine normale Ausgabe mit einer standardmäßigen Wechselspannung von 180 Volt für ein Minimum von 0,1 Sekunden bereit, und die Ausgabespannung kehrt nach einer 50%igen Veränderung des Laststroms innerhalb von 100 Mikrosekunden in den Normalbereich zurück. Der Modulator 348 weist eine maximale transiente Last mit einer oberen/unteren Spannungsschwelle von 0,5 Volt von einem nominellen Spannungssollwert auf. Jeder Ausgang des Modulators 348 ist unabhängig gegen einen Kurzschluss beliebiger Dauer geschützt und stellt den Normalzustand automatisch wieder her, wenn eine Überlastung entfernt wird. Der maximale Temperaturkoeffizient des Modulators 348 beträgt 0,03% pro Grad Celsius.
  • 1.8.4 Funktionsdiagramm des Erregers
  • Der Erreger 320 übersetzt die Wellenform auf die Abtastungsfrequenz des Radars und verstärkt die Wellenform auf einen Pegel, welcher vom Sender 340 verwendbar ist. Der Erreger 320 aktiviert den Sender 340 zur Initiierung der Emission der Radarpulse, welche der Radarantenne 350 eingespeist werden. Der Erreger 320 liefert auch Taktsignale und Lokaloszillatorsignale an andere Teile des Radarsystems. 21 illustriert ein Funktionsdiagramm des Erregers 320 gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Erreger 320 umfasst einen Referenzoszillator 362, welcher über einen Doppler-Tongenerator 366 mit einem Eichzielgenerator 364, einem 40-MHz-Taktgeber 368 und einem Sendetreibergenerator 370 verbunden ist. Der Sendetreibergenerator 370 ist mit einer Phasenmodulationspartie 372 und mit einem Lokaloszillatorgenerator 374 verbunden.
  • Die Phasenmodulationspartie 372 des Erregers 320 gibt ein Sendertreibersignal an den Sender 340 aus. Der Erreger 320 gibt ein Sendertreibersignal mit einer Mittenfrequenz von 9.400 MHz innerhalb eines Bandes von +/–80 MHz aus, welches an den Sender 340 mit nominellen +12 dBm übertragen wird. Der Eichzielgenerator 364 des Erregers 320 gibt ein Eichsignal von 9.400 +/–80 MHz an die integrierte Schaltung für Mikrowellen (nicht gezeigt), welche hinter der Antenne 350 angeordnet ist, mit nominellen –50 dBm +/–30 dBm aus. Der Lokaloszillatorgenerator 374 gibt ein Signal an den Sendetreibergenerator 370 und vier Lokaloszillatorausgänge aus. Die Signale des Lokaloszillators werden an den Hochfrequenzempfänger 390 und an den Zwischenfrequenzempfänger 400, wie in Tabelle 6 gezeigt, ausgegeben.
  • Der 40-MHz-Taktgeber 368 liefert ein differenzielles Ausgabesignal an die Synchronisiereinheit 310 und an den Vielzweckprozessor 380. Die Synchronisiereinheit 310 überträgt ein erstes differenzielles Eingabesignal an den Regelungsphasenmodulator 372 und ein zweites differenzielles Eingabesignal an die Regelungspulswiederholungsintervallphasenpartie (nicht gezeigt) des Phasenmodulators 372. Ein drittes differenzielles Eingabesignal von der Synchronisiereinheit 310 an den Erreger 320 ermöglicht ein breites Sendetreibergatter, und ein viertes differenzielles Eingabesignal von der Synchronisiereinheit 310 an den Erreger 320 ermöglicht ein schmales Sendetreibergatter. Ein anderes differenzielles Eingabesignal von der Synchronisiereinheit 310 an den Erreger 320 erlaubt einen Eichsignalschalter (nicht gezeigt). Das Frequenzregelungswort ist ein paralleles 8-Bit-Wort vom Vielzweckprozessor 380. Der Vielzweckprozessor 380 gibt ein paralleles 8-Bit-Doppler-Tonregelungswort an den Doppler-Tongenerator 366 aus. Das Eichsignaldämpfungswort ist auch ein paralleles 8-Bit-Wort vom Vielzweckprozessor 380. Die vorliegende Erfindung kann unter Verwendung jeder Logikform, einschließlich, jedoch nicht beschränkt auf beispielsweise Transistor-Transistor-Logik, CMOS-Logik oder BiCMOS-Logik, verwirklicht werden. Gemäß einer Ausführungsform verwendet die vorliegende Erfindung Transistor-Transistor-Logik (TTL). In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht der Erreger 320 den Funktionsparametern der Tabelle 7.
  • 1.8.5 Funktionsdiagramm des Empfängers
  • Der Empfänger der bevorzugten Ausführungsform ist ein Mehrfachwandler-Superhetrodyne-Empfänger. Andere den Durchschnittsfachleuten bekannte Empfängerbauarten können verwendet werden. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung umfasst die Empfängerkette den Zweikanal-Hochfrequenzempfänger 390 und den Zwischenfrequenzempfänger 400, wobei das Signal und Störungen verstärkt, gedämpft und auf der Signalfrequenz gefiltert werden. Die Empfängerkette filtert unerwünschte Signale, insbesondere auf der Spiegelfrequenz, heraus und verstärkt Signal-plus-Rauschen auf einen Pegel, auf dem das auf späteren Ebenen erzeugte Rauschen nicht wesentlich zum Signal/Rausch-Verhältnis beiträgt. Das Hochfrequenzband ist um die Sendefrequenz herum zentriert, ausgeglichen durch die Doppler-Verschiebung.
  • 22 ist ein Funktionsdiagramm des Hochfrequenzempfängers 390 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Hochfrequenzempfänger 390 umfasst eine Leistungsbegrenzungspartie 392, eine rauscharme Verstärkerpartie 394, eine Spiegelfrequenz-Dämpfungsfilterungspartie 396 und eine Abkonversionspartie 398. Die Leistungsbegrenzungspartie 392 kann in den Weg vom Verbreiter/Duplexer 370 zum Empfänger 390 zum Schutz des Empfängers 390 vor dem Sender 340 eingefügt werden.
  • In einer bevorzugten Implementierung besteht die Leistungsbegrenzungspartie 392 aus einem Festkörperdiodenbegrenzer. In einem Festkörperdiodenbegrenzer werden Signale, welche an einem ersten Port einer Eingabehybridpartie in die Leistungsbegrenzungspartie 392 eintreten, in zwei gleichen Teile in der Eingabehybridpartie geteilt, um 90 Grad phasenverschoben und auf zwei Sendeleitungen gegeben. Falls das Spitze-zu-Spitze-Signal geringer als 1,4 Volt von Spitze zu Spitze ist, befinden sich die Dioden, im Fall von Siliziumdioden, im Leerlauf und stören die Übertragung nicht. Die Signale werden in einer Ausgabehybridpartie kombiniert. Signalkomponenten größer als 1,4 Volt von Spitze zu Spitze bewirken den Kurzschluss der Dioden, wobei diese Komponenten mit einer Phasenverschiebung von 180 Grad gespiegelt werden. Die gespiegelten Komponenten werden auf einen zweiten Port des Eingabehybrids gelenkt, welcher terminiert ist.
  • Die Ausgabe der Leistungsbegrenzungspartie 392 wird in die rauscharme Verstärkerpartie 394 eingespeist, in der Technik auch als Hochfrequenzverstärkerpartie bekannt, welche das Signal und die Störungen bei minimaler Rauscherzeugung verstärkt. Die rauscharme Verstärkerpartie 394 weist eine Verstärkung auf, welche das Rauschen wirksam aus dem Rest des Empfängers 390 verdrängt. Das verstärkte Signal wird in die Spiegelfrequenz-Dämpfungsfilterpartie 396 eingespeist, welche die unverwendete Resonanz oder Spiegelfrequenzresonanz unterdrückt. Die Abkonversionspartie 398 verschiebt das Echo auf eine Zwischenfrequenz durch Vermischung der eingehenden Frequenzen mit der Lokaloszillatorausgabefrequenz, LO1, vom Erreger 320 und durch Tiefpass-Filterung des Produkts. Die Eingaben in den Hochfrequenzempfänger 390 sind in Tabelle 8 aufgelistet. Ein bevorzugter Hochfrequenzempfänger 390 entspricht gemäß der Erfindung den Funktionsparametern der Tabelle 9.
  • 1.8.6 Funktionsdiagramm des Zwischenfrequenzempfängers
  • Der Hauptteil der Signalverstärkung und -Filterung findet im Zwischenfrequenzempfänger 400 statt. Der Zwischenfrequenzempfänger 400 umfasst die Analog/Digital-(A/D)-Wandlerpartie 402. Die Eingaben in den Zwischenfrequenzempfänger 400 sind in Tabelle 10 aufgelistet.
  • Wie oben erwähnt und in 23 illustriert, umfasst der Zwischenfrequenzempfänger 400 die Zwischenfrequenz-Austastungspartie 404, welche mit einer ersten Abkonversions- und Verstärkungsregelungspartie 406 verbunden ist, welche wiederum mit einer zweiten Abkonversions- und Verstärkungsregelungspartie 408 verbunden ist, welche mit der Abstimmfilterpartie 410 verbunden ist, welche mit einem Kohärenzdetektor 412 verbunden ist, welcher mit der zugeordneten Analog/Digital-Wandlerpartie 402 verbunden ist. Die Abkonversions- und Verstärkungsregelungspartien 406, 408 dämpfen die noch starken eingehenden Signale zur Vermeidung der Absättigung späterer Empfängerbauteile und verschieben das Signal auf eine Zwischenfrequenz durch Vermischung eingehender Frequenzen mit Lokaloszillatorfrequenzen und durch Tiefpass-Filterung des Produkts. Die Abstimmfilterpartie 410 formt die Signale und Störungen zur Optimierung des Signal/Störungs-Verhältnisses durch Zulassung des maximalen Signals mit minimalem Rauschen. Der Anteil der Signalleistung, welche die Abstimmfilterpartie 410 passiert, ist eine Funktion der Bandbreite des Filters, der Bandpasseigenschaft und des Spektrums des empfangenen Echos. Das Ansprechverhalten des Abstimmfilters wird variabel gehalten, falls verschiedene Wellenformen, beispielsweise umschaltbare Pulsbreiten, verwendet werden. Der Kohärenzdetektor 412 stellt durch Vergleich des Signals-plus-Störung mit einem Schwellenwert fest, ob ein Ziel vorhanden ist. Falls das Signal-plus-Störung oder die Störung allein den Schwellenwert übersteigen, wird eine Erkennung festgestellt. Der bevorzugte Zwischenfrequenzempfänger 400 entspricht den in Tabelle 11 aufgeführten Funktionsparametern. Die bevorzugte Analog/Digital-Wandlerpartie 402 des Zwischenfrequenzempfängers 400 entspricht den in Tabelle 12 aufgeführten Funktionsparametern.
  • Die Frequenz des Zwischenfrequenzempfängers 400 wird zum bequemen Bau der Abstimmfilterpartie 410 und zur Minimierung des Beitrags der Zwischenfrequenzstufen zum gesamten Rauschpegel ausgewählt. Die Frequenz des Zwischenfrequenzempfängers 400 ist die Differenz zwischen Signalfrequenz und der Lokaloszillatorfrequenz. Das Signal wird I/Q-demoduliert, wodurch das Signal und die Störungen von der Zwischenfrequenz auf ihre Informations- oder Basisbandfrequenzen übersetzt werden. Die I/Q-Demodulation stellt sowohl die realen als auch die imaginären Signalkomponenten wieder her. Das I/Q-demodulierte Signal ist ein bipolares Videosignal, welches die Stärke und Phase des Signals im Vergleich mit der Übertragungswelle repräsentiert. Die Filterung des zusammengesetzten Signals wird in der Abstimmfilterpartie 410 zur Optimierung des Signal/Rausch-Verhältnisses durchgeführt, und das resultierende Signal wird in der Analog/Digital-Wandlerpartie 402 digitalisiert. Der Zwischenfrequenzempfänger 400 gibt digitalisierte I- und Q-Signale auf dem Summenkanal als ein paralleles 24-Bit-Wort an den Vorprozessor 420 aus und gibt digitalisierte I- und Q-Signale auf dem Deltakanal als ein paralleles 24-Bit-Wort an den Vorprozessor 420 aus.
  • 1.8.7 Funktionsdiagramm der Synchronisiereinheit
  • 24 illustriert das Funktionsdiagramm der Synchronisiereinheit 310 gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Synchronisiereinheit 310 umfasst eine Decodierpartie 312 und einen Signalgenerator 314. Wie oben erwähnt erzeugt die Synchronisiereinheit 310 die vom Radarsystem verwendeten Frequenzen und Synchronisierungssignale, welche bestimmen, wann der Sender 340 feuert. Der Erreger 320 liefert ein differenzielles 40-MHz-Taktsignal an die Decodierpartie 312. Der Vielzweckprozessor 380 gibt ein 32-Bit-Steuerwort an die Decodierpartie 312 aus. Die Synchronisiereinheit 310 gibt fünf differenzielle Signale an den Erreger 320 aus. Die differenziellen Signale an den Erreger 320 steuern die Pulswiederholungsintervallphase des Phasenmodulators, ermöglichen ein breites Sendetreibergatter, ermöglichen ein schmales Sendetreibergatter und erlauben eine Eichsignalumschaltung. Die Synchronisiereinheit 310 gibt ein differenzielles Signal an Sender 340 zur Steuerung des Sendepulses aus. Die Synchronisiereinheit 310 umfasst einen 1-MHz-oder 10-MHz-Analog/Digital-Abtastungstaktgeber, welcher ein differenzielles Signal an den Zwischenfrequenzempfänger 400 ausgibt. Die Synchronisiereinheit 310 gibt ein differenzielles Zwischenfrequenzaustastungs-Umschaltungssteuersignal an den Zwischenfrequenzempfänger 400 aus. Die Synchronisiereinheit 310 gibt ein differenzielles Steuersignal zur Wahlumschaltung des Abstimmfilters an den Zwischenfrequenzempfänger 400 aus. Die Synchronisiereinheit 310 gibt ein differenzielles Pulswiederholfrequenz-(PRF)-Signal an den Vorprozessor 420, an den digitalen Signalprozessor 420 und an den Vielzweckprozessor 380 aus. Die Synchronisiereinheit 310 gibt ein differenzielles Verweilzeitsynchronisierungssignal an den Vorprozessor 420, an den digitalen Signalprozessor 420 und an den Vielzweckprozessor 380 aus.
  • 1.8.8 Datenerfassungs-/Vorverarbeitungsfunktion
  • Die Signalverarbeitung im Radar verbessert das Signal/Störungs-Verhältnis und die Zielerkennung im Störecho und extrahiert die Eigenschaften und das Verhalten des Ziels. Die Signalverarbeitung führt Abläufe durch, welche die Echos der Ziele verbessern und Störungen vom Empfänger unterdrücken. Die Signalverarbeitung kann Folgendes umfassen, ist jedoch nicht darauf beschränkt: Signalintegration, Filterung und Spektralanalyse, Korrelation, Fensterung und Faltung. Die Signalintegration summiert die zusammengestzten Signale innerhalb der gleichen Entfernungszellen für verschiedene Treffer auf. Die Filterung und Spektralanalyse ist ein Frequenzbereichsvorgang, bei welchem zusammengesetzte Zielechos und Störungen in ihre Frequenz- oder Doppler-Komponenten aufgetrennt werden. Die Korrelation vergleicht das Signal-plus-Störung mit einer Funktion, welche ein Zielsignal simuliert. Der Grad der Übereinstimmung beim Korrelationsvorgang bestimmt, ob das zusammengesetzte Signal des Signals-plus-Störung ein Zielecho enthält. Die Fensterung kann beim Korrelationsvorgang und bei der Spektralanalyse zur Reduzierung der spektralen Streustrahlungsfehler verwendet werden, welche sich ergeben können, wenn Verarbeitungsfehler sich von einer Zelle auf andere Zellen ausbreiten. Die Faltung sieht Flexibilität bei manchen Signalverarbeitungen vor, weil die Faltung entweder im Frequenzbereich oder im Zeitbereich die gleiche Wirkung aufweist wie die Multiplikation im anderen Bereich.
  • 25 ist ein Funktionsdiagramm des Vorprozessors/Digitalimpulsverdichters 420 gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Impulsverdichtungspartie 422 umfasst eine Abstimmfilterfunktion, welche die Echowelle mit einer verzögerten Kopie des übertragenen Signals korreliert. Die Vorfilterungspartie 424 erzeugt die gewünschte Bandbreite des Abstimmfilters. Die Datenspeicherungspartie 426 führt eine Datenspeicherungsfunktion aus, welche einen Ort zur vorübergehenden Aufbewahrung digitalisierter Signale bereitstellt, während alle Signale für einen bestimmten Vorgang erfasst werden. Die Impulsverdichtungspartie 422 führt eine Impulsverdichtung im Verhältnis von 1 : 1 bis 512 : 1 durch. Die Vorfilterungspartie 424 führt eine digitale Vorfilterung im Verhältnis von 1 : 1 bis 16 : 1 durch. Die Datenspeicherungspartie 426 stellt einen Pufferspeicher für die digitalen I/Q-Radardaten bereit, welche vom Zwischenfrequenzempfänger 400 geliefert werden.
  • Wie oben erwähnt, erfordert die Entfernungsauflösung mehrerer Ziele im Allgemeinen, dass die individuellen Ziele wenigstens durch die Entfernung voneinander getrennt sind, welche äquivalent zur Breite der verarbeiteten Echopulse ist. Die Entfernungsauflösung kann unter Verwendung der Impulsverdichtung verbessert werden, welche den Kompromiss der breiten Pulse für die zur Zielerkennung erforderliche hohe Energie gegenüber schmalen Pulsen für die Entfernungsauflösung aufhebt. Der Vorprozessor/Digitalimpulsverdichter 420 führt eine digitale Impulsverdichtung auf den Bereichsgatter-Abtastungen zur Bereitstellung einer verbesserten Entfernungsauflösung durch. Die Impulsverdichtungspartie 422 umfasst Abstimmfilter zur Durchführung der Impulsverdichtung auf den Bereichsgatter-Abtastungen durch Korrelation der Echowelle mit einer verzögerten Kopie des übertragenen Signals.
  • In dieser Ausführungsform umfasst das autonome Landeleitsystem eine große Anzahl vom Bereichsgattern und langer Impulsverdichtungscodes. Die Durchführung der Impulsverdichtung ist im Frequenzbereich praktikabler als im Zeitbereich. Die diskrete Fourier-Transformation (DFT) berechnet das Spektrum einer beliebigen Funktion, welche diskret oder abgetastet in der Zeit ist. Die diskrete Fourier-Transformation ändert die Zeit in die Frequenz für abgetastete Funktionen und die inverse diskrete Fourier-Transformation ändert die Frequenz in die Zeit. Ob die Funktion periodisch ist oder nicht, das Spektrum der Funktion ist diskret und periodisch und das Spektrum einer periodischen Zeitfunktion. Die mathematische Analyse zeigt, dass die Multiplikation der diskreten Fourier-Transformation von zwei Sequenzen mit endlicher Dauer und dann die inverse Transformation des Produkts einer zirkularen Faltung der äquivalenten periodischen Sequenzen äquivalent ist.
  • 26 ist ein Funktionsdiagramm der Verarbeitung, welche die Frequenzbereichsimpulsverdichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung durchführt. Die Impulsverdichtungspartie 422 umfasst die Codekoeffizientenspeicherungspartie 428, welche mit der Null-Füllfunktion 430 und einer ersten schnellen Fourier-Transformationsfunktion 432 verbunden ist. Die Impulsverdichtungspartie 422 umfasst auch die Intrapulsbewegungskompensationsfunktion 434, welche mit einer Datenformatierungsfunktion 436 und einer zweiten schnellen Fourier-Transformationsfunktion 438 verbunden ist. Sowohl die erste als auch die zweite schnelle Fourier-Transformationsfunktion 432, 438 sind mit einer Multi plizierfunktion 440 verbunden. Die Ausgabe der Multiplizierfunktion 440 wird in eine inverse schnelle Fourier-Transformationsfunktion 442 eingespeist, bevor sie in die digitale Vorfilterungspartie 424 eingegeben wird.
  • In dieser Ausführungsform weist die digitale Impulsverdichtungsfunktion 422 Zweikanalfähigkeit, Summe und Delta, mit einer maximalen Datenrate von 10 MHz auf. Die maximale Anzahl von Entfernungsabtastungen beträgt 4096 pro Kanal. Jede Entfernungsabtastung ist ein komplexes Wort mit einer realen 16-Bit-Komponente und einer imaginären 16-Bit-Komponente. Die Codelänge variiert von 1 bis 512 komplexen Worten. Falls Impulsverdichtung mit komplementärem Code verwendet wird, wechselt die digitale Impulsverdichtungsfunktion 422 beim Pulswiederholungsintervall zwischen zwei Codes, Code A und Code B hin und her, beispielsweise Code A, Code B, Code A, Code B. Der Digitalimpulsverdichter 422 weist die Fähigkeit zur gleichzeitigen Speicherung von zwei Codes auf, wodurch man ohne die Erfordernis des Herunterladens eines Codes bei jedem Pulswiederholungsintervall auskommt. Die Codekoeffizienten sind komplexe Worte, 16 Bit real und 16 Bit imaginär, welche vom Vielzweckprozessor 380 ausgegeben und mit einer sehr niedrigen Rate aktualisiert werden, beispielsweise einmal alle paar Minuten, um Veränderungen der Amplituden- und Phasenfehler als eine Funktion der Temperatur zu kompensieren. Die Null-Füllfunktion 430 erweitert die korrigierte Code-Sequenz auf die Größe für die schnelle Fourier-Transformation durch Auffüllen mit Nullen. Die Größe der schnellen Fourier-Transformationsfunktion 432 variiert von 64 bis 4096. Die schnelle Fourier-Transformationsfunktion 432 führt dann eine schnelle Fourier-Transformation auf der aufgefüllten oder erweiterten Code-Sequenz durch. Der Vielzweckprozessor 380 stellt auch die nötigen Informationen bereit, welche zur Durchführung der Intrapulsphasenkorrektur der Radardaten erforderlich sind. Nach der Bewegungskompensation formatiert die Datenformatierungsfunktion 436 die Radardaten. Die Daten werden dann mit Nullen aufgefüllt und auf die richtige Größe zur Durchführung der schnellen Fourier-Transformationsfunktion 438 segmentiert. Die Multiplikationsfunktion 440 multipliziert dann Zelle für Zelle die schnelle Fourier-Transformierte des Codes und die schnelle Fourier-Transformierte der Entfernungsabtastung. Eine inverse schnelle Fourier-Transformierte des Produkts wird dann zur Erzeugung der pulsverdichteten Zeit-Sequenz hergenommen.
  • Der digitale Vorfilter 424 synthetisiert Abstimmfilter für die verschiedenen Radaranwendungen. 27 ist ein Funktionsdiagramm des digitalen Vorfilters 424 gemäß der vorliegenden Erfindung. Der digitale Vorfilter 424 weist Zweikanalfähigkeit, Summe und Delta, mit einer maximalen Datenrate von 10 MHz auf. Die maximale Anzahl von Entfernungsabtastungen beträgt 4096 pro Kanal. Der digitale Vorfilter 424 empfängt Filterkoeffizienten vom Vielzweckprozessor. Die Filterkoeffizienten sind Fließkommaworte, welche vom Vielzweckprozessor 380 heruntergeladen werden. Die maximale Anzahl der Filterkoeffizienten, das Abwärtsabtastverhältnis, beträgt sechzehn. Der digitale Vorfilter 424 führt eine Abwärtsabtastung der wählbaren Bereichsgatterdaten von 1 : 1 bis 16 : 1 durch und speichert die Daten in einem Datenpuffer.
  • 28 ist ein Funktionsdiagramm der Leistungsakkumulations- und Sättigungszählfunktion 444 gemäß der Erfindung. Die Leistungsakkumulations- und Sättigungszählfunktion 444 erzeugt Daten, welche vom automatischen Verstärkungsregelungsalgorithmus verwendet werden, um exzessive Sättigungszahlen zu verhindern und das empfangene Signal auf einen optimalen Pegel einzustellen. Die Leistungsakkumulations- und Sättigungszählfunktion 444 akkumuliert die Gesamtleistung von allen Bereichsgattern und zählt die Anzahl der Sättigungen während jeder Radarverweilzeit. Die resultierenden Sättigungszählungsdaten und Leistungsakkumulationsdaten werden an den Vielzweckprozessor 380 ausgegeben.
  • 2.0 Optionale zusätzliche Merkmale und Ausführungsformen
  • Zusätzliche Merkmale und Funktionen können wahlweise zu einem derartigen autonomen Landeleitsystem zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit oder zur Bereitstellung zusätzlicher Fähigkeiten des Systems hinzugefügt oder in Verbindung mit ihm verwendet werden. Die hier beschriebenen zusätzlichen Merkmale müssen jedoch nicht auf die Anwendung mit einem derartigen System beschränkt sein und können in Verbindung mit anderen Radarsystemen zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit und zur Bereitstellung zusätzlicher Fähigkeiten verwendet werden.
  • 2.1 Monopuls-Strahlschärfung
  • Wie oben in Abschnitt 1.6.3 diskutiert, kann die Monopuls-Strahlschärfung zur Steigerung der Auflösung von Radarzielen mit dem Strahl verwendet werden. Gemäß einer Ausführungsform verwendet das autonome Landeleitsystem das nachfolgend beschriebene Verfahren zur Monopuls-Strahlschärfung. Eine gesteigerte Zielauflösung ist jedoch nicht nur zur Zielauflösung in Verbindung mit dem autonomen Landeleitsystem verwendbar, sondern kann bei allen Radaranwendungen eingesetzt werden. Derartige Anwendungen können Mittelachsenabbildung, Zielerkennung und -Klassifizierung und Radar-Echtstrahlbildschärfung umfassen, sind jedoch nicht darauf beschränkt. Die Monopuls-Strahlschärfungsfunktion der vorliegenden Erfindung erzeugt einen neuen verteilten Monopulskanal, Delta-D, welcher die Auflösung mehrerer Ziele im Strahl verbessert. Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung unterscheidet die Erfindung eng stehende Ziele durch Zeit-Multiplexing des herkömmlichen Monopulskanals mit dem neuen Delta D-Kanal, um eine genauere Winkelmessung für Ziele auf jeder Seite des Strahls bereitzustellen. Das Ausmaß der Verbesserung ist eine Funktion des Signal/Rausch-Verhältnisses.
  • 29 illustriert die herkömmlichen Summen- und Delta-Muster für eine standardmäßige 30-Zoll-Flachplatten-Antennenanordnung mit einer Strahlbreite von 3,2 Grad, welche beim Wetterradar verwendet wird. Nahezu alle gegenwärtigen Radaranwendungen verwenden ausschließlich einen Summenkanal 502 und einen Deltakanal 504. Der Summenkanal (SS) 502 wird durch Übertragung und Empfang durch den Summenanschluss erhalten: SS = SUMt*SUMr Gl. (27)mit: SUMr = Übertragung durch den Summenanschluss; und SUMr = Empfang durch den Summenanschluss.
  • Der Deltakanal (SD) 504 wird durch Übertragung durch den Summenanschluss und Empfang durch den Differenzanschluss erhalten: SD = SUMt*DELTAr Gl. (28)mit: SUMr = Übertragung durch den Summenanschluss; und DELTAr = Empfang durch den Differenzanschluss.
  • 29 illustriert auch das Delta2- oder DD-Muster 506, welches durch Übertragung und Empfang durch den Differenzanschluss erhalten wird: DD = DELTAt*DELTAr Gl. (29)mit: DELTAr = Übertragung durch den Differenzanschluss; und
    DELTAr = Empfang durch den Differenzanschluss.
  • Die Delta_D- und die Summen- und Deltakanal-Wechselbeziehungen beim neuen verteilten Monopulskanal gemäß der vorliegenden Erfindung werden in 29 illustriert. Der neue Delta D-Kanal 514 wird durch Manipulation des herkömmlichen Summenkanals 510 und Deltakanals 512 erhalten. Delta D 514 ist die Quadratwurzel des Absolutbetrags des Produkts aus Quadratsummenkanal und Quadratdeltakanal. Delta_D = |StSr × DtDr|1/2 Gl. (30)mit: St = Übertragung durch den Summenanschluss;
    S = Empfang durch den Summenanschluss;
    Dt = Übertragung durch den Differenzanschluss; und Dr = Empfang durch den Differenzanschluss.
  • Wie in 30 illustriert, sind der Delta_D-Kanal 514 und der Absolutbetrag des Deltakanals für ein Punktziel, welches ein großes Signal/Störungs-Verhältnis aufweist, abgesehen von der Nulltiefe 515 nahezu identisch. Die Nulltiefe des Delta_D-Kanals 514 reagiert empfindlicher auf das Signal/Störungs-Verhältnis als der Deltakanal 512. Der Effekt dieser größeren Empfindlichkeit wird später in dieser Spezifikation diskutiert.
  • In der Praxis wird die Delta_D-Datenerfassung mit den herkömmlichen Summen- und Deltakanälen zeitgemultiplext. Den Durchschnittsfachleuten ist bekannt, dass Zeit-Multiplexing von Radarkanälen in nur geringer Verschlechterung resultiert, vorausgesetzt die Abtastrate ist klein, und die Pulswiederholfrequenz ist groß, so dass sehr wenig Dekorrelation auftreten kann.
  • 31 illustriert die Verwendbarkeit des verteilten Monopulskanals, Delta-D, wenn zwei Ziele gleichzeitig im Strahl auftauchen. 31 zeigt den Summenkanal 516, den Absolutbetrag des Deltakanals 518 und den Delta D-Kanal 520 für zwei identische, in Phase liegende Punktziele, welche um 2 Grad voneinander getrennt sind. Der Summenkanal 516 und der Absolutbetrag des Deltakanals 518 zeigen die typischen Eigenschaften von Zweipunktzielen. Der Summenkanal 516 zeigt etwas Verbreiterung, jedoch keine Unterscheidung zwischen den beiden Zielen. Der Absolutbetrag des Deltakanals 518 zeigt etwas Verbreiterung, eine Null auf dem Mittelpunkt zwischen den beiden Zielen, er zeigt jedoch keine Trennung zwischen den beiden Zielen. Vielmehr zeigen sowohl der Summenkanal 516 als auch der Absolutbetrag des Deltakanals 520 Muster für zwei Ziele, welche den Mustern für ein Einpunktziel sehr ähnlich sind, wie in 31 illustriert. Beim Vergleich von 30 mit 31 erscheint das Muster des Delta_D-verteilten Monopulskanals 520 für Zweipunktziele sichtbar verschieden vom Delta_D-verteilten Monopuls-Muster 514 für ein Einpunktziel. Diesen Unterschied setzt man zur Unterscheidung zwischen einem Punktziel und einem komplex verteilten Ziel ein.
  • 32 ist eine Vektordarstellung des Zweipunktzielfalls. Wie illustriert, resultieren die Übertragung und der Empfang auf dem Summenkanal 522 in einem Vektor gleich 3,41*(T1 + T2); die Übertragung auf dem Summenkanal und der Empfang auf dem Deltakanal 524 resultieren in einem Vektor gleich 1,41*(T2 – T1); und die Übertragung und der Empfang auf dem Deltakanal 526 resultieren in einem Vektor gleich 0,58*(T1 + T2).
  • In 33 demonstrieren Monopuls-Winkelmessungsverfahren die Verwendung der Delta D-Kanalinformationen. Die Winkelabweichung von der Sichtlinie 528. eines Ziels ist direkt proportional zum von in Gl. (13) gegebenen Verhältnis: [DS*]/SS*.
  • Eine Winkelabweichung von der Sichtlinie, welche die Delta D- oder verteilten Monopuls-Kanalinformationen verwendet, wird wie folgt berechnet:
    Figure 00730001
    mit: θ = verteilte Winkelabweichung von der Sichtlinie 34 illustriert, dass die Größenordnung der beiden Winkelabweichungen von der Sichtlinie beim herkömmlichen Monopuls 530 und beim verteilten Monopuls 532 für ein Einpunktziel identisch sind.
  • 35 illustriert die beiden Winkelabweichungen von der Sichtlinie beim herkömmlichen Monopuls 534 und beim verteilten Monopuls 536 für den Fall von zwei identischen in Phase liegenden Zielen, welche um 1 Grad voneinander getrennt sind. Die Differenz zwischen den beiden Kurven 534, 536 ist direkt proportional zum Abstand zwischen den Zielen, welche sich auf der rechten Seite der Antenne 538 und der linken Seite der Antenne 540 befinden. Auf der Mittelachse ist die Winkelabweichung von der Sichtlinie unter Verwendung des herkömmlichen Monopulskanals 534 Null, während die Winkelabweichung von der Sichtlinie unter Verwendung des Delta_D- oder verteilten Monopuls-Kanals 536 den tatsächlichen Winkel vom Mittelpunkt zu jedem Ziel zeigt. Beim in 35 gezeigten Beispiel beträgt der tatsächliche Winkel vom Mittelpunkt zu jedem Ziel 0,5 Grad. Eine zusammengesetzte Winkelabweichung von der Sichtlinie a wird aus den beiden Winkelabweichungen von der Sichtlinie wie folgt abgeleitet: α = 2 × μ – θ*signμ Gl. (32)mit: μ = Winkelabweichung von der Sichtlinie unter Verwendung des herkömmlichen Monopulskanals;
    θ = Winkelabweichung von der Sichtlinie unter Verwendung des Delta_D-Kanals; und
    sign μ = sign von μ.
  • Es ist zu beachten, dass der Sinus des Winkels von μ nach θ überführt wird. Diese zusammengesetzte Winkelabweichung von der Sichtlinie wird für die Bildschärfung verwendet.
  • Gemäß dem Stand der Technik wurden verschiedene Monopuls-Schärfungsverfahren zur Verbesserung der Qualität des Radarbilds verwendet. Jedoch hat keines der vorhergehenden Verfahren tatsächlich die Auflösungsfähigkeit verbessert. Das Monopuls-Strahlschärfungsverfahren kann Monopuls-Winkelmessungen zur synthetischen Bildverbesserung durch Betonung starker Ziele und durch Hervorhebung der Schnittpunkte verwenden. Wie oben ausführlich diskutiert wurde, illustriert 7 ein derartiges Monopuls-Strahlschärfungsverfahren. Die Monopuls-Strahlschärfungserfindung unterteilt den abgetasteten Raum in kleine winkelige Zellen 218, 220, 222, ... in der Größenordnung von 0,3 Grad oder weniger. Die Zielintensität wird dann in der entsprechenden Zelle auf der Grundlage der Anzahl der durchgeführten Monopuls-Winkelmessungen verstärkt. Die Anzahl der Erkennungen jedes Ziels in einer bestimmten Zelle, beispielsweise der winkeligen Zelle 230, wird zur Erhöhung des Intensitätspegels dieses Ziels verwendet.
  • Wie oben erwähnt ist 10 ein illustrierendes Beispiel, welches das Echtstrahlbild 232 mit dem auf herkömmliche Weise Monopuls-geschärften Bild 234 für ein Einpunktziel vergleicht. Die Schärfungsfähigkeit ist direkt proportional zur Genauigkeit der Monopuls-Winkelmessung, welche eine Funktion des Signal/Störungs-Verhältnisses ist. Beim illustrierenden Beispiel der 10 wird ein Signal/Störungs-Verhältnis von 15 dB verwendet. Die Simulationsanalyse zeigt, dass ein Signal/Störungs-Verhältnis von 15 dB ungefähr eine 10 : 1-Schärfungsverbesserung gegenüber dem Echtstrahl für ein Punktziel bereitstellt.
  • 36 ist ein illustrierendes Beispiel, welches ein Echtstrahlbild 539 mit einem auf herkömmliche Weise Monopuls-geschärften Bild 541 für den Fall von zwei gleich großen, in Phase liegenden Zielen vergleicht, welche um 1 Grad voneinander getrennt sind. Wie dargestellt, ist die herkömmliche Monopuls-Winkelmessung nicht in der Lage, die beiden Ziele zu trennen und kann tatsächlich das wahre Bild verzerren. Folglich weist der, herkömmliche Monopuls der allein beschränkte Fähigkeiten bei der Auflösung eng stehender Ziele auf.
  • 37 illustriert die Wirkung der Kombination des herkömmlichen Monopulses mit dem verteilten Monopuls gemäß der Monopuls-Strahlschärfungsmodus-Erfindung 542 im Vergleich mit einem Echtstrahlbild 544. Beim illustrierenden Beispiel der 37 werden zwei gleich große, in Phase liegende Ziele, welche um 1 Grad voneinander getrennt sind, klar aufgelöst. Die Simulationsanalyse hat gezeigt, dass die Auflösungsfähigkeit proportional zum Signal/Störungs-Verhältnis ist. Ein Signal/Störungs-Verhältnis im Bereich von 10 dB bis 13 dB löst die beiden gleich großen, in Phase liegenden Ziele, welche um 1 Grad voneinander getrennt sind, auf. Größere Signal/Störungs-Verhältnisse erlauben die Auflösung von Zielen, welche um weniger als 1 Grad voneinander getrennt sind.
  • 38 illustriert die Wirkung der Kombination des herkömmlichen Monopulses mit dem verteilten Monopuls gemäß der Monopuls-Strahlschärfungsmodus-Erfindung für zwei identische Ziele, welche um 1 Grad voneinander getrennt und 90 Grad phasenverschoben sind. 34 vergleicht das Bild 546, welches aus der Kombination des herkömmlichen Monopulses mit dem verteilten Monopuls resultiert, mit einem Echtstrahlbild 548. In einem illustrierenden Beispiel werden zwei identische Ziele, welche um 1 Grad voneinander getrennt und 90 Grad phasenverschoben sind, klar aufgelöst. In einem anderen illustrierenden Beispiel (nicht gezeigt) werden zwei identische Ziele, welche um 1 Grad voneinander getrennt und 180 Grad phasenverschoben sind, vollständig ausgelöscht. Deshalb ist keine Schärfungsverbesserung durch die Kombination des herkömmlichen Monopulses mit dem verteilten Monopuls ersichtlich.
  • 2.2 Beschreibung des Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus
  • Die Fähigkeiten zur Gelände- und Hinderniserkennung können zusätzlich zur Reduzierung der Häufigkeit von Unfällen beim kontrollierten Flug in Gelände und zur Vermeidung anderer Arten von Kollisionen verwendet werden. Dieser Warnmodus kann separat oder in Verbindung mit den anderen Systemen, wie beispielsweise Bodennäherungswarnvorrichtungen, verwendet werden. Existierende Bodennäherungswarn-vorrichtungen differenzieren entweder die Funkhöhe zur Erkennung abnorm naher Lagen zum Boden, und/oder sie verwenden eine Geländedatenbank und die Position des Luftfahrzeugs zur Vorhersage potenziell gefährlicher Situationen. Anders als solche Bodennäherungswarn-systeme „sieht" die Radarvorrichtung das Gelände und/oder die Hindernisse, welche tatsächlich vor dem Luftfahrzeug vorhanden sind. Folglich erbringt die Geländewarn- und Alarmfunktion zusätzliche Fähigkeiten zur Vermeidung von CFIT-Unfällen. Beispielsweise kann sie vor potenziellen Kollisionen mit beweglichen oder temporären Objekten warnen, welche wahrscheinlich von Bodennäherungswarnvorrichtungen nach dem Stand der Technik nicht erkannt werden. Sie stellt eine Gelände- und Hindernisidentifikation und -Erkennung durch die Bereitstellung genauer Geländehöhenmessungen entlang eines schmalen Flugkorridors und grober Gelände- und Hindernismessungen innerhalb eines breiten Azimutsektors mit dem Zentrum auf dem Geschwindigkeitsvektor des Luftfahrzeugs bereit. Der Gelände- und Hinderniserken nungswarnmodus wird entweder unter Verwendung eines dafür bestimmten Radars oder eines existierenden Wetterradars implementiert. Die Verträglichkeit des Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus mit gegenwärtigen Wetterradarsystemen stellt die Funktion bei reduzierten Kosten und Gewicht gegenüber Implementierungen bereit, welche einen separaten, dafür bestimmten Geländeradar verwenden.
  • Der Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus verwendet die kohärente Monopuls-Wellenform zur Messung der Spitze der Geländehöhe und stellt Azimut-geschärfte Bodenkartenbilder bereit, welche vor dem Luftfahrzeug liegen. Die Frequenzagilität und die Zweiphasenmodulation des Lokaloszillators werden zur Verbesserung der Messgenauigkeit, zur Reduzierung der Störungen von Mehrfachechos und zur Reduzierung der Störung von anderen Radaren verwendet.
  • Nach der Auflösung der innerhalb des Radarstrahls vorhandenen Hindernisse und des Geländes verarbeitet sie die Radarbilddaten ferner zur Bestimmung, ob eine Warnung oder ein Alarm wegen einer gefährlichen Situation ausgelöst werden soll. Zur Erkennung einer potenziell gefährlichen Situation werden die Beziehungen der vom Radar erkannten Ziele zu Freiebenen, welche entlang des Geschwindigkeitsvektors des Luftfahrzeugs zentriert sind, gemäß definierter Kriterien bewertet.
  • Die nachfolgenden Absätze beschreiben ausführlicher: die Konstruktion der Freiebenen und der zugeordneten Alarmlogik, die Verarbeitung der Radarstrahlsignale zur Extraktion von Geländedaten und die Implementierung der Hardware.
  • 2.2.1 Geländegefahrenerfassung und -Alarm
  • Der Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus stellt eine Frühwarnung vor Hindernissen im Flugweg des Luftfahrzeugs bereit, welche über eine vorgewählte Freiebene hinausragen.
  • In einer Ausführungsform weist der Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus einen maximalen Höhenmessungsfehler in der Größenordnung von +/–300Fuß bei einer Entfernung von 5 nautischen Meilen, eine Wahrscheinlichkeit der Erkennung, oder der Ausführung einer Winkelmessung, in der Größenordnung von 99,99% und eine Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms, Winkelmessungsrauschen, in der Größenordnung von 1 zu 1 Million auf.
  • 39 illustriert die Antennenabtastungsmuster 710a, 710b, die Konstruktion der Freiebene 712 und der Pufferzone 712. Das Antennenabtastungsmuster 710a ist eine Azimutabtastung 716 von 30 Grad entlang des Geschwindigkeitsvektors 718 des Luftfahrzeugs. Das Antennenabtastungsmuster 710b illustriert eine Höhenabtastung 720 von 30 Grad, beispielsweise zwischen +5 Grad über einer Horizontalen 722 und –25 Grad unter einer Horizontalen 724 entlang des Geschwindigkeitsvektors des Luftfahrzeugs. Die Kombination der Azimut- und Höhenabtastungen bildet einen dreidimensionalen Keil aus Radardaten.
  • Eine Freiebene mit vordefinierten Dimensionen ist praktisch innerhalb des Keils aus Radardaten lokalisiert. In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Freiebene 712, welche auch entlang des Geschwindigkeitsvektors 718 des Luftfahrzeugs zentriert ist, in der Größenordnung von 3 Grad breit und ist im Bereich 726 von ungefähr 0 Fuß unterhalb des Flugwegs des Luftfahrzeugs bis ungefähr 1.000 Fuß unterhalb des Flugwegs des Luftfahrzeugs wählbar und weist einen Sollwert in der Größenordnung von 500 Fuß unterhalb des Flugwegs des Luftfahrzeugs auf. Die Freiebene 712 dehnt sich bis auf eine minimale Entfernung von 10 nautischen Meilen vor dem Luftfahrzeug aus.
  • Die Pufferzone 714 arbeitet innerhalb eines Azimutbogens in der Größenordnung von 30 Grad mit dem Zentrum entlang des Geschwindigkeitsvektors 718 des Luftfahrzeugs und weist eine zweite variable Freiebene 728 auf. Die Freiebene 728 liegt wenigstens 3.000 Fuß unterhalb des Flugwegs des Luftfahrzeugs, wenn das Luftfahrzeug in einer Höhe oberhalb von 10.000 Fuß fliegt, und liegt in der Größenordnung von 1.000 Fuß unterhalb des Flugwegs des Luftfahrzeugs, wenn das Luftfahrzeug in einer Höhe von 10.000 Fuß oder unterhalb davon fliegt. Diese zuletzt genannten Dimensionen der Freiebene 728 legen nahe, dass die Gelände- und Hinderniserkennungswarnfunktion bei Höhen unterhalb von ungefähr 1.200 Fuß zur Vermeidung von überflüssigen Warnungen deaktiviert wird. Die Pufferzone 714 dehnt sich bis auf eine minimale Entfernung von 10 nautischen Meilen vor dem Luftfahrzeug aus.
  • Innerhalb der definierten Pufferzone erkannte Hindernisse werden identifiziert und auf einem Display im Format eines Rundsichtanzeigegeräts angezeigt. Angezeigte Hindernisse können unter Verwendung verschiedener Farben auf dem Display mit Wetterdaten verschmolzen werden, wie Durchschnittsfachleuten wohlbekannt ist, siehe beispielsweise U.S.-Patent Nr. 3,369,231.
  • Wenn ein Hindernis oberhalb der Freiebene erkannt wird, gibt das Gerät eine Warnung aus, welche ein akustischer und/oder visueller Alarm sein kann. Die Entfernung und Höhe des höchsten Hindernisses oberhalb der Freiebene innerhalb eines Entfernungssegments des Radars in der Größenordnung von 1 Meile wird in einem alphanumerischen Format angezeigt. Das Gerät kann die maximale Anzahl angezeigter Ziele oberhalb der Freiebene zur Vermeidung einer Überladung der angezeigten Daten begrenzen.
  • Beispielsweise begrenzen es die maximale Anzahl angezeigter Ziele oberhalb der Freiebene auf 10.
  • 40 illustriert das Display-Format des Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ausführlicher. Durchschnittsfachleute werden erkennen, dass andere Display-Formate zur Anzeige der Informationen des Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus verwendet werden können. Wetterradardaten werden beim Betrieb in einem Wetteranzeigemodus in einem standardmäßigen Wetteranzeigeformat 730a angezeigt. Beim Betrieb in einem ersten Wetter- und Geländeanzeigemodus zeigt das Display 730b horizontale oder Azimutabtastdaten und einen Geschwindigkeitsvektoranzeiger 732 des Luftfahrzeugs an. Die Azimutabtastdaten enthalten eingeschränkte Mengen an Höhendaten in der Breitenansicht. Es werden auch Hinweise auf die Geländedaten relativ zur Pufferzone angezeigt. Wie in 40 gezeigt, umfasst das Display durch die Verwendung eines „oberhalb Pufferzone" -Indikators 734 und einen Hinweis, dass erkanntes Gelände oberhalb einer gewählten Pufferzone liegt; durch die Verwendung eines „unterhalb Pufferzone" -Indikators 736 einen Hinweis, dass erkanntes Gelände unterhalb einer Pufferzone liegt; und durch die Verwendung eines „unbekannte Position" -Indikators 738 einen Hinweis, dass die Geländeposition relativ zur Pufferzone unbekannt ist.
  • Beim Betrieb in einem zweiten Wetter- und Geländeanzeigemodus, umfasst eine zweite Wetter- und Geländeanzeige 730c vertikale oder Höhenabtastdaten zusätzlich zu den Azimutabtastdaten. Das Display 730c stellt einen Geschwindigkeitsvektoranzeiger 732 des Luftfahrzeugs bereit sowie durch Verwendung eines „oberhalb Pufferzone" -Indikators 734 einen Hinweis, dass erkanntes Gelände oberhalb einer gewählten Pufferzone liegt; durch Verwendung eines „unterhalb Pufferzone"-Indikators 736 einen Hinweis, dass erkanntes Gelände unterhalb einer Pufferzone liegt; und durch Verwendung eines „unbekannte Position" -Indikators 738 einen Hinweis, dass die Geländeposition relativ zur Pufferzone unbekannt ist. Zusätzlich stellt die zweite Wetter- und Geländeanzeige 730c einen Hinweis auf den Ort des erkannten Geländes relativ zur gewählten Freiebene bereit. Ein „oberhalb Freiebene" -Indikator 740 zeigt eine potenzielle Gefahr an. In einer Ausführungsform der Erfindung wird die Entfernung vom Luftfahrzeug 742 und der Abstand unter dem Luftfahrzeug 744 für Gelände angezeigt, welches oberhalb der Freiebene 728 liegt.
  • 2.2.2 Verschachtelung von Wetter- und Geländeerkennungsmodi
  • Die Arbeitsweise des Radars kann auf verschiedene Arten ausgewählt werden. Beispielsweise kann der Pilot wählen, dass der Radar nur im Modus der Erfassung von Geländedaten arbeitet, oder nur im Modus der Erfassung von Wetterdaten oder im autonomen Landeleitmodus. Der Modus kann auch automatisch auf der Grundlage der Höhe des Luftfahrzeugs, des Erkennens einer Gefahr aufgrund des Wetters oder einer Gefahrenstelle im Gelände oder der Konfiguration des Luftfahrzeugs gesteuert werden. Vorzugsweise arbeitet der Radar jedoch mit einer Verschachtelung von sowohl den Wetter- als auch den Geländedaten. Diese verschachelte Arbeitsweise erlaubt dem Pilot, falls gewünscht, die Auswahl eines Einzelmodus zur Anzeige, wobei jedoch die Fähigkeit zur gleichzeitigen Wettervermeidung und Erkennung von Gefahrenstellen im Gelände erhalten bleibt.
  • 41 illustriert ein Verfahren zur Verschachtelung von Wetter- und Geländedatenerfassung. In der Ausführungsform der 41 überstreicht eine erste Radarabtastung 696 einen Azimutwinkel von –90 bis +90 Grad und erfasst nur Wetterdaten. Während einer zweiten Rückabtastung 698 wird die Erfassung von Wetterdaten 698a an einem Punkt von 15 Grad vor dem Geschwindigkeitsvektor des Luftfahrzeugs unterbrochen.
  • An diesem Punkt beginnt der Radar mit der Erfassung von Monopuls-Höhendaten des Geländes in Breitenansicht und von Azimutdaten über die nächsten 30 Grad des Durchlaufs 698b mit einer Geschwindigkeit von ungefähr 30 Grad pro Sekunde. Während der Azimutabtastung wird der Höhenwinkel der Antenne auf der Grundlage der Fluglage des Luftfahrzeugs berechnet. Es ist zu beachten, dass der Geländeerkennungsdurchlauf 698b nicht um einen Azimutwinkel von null Grad zentriert, jedoch versetzt ist, um dem Schiebewinkel des Luftfahrzeugs Rechnung zu tragen. Während einer dritten Abtastung 706 wird die Wetterdatenerfassung 706a an einem Punkt unterbrochen, welcher mit der Richtung des Geschwindigkeitsvektors des Luftfahrzeugs zusammenfällt, und der Radar geht zu einer vertikalen oder Schmalansicht-Abtastung 706b über. Die Abtastung 706b erfasst Höhendaten über einen Bogen von ungefähr 30 Grad, von +5 Grad bis –25 Grad, bei einer Geschwindigkeit von 30 Grad pro Sekunde. Wenn ein oder mehrere Ziele oberhalb von +5 Grad erkannt werden, kann die positive Höhe der Abtastung auf über +5 Grad gesteigert werden, bis es keine weiteren Zielerkennungen mehr gibt. Nach der vertikalen Abtastung 706b repositioniert die Erfindung die Antenne auf die Position vor der Unterbrechung und fährt im Wetterdatenerfassungsmodus 706c fort. Die gesamte Geländedatenerfassungs- und Verarbeitungszeit liegt in der Größenordnung von 1 Sekunde pro Frame.
  • Wenn das Verfahren unter Verwendung eines Wetterradars implementiert wird, muss auch die Einhaltung der aktuellen Vorschriften der Federal Aviation Administration gewährleistet bleiben, welche die Fähigkeit zur Windscherungserkennung fordern. Die Windscherungserkennungsfunktion wird typischerweise unterhalb einer Höhe von 1.200 Fuß in der Umgebung eines Flughafens während des Starts und der Landung aktiviert. Die Verschachtelung von Windscherungs- und Geländedaten wurde vorstehend im Zusammenhang mit den 17a–b beschrieben.
  • 2.3 Radareigenschaften, Wellenformen und Signalverarbeitung
  • Die Anforderungen und Eigenschaften des Radars für die Bodennäherungswarnfunktion werden durch eine Kombination von den gewünschten Warnzeiten, den Fähigkeiten und Anforderungen der Wetterradarfunktion (wenn der doppelte Verwendungszweck beabsichtigt ist) und der gewünschten Genauigkeit der Geländeauflösung vorgegeben. Beispielsweise ist gemäß einer bevorzugten Ausführungsform die Fähigkeit, Gelände im Voraus zu erkennen, so ausgelegt, dass eine ausreichende Warnzeit für ein Luftfahrzeug vorgesehen wird, um ein 10.000 Fuß hohes Hindernis mit einer maximalen Beschleunigung des Luftfahrzeugs von 0,25 g zu überfliegen.
  • 42 enthält einen Graph der maximalen vertikalen Steighöhe vs. Warnabstand in einer Weise, welche nützlich ist, um die Leistungsspezifikationen eines Radars gemäß der vorliegenden Erfindung abzuleiten. Wie durch Kurve 602 gezeigt, muss der Radar bei Höhen oberhalb 10.000 Fuß und bei einer Geschwindigkeit von 600 Knoten eine Fähigkeit, 8,5 nautische Meilen im Voraus zu erkennen, aufweisen, um das 10.000 Fuß hohe Hindernis zu überfliegen. Wie durch Kurve 604 gezeigt, muss der Radar bei Höhen unterhalb von 10.000 Fuß und bei einer Geschwindigkeit von 250 Knoten eine Fähigkeit, 3,5 nautische Meilen im Voraus zu erkennen, aufweisen.
  • Die Tabelle 13 zeigt bevorzugte Radarparameter für einen Radar, welcher für die Geländeerkennung optimiert ist. Bei einem Radar, welcher für den vorrangigen Zweck der Geländeerkennung optimiert ist, beträgt die bevorzugte Entfernungszellengröße 50 Meter. Größere Entfernungszellen stehen jedoch im Einklang mit den Fähigkeiten existierender Wetterradare. Wie an anderer Stelle in diesem Dokument beschrieben, kann die Messung von schmalen, vertikal ausgedehnten Zielen, beispielsweise Funktürmen, mit Monopuls-Strahlschärfungsverfahren erreicht werden, welche Durchschnittsfachleuten allgemein bekannt sind oder wie sie in diesem Dokument beschrieben sind.
  • Die optimale Anzahl von Entfernungszellen zur Geländeerkennung beträgt 384. Die Anzahl von Entfernungszellen für den Radar wird so gewählt, dass ein Minimum von 10 nautischen Meilen abgedeckt wird, wie von den Anforderungen der 42 bestimmt ist.
  • Der minimale Störechorückstreuungs-Koeffizient und das Störecho/Rausch-Verhältnis sind auch wesentlich bei der Bestimmung der Leistung und Eignung eines Radars für die Geländeerfassungsfunktion. Der Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus arbeitet, wenn der Streifwinkel sehr flach ist, in der Größenordnung von weniger als 3 Grad. Folglich liegt der minimale Störechorückstreuungs-Koeffizient in der Größenordnung von –45 dB Quadratmeter pro Quadratmeter bei schneebedecktem Gelände. Wetterradare stellen auch ein ausreichendes Störecho/Rausch-Verhältnis zur vollen Implementierung des Gelände- und Hinderniserkennungswarnmodus der Erfindung bereit; beispielsweise mit einer Geländeauflösung bei dazwischen liegendem Regen mit 12 Millimeter pro Stunde.
  • Die vorstehend beschriebene Radarwellenform aus 4 ist auch zur Verwirklichung der vorliegenden Erfindung geeignet. Andere Wellenformen können verwendet werden. Die Signalverarbeitung der Radarsignale zur Erkennung des Geländes bei der Bodennäherungswarnanwendung erfolgt in der gleichen Weise, wie für die Erkennung von Gelände und Hindernissen beim autonomen Landeleitmodus beschrieben wurde.
  • Die vorliegende Erfindung kann zusätzlich zur Landung auch zur Bereitstellung einer Blockierungs- und Hindernisfreigabe genauso wie zur Anweisungserkennung während des Rollens und des Starts verwendet werden. Die Erfindung findet auch Anwendung bei der Seenavigation und Verwendung als Seewetterradar. Außardem können Gelände umarbeitende Algorithmen, wie in U.S.-Patent Nr. 4,646,244 offenbart, zur Erzeugung von Warnungen vor einem möglichen Einflug in das anhand der vorliegenden Erfindung erfaßten Geländes verwendet werden.

Claims (17)

  1. Monopulsradarsystem, umfassend: eine Radarantenne (350, 352) zur Abstrahlung und zum Empfang von Monopulsradarsignalen durch einen Summenanschluss und einen Differenzanschluss; einen Monopulsradarsender (340) und einen Monopulsradarempfänger (390) zur Erzeugung und Detektion der Monopulsradarsignale, wobei der Sender (340) und der Empfänger (390) an die Antenne (350, 352) angekoppelt sind; einen Signalprozessor (450), welcher an die Antenne (350, 352) angekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalprozessor Folgendes umfasst: Mittel zur Erzeugung eines Summenquadratkanals, Mittel zur Erzeugung eines Differenzquadratkanals, und Mittel zur Erzeugung eines Delta_d-Kanals.
  2. Radarsystem nach Anspruch 1, wobei der Monopulsradar ein Wetterradar ist.
  3. Radarsystem nach Anspruch 1, wobei der Monopulsradar ein X-Band-Radar ist.
  4. Radarsystem nach Anspruch 3, wobei die Datenerfassung während eines kurzen definitiven Abtastintervalls erfolgt.
  5. Radarsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Radarempfänger (390) zur Verstär kung (394) und Filterung (396) der empfangenen Radarsignale ausgelegt ist, wobei die Mittel zur Erzeugung eines Summenquadratkanals Mittel zur Verarbeitung eines durch den Summenanschluss gesendeten und empfangenen Signals umfassen; die Mittel zur Erzeugung eines Differenzquadratkanals Mittel zur Verarbeitung eines durch den Differenzanschluss gesendeten und empfangenen Signals umfassen; und die Mittel zur Erzeugung eines Delta d-Kanals Mittel zur Berechnung der Quadratwurzel des Absolutbetrags des Produkts des Summenquadratkanals und des Differenzquadratkanals umfassen.
  6. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend eine Anzeige (460), welche wirksam an den Signalprozessor (450) angekoppelt ist und wenigstens den Summenquadratkanal, den Differenzquadratkanal oder den Delta_d-Kanal zur Anzeige empfängt.
  7. Radarsystem nach Anspruch 5 oder 6, wobei der Signalprozessor (450) ferner Mittel zur Erzeugung eines Differenzkanals umfasst, wobei die Mittel die Verarbeitung eines Signals umfassen, welches durch den Summenanschluss gesendet und durch den Differenzanschluss empfangen wird.
  8. Radarsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Datenerfassung auf dem Delta_d-Kanal mit der Datenerfassung auf jeweils dem Summenquadratkanal, dem Differenzquadratkanal und dem Differenzkanal zeitgemultiplext wird.
  9. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Radarantenne (350, 352) einen ausgewählten Sektor abtastet und der Signalprozessor (450) intensitätssteigernde Mittel zur Steigerung der Intensität von Zielen und zur Steigerung der Intensität von Schnittpunkten zwischen den Zielen umfasst.
  10. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das intensitätssteigernde Mittel Folgendes umfasst: Mittel zur Aufteilung des abgetasteten Sektors in eine ausgewählte Anzahl von Zellen; Mittel zur Detektion jedes der Ziele in jeder der Zellen; und Mittel zum Zählen der Anzahl der Detektion jedes der Ziele in jeder der Zellen.
  11. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Empfindlichkeit des Delta_d-Kanals eine Funktion des Radarsignal-zu-Interferenz-Verhältnisses ist.
  12. Radarsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Radarempfänger (390) zum Empfang eines Rückstrahlechos von den ausgestrahlten Radarsignalen ausgelegt ist, wobei der Empfänger (390) wirksam an die Antenne (350, 352) angekoppelt ist; wobei die Mittel zur Erzeugung eines Summenquadratkanals Mittel zur Verarbeitung (450) eines auf dem Differenzanschluss gesendeten und empfangenen Signals umfassen; wobei jedes der Erzeugungsmittel intensitätssteigernde Mittel zur Steigerung der Intensität von Zielen und zur Steigerung der Intensität von Schnittpunkten zwischen den Zielen umfasst; und eine Anzeige (460) zum Anzeigen von Radarbildern, wobei die Anzeige (460) wirksam an den Signalprozessor (450) angekoppelt ist.
  13. Radarsystem nach Anspruch 12, wobei das intensitätssteigernde Mittel Folgendes umfasst: Mittel zur Aufteilung des abgetasteten Sektors in eine ausgewählte Anzahl von Zellen; Mittel zur Detektion jedes der Ziele in jeder der Zellen; Mittel zum Zählen der Anzahl der Detektionen jedes der Ziele in jeder der Zellen; und die Anzeige (450) Mittel zum Variieren der Intensität eines angezeigten Bildes als eine Funktion der Anzahl der Detektionen des Ziels in der Zelle umfasst.
  14. Verfahren zur Zielauflösung in einem Monopulsradarsystem, wobei das Verfahren aus folgenden Schritten besteht: Senden und Empfangen eines Radarsignals durch einen Summenanschluss einer Radarantenne (352); Senden und Empfangen eines Radarsignals durch einen Differenzanschluss einer Radarantenne; Verarbeiten des durch den Summenanschluss gesendeten und empfangenen Signals zur Erzeugung eines Summenquadratkanals; Verarbeiten des durch den Differenzanschluss gesendeten und empfangenen Signals zur Erzeugung eines Differenzquadratkanals; und Verarbeiten des Summenquadratkanals und des Differenzquadratkanals zur Erzeugung eines Delta d-Kanals.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Verarbeitung des Summenquadratkanals und des Differenzquadratkanals zur Erzeugung eines Delta_d-Kanals die Berechnung einer Quadratwurzel eines Absolutbetrags eines Produkts des Summenquadratkanals und des Differenzquadratkanals umfasst.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei die Zielauflösungsverbesserung eine Funktion des Signal-zu-Interferenz-Verhältnisses ist.
  17. Monopulsradar, umfassend: einen ersten Eingang zum Empfang einer Summenkanalinformation; einen zweiten Eingang zum Empfang einer Differenzkanalinformation; und einen Signalprozessor (450), welcher an den ersten Eingang und an den zweiten Eingang angekoppelt ist, um: (a) einen Delta d-Kanal durch die Berechnung einer Quadratwurzel eines Absolutbetrags eines Produkts eines Summenquadratkanals und eines Differenzquadratkanals zu erzeugen; und (b) ein Ziel aus wenigstens der Summeninformation, der Differenzinformation oder dem Delta d-Kanal aufzulösen.
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