KR100809253B1 - 무선 수신기 및 무선 수신기를 포함하는 집적 회로 - Google Patents

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Abstract

무선 수신기는 모드간에 아날로그 및 디지털 회로를 최대한 재사용함으로써 로우-IF 및 제로-IF의 두 모드에서 동작하도록 구성될 수 있다. 수신기는 중간 주파수의 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 신호를 발생하기 위한 직교 위상 다운-컨버터(108, 110, 112, 114)와, 이미지 리젝션 필터링을 수행하는 복소 필터(516)를 포함한다. 로우-IF 모드에서 필터(516)의 출력들중 하나(Q)가 제거되고, 다른 하나(I)가 비복소 ADC(520)에 의해 디지털화 된 후, 디지털 신호는 필터링 및 데시메이팅된다. 직교 위상-관련 IF 신호는 그 후 다운-컨버젼 및 복조 전에 재발생된다. 제로-IF 모드에서, 필터(516)의 두 출력 모두 디지털화되고 동시에 처리되어 복조된다. 비복소 신호에 대해 로우-IF에서 수행되도록 아날로그-디지털 변환 및 채널 필터링을 인에이블시킴으로써 단지 두 개의 비복소 ADC(120, 1620)를 사용하는 것이 가능하고, 이에 의해 회로 중복을 피하고 현저한 파워 절약을 얻을 수 있다.

Description

무선 수신기 및 무선 수신기를 포함하는 집적 회로{RADIO RECEIVER}

본 발명은 GSM 및 UMTS와 같은 디지털 통신 시스템에 구체적으로 응용되는 무선 수신기 및 이러한 무선 수신기를 포함하는 집적 회로에 관한 것으로서, 이에 한정되지는 않는다.

제로-IF 수신기(zero-IF receiver) 및 니어-제로-IF 수신기(near-zero-IF receiver)(다상 수신기(polyphase receiver)로도 알려짐)가 무선 통신 시스템에서 사용되는 것은 잘 알려져 있다. 이들 두 유형의 수신기는 전통적인 고감도 수신기와 동일한 성능을 달성하지만 오프-칩(off-chip) 채널 필터가 필요없기 때문에 집적하기가 훨씬 용이하다는 장점을 갖는다. GSM(Global System for Mobile communication) 및 DECT(Digital Enhanced Cordless Telecommunications)와 같은 디지털 TDMA(Time Division Multiple Access) 시스템과 아날로그 FM(Frequency Modulation) 시스템의 경우 제로-IF 접근법은 그다지 성공적이지 못하였다. 이것은 원하는 신호 대역의 중앙에 놓이는 2차 상호변조 생성물의 발생 및 DC 오프셋과 연관된 어려움 때문이다. 이들 신호는 원하는 신호를 손상시키지 않고 용이하게 필터링될 수 없다.

그러나, 현재 규정되고 있는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)와 같은 CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템에서는 신호 정보가 비교적 넓은 주파수 대역에 걸쳐서 의도적으로 확산된다. CDMA 시스템의 경우, DC 놋치 필터(notch filter)에 의해 생성되는 스펙트럼 홀(holes)이나 DC 오프셋이 현저한 손상을 야기하지 않기 때문에 제로-IF 접근법은 더욱 매력적이다. 이것은 이들 영향이 계속되는 원하는 신호의 역확산에 의해 확산되어 비교적 무해하게 되기 때문이다.

다상 수신기는 예컨대 유럽 특허 출원 0,797,292에 개시된 바와 같이, 디지털 TDMA 및 아날로그 FM 시스템을 위해 개발되었다. 이러한 수신기는 채널 간격의 절반인 로우 IF를 이용함으로써 제로-IF 수신기와 같은 어려움은 겪지 않으며, 따라서 원하는 신호가 DC 놋치 필터에 의해 그다지 악영향을 받지 않는다. 특히, 이것은 DECT 및 GSM 수신기에 대한 응용에서 성공적이었다. 그러나, 다상 수신기의 약점은 오히려 그의 제한된 인접 채널 리젝션 능력(adjacent channel rejection capability)이다. 이러한 요건이 35dB을 초과(대부분의 CDMA 응용에서 발생)하게 되면 그 사용은 통상 바람직하지 않다.

제로-IF 및 다상 수신기 아키텍쳐 분야에서의 최근의 기술적 진보는 예컨대 국제 특허 출원 WO 00/22735에 개시된 바와 같이 가능한한 수신기를 디지털화하는데 집중되어 있다. 이것은 수신기의 프런트 엔드에서 RF 다운-컨버젼 처리 바로 뒤에 아날로그-디지털 컨버터(Analogue-to-Digital Converter:ADC)를 위치시키는 것을 수반하는데, 이에 따라 채널 필터링은 아날로그 영역에서 디지털 영역으로 전체적으로 이동된다. ADC 전에는 자동 이득 제어(Automatic Gain Control:AGC)가 거의 또는 전혀 적용되지 않는다. 따라서, ADC에 의해 처리될 신호의 동적 범위가 상당히 증가하지만, 수신기의 멀티-모드 성능(multi-mode capability)은 디지털 채널 필터가 수정될 수 있는 용이함으로 인해 크게 개선된다. 또한 AGC가 없기 때문에 모드를 변화시키기 위해 더 이상 복잡한 AGC 알고리즘 변화를 수반하지 않는다. 마찬가지로, 아날로그 신호로부터 수신 신호 강도 정보(Received Signal Strength Information:RSSI)를 추출할 필요가 없어진다. ADC에서 소비 전력 증가는 IC 기술의 진보와 함께 WO 00/22735에 개시된 것과 같은 회로 설계 기법에 의해 최소화된다.

제 3 세대 셀룰러 표준 UMTS는 유럽 및 그 밖의 지역에서 곧 도입되도록 계획되어 있다. 이것은 모바일 사용자에게 음성은 물론이고 멀티-미디어 서비스 및 인터넷 액세스에 충분한 데이터 레이트를 제공하게 될 것이다. 그러나, 처음 출시될 때는 제공된 커버리지가 불가피하게 제한될 것이고, 따라서 최초의 핸드셋(handset)은 듀얼-모드 기능(적어도 유럽에서는 UMTS/GSC)을 가져야 할 필요가 있을 것이다.

이러한 듀얼-모드 수신기의 설계에 있어 주된 문제점은 두 개의 분리된 수신기에 대한 필요를 없애는 것이다. 따라서,본 발명의 목적은 수신기가 UMTS와 GSM 모드간에 스위칭할 경우 최대의 재사용 기능 블록을 갖는 수신기 아키텍쳐를 제공하는 것이다. UMTS에 대한 바람직한 IF는 제로인 반면에 GSM에 대해서는 100㎑(또는 채널 간격의 절반)인 것에 의해 구체적인 설계 문제점이 야기된다. ADC 및 디지털 채널 필터는 보통은 로우-IF GSM 모드에 대해서는 복소형(complex)이고 제로-IF UMTS 모드에 대해서는 비복소형(non-complex)일 필요가 있다.

본 발명에 따르면, 제로-IF 및 로우-IF 모드로 동작가능한 무선 수신기가 제공되는데, 무선 주파수 신호를 위한 입력단과, 이 입력단에 결합되어 무선 주파수 신호를 중간 주파수 신호로 변환하고 중간 주파수 신호의 동위상 및 직교 위상 버전을 생성하는 직교 위상 다운-컨버젼 수단과, 동위상 및 직교 위상 신호에 대해 동작하여 필터링된 동위상 및 직교 위상 신호를 제공하는 복소 필터링 수단과, 동위상 및 직교 위상 신호 각각을 디지털화하는 제 1 및 제 2 아날로그-디지털 변환 수단을 포함하되, 로우-IF 모드로 동작하는 수신기에 대응하여 제 1 및 제 2 아날로그-디지털 변환 수단 중 하나의 동작을 디스에이블시키는 수단이 제공되고, 로우-IF 모드에서 단일의 디지털화된 신호에 대해 동작하여 디코딩된 디지털 출력 데이터를 발생하는 로우-IF 디지털 신호 처리 수단이 제공되며, 제로-IF 모드에서 동위상 및 직교 위상의 디지털화된 신호에 대해 동작하여 디코딩된 디지털 출력 데이터를 발생하는 제로-IF 디지털 신호 처리 수단이 제공된다.

로우-IF 모드에서는 동위상 및 직교 위상 IF 신호 중 단 하나만을 양자화함으로써 복소(다상) ADC 및 복소 채널 필터에 대한 필요를 없애고, 이에 의해 소비 전력을 상당히 절약할 수 있게 한다. 또한, 제로-IF 모드에서 사용하기 위해 제공된 I 및 Q ADC 중 하나만이 로우-IF 모드에서의 사용을 위한 ADC로서 작용하므로, 회로의 현저한 중복을 피할 수 있다. 이러한 수신기는 멀티-모드 동작에 특히 적합한데, 그 이유는 다양한 클럭 속도 및 노이즈-쉐이핑 프로파일(noise-shaping profiles)의 범위로 동작시키기 위한 비복소 ADC의 설계가 그들의 대응하는 복소 부분의 설계보다 훨씬 더 간단하기 때문이다.

로우-IF 모드에서 수신기 프런트-엔드로부터 출력된 IF 중 I 또는 Q 성분만을 양자화함으로써, 원하는 신호 대역폭이 제로 주파수를 중심으로 반영되는 단일 ADC의 양자화 대역폭에 맞도록 효과적으로 배가된다. 그러나, 이러한 증가된 대역폭으로부터 발생되는 클럭 속도가 증가할 수 있음에도 불구하고, 하나의 ADC만 사용되므로 전체적인 소비 전력은 감소할 것이다.

로우-IF 모드에서 비복소 ADC에 의한 이미지 리젝션 부족으로 인해 ADC 앞에 복소 필터가 요구된다. 이 필터는 수동의 다상 필터일 수 있으며, 수동형일 경우 여분의 파워를 전혀 소비하지 않는다. 이 필터는 수신기가 제로-IF 모드로 동작할 때 회로 밖으로 선택사양적으로 스위칭될 수 있다.

바람직한 실시예에서, ADC는 시그마-델타 ADC이다. 다른 바람직한 실시예에서, 디지털 동위상 및 직교 위상 신호는 그들의 주파수를 베이스밴드로 변환하도록 디로테이팅(de-rotating)된다.

본 발명의 또 다른 바람직한 실시예에서, 수신기는 집적 회로로 구현된다.

이제부터 본 발명의 실시예들이 다음과 같은 첨부된 도면을 참조하여 실시예로서 설명된다.

도 1은 본 발명에 따라 제작된 제로-IF 수신기 아키텍쳐의 블록도,

도 2는 도 1의 아키텍쳐에 의해 다운-컨버젼 및 전치필터링한 후 신호를 ㎒ 단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 3은 도 1의 아키텍쳐에서 필터링 후의 신호(점선으로 도시함)와 ADC 출력단의 신호(실선으로 도시함)를 ㎒단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 4는 도 1의 수신기 아키텍쳐에 대해 dBm 단위의 수신 파워(S)에 대한 원 데이터 비트의 비트 에러 레이트(bit error rate:BER)를 시뮬레이트한 그래프,

도 5는 본 발명에 따라 제작된 로우-IF 수신기 아키텍쳐의 블록도,

도 6은 도 5의 아키텍쳐에서 이미지 리젝션 필터의 입력단의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 7은 도 5의 아키텍쳐에서 이미지 리젝션 필터의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 dB단위의 감쇄(A)로 도시한 그래프,

도 8은 도 5의 아키텍쳐에서 이미지 리젝션 필터의 출력단의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 9는 도 5의 아키텍쳐에서 신호의 Q 성분을 제거한 후 이미지 리젝션 필터의 출력단의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 10은 도 5의 아키텍쳐에서 채널 필터의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 감쇄(A)로 도시한 그래프,

도 11은 도 5의 아키텍쳐에서 채널 필터의 출력단의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 12는 도 5의 아키텍쳐에서 직교 위상 재구성 필터의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 감쇄(A)로 도시한 그래프,

도 13은 도 5의 아키텍쳐에서 신호의 Q 성분을 복원한 후 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 14는 도 5의 아키텍쳐에서 등화 및 복조 바로 전의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 진폭(A)으로 도시한 그래프,

도 15는 도 5의 수신기 아키텍쳐에 대해 dBm 단위의 신호 파워(S)에 대한 비트 에러 레이트(BER)를 시뮬레이트한 그래프,

도 16은 결합된 채널 필터 및 직교 위상 재구성 필터의 신호를 ㎑단위의 주파수(f)에 대한 감쇄(A)로 도시한 그래프,

도 17은 본 발명에 따라 제작된 듀얼-모두 제로-IF 및 로우-IF 수신기 아키텍쳐의 블록도이다.

도면에서 동일한 참조부호는 대응하는 특징들을 표시하는데 사용되었다.

본 발명이 듀얼-모드 UMTS/GSM 수신기를 포함하는 실시예로 설명된다. 각 모드에 대한 수신기의 구성이 우선 개별적으로 설명된 후 완전한 듀얼-모드 수신기의 구성을 설명한다.

우선 UMTS 모드를 고려한다. 도 1은 본 발명에 따라 제작된 UMTS에 대한 제로-IF 수신기 아키텍쳐의 실시예의 블록도이다. 무선 신호는 안테나(102)에 의해 수신된 후, 대역통과 필터(104)에 의해 필터링되고 저 노이즈 증폭기(106)에 의해 증폭된다. 그 후, 신호는 제 1 및 제 2 믹서(108, 110)에 의해 믹스 다운(mix down)되어 제로 주파수의 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 신호가 발생하며, 믹서에는 국부 발진기(LO)(112)로부터의 신호가 위상 쉬프팅 블록(114)을 통해 각각 LO 포트로 공급되며, 위상 쉬프팅 블록(114)은 제로 위상 쉬프트를 갖는 신호는 제 1 믹서(108)로, 90°위상 쉬프트 갖는 신호는 제 2 믹서(110)로 제공한다.

믹서(108, 110)에 의해 다운-컨버젼된 후 신호는 I 및 Q 성분을 갖는 복소신호가 되며, 이후 복조될 때까지 수신기를 통해 복소 신호로서 처리된다. UMTS 모드에 대해서는 제로 IF를 선택하는 것이 특히 바람직한데, 그 이유는 소비 전력을 최소화시킬뿐 아니라, DC 오프셋이 고역 필터에 제거될 때 스펙트럼에 생성되는 홀 또는 프런트-엔드 믹서에서 생성되는 DC 오프셋에 대해 원하는 신호가 비교적 내성이 있기 때문이다.

원하는 신호는 확산 스펙트럼 신호(spread spectrum signal)로서 대략 4㎒의 대역폭을 점유하며, 나중에 수신기 내의 후속하는 역환산 처리에서 모든 DC 오프셋 또는 스펙트럼 홀이 4㎒ 대역폭에 걸쳐 재확산되어 전혀 또는 거의 나타나지 않게 된다. 더욱이, 원하는 신호 대역 외측에 이미지 대역이 존재하지 않으므로, 제로 IF를 사용함에 있어 이미지 대역을 점유했을 수 있는 간섭자들에 의한 모든 문제가 제거된다. 신호 연쇄내에서 I 및 Q의 불균형은 통상 수신기의 노이즈 수치에 있어 작은 증가를 초래할 뿐인 공통-채널 이미지(co-channel image)를 발생한다. 이러한 불균형은 수신기의 인접 채널 리젝션에 대해 전혀 제한이 되지 않으며, 35dB을 또는 요구된 대로 쉽게 만족시킬 수 있다.

이제 I 및 Q 신호 성분은 각각의 고역 및 저역 전치-필터(116, 117)를 통과한다. 각 고역 필터(116)는 신호 내로 DC 놋치를 삽입하는 1차 고역 요소를 포함하며, 각 저역 통과 필터(117)는 큰 오프셋 주파수의 큰 간섭자의 파워를 감쇄(예컨대, UMTS 표준에서는 60㎒ 및 85㎒의 간섭물 차단이 지정됨)시키는 단일의 저역 요소를 포함한다. 저역 통과 필터들(117) 중 하나의 출력단의 대표적인 주파수 스펙트럼이 도 2에 도시되며, 본 실시예에서는 200㎑ 폭의 DC 홀을 갖는다. 다음으로, I 및 Q 신호는 제각기의 2레벨 AGC 회로(118)에 의해 증폭되어, 원하는 신호가 항상 제각기의 시그마-델타 ADC(120)의 가용 동적 범위 내에 놓일 것을 보장한다. 각 AGC 회로(118)는 단지, 원하는 신호의 대역에서 간섭자를 포함하는 총 파워가 사전결정된 임계치를 초과할 때 30dB의 1단계만큼 이득을 감소시킨다. 이러한 단계가 없다면, ADC(120)에 대한 동적 범위 요건은 이득면에서 과도하게 될 것이다.

시그마-델타 ADC(120)는 I 및 Q 성분을 양자화하여, 한 쌍의 디지털 비트스트림을 생성한다. 변조기(120)는 UMTS 칩 레이트(3.84㎒)의 대략 40배의 주파수로 클럭(clock) 구동되며, 양자화 노이즈를 재분배하여 그의 대부분이 원하는 신호 대역으로부터 아주 먼 고 주파수에 집중되도록 하는 루프 필터를 포함한다. 디지털 채널 필터(122)는 수신기로의 입력시에 도입됐을 수 있는 다른 채널의 모든 간섭자들은 물론 이러한 고주파 양자화 노이즈를 리젝션하도록 구성된다.

도 3에 노이즈 스펙트럼의 플롯(plot)이 도시되며, 시그마-델타(ΣΔ) 변조기(120)의 출력단의 것이 실선으로, 디지털 채널 필터(122)의 출력단의 것이 점선으로 도시되어 있다. 스펙트럼은 최대 구동 레벨에서 변조기(120) 내로 주입된 단일 톤(tone)의 테스트 조건 하에서 발생되었다. 입력 톤을 갖는 총 출력 파워와 입력 톤이 없는 총 출력 파워를 측정함으로써, 각 ADC(120)의 가용 동적 범위가 대략 77dB임이 증명될 수 있다.

디지털 채널 필터(122)는 대표적으로 루트-레이즈드 코사인형(root-raised cosine type)이며, 전송을 위해 기지국에 의해 사용되는 베이스밴드 필터의 특성에 정합한다. 그들의 길이는 전력 소비를 낮추기 위해 최소화되어야 하지만, 허용가능 레벨의 심볼간 간섭 및 간섭의 충분한 리젝션을 보장할 수 있도록 충분한 길이로 제작되어야 한다. 디지털화된 신호의 데시메이션(decimation)이 또한 이들 필터에서 이루어지며, 샘플링 레이트를 칩 레이트의 대략 8배로 감소시킨다. 몇몇 실시예에서, 각 필터는 다수의 데시메이션 스테이지로 나뉘어질 수 있다.

도 1의 시스템에서 나머지 베이스밴드 신호 처리는 보다 통상적인 CDMA 수신기에서 사용된 것과 유사하다. 탐색기(124)는 적절한 코드로 인코딩된 신호를 찾아내려고 시도하며, 타이밍 정보를 레이크 수신기(a rake receiver)(126)로 보내어, 다중경로 채널을 통해 수신된 확산-스펙트럼 신호를 역확산, 검파, 결합한다. 탐색기(124) 및 레이크 수신기(126)로부터의 출력은 디지털 신호 프로세서(Digital Signal Processor:DSP)(128)에 의해 더욱 처리되어 디코딩된 UMTS 비트스트림을 포함하는 출력 비트스트림(130)이 생성된다. 그리고 나서, 이러한 비트스트림(130)은 통상적으로 처리되어 적절한 출력, 예컨대, 오디오 또는 데이터 신호를 생성한다.

이상 설명된 아키텍쳐의 고도로 디지털화된 성질은 주로 아날로그 채널 필터 및 AGC에 대한 필요를 없앤다. 이것은 GSM 모드로 스위칭할 필요가 고려될 때 특히 유용하다. 이러한 아키텍쳐가 ADC(120)의 성능에 대해 과중한 요구를 두지만, 설계는 실행가능하며, 집적 회로 기술에서의 장점은 또한 소비 파워를 감소시키는 것을 도울 것이다.

본 아키텍쳐가 UMTS 성능 요건을 만족시키는지를 검증하기 위해 시스템 시뮬레이션이 수행되었다. 이러한 시뮬레이션 출력의 예가 도 4에 도시되며, 원하는 신호 파워(S)(dBm)의 함수로서 원 데이터 비트(raw data bits)에 대한 비트 에러 레이트(BER)의 변동을 나타낸다. 이러한 시뮬레이션에서 수신기 노이즈 수치는 8.5dB로 가정되었으며, 원 데이터 비트 레이트는 60㎑로 가정되었다. 12.2kB/s 서비스에 대해 9dB 코딩 이득이 고려되었을 때, 결과는, 수신기가 -117dBm의 UMTS 사양내의 3dB인 대략 -120dBm의 원하는 신호 입력 레벨에서 0.1%의 정보 비트에 대해 1 BER을 달성해야 함을 표시한다.

다음으로, GSM 모드를 고려한다. 프런트-엔드 믹서에서 발생되는 2차 상호변조 생성물과 DC 오프셋에 의한 어려움 때문에, GSM에 대해서는 채널 간격의 절반의 로우 IF가 바람직하다. 이렇게 함으로써 오프셋과 상호변조 생성물이 변조 신 호를 손상시키지 않고 추출될 수 있도록 복소 IF 신호의 I 및 Q 신호 경로 내에 고역-통과 필터가 삽입될 수 있다. 그러나, 이러한 IF는, 원하는 신호의 이미지 대역(즉, -100㎑) 내의 인접-채널 간섭자를 포함하여 수신기상으로 입력되는 모든 간섭자들을 리젝션하기 위하여 채널 필터와 ADC가 모두 복소형이어야 하는 부가의 복잡화를 초래한다. 복소 디지털 필터는 통상 한 쌍의 실수 필터에 비해 두배의 파워를 소비하며, 복소 ADC는 실수형보다 설계하기가 훨씬 더 어렵다. UMTS 모드의 동작을 구비함으로써 부과되는 필요와 관련하여 실수 채널 필터와 ADC를 양 모드로 사용할 수 있는 수신기가 강하게 요청된다.

이러한 요건을 만족시키는 아키텍쳐가 출원인의 동시 계류중인 미공개된 국제 특허 출원(출원인 참조부호 PHGB000156)에 개시되어 있으며, 도 5에 도시된 것으로서 로우-IF 수신기 아키텍쳐의 GSM 구현의 블록도이다. 프런트-엔드는 직교 위상 다운-컨버터를 이용하여 입력되는 RF 신호를 채널 간격의 절반의 로우 IF(GSM의 경우 채널 간격은 200㎑이고 따라서 IF는 100㎑)로 믹스 다운(mix down)한다. 수신기의 이 부분은 본질적으로 도 1을 참조하여 앞서 설명된 것과 동일하며, 단지 국부 발진기(112)에 의해 공급되는 주파수만이 다르다.

믹서(108, 110)에 의해 다운-컨버젼된 후, I 및 Q 신호를 포함하는 복소 로우-IF 신호는 수동 다상 필터인 이미지 리젝션 필터(IR)(516)로 보내져서 원하는 신호의 이미지 대역, 즉 -200㎑과 0㎐ 사이에 존재한 모든 간섭자를 리젝션한다. 이러한 필터는 예컨대 1973년 ELECTRIC COMMUNICATIONS 제 48 호에서 엠 제이 징겔(M J Gingell)의 논문 "순차 비대칭 다상 네트워크를 이용한 단일 측대역 변조(Single sideband modulation using sequence asymmetric polyphase networks)"에 개시된 바와 같이 공지되어 있다. 수동 다상 필터는 직접 실리콘상에 집적되는 RC 회로망으로서 쉽게 실현될 수 있다. 이미지 리젝션 필터(516)는 모든 다른 간섭자들은 물론 대역 0㎐와 +200㎑ 사이의 원하는 신호들을 통과시킨다. 그러나, 모든 이미지 간섭을 제거함으로써 수신기 내의 모든 후속하는 필터들이 "실수형(real)"(즉, I 및 Q 신호 중 단지 하나에 대해서만 동작)일 수 있게 한다. 필터(516)가 수동형이므로, 전혀 파워를 소비하지 않고, 원하는 신호에 관한 한 무손실(loss-free)로 간주될 수 있다.

다상 필터(516)의 효과를 설명하기 위하여, 필터의 출력단과 입력단에서 있음직한 원하는 신호의 스펙트럼이 조사된다. 도 6에는 무작위의 데이터 비트 열로 구동되는, 0dBm 레벨과 100㎑의 IF에서 GSM 신호의 시뮬레이트된 입력 스펙트럼이 도시되어 있다. 이 스펙트럼은 수신기 프런트 엔드에 의해 발생되는 백색 가우시안 노이즈가 있는 왜곡되지 않은 GMSK(Gaussian Minimum Shift Key) 신호의 스펙트럼이다. 네가티브 주파수들에서 신호의 파워가 전체 신호의 파워보다 낮은 단지 15.9dB이라는 것은 아무 가치가 없다. 이러한 관련성은 다상 필터(516)가 -200㎑에서 제로까지의 대역에 속하는 인접-채널 간섭자들의 모든 에너지를 추출할 수 있더라도 이러한 수신기나 어떤 다른 GSM 수신기도 원하는 신호에 관하여 +15.9dB에 도달하는 간섭자와 함께 동작할 수 없다는 것을 의미한다. 다행히도, GSM 사양은 수신기가 원하는 신호에 관하여 +9dB에서만 인접 채널 간섭자와 함께 동작할 것을 요구하며, 이 경우에 원하는 신호 대역으로의 에너지의 누설(spillage)은 허용가능 한 신호대 노이즈 비율을 성취할 수 있을만큼 낮다

이미지 필터(516)의 경우, 인접 채널에서 제공하는 감쇄가 수신기 성능에 대한 주된 제한 요인이 되지 않을 것임을 암시한다. 따라서, 필터는 20dB보다 훨씬 더 큰 감쇄를 제공할 필요가 없다. 적합한 다상 필터의 주파수 응답의 예가 도 7에 도시되어 있다. 이러한 필터에 의해 필터링된 후, 도 6에 도시된 원하는 신호의 스펙트럼은 도 8데 도시된 것으로 변경된다. 필터에 의해 도입된 비대칭성은 명백히 가시적이지만, (설명된 실시예에서처럼) 등화기(an equaliser)가 복조 처리의 일부로서 사용될 경우 BER에 있어 현저한 저하를 초래할만큼 충분하지 않다.

이미지 리젝션 필터(516)를 지난 후, 신호의 Q 성분은 제거되며, I 성분은 계속해서 고역 통과 필터(116)를 통해 단일의 2포트 시그마-델타(ΣΔ) 변조기(520)로 보내진다. 신호의 Q 성분을 제거하는 효과는 원하는 신호 에너지의 절반을 취하여 그것을 주파수 스펙트럼의 네가티브측상으로 접는 것이다. 따라서, 신호(시그마-델타 변조기(520)의 노이즈 스펙트럼과 공통)는 제로 주파수를 중심으로 대칭이며, 400㎑의 대역폭을 점유한다. 예컨대, 도 9에 Q 성분이 제거된 필터(516)로부터 출력된 원하는 신호(도 8에 도시됨)의 스펙트럼이 도시되어 있다. 이러한 신호는 변조기(520)의 변환 효율을 극대화한다. 이것은 지금 신호의 대역폭이 변조기(520)에 의해 생성된 양자화 노이즈 스펙트럼에서의 홀 폭과 일치하기 때문인데, 이에 의해 적어도 3dB만큼 ADC(520)의 변환 효율이 개선된다.

고역 통과 필터(116)는 선행하는 프런트-엔드 회로에 의해 발생된 DC 오프셋을 제거한다. GSM 응용을 위한 다상 수신기의 연구에 의하면, 필터(116)에 대한 적절한 컷-오프 주파수는 10㎑ 이하이며, 이것은 수신기에게 원하는 신호에 어떤 현저한 저하도 일으키지 않고 큰 신호들의 과구동 효과로부터 충분히 회복할 수 있는 시간을 제공함이 밝혀졌다.

변조기(520)의 차수(order) 및 그의 클럭 속도는 요구되는 노이즈 쉐이핑(shaping)을 제공하도록 선택되어야 한다. 최소 입력 신호 레벨(최신 기술에서 -108dBm)에서, 신호 대 양자화 노이즈 비율은 BER(Bit Error Rate)에 대한 GSM 사양을 만족시키기 위해 400㎑ 대역폭(즉, -200㎑에서 +200㎑)내에서 약 17dB이어야 한다. 이 수치는 7dB의 전체 신호 대 노이즈 비율과 프런트-엔드 노이즈 비율보다 10dB 아래인 양자화 노이즈 레벨에 대한 필요로부터 도출된다. ADC에 대한 최대 입력 신호는 -23dB의 차단 간섭자(blocking interferer)이다. 감도 요건 및 간섭자 레벨이 고려될 경우, GSM에 대해 요구되는 동적 범위는 대략 85dB이라고 하는 어렵지만 실행가능한 값이다.

ADC(520)의 출력은 원하는 신호와 대량의 고주파 양자화 노이즈를 모두 포함하는 고속 비트스트림이다. 출력 신호는 디지털 채널 필터(522)에 의해 필터링된다. 이 필터는 통상 GSM에 대한 비트 레이트의 48배 정도인, 시그마-델타 변조기(520) 클럭 속도와 동일한 샘플링 레이트로 실행한다. 이 필터는, 양측 주파수 축상에서 관측되었을 때 400㎑폭의 대역 통과 응답을 닮은, 대략 200㎑의 컷-오프 주파수를 갖는 저역 주파수 응답을 갖는다. 필터(522)의 주파수 응답의 정확한 모양은, 약 1㎒(270.8333㎑의 GSM 비트 레이트의 대략 4배)의 샘플링 레이트로의 신호 샘플들의 데시메이션을 허용하기에 충분한 정지대역 감쇄(stop-band attenuation)를 제공하는 한 특별히 중요하지 않다. 도 10에 적절한 주파수 응답이 도시되어 있다. 필터(522)는 이미지 간섭자(즉, 이미지 리젝션 필터(516)에 의해 처리되는 하부 인접 채널의 간섭자) 이외의 수신기 입력단에 도달하는 모든 간섭자들을 감쇄시키고, 변조기(520)에 의해 생성되는 대부분의 광대역 양자화 노이즈를 감쇄시키는 이중 임무를 담당한다. 원하는 신호에 대한 실수 양자화(real quantisation) 및 필터링의 결합은 공지된 로우-IF 수신기에서 사용되는 등가의 복소 신호 처리보다 더욱 효율적이다.

필터(522) 출력단 신호들의 전형적인 주파수 스펙트럼이 도 11에 도시되어 있다. 실선으로 도시된 원하는 신호의 두 개 절반은 제로 주파수의 양측에 위치되며, 고역 통과 필터(116)에 의해 생성되는 홀에 의해 분리되어 있다. 이미지 간섭자의 나머지는 점선으로 도시되어 있으며, 원하는 신호와 동일 주파수 공간을 점유하지만, 이미지 리젝션 필터(516)에 의해 인가된 감쇄로 인해 현저하지 않은 레벨이다. -200㎑에서 +200㎑ 대역 외측에는 또한 일점쇄선으로 도시된 바와 같이 얼마간의 잔류 시그마-델타 노이즈와 큰 간섭자에 기인한 파워가 있을 수 있지만, 이러한 신호들은 후속하는 필터링에 의해 쉽게 제거될 수 있다.

신호의 고주파수 성분이 일단 채널 필터(522)에 의해 제거되었으면, IF 신호는 다운-샘플링 블록(DS)(524)에 의해 GSM 비트 레이트의 대략 4배의 샘플링 레이트로 다운-샘플링(즉, 데시메이션)될 수 있다. 이것은 원하는 신호의 Q 성분의 재구성을 위해 요구되는 처리 자원 및 파워 소비를 감소시킨다. 몇몇 실시예에서, 다운-샘프링은 보다 나은 효율을 위해 채널 필터링과 결합될 수 있다. 로우 IF에 서 제로 주파수로의 완전한 주파수 역변환(또는 디-로테이션(de-rotation)) 및 그의 후속하는 데이터 비트를 획득하기 위한 복조를 용이하게 하기 위해 원하는 신호를 다시 복소수화 할 필요가 있다.

따라서, 다운-샘플링 후, 신호는 한 쌍의 FIR 필터로 보내짐으로써 복소수화되는데, 제 1 필터(526)는 선형-위상 저역-통과 응답을 갖고, 제 2 필터(528)는 통과 대역 중간에 좁은 놋치(notch)를 생성하고 추가의 90°위상 쉬프트(이 위상 쉬프트는 네가티브 주파수에 대해서는 +90°이고 포지티브 주파수에 대해서는 -90°임)를 삽입하는 것을 제외하고는 동일한 응답을 갖는다. 제 2 필터(528)는 등가의 타임-바운디드 힐버트 변환(time-bounded Hillbert transform)을 수행하여 새로운 Q 성분을 생성하며, 놋치의 폭은 그의 임펄스 응답의 길이를 결정한다. 선행하는 고역 통과 필터(116)에 의해 발생되는 놋치의 폭과 같거나 그보다 약간 작은 폭이 통상 적절하다.

도 12에는 적절한 제 2 필터(528)의 전형적인 주파수 응답이 도시되며, 이 특정 실시예는 8㎑의 홀 폭을 갖는 276개의 탭(tap)을 구비한 FIR 필터이다. 제 1 필터(526)의 주된 기능은 I 성분의 경로 내로 제 2 필터(528)에 의해 Q 성분 경로 내에 삽입된 것과 정확히 동일한 시간 지연을 삽입하는 것이다. 두 필터(526, 528)의 임펄스 응답은 정확히 동일한 길이이어야 한다. 제 1 및 제 2 필터는 원하는 신호의 대역폭 외측의 채널 필터(522) 후 남아 있는 어떤 간섭을 더욱 억제하도록 설계될 수 있다. 그들의 컷-오프 주파수를 변화시키는 것은 필터(526, 528)의 요구된 길이에 사실상 전혀 영향을 주지 않으며, 효과적으로 자유롭게 되는 추가의 필터링을 도입하는 가능성을 제공한다. 컷-오프 주파수의 선택은 필터(526, 528)에 의해 요구되는 샘플링 레이트에 어느정도 관련이 있지만, 이것이 필터링에 어떤 현저한 문제도 일으키지 않는다면, 그에 의해 제공된 필터링은 베이스밴드에서 어떤 더 이상의 필터링에 대한 필요를 경감시킬 수 있다.

원하는 신호의 Q 성분을 복원하는 것은 주파수 스텍트럼의 네가티브 절반을 포지티브 측으로 다시 접는 효과이며, 이에 의해 대역폭은 다시 200㎑로 감소된다. 따라서, 신호의 총 파워는 이미지 리젝션 필터(516)로의 입력에서 나타난 원래의 값으로 복귀한다. 파워 밀도는 6dB 증가된다. 도 13에는 앞서 설명된 다양한 처리 단계들 후 도 9에 도시된 신호의 시뮬레이트된 주파수 스펙트럼이 도시되어 있다. 네가티브 주파수의 에너지가 두 FIR 필터(526, 528)의 한정된 길이의 결과이며, 약간 불완전한 이미지 리젝션 비율을 초래함에 주목해야 한다. 대략 270㎑에서의 급격한 컷-오프는 두 필터(526, 528)의 특성에 의도적으로 도입된 저역-통과 에지(edge)의 결과이다.

일단 Q 성분이 생성되면, I 및 Q 신호는 디로테이션 블록(derotation block)(530)으로 보내져서 신호원(532)에 의해 제공되는 -100㎑의 복소 톤(a complex tone)과 복소수 승산을 수행함으로써 베이스벤드로 디로테이팅되며, 이러한 디로테이션은 원하는 신호를 다시 제로의 중심 주파수로 쉬프트시킨다. 디지털이기 때문에 디로테이션 처리는 완벽하다.

도 5에 도시된 예시적 실시예에서, I 및 Q 신호는 80㎑의 컷-오프 주파수를 갖는 제각기의 저역 베이스밴드 필터(534)에 의해 필터링된다. 베이스밴드 필터(534)는 앞서 언급된 추가의 필터링이 필터(526, 528)에 포함되지 않은 경우에만 요구된다. 필터(534) 출력단 신호의 전형적인 주파수 스펙트럼이 도 14에 도시되어 있으며, 원하는 신호가 실선으로 도시되고 남아있는 이미지 간섭자가 점선으로 도시되어 있다. 간섭자는 이미지 리젝션 필터(516)가 정확히 제작된 경우 무시해도 좋을 것이다.

그 후, 신호는 270.833㎑의 원래의 GSM 비트 레이트로 출력(538)으로서 나머지 수신기내의 디지털 신호 처리 회로에 제공되기 전에 등화 및 복조 블록(EQ)(536)에 의해 처리된다.

본 발명에 따른 아키텍쳐의 올바른 기능을 검증하기 위해 시스템 시뮬레이션이 수행되었다. 예컨대, 도 15에는 잘 알려진 TU-50 채널 모델(50㎞/h의 최대 속도를 갖는 전형적인 도시형 프로파일)을 사용하여 dBm단위의 원하는 신호 파워(S)의 범위에 대한 BER을 측정하는 시뮬레이션의 결과 그래프가 도시되어 있다. 신규의 수신기 아키텍쳐에 대한 시뮬레이트된 결과가 실선으로 도시되고, 전체적으로 복소 신호 처리를 이용하는 표준 다상 수신기에 대한 결과가 점선으로 도시되어 있다. 신규한 수신기의 감도가 적어도 표준 다상 수신기만큼 우수함이 분명하다. 다른 시뮬레이션에서는 또한 신규의 아키텍쳐가 인접 채널에 대해서는 물론 더 큰 주파수 오프셋의 채널에 대해서도 요구된 선택도를 제공할 수 있음이 검증되었다.

앞서 기술된 GSM 모드 실시예에 대한 변형으로서, 채널 필터(522)와 복소 신호 재구성 필터(526, 528)가 두 개의 FIR 필터를 포함하는 단일의 필터링 블록으로 결합된다. 이러한 실시예에서는 결합된 필터링 블록이 시그마-델타 변조기(520) 출력의 비트-스트림 특성을 이용할 수 있으므로 더 적은 디지털 하드웨어 자원을 요구할 수 있다. 실제로, 채널 필터(522)와 다운-샘플링 블록(524)의 기능이 필터(526, 528) 내에 통합된다.

필터(526, 528)의 요구된 주파수 응답을 산출하기 위해, 어느 하나가 다른 하나의 힐버트 변환형인 두 개의 실수 필터 보다는 오히려 제로 주파수 중심으로 비대칭 응답을 갖는 단일의 복소 필터로서의 필터를 고려하는 것이 더 간단하다. 표준 디지털 합성 기구를 사용하면, 단일의 실수 FIR 필터는 요구되는 대역폭과 선택도를 갖게 설계될 수 있다. 이때 복소 응답을 얻는 것은 +100㎑ 주파수 쉬프트를 인가하는 직접적인 문제이다. 실수 및 허수 임펄스 응답은 쉬프트된 주파수 응답에 대해 역 이산 푸리에 변환(inverse discrete Fourier transform)을 수행함으로써 획득될 수 있다.

도 16에는 적은 회수의 설계 반복 후에 얻어진 적절한 한 쌍의 필터(526, 528)의 복소 주파수 응답이 예시되어 있다. 요구된 감쇄 템플릿(template)은 점선으로 도시되어 있다. 이 응답은 20㎑에서 180㎑ 까지의 통과대역에 걸쳐 매우 작은 리플(ripple)을 나타내며, 정지대역 감쇄는 ±1㎒ 이상의 주파수에서 100dB을 초과하는 템플릿의 경계내에 양호하게 놓인다. 이러한 응답은 필터(526, 528)가 최소 왜곡을 갖는 원하는 신호를 통과시키고, 인접-채널 및 부-채널(alternate-channel) 간섭자에 대해 충분한 감쇄를 인가하며, 시그마-델타 변조기(520)에 의해 발생된 대부분의 고주파 노이즈를 리젝션할 수 있게 한다.

마지막으로, 결합된 듀얼-모드 UMTS 및 GSM 수신기를 고려하자. 도 17에는 본 발명에 따라 제작된 수신기의 실시예에 대한 블록도가 도시되어 있다. RF 프런트 엔드에서 믹서(108, 110)까지는 UMTS 및 GSM 모드와 유사하며, 주된 차이는 UMTS 및 GSM 주파수 대역에 대해 제각기의 대역-통과 필터(104) 및 저-노이즈 증폭기(106)가 필요하다는 것과, LO(112)가 양 모드에 적합한 기준 주파수를 믹서(108, 110)에 공급할 수 있는 요건이다.

원하는 신호는 직교 위상 다운-컨버터 믹서(108, 110)의 출력에 나타나며, UMTS 신호는 제로-IF 캐리어상에 -2에서 +2㎒의 대역을 점유하고, GSM 신호는 로우-IF 캐리어상에 제로에서 200㎑의 대역을 점유한다. 도시된 실시예는 두 모드의 동시 동작을 처리하도록 설계되지 않았다.

신호는 앞서 기술된 UMTS 실시예에서 사용된 바와 같은 고역 및 저역 통과 필터(116, 117)를 통과한다. 고역 통과 필터(116)는 UMTS 신호에 놋치를 발생하지만, 이 놋치는 UMTS 신호에 전혀 영향을 주지 않을 만큼 충분히 작다(통상 -10에서 +10㎑ 범위내). 저역 수동 전치-필터(117)는 60㎒ 이상의 오프셋에서의 모든 큰 UMTS 간섭자를 감쇄시킨다. 3레벨 AGC 증폭기(1618)는 신호가 가용 ADC 동적 범위내에 놓일 것을 보장하며, 그중 두 레벨은 수신기가 UMTS 모드에서 동작중일 때 도 1의 AGC 회로(118)와 동일한 기능을 제공하는데, 즉, 신호 레벨이 사전결정된 레벨을 초과할 때 30dB의 1단계만큼 이득을 감소시키며, 세 번째 레벨은 수신기가 GSM 모드에서 동작중일 때 후속하는 아날로그-디지털 변환을 위해 적절한 신호 레벨을 제공하는데 사용된다. 세 번째 레벨은 단지 UMTS 모드와 GSM 모드간에 신호 레벨의 차이를 보상하기 위해 요구된다.

다음으로, 신호는 다상 이미지-리젝션 필터(516)를 통과한다. 이 필터는 UMTS 모드에 대해서는 필요하지 않으므로, 바이패스(bypass)될 수 있다. 그러나, UMTS 신호에 대해 야기된 손상이 현저하지 않을 가능성이 있고, 이 경우 필터(516)는 두 모드 모두에 대해 그대로 유지될 수 있으며, 이에 의해 얼마간의 신호 스위칭이 절감된다. 그 후, I 및 Q 신호는 제각기의 시그마-델타 변조기(1620, 120)로 보내진다. Q 변조기(120)는 앞서 설명된 UMTS 실시예의 것과 동일하며, 단지 UMTS 모드에서 동작한다. I 변조기(1620)는 두 모드에 대해 재구성가능해야 한다. UMTS 모드에서 루프 대역폭과 클럭 속도에 대한 적절한 값은 제각기 20㎒와 153.6㎒이고, GSM 모드에서는 제각기 3㎒와 26㎒이다. 실제로, UMTS 모드에서의 I 및 Q 채널 처리의 차이를 피하기 위해 ADC(1620, 120)는 동일한 것이 바람직할 수도 있다.

디지털화 후, 얻어진 비트스트림 또는 비트스트림들은 제각기의 결합된 채널 및 데시메이션 필터(1622)를 통과하며, 이들 필터는 UMTS 및 GSM 모드에 대해 ROM(1623)내의 유지된 설정(settings)을 통해 프로그램가능하다. GSM 모드에서 필터(1622)는 또한 복소 신호 재구성 기능을 수행한다. 도시예에서는 GSM 모드 위치에 도시된 스위치(1621)는 신호의 올바른 라우팅(routing)을 조정한다. 나머지 디지털 신호 처리는 각 모드에 대해 앞서 설명된 방식으로 진행된다.

아날로그 및 디지털 하드웨어의 상당 부분이 두 모드에 대해 공통임을 알 수 있으며, 이 공통부(1600)는 도 17에서 점선으로 표시되어 있다. 두 모드에 대한 디지털 베이스밴드 신호 처리 블록은 아주 상이한데, 그 이유는 관련된 복조 처리 가 상이하기 때문이다. 그러나, 이러한 처리의 소프트웨어 요소들은 공통의 DSP 플랫폼(platform)상에서 실행되도록 구성될 수 있으며, 이에 의해 공통 회로의 양을 더더욱 증가시킬 수 있다.

이상의 실시예들에서 몇몇 기능 블록의 위치는 본 발명의 범주내에서 변경될 수도 있음을 이해할 것이다. 예컨대, 도 1의 실시예에서 고역 통과 필터(116) 및 저역 통과 필터(117)의 위치는 중요하지 않다. 마찬가지로, 도 5에서 고역 통과 필터(116)는 이미지-리젝션 필터(516) 앞에 마찬가지로 양호하게 위치될 수 있다. 또 다른 예로서, 채널 필터(522), 다운-샘플링 블록(524) 및 복소 신호 재발생 필터(526, 528)는 단일의 기능 블록으로 통합될 수 있으며, 앞서 설명된 바와 같이 디지털 처리 하드웨어에 있어 얼마간의 절감을 가져온다.

이상 본 발명의 수신기 아키텍쳐는 제로와 100㎑ 사이에서 IF가 스위치되는 듀얼-모드 UMTS/GSM 수신기와 관련하여 설명되었다. 그러나, 본 아키텍쳐는 다른 듀얼-모드와 멀티-모드 조합들, 즉 CDMA, TDMA, 및 FDMA 응용 범위에 대해서도 쉽게 적응될 수 있다. 가능한 조합들로 IS95, CDMA2000, IS136, AMPS 및 PDC1900이 포함된다.

Claims (11)

  1. 제로(zero)-IF 및 로우(low)-IF 모드로 동작가능한 무선 수신기에 있어서,
    무선 주파수 신호를 위한 입력단과,
    상기 입력단에 결합되어, 상기 무선 주파수 신호를 중간 주파수 신호로 변환하고 상기 중간 주파수 신호의 동위상 및 직교 위상 신호를 생성하는 직교 위상 다운-컨버젼 수단(quadrature down-conversion means)과,
    상기 동위상 및 직교 위상 신호에 대해 동작하여 필터링된 동위상 및 직교 위상 신호를 제공하는 복소 필터링 수단(complex filtering means)과,
    상기 동위상 및 직교 위상 신호 각각을 디지털화하는 제 1 및 제 2 아날로그-디지털 변환 수단
    을 포함하되,
    상기 수신기가 로우-IF 모드로 동작하는 것에 응답하여 상기 제 1 및 제 2 아날로그-디지털 변환 수단 중 하나의 동작을 디스에이블시키는 수단이 제공되고,
    로우-IF 모드에서 단일의 디지털화된 신호에 대해 동작하여 디코딩된 디지털 출력 데이터를 생성하는 로우-IF 디지털 신호 처리 수단이 제공되며,
    제로-IF 모드에서 동위상 및 직교 위상의 디지털화된 신호에 대해 동작하여 디코딩된 디지털 출력 데이터를 생성하는 제로-IF 디지털 신호 처리 수단이 제공되는
    무선 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 복소 필터링 수단은 다상 필터(a poly phase filter)를 포함하는 무선 수신기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 복소 필터링 수단은 수동형(passive)인 무선 수신기.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 수신기가 제로-IF 모드로 동작하는 것에 응답하여 상기 복소 필터링 수단을 상기 동위상 및 직교 위상 신호의 경로를 벗어나도록 스위칭하는 수단이 제공되는 무선 수신기.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 아날로그-디지털 변환 수단은 시그마-델타 아날로그-디지털 컨버터를 포함하는 무선 수신기.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 아날로그-디지털 변환 수단은 복수의 상이한 클럭 속도로 동작가능한 무선 수신기.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 로우-IF 디지털 신호 처리 수단은 동위상 및 직교 위상 디지털 신호를 베이스밴드로 변환하는 디로테이션 수단(derotation means)을 포함하는 무선 수신기.
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 로우-IF 디지털 신호 처리 수단은 디지털화된 신호에 대해 동작하여 동위상 및 직교 위상 디지털 신호를 발생시키는 신호 발생 수단을 포함하는 무선 수신기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 신호 발생 수단은 제 1 및 제 2 저역 통과 필터를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 저역 통과 필터 각각을 통과한 신호에 인가된 위상 쉬프트는 90°차이나는 무선 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 저역 통과 필터들은 선형-위상 특성(a linear-phase characteristic)을 갖는 무선 수신기.
  11. 청구항 1 또는 청구항 2에 따른 무선 수신기를 포함하는 집적 회로.
KR1020027009443A 2000-11-24 2001-11-16 무선 수신기 및 무선 수신기를 포함하는 집적 회로 KR100809253B1 (ko)

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