CN1440588A - 无线电接收机 - Google Patents

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Abstract

一种可配置操作在低中频或者零中频模式的无线电接收机，包括在中频产生同相(I)和正交(Q)信号的正交向下变换器(108，110，112，114)，以及执行镜像干扰抑制的复合滤波器(202)。滤波器(202)的输出(Q)终止，另一个输出(I)传递到非复合ADC(206)。来自ADC的输出数字化处理，然后正交信号发生器(212，214)产生正交的与中频信号有关的信号，该信号传递给向下变换器(216，218)用于转换成为基带信号。通过使模拟到数字转换器和信道滤波在中频非复合信号上执行，可能实现显著的功率节约。进一步，接收机的灵活性增强了，使其在低中频和零中频上都能有效操作。

Description

无线电接收机
技术领域
本发明涉及一种在例如GSM和UMTS的数字传输系统里具有特定的而不是排外的应用的无线电接收机，还涉及一种包括上述无线电接收机的集成电路。
技术背景
近零中频接收机(又名多相接收机)已知用于无线电通信系统例如GSM(用于移动通信的全球的系统)和DECT(数字增强无线电通讯)。上述接收机向传统超外差接收机提供类似性能，但是优点是因为不需要无芯片波道滤波器，所以更容易集成。已知的多相接收机的一种例子在欧洲专利申请0,797,292里公开了。
与已知的零中频接收机相比较，多相接收机通过消除直流电偏移量和二次相互调制分量产生的问题提供性能的显著改善。多相接收机的一个显著特征是复信号处理在前端向下变换器的输出和解调器的输入之间的中频信号上执行，保证所需信号的任何图像充分地被抑制。
在低中频接收机上的最近变化里，模拟到数字的转换在前端向下变换器以后立即执行，允许波道滤波全部在数字域里执行。上述接收机在国际性专利申请wo 00122735里公开。该偏差需要来自模拟-数字转换器(ADC)的增加的动态范围能力，但是通过使该接收机的频道滤波器特性曲线能在软件里变化而提供增强的灵活性，因此使得它显著地便于设计多状态接收机。
用于GSM系统的一个上述已知接收机的实施例在附图的图1中所示。由天线102收到的无线电信号通过带通滤波器104滤波并且通过低噪声放大器106放大。该信号然后向下混频由第一和第二混频器108，110产生100kHz中频(半GSM信道间隔)的同相(I)和正交相(Q)信号，该混频器通过一个相移单元114提供一个来自本机振荡器(LO)112的分别的LO口的信号，该相移单元114提供一个具有零相移的信号给第一个混频器106和一个具有90°相移的信号给第二混频器110。
I和Q信号可以通过一个高通滤波器116滤波并且提供给一个包括合并有一个多相带通环路滤波器的复杂sigma-delta模拟-数字转换器的数字化单元118。这样一个ADC在WO 00122735里公开。从数字化单元118输出的I和Q包括13MHZ比特率的单个比特数字信号。一个多相带通滤波和抽取单元120通过一个因数24减少比特率，来自该单元的输出信号包括541.667kHz比特率的14-比特信号。一个更进一步的滤波器和抽取单元122执行给基本频带的信号的低通滤波和反旋，产生在270.833kHz.GSM比特率的15位输出信号。在被作为输出126提供给接收机剩余中的数字信号处理电路之前，该信号由均衡和解调模块(EQ)124处理。
虽然后一变型最好用于一个多状态的接收机，对具有复杂的噪声整形的作为使用在WO 00/22735中公开的sigma-delta模拟-数字转换器里的复杂模拟-数字转换器的需要，并不是完全理想的。例如，如果ADC的频带宽度和它的时钟速度不得不在变化模式上改进那么一个复杂的模拟-数字转换器是更难以设计的。特别是这种情况，就转换效率而言如果需要的频带宽度和时钟速度在目前工艺水平的限制。更进一步考虑，如果在一个或多个接收方式里中频设置为零，对于复合模拟-数字转换器的需要充分地减少(因为实际上仅仅需要一个低中频接收机)。
公开发明
本发明的一个目标是提供一个接收机，该接收机能够在全部接收方式有效利用非复合模拟-数字转换器，不管该中频是否为零。
按照本发明，提供一个无线电接收机，该无线电接收机包括一个射频信号的输入端，用于变换该射频信号成为一个中频并且产生该中频信号的同相和正交变换的正交下变频装置，用于在同相和正交信号上操作提供滤波的同相和正交信号的复合滤波器装置，用于数字化同相和正交信号中的仅仅一个的模拟到数字转换装置，用于在数字化的信号上执行数字信号处理的装置和用于在通过信号上操作产生数字的同相和正交信号的信号产生装置。
通过量化同相和正交中频信号中的仅一个，对复合(或者多相)模拟-数字转换器和复合波道滤波器的需要消除了，因此能够实现功率消耗相当大的节约。上述接收机特别适合于多状态的操作，其中一个模式使用一个低中频并且另一个模式使用一个零中频，因为非复合ADC的设计用不同的时钟频率的范围操作并且噪音-形状轮廓比它们的复合相应物的设计简单的多。
通过仅量化来自该接收机前端的中频输出的I或者Q分量，所需信号的频带宽度有效地加倍到与单个被反射的大约零频率的模拟-数字转换器的量化频带宽度匹配。然而，尽管源于提高的频带宽度的时钟速度中有可能提高，因为使用的仅仅是单个模拟-数字转换器，全部的功率消耗应该减少。
由于缺乏非复合模拟-数字转换器的镜象干扰抑制，在该模拟-数字转换器之前需要一个复合滤波器。上述滤波器可以是一个无源多相滤波器，该滤波器是无源的，不消费额外功率。
在一最佳实施例中，该模拟-数字转换器是一个signa-delta模拟-数字转换器。在另一个最佳实施例里，该数字同相和正交信号反旋转化它们的频率到基本频带。
在本发明一个更进一步的实施例里，接收机实现在一个集成电路里。
本发明基于不存在于先有技术中的认识，可能提供在低中频接收机里非复合ADC和波道滤波器的使用，在抽样和数字化之前执行在中频信号上的镜象干扰抑制滤波。
附图说明
本发明的实施例现在被描述，举例来说，参考附图，其中：
图1是一个如上所述的已知的低中频接收机结构的方框图；
图2是一个按照本发明制造的低中频接收机结构的方框图；
图3是一个说明在图2的结构里相对于镜象干扰抑制滤波器千赫兹频率(f)，在分贝上衰减(A)的图表；
图4是一个说明在图2的结构里，相对于波道滤波器千赫兹频率(f)，在分贝上衰减(A)的图表；
图5是说明相对于在波道滤波器输出的信号的千赫兹频率(f)，振幅(A)的一个图表；
图6是相对于正交重现滤波器千赫兹的频率(f)，说明衰减(A)的一个图表；
图7是相对于由一对FIR滤波器从一个实信号产生的复信号的千赫兹频率(f)，说明振幅(A)的一个图表；
图8是相对于刚均衡和解调之前的信号的千赫兹频率(f)，说明振幅(A)的一个图表；
图9是相对于用于图2的接收机结构的dBm信号功率(S)，模拟的比特差错率(BER)的一个图表；以及和
图10是相对于合并的波道滤波器和正交重现滤波器千赫兹的频率(f)，说明衰减(A)的一个图表。
在附图里相同的标号数字用来指示相应的器件。
用于实现该发明的方式
图2是一个按照本发明制造的低中频接收机结构的GSM实施例的方框图。前端使用一个正交下变换器混频输入射频信号降至半信道间隔的一个低中频(对于GSM，信道间隔是200kHz由此该中频是100kHz)。接收机的一部分实质上与参考图1的上述相同不用再次描述了。
在通过混频器108，110向下变换以后，包括I和Q信号的复合低中频信号进入一个镜象干扰抑制滤波器(IR)202，该滤波器是一个无源的多相过滤器，它排斥任何存在于该所需信号图像波段的干扰，换句话说是在200kHz和0Hz之间的干扰。上述滤波器已知，例如公开在MJGingell，电信No 48′1973中的论文“使用序列不对称的多相网络的单边带调制”。无源多相过滤器容易作为直接集成在硅晶体上的RC网络实现。图像拒波滤波器202流通在波段0Hz到+200khz里的所需信号以及其它全部干扰信号。然而，通过消除任何镜象干扰，允许该接收机里全部随后的滤波器为“同相分量”(也就是仅仅在I和Q信号中的一个上操作)。适宜的多相过滤器的频率响应的一个例子在图3中所示。
在镜象干扰抑制滤波器202以后，该信号的Q分量终止，而I分量通过一个高通滤波器204延续到一个单个双端口的sigma-delta(∑Δ)调制器206。撤消该信号Q分量的影响是拿走所需信号能量的一半并且将其重叠到该频谱的反面一侧。从此该信号(和sigma-delta调制器206的噪声频谱一样)关于零频率是对称的并且占据400KHz的频带宽度。上述信号使调制器206的转换效率最大。
高通滤波器204取消由以前的前端电路产生的DC偏移量。对于GSM应用的多相接收机的研究已经表明对于滤波器204的一个适宜的截止频率是6kHz，它给该接收机对大信号的过激励影响的一个足够的恢复时间而不引起所需信号的任何显著衰减。
调制器208的顺序和它的时钟速度必须选择产生需要的噪声整形。在最小的输入信号水平(在目前工艺水平里-108dBm)，为了满足对于BER(比特差错率)的GSM规范，在400kHz(也就是-200khz到+200khz)频带宽度里信号到量化噪音率必须大约为17dB。该图起源于对7dB的全部信号噪声比以及在前端噪音下面的10dB的量化噪声电平的需要。对于ADC的最大输入信号是在-23dBmd的单元干扰信号。
来自调制器206的数字输出信号由数字信道滤波器208滤波。该滤波器在等于sigma-delta调制器208的时标速率的采样率上运行，典型地该采样率是用于GSM的比特率的48倍的等级。当在双边的频率轴上观察时，它具有一个大约200khz截止频率的低通频率响应，它相似于一个400kHz宽度的带通频率响应。上述频率响应在图4.里说明。滤波器208具有双重任务，衰减到达接收机输入端的除图像干扰信号之外的全部干扰信号(也就是在较低的相邻信道里的一个干扰信号，它由镜象干扰抑制滤波器202处理)，并且衰减由该调制器206产生的大部分宽带量化噪音。
在滤波器208输出端的一个信号的典型频谱在图5.中所示。显示为一条实线的所需信号的两半位于零频率的两边上，其中零频率由高通滤波器204产生的通路分离。显示为虚线的图像干扰信号的残留占据与所需信号一样的频率空间，但是由于由镜象干扰抑制滤波器202施加的衰减使图像干扰信号的残留处于一个微不足道的水平。在-200kHz到+200kHz波段以外，由于大的干扰信号也可能有一些显示为短划线的剩余sigma-delta噪声和功率，但是上述信号可以容易地由随后的滤波器消除。
一旦该信号的高频成分被波道滤波器208消除，中频信号可以由向下抽样单元(DS)210向下抽样(也就是十中抽一)到大约为GSM比特率的四倍的采样率。这减少了用于所需信号的Q分量的再现所需要的处理资源和功率消耗。必须使所需信号再次复合以便于促成它理想的从低中频到零频率的频率变换(或者逆变换)，并且促成它随后的解调以便获得日期二进制数字。
因此，在向下采样以后，通过传输信号给一对FIR滤波器，具有线形相位低通响应的第一滤波器212和具有除在该通带当中产生一窄凹口和插入额外90°相移(对于负频率该相位移是+90°，对于正频率该相位移是-90°)之外的恒等反应的第二滤波器214，使该信号复合。第二滤波器214产生新的Q分量，随着决定脉冲响应长度的凹口宽度执行有限时间等效赫伯特变换。稍微小于或等于由以前的高通滤波器204产生的凹口宽度的宽度通常是适当的。
图6显示适当的第二滤波器214的一个典型频率响应，这特定的例子是具有8kHz通路宽度的具有276个抽头的FIR滤波器。第一滤波器212的主要作用是将完全相同的时间延迟插入I分量的路径中，如同通过第二滤波器214插入到Q分量的路径中一样。两个滤波器212，214的脉冲响应应该是完全相同的长度。第一和第二滤波器可以设计成在所需信号频带宽度以外在波道滤波器208以后产生任何干涉剩余的进一步地抑制。变化它们的截止频率在滤波器212，214的需要长度上没有实际上影响，并且产生引入额外无偿有效滤波的可能性。截止频率的选择与滤波器212，214所需要的采样率有关联，但是提供这些不引起任何主要问题，该滤波器因此可以减轻对在该基本频带里更进一步滤波的需要。修复所需信号的Q分量对折叠频谱的负半部分到它的正侧产生影响，借此频带宽度减少到200kHz。信号中的总功率因此回到在镜象干扰抑制滤波器202的输入端看到的原始值。功率密度增加6dB。滤波器212，214合并输出端的复频反应特性在图7中所示。
一旦发生Q分量，I和Q信号传到一个反旋单元216，通过执行一个由信号源218提供的-100kHz复音的复数乘法，在哪里它们被反旋到基本频带，其中反旋变换该所需信号回到零中央频率。
在图2中所示的实施例例子里，I和Q信号由分别的具有80kHz截止频率的低通基带滤波器220滤波。在滤波器220的输出端的一个典型频谱在图8中所示，所需信号显示为一条实线并且图像干扰信号的残留显示为一条虚线。
在作为输出126提供给接收机残余物中的数字信号处理电路之前，信号由一个均衡解调单元(EQ)222处理。
已经执行系统模拟以便实现按照本发明的结构的恰当作用。作为一个例子，图9是一个以dBm方式使用公知的TU50信道模型(典型具有50km/h最高速度的市区分布图)模拟确定用于所需信号功率S范围的BER的结果的图表。用于新接收机结构的模拟结果显示为一条实线，而使用复信号处理对于基准多相接收机的结果显示为一条虚线。很明显新接收机的灵敏度至少和基准多相接收机一样。其它模拟也实现那些可以提供需要的选择性的新结构，即对于相邻信道也对于那些较大的频偏。在如上所述实施例的偏差中，波道滤波器208和复信号重现滤波器212，214合并成包括两个FIR滤波器的单一过滤块。如此实施例需要较少数字硬件资源，如同合并的过滤块可以使用sigma-delta调制器206的输出的比特-流量特性。实际上，波道滤波器208和向下抽样单元210的作用并入滤波器212，214。
为了决定滤波器212，214需要的频率响应，将该滤波器看作具有关于零频率不对称响应的单一复合滤波器比较简单，而不是看作两个同相分量滤波器，其中一个是另一个的希尔伯特变换。使用标准数字综合工具，单一同相分量FIR滤波器可以设计成具有需要的频带宽度和选择性。获得该复合响应是应用+100khz频率偏移的一个直接情况。可以通过在漂移频率响应上执行一个离散傅里叶逆变换实现实部和虚部脉冲响应。
图10说明在少量设计迭代之后获得的一对适当的滤波器212，214的复频反应特性。需要的衰减模板显示为一条虚线。该响应基于从20khz到180khz的波带显示一条微细的波纹，该波纹具有阻带衰减，也就是说完全在模板范围内(频率超过+-1MHZ超越100dB)。上述响应允许滤波器212.214传递具有最小失真的所需信号，应用足够的衰减到邻近的和可选择的信道干扰信号并且抵制由sigma-delta调制器206产生的大多数高频噪声。如上所述的接收机结构具有与已知的近零中频多相结构申请的类似范围，它包含例如GSM、AMPS、IS136和PDC1900的第二代蜂房式系统以及例如DECT和Bluetooth的无线系统。在这些申请里，可以获得有效的功率节约。该结构对具有联合的CDMA/TDMA多状态性能的接收机更有用。作为一个特定的例子，一个申请是两种工作方式的UMTS/GSM接收机，其中该中频在零和100KHz之间切换。例如CDMA2000/IS95/IS136/AMPS接收机的其它申请也可预见。

Claims (11)

1.一种无线电接收机，包括一个射频信号输入端，变换该射频信号为中频并且产生该中频信号的同相和正交变换的正交向下变换装置，用于在同相和正交信号上操作提供滤波的同相和正交信号的复合滤波器装置，用于数字化同相和正交信号中仅一个的模拟数字转换装置，用于在数字化信号上执行数字信号处理的装置以及用于操作处理过的信号产生数字同相和正交信号的信号产生装置。
2.如权利要求1中所述的一种接收机，其特征在于该复合滤波器装置包括一个无源多相过滤器。
3.如权利要求1或2中所述的一种接收机，其特征在于模拟到数字转换装置包括一个sigma-delta模拟数字转换器。
4.如权利要求1到3中任何权利要求中所述的一种接收机，其特征在于模拟到数字转换装置可在多个不同的时钟频率操作。
5.如权利要求1到4中任何一个权利要求所述的一种接收机，其特征在于中频可以更低或者为零。
6.如权利要求5中所述的一种接收机，其特征在于射频信号符合蜂窝式通信标准并且低中频是规定在该标准里的信道间隔的一半。
7.如权利要求1到6中任何一个权利要求所述的一种接收机，其特征在于反旋装置提供将数字同相和正交信号变换到基本频带。
8.如权利要求1到7中任何一个权利要求所述的一种接收机，其特征在于信号产生装置包括第一和第二滤波器并且施加于信号的相位移通过相差90°的每一个滤波器。
9.如权利要求8中所述的一种接收机，其特征在于滤波器具有一种线性影像相移特征。
10.如权利要求1到7中任何一个权利要求所述的一种接收机，其特征在于执行数字信号处理的装置和信号产生装置的合并由第一和第二滤波器提供。
11.一种集成电路，包括在权利要求1到10中任何一个中所述的一种无线电接收机。
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