CN104378324A - 多载波基站接收器 - Google Patents

Abstract

本公开涉及多载波基站接收器。本发明实施例可提供一种接收器。接收器可包括RF部分和正交混合器，其耦接至RF部分，用于将无线信号的第一组直接下变频至基带频率正交信号以及将无线信号的第二组下变频至中频正交信号。接收器可还包括一对模数转换器(ADC)，用于将下变频的正交信号转换成相应的数字正交信号。而且，接收器可包括数字部分，其具有两个通路以对数字基带频率正交信号执行信号处理以及将数字中频信号下变频至基带，从而抵消其中的第三阶谐波失真。接收器可被布置在单片集成电路上。

Description

多载波基站接收器

技术领域

本发明涉及无线通信接收器，具体涉及单片集成的配置用于多载波、多带操作的多个接收器。

背景技术

蜂窝技术持续发展以支持日渐流行的无线技术应用。近来，流行的无线标准化技术已经从GSM(Global System for Mobile Communication，全球移动通信系统)发展至WCDMA(Wideband Code Division MultipleAccess，宽带码分多址)并发展至LTE(Long Term Evolution，长期演进)。然而，当一种新的无线标准出现时，之前的标准版本不会被废弃，这是因为支持之前的标准的装置仍旧在用。实际上，两个或更多在先标准产生装置通常仍在流通。因此，无线通信供应商期望支持同时流通的所有标准产生装置。

近年来，能够接收具有单个信号通道的多载波的基站接收器已经变得普遍。这些多载波接收器的优势是与利用专用于每个载波的接收器制成的系统相比更低的成本和更小的尺寸。

由于不同标准提供了不同信号特征，诸如基站接收器之类的网络设备必须足够复杂以支持不同的信号特征。出现了用于WCDMA和LTE标准的直接转换接收器。直接转换指的是从射频(RF)直接下变频至基带。虽然直接转换减少了电路组件，降低了接收器成本，但是直接转换还是具有缺点，例如对有限的镜像抑制和谐波失真敏感。WCDMA和LTE标准信号由于它们相对低的镜像抑制要求(^-70dB)而引导它们自己进行直接转换。另一方面，MC-GSM(多载波GSM)被证明由于其产生^-90dB的镜像抑制的较大的带内阻挡(DCS/PCS带中的-25dBm以及GSM850/GSM900带中的-16dBM)和对于已知技术不实用的谐波失真抑制要求而难于直接转换。

由于，MC-GSM通常采用使用中频(IF)采样的外差转换。这些传统MC-GSM外差接收器通常不适于单片集成。例如，用于外差接收器的IF滤波器和抗混叠滤波器通常要求对于硅制程不实际的大电感器。相反，WCDMA和LTE接收器可使用直接转换接收器。不能利用直接转换接收器支持MC-GSM，阻止了可支持所有标准的单个平台的开发。

因此，发明人认识到现有技术中对于利用单个单片接收器支持诸如MC-GSM和WCDMA/LTE之类的不同标准信号的基站接收器的需求。

附图说明

图1图示出根据本发明实施例的无线通信系统。

图2图示出根据本发明实施例的接收器系统的简化框图。

图3图示出根据本发明实施例的接收器操作的简化流程。

图4图示出由根据本发明实施例的接收器系统的产生的信号。

具体实施方式

本发明实施例可提供一种接收器。接收器可包括RF部分和与RF部分耦接的正交混合器，以将无线信号的第一组直接下变频成基带频率正交信号以及将无线信号的第二组直接下变频成中频正交信号。接收器还可包括一对模数转换器(ADC)，用于将下变频后的正交信号转换成相应的数字正交信号。而且，接收器可包括数字部分，其具有两个路径来对数字基带频率正交信号执行信号处理以及将数字中频信号下变频至基带，抵消了其中的第三阶谐波失真。接收器可布置在单片集成电路上。

图1图示出根据本发明实施例的无线通信系统100。无线通信系统100可包括基站110和多个移动站120-140。基站110可耦接至无线通信系统的后端网络(未示出)，而且可在移动站120-140与后端网络之间提供通信。当然，无线通信系统100可包括布置在小区中的多个基站，出于简化和图示的目的而在图1中仅仅示出了一个基站110。

无线通信系统100可支持多个标准和多带通信。例如，无线通信系统可支持利用图1中的LTE移动站120、WCDMA移动站130和MC-GSM移动站140图示出的LTE、WCDMA和MC-GSM标准通信；然而，所列示的这些标准的使用仅仅是示例性的，其它标准也可被无线通信系统100支持。除了多标准性能之外，无线通信系统100还可支持多个通信带。例如，无线通信系统100可支持DCS/PCS带和MC-GSM的GSM850/GSM900带。

无线通信系统100中的多标准多带信号可被分类成两个组。第一组可以指的是可应用直接转换的信号，第二组可以指的是不可应用直接转换的信号。在图1的示例中，LTE和WCDMA可落入基站中的可应用直接转换的第一组，MC-GSM可落入基站中的不可应用直接转换的第二组。虽然直接转换提供了诸如低系统成本、改进的带外性能、低功耗和低组件成本之类的优势，但是一些标准性能要求对于直接转换是不可行的。例如，由于接收到的RF信号在直接转换中直接混入基带，所以谐波失真和图像可落入带内。虽然一些标准性能要求对于要求大约70dB的图像和谐波抑制的诸如LTE和WCDMA之类的直接转换应用足够低，但是其它系统要求对于直接转换不可行的更高的性能，例如要求90dB的抑制的MC-GSM。主要的噪声源可包括图像信号和谐波失真-第二和第三阶(分别是HD2，HD3)。

基站110可利用各种标准技术的移动站120-140以及多个带支持无线通信。基站110可将信号传递至下行链路信号中的移动站120-140，而且从上行链路信号中的移动站120-140接收信号。因此，基站110可从移动站120接收LTE兼容信号，从移动站130接收WCDMA信号，以及从移动站140接收MC-GSM信号。基站110可将接收到的信号转换成基带信号以从中解调并提取信息。

图2是根据本发明实施例的接收器200的简化框图。例如，接收器200可布置在图1的基站110中。接收器200可支持前述两组信号-可应用直接转换的信号(例如，LTE，WCDMA)以及不可应用直接转换的信号(例如，MC-GSM)。由此，接收器200可被设置成利用作为单个单片接收器的公共电路组件为信号的第一组提供直接转换或者为信号的第二组(第一组)提供低IF转换。

接收器200可被布置在单片集成电路上。基站接收器200可包括低噪声放大器(LNA)205、谐波或带通滤波器210、变换器215、输入电阻器Rin，220、一对正交混频器225.1-225.2、一对电流至电压放大器235.1-235.2、一对模数转换器(ADC)240.1-240.2、一对抽取滤波器245.1-245.2、一对低通滤波器250.1-250.2、Hilbert滤波器255、求和器260和控制器265。

LNA205的输入可耦接至天线端口，天线端口可耦接至天线(未示出)。天线可接收RF信号，LNA205可放大接收到的RF信号。LNA205可耦接至谐波滤波器210，该滤波器接收已经被LNA205放大的RF信号。

谐波或带通滤波器210可耦接至变换器215。变换器215可被配置为巴伦匹配变换器。变换器215可将接收到的信号转换成平衡信号(即，两个信号)。变换器215的平衡侧可耦接至输入电阻器Rin220。输入电阻器220可将RF电压信号转换成电流RF信号。输入电阻器220可被配置成基本线性的元件以保持基站接收器200的RF部分基本没有失真。

输入电阻器220可耦接至该对正交混频器225.1-225.2。每个正交混频器225.1-225.2可包括两个输入和一个输出。第一输入可从输入电阻器220的两个平衡节点接收RF信号(其可能是电流信号)。正交混频器225.1-225.2的第二输入可耦接局部振荡器(LO)正交发生器230。LO正交发生器230可包括锁相环(PLL)和振荡器。LO正交发生器230可根据电流接收信号特征和频带来产生不同频率的LO信号。控制器265可接收与电流接收信号特征和频带相对应的模式选择输入，并可控制LO正交发生器230以产生适当的LO信号。控制器265可根据模式选择而被编程用于操作的特定带。模式选择输入还可表达接收器可接收并处理信号的上述第一或第二组中的哪个。

对于第一组信号，正交混频器225.1-225.2可将RF信号直接下变频至基带信号，基带信号可能大致为或接近0Hz。另一方面，对于第二组信号，正交混频器225.1-225.2可将RF信号下变频至低IF信号。例如，低IF信号可能大致为或接近10MHz。正交混频器225.1可产生同相的(I)下变频信号，并且其输出可被提供给I-信号通道。正交混频器225.2可产生正交相位(Q)下变频信号，并且其输出可被提供至Q-信号通道，其可能与I-信号通道大致成90度的相差。

正交混频器225.1-225.2的输出可耦接至电流至电压放大器235.1-235.2，它们可放大并转换下变频信号成电压信号。电流至电压放大器235.1-235.2带宽可被控制器265调谐以适应属于第一组的下变频基带信号或者属于第二组的下变频IF信号两者或之一。控制器265可根据模式选择来调节电流至电压放大器235.1-235.2的带宽。

输入电阻器Rin220、无源正交混频器225.1-225.2和电流至电压放大器235.1-235.2的低输入阻抗的配置可提供高度线性的RF信号通道，该通道使得基站接收器200的RF部分保持相对没有失真。电流至电压放大器235.1-235.2的输入可提供低阻抗至正交混频器225.1-225.2的输出。当正交混频器被实施成无源开关时，电流至电压放大器235.1-235.2的低阻抗可被传递至正交混频器225.1-225.2的输入。正交混频器225.1-225.2的RF和基带信号端处的低阻抗确保了无源混频器端上的电压信号将较小。无源混频器端上的有限电压信号摆动导致了从RF至电流至电压放大器的输入的操作的高线性度模式。

电流至电压放大器235.1-235.2可耦接至ADC240.1-240.2。ADC240.1-240.2可数字化下变频信号。ADC240.1-240.2可适应属于第一组的下变频基带信号或者属于第二组的下变频IF信号两者或之一。控制器265可基于模式选择调节ADC240.1-240.2的带宽。

ADC240.1-240.2可耦接至抽取滤波器245.1-245.2。抽取滤波器245.1-245.2可执行下采样。抽取滤波器245.1-245.2可适应属于第一组的下变频基带信号或者属于第二组的下变频IF信号两者或之一。控制器265可基于模式选择调节抽取滤波器245.1-245.2的带宽。

抽取滤波器245.1-245.2可耦接至低通滤波器250.1-250.2。低通滤波器250.1-250.2可执行低通滤波。低通滤波器250.1-250.2可适应属于第一组的下变频基带信号或者属于第二组的下变频IF信号两者或之一。控制器265可基于模式选择调节低通滤波器250.1-250.2的带宽。

而且，抽取滤波器245.1-245.2和低通滤波器250.1-250.2可被调谐来抑制不期望的信号特征。

Hilbert滤波器255可耦接至Q-信号通路中的低通滤波器250.2。Hilbert滤波器255可使得Q-信号偏移90度并执行傅立叶变换。I-信号通路低通滤波器250.1和Hilbert滤波器255的输出可耦接至求和器260。求和器260可输出解析基带信号，可从解析基带信号中提取信息。求和器260的输出可耦接至基带处理器，基带处理器可提取信息。对于直接转换操作，Hilbert滤波器255可被旁路，而且可从低通滤波器250.1，250.2输出同相和正交基带信号。

接收器200可对信号进行接收并基于模式选择采样不同下变换技术来下变频–直接下变换和低IF下变换。基站接收器200可被布置在单片集成电路上以针对不同下变换技术利用同一接收器组件支持多个之前不兼容的标准技术。而且，除了针对诸如MC-GSM之类的标准要求将HD2分量抑制到可接受的水平之外，低IF转换的数字信号处理可抵消相关HD3分量。因此，接收器200提供了改进的接收器架构，其对于单片集成电路中的针对不同下变换调整的电路组件的重复使用是成本有效的，并且同时提供了改进的通信质量。

图3图示出处理300，用于利用根据本发明实施例的公共接收器接收多标准无线信号。例如，处理300可由图2的接收器200执行。在步骤310，可选择模式。模式可对应于接收器是操作在直接下变换下还是低IF下变换模式下。例如，操作人员可在安装时设置模式。根据模式，控制器265可针对LO正交发生器230和其它接收器组件设置操作带。

如果选择了直接下变换模式，可在步骤320接收信号。接收的信号可通过公共RF部分进行传播。例如，接收的信号可利用诸如图2所示的公共LNA205、谐波滤波器210和变换器220之类的公共RF电路组件而被放大、调和地滤波、并转换成平衡RF信号。而且，接收的信号(可能是电压信号)可被转换成电流信号。

在步骤330，接收的信号可被直接下变频至基带。下变换可由将接收到的信号下变频至基本等于或接近0Hz(即，基带)的正交混频器来执行。基带信号可转换回电压信号并随后被数字化。基带信号可针对镜像抑制和谐波失真抑制而进一步被处理。由于直接下变换至基带，HD2和HD3可落入带内并可能必须被相应地抑制。可经由模拟滤波、数字滤波和/或抽取进行抑制。在一个实施例中，图像和谐波失真可被抑制至70dB或以下。在直接转换中，数字信号可分流图2的接收器200的Hilbert滤波器255，而且可从低通滤波器250.1，250.2输出基带信号(I_BB和Q_BB)。在一个实施例中，直接下变换模式可很好地适应LTE和WCDMA信号。

如果低IF转换模式被选择，可在步骤320接收信号。接收的信号可通过公共RF部分传播。例如，接收的信号可利用诸如图2所示的公共LNA205、谐波滤波器210和变换器220之类的公共RF电路组件而被放大、调和地滤波、并转换成平衡RF信号。而且，接收的信号(可能是电压信号)可被转换成电流信号。

在步骤350，接收的信号可被下变频至低IF信号。在一个实施例中，低IF转换模式可能很好地适合于MC-GSM信号；然而，其也用于LTE和WCDMA信号。下变换可由将RF信号下变频至低IF信号(其基本等于或接近10MHz)的正交混频器执行。例如，同一正交混频器可被配置成根据模式选择将LTE和WCDMA信号直接下变频至基带以及将MC-GSM信号下变频至低IF。低IF信号可被转换回电压信号并随后被数字化。

低IF信号可针对镜像抑制和谐波失真抑制而进一步被处理。在步骤345，低IF信号可被抽取(即，下采样)并被动态滤波以抑制HD2分量。例如，可通过借助于求和器260对“I”通路和“Q”通路求和来产生解析基带信号，其包括Hilbert滤波器255。在一个实施例中，如果RF信号是2-调信号，正交低IF(基带)信号可表示为:

I_BB(t)＝Acos(ω₁t)+Acos(ω₂t)

Q_BB(t)＝Asin(ω₁t)+Asin(ω₂t),

其中A是幅值(即，幅度)，w1和w2表示载波频率。

这些信号可被平方来校正偶数阶非线性，其可表示为:

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{BB}}^2\left(t\right)=A^2{[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\cos \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)]}^2\\ =\frac{A^2}{2}\{2+\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_t\right)+2\cos [({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t]+2\cos [({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t\left]\right\}\end{array}$

$\begin{array}{c}{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{BB}}^2\left(t\right)=j{A}^2{[\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\sin \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)]}^2\\ =j\frac{A^2}{2}\{2-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{2}t\right)+2\cos [({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t]-2\cos [({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t\left]\right\}\end{array}$

这些平方信号可被求和来产生复杂的基带信号，其可表示为:

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{BB}}^2\left(t\right)+j{Q}_{\mathrm{BB}}^2\left(t\right)=\frac{A^2}{2}\{2+\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{2}t\right)+2\cos [({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t]+2\cos [({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t\left]\right\}\\ +j\frac{A^2}{2}\{2-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{2}t\right)+2\cos [({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t]-2\cos [({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t\left]\right\}\end{array}$

注意，虽然HD2分量出现在两侧，但是HD2分量基本上低于(^-6dB)IM2分量。

而且，低IF信号可利用谐波滤波器数字地下变频至基带。在该信号处理期间，正HD3(+HD3)可被抵消。考虑可被三次幂来校正三阶非线性的之前讨论的同一输入信号，其可表示为:

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{BB}}^3\left(t\right)=A^3{\left[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\right]}^3\\ =A^3\left\{\begin{array}{c}\frac{9}{4}[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\cos \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)]+\frac{1}{4}[\cos \left(3{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\cos \left(3{\mathrm{\ω}}_{2}t\right)]\\ +\frac{3}{4}\left\{\cos \right[(2{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t]+\cos [(2{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t]+\cos [(2{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_1)t]+\cos [(2{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t\left]\right\}\end{array}\right\}\end{array}$

$\begin{array}{c}{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{BB}}^3\left(t\right)={\mathrm{jA}}^3{[\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\sin \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)]}^3\\ =A^3\left\{\begin{array}{c}\frac{9}{4}[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\cos \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)]-\frac{1}{4}[\cos \left(3{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\cos \left(3{\mathrm{\ω}}_{2}t\right)]\\ +\frac{3}{4}\left\{\cos \right[(2{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t]+\cos [(2{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t]-\cos [(2{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_1)t]-\cos [(2{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t\left]\right\}\end{array}\right\}\end{array}$

三次幂的信号可被求和来产生复杂的基带信号，其可表示为:

$I_{\mathrm{BB}}^3\left(t\right)+{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{BB}}^3\left(t\right)=A^3\left\{\begin{array}{c}\frac{9}{4}[e^{j{\mathrm{\ω}}_{1}t}+e^{j{\mathrm{\ω}}_{2}t}]+\frac{1}{4}[e^{-j3{\mathrm{\ω}}_{1}t}+e^{-j3{\mathrm{\ω}}_{2}t}]\\ +\frac{3}{4}\{e^{j(2{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t}+e^{j(2{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t}+e^{-j(2{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_1)t}+e^{-j(2{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t}\}\end{array}\right\}$

注意，第三阶项仅仅在正(负)侧带并已经在正侧带中消除。

图4图示出利用低IF下变换技术在此处描述的单片集成电路上下变频的MC-GSM信号的示例仿真曲线400。此处，主信号被示出为以5Mhz为中心或靠近5Mhz为中心。+HD2被示出为基本上抑制至大约-95dB，这处于MC-GSM可接受量之下。注意，可能出现在15MHz处或附近的+HD3基本上被抵消。

此处具体图示和/或描述了本发明的一些实施例。然而，应该理解的是，本发明的改型和变形被上述指教覆盖并处于所附权利要求的范围内，而未脱离本发明的精神和预期范围。

Claims (17)

1.一种接收器，包括:

RF部分；

正交混合器，其耦接至RF部分，用于将无线信号的第一组直接下变频至基带频率正交信号以及将无线信号的第二组下变频至中频正交信号；

一对模数转换器(ADC)，用于将下变频的正交信号转换至相应的数字正交信号；以及

数字部分，其具有两个通路以对数字基带频率正交信号执行信号处理以及将数字中频信号下变频至基带，从而抵消其中的第三阶谐波失真，

其中接收器被布置在单片集成电路上。

2.根据权利要求1所述的接收器，其中第一组包括LTE和/或WCDMA信号。

3.根据权利要求1所述的接收器，其中第二组包括MC-GSM信号。

4.根据权利要求1所述的接收器，其中数字部分包括通路中的一个中的Hilbert滤波器以及用于组合两个通路的求和器。

5.根据权利要求1所述的接收器，其中数字部分包括每个通路中的抽取和低通滤波器。

6.根据权利要求1所述的接收器，其中RF部分包括低噪声放大器，用于接收无线信号的第一和第二组。

7.根据权利要求1所述的接收器，进一步包括可变局部振荡器发生器，用于产生局部振荡信号。

8.一种操作单片集成接收器的方法，包括：

基于模式选择，在直接转换模式或低中频(IF)转换模式下操作单片集成接收器；

如果在直接转换模式下，则接收RF信号并利用正交混合器将RF信号下变频成基带信号；以及

如果在低IF转换模式下，则接收RF信号并利用正交混合器将RF信号下变频成IF信号，

对IF信号抽取并滤波，以及

将IF信号数字地下变频至基带以抵消与IF信号相关的第三阶谐波失真分量。

9.根据权利要求8所述的方法，其中直接转换模式针对信号的第一组，而且第一组包括LTE和/或WCDMA信号。

10.根据权利要求8所述的方法，其中低IF转换模式针对信号的第二组，而且第二组包括MC-GSM信号。

11.根据权利要求8所述的方法，进一步包括将RF信号转换成电流信号并在下变换之后将电流信号转换回电压信号。

12.根据权利要求8所述的方法，进一步包括在低IF转换模式中使用Hilbert滤波器以及在直接转换模式中使Hilbert滤波器被旁路。

13.一种基站，包括:

天线；以及

单片集成接收器，包括

耦接至天线的RF部分，

正交混合器，用于基于模式选择将RF信号转换成基带信号或中频，以及

数字部分，其具有两个通路以对数字基带频率正交信号执行信号处理以及将数字中频信号下变频至基带，从而抵消其中的第三阶谐波失真。

14.根据权利要求13所述的基站，其中数字部分包括通路中的一个中的Hilbert滤波器以及用于组合两个通路的求和器。

15.根据权利要求13所述的基站，其中数字部分包括每个通路中的抽取和低通滤波器。

16.根据权利要求13所述的基站，其中RF部分包括低噪声放大器。

17.根据权利要求13所述的基站，进一步包括可变局部振荡器发生器，用于基于模式选择产生局部振荡信号。