CN102754332A - 使用方波本地振荡器信号的下变频 - Google Patents

Abstract

在将输入信号下变频为输出信号的方法中，生成第一本地振荡器信号作为具有1/3或2/3的占空比的方波，并且输入信号与第一振荡器信号混频来实现第一下变频信号；生成第二本地振荡器信号作为具有相同的周期时间和2/3的占空比的修改的方波，其一个部分具有正幅度并且另一部分具有负幅度。输入信号与第二振荡器信号混频来实现第二下变频信号。第一振荡器信号具有周期时间的

的延迟来实现振荡器信号之间的π/2的相移，并且将至少一个下变频信号乘以预先计算的因子。将结果下变频信号相加来实现输出信号。

Description

使用方波本地振荡器信号的下变频

技术领域

本发明的实施例涉及用于将具有第一频率的输入信号下变频为具有第二频率的输出信号的方法和混频电路。

背景技术

在蜂窝通信系统中，在越来越高数据速率的方面有着快速发展。为了实现这种发展，采用多种不同的技术。一种技术是使用更高阶的调制，每秒每赫兹带宽携带更多的比特。另一技术是使用多个天线（MIMO），在相同的载波频率上同时传送并接收多个数据流。然而，最重要的是使用更宽带宽的信号。比较第三代（3G）长期演进（3G LTE）（20 MHz）与全球移动通信系统（GSM）（200 kHz），带宽上已经有100倍的巨大增加。然而，这并不足够，并且下一步骤将聚集若干LTE 版本8信号，来实现用于LTE版本10的高达100MHz的总带宽。

可以用两种方式中的一个来解决下变频多分量载波的问题：每个分量载波有一个直接转换接收器或具有用于每个分量载波的一个IF到基带转换的外差接收器。

在面积和功率消耗方面，每个分量载波有一个直接转换接收器是昂贵的。从实现的视角，也非常难具有同时操作的频率彼此接近的若干VCO。这是由于它们带给彼此的干扰和频率牵引。

具有每分量载波的一个IF到基带转换的外差接收器受制于谐波下变频，除非频率变换是由模拟乘法器来进行并且本地振荡器（LO）是纯正弦波。由于IF LO最可能是作为方波可用，所以奇次谐波将引起谐波下变频。

为了解决这一问题，US 7 509 110建议一种包括并联连接的五个分量混频器的混频器电路。每个分量混频器使用本地振荡器信号的相移形式用于频率变换来从输入信号产生分量输出信号。根据对应的增益因子缩放分量输出信号并且组合分量输出信号来形成输出信号。因此这一解决方案旨在类似或模仿正弦/余弦波形作为有效的本地振荡器信号来减小谐波下变频，并且为了实现该方案，需要并联的五个混频器集以便减小在来自基频的前十以内的奇次谐波的冲击。

因此，本发明的实施例的目标是提供一种方法来避免有害的谐波下变频而仍然使用具有大的谐波量的IF本地振荡器（例如方波本地振荡器），并且同时减小混频电路的复杂性。

发明内容

根据本发明的实施例，以将具有第一频率的输入信号下变频为具有第二频率的输出信号的方法来实现该目标，包括步骤：生成第一本地振荡器信号作为具有对应于所述第一频率和第二频率的和或所述第一频率和第二频率之间的差的周期时间以及1/3或2/3的占空比的方波，第一本地振荡器信号在其为活动的周期时间份额中具有相同的极性。该方法还包括步骤：生成第二本地振荡器信号作为具有与所述第一本地振荡器信号相同的周期时间和2/3的占空比的修改的方波，其周期时间的1/3具有正幅度并且周期时间的另一1/3具有负幅度，所述第一和第二本地振荡器信号生成为在其间具有π/2的相移，以便所述第一本地振荡器信号相较于所述第二本地振荡器信号具有所述周期时间的                                               

的延迟；混频输入信号与第一本地振荡器信号来实现第一下变频信号；混频输入信号和第二本地振荡器信号来实现第二下变频信号；将所述下变频信号中的至少一个乘以预先计算的因子；以及将两个结果下变频信号相加来实现所述输出信号。

通过使用所提出的方法，抑制高达并包含九阶的所有奇次谐波。由所选的1/3或2/3的占空比抑制三阶和九阶，而使用两个混频器和增益级抑制五阶和七阶，以便在相位中基频含量相加并且由于180度相位差而消去五阶和七阶的含量。这一方法利用最少硬件来抑制来自基频的十以内的所有奇次谐波。因此该方法产生在二进制脉冲形状信号中的减小的谐波音调。这通过组合相同频率但在具体的相位对准中具有不同的混频幅度和占空比的脉冲形状信号来完成。主要的优势在于单个频率生成的使用但减小在实际实现中所需要的混频器数量。这一技术基于带有增益调谐的频率分量消去。

在一个实施例中，将所述下变频信号中的至少一个乘以预先计算的因子的步骤包括将第一下变频信号乘以因子

。

备选地，将所述下变频信号中的至少一个乘以预先计算的因子的步骤包括将第二下变频信号乘以因子

。

生成第二本地振荡器信号并且混频输入信号与第二本地振荡器信号的步骤可以通过生成分别具有第一和第二极性的两个单独的方波信号并且混频输入信号与每一个单独的方波信号来进行。

本发明的一些实施例也涉及一种用于将具有第一频率的输入信号下变频为具有第二频率的输出信号的混频电路，包括：振荡器，配置为生成第一本地振荡器信号作为具有对应于所述第一频率和第二频率的和或所述第一频率和第二频率之间的差的周期时间以及1/3或2/3的占空比的方波，第一本地振荡器信号在其为活动的周期时间份额中具有相同的极性；以及第一混频器，配置为混频输入信号与第一本地振荡器信号来实现第一下变频信号。该电路还包括振荡器，配置为生成第二本地振荡器信号作为与所述第一本地振荡器信号具有相同的周期时间和2/3的占空比的修改的方波，其周期时间的1/3具有正幅度并且周期时间的另一1/3具有负幅度，并且该电路配置为所述第一和第二本地振荡器信号生成为其间具有π/2的相移（103），以便所述第一本地振荡器信号相较于所述第二本地振荡器信号具有所述周期时间的

的延迟；第二混频器，配置为混频输入信号与第二本地振荡器信号来实现第二下变频信号，放大器，配置为将所述下变频信号中的至少一个乘以预先计算的因子；以及加法器，配置为将两个结果下变频信号相加来实现所述输出信号。

对应于该方法的那些上述实施例也适用于混频电路。

附图说明

现在将参考以下附图更充分地描述本发明的实施例，附图中：

图1示出基于乘法器电路的混频器的原理；

图2图示具有占空比α的方波；

图3示出改变占空比α来操纵谐波音调的幅度的效果；

图4示出具有两个并联的混频器的混频电路；

图5示出要用作第二本地振荡器信号的修改的方波；

图6图示如何组合波形；

图7图示本发明的效果；

图8示出图示方法的流程图；

图9示出三个方波本地振荡器信号的组合；以及

图10示出对应混频电路。

具体实施方式

图1示出基于乘法器电路1的混频器的原理。不同或相同的频率的两个信号，即输入信号和本地振荡器信号施加到乘法器电路。混频器在它的输出呈现具有不同的频率的信号的混频，即输入信号和本地振荡器信号的频率的和以及输入信号和本地振荡器信号的频率之间的差。当混频器用在接收器中用于下变频时，输入信号可以是收到的调制射频信号或已经进行了一次下变频的中频信号。在下变频的情况下，有关输出信号将是具有差频的信号。在传送器中，输入信号可以是要调制到本地振荡器信号上来获取调制射频信号的数据信号。在该情况下，有关输出信号将是具有和频的信号。

在下文中考虑下变频情况，因此有关输出信号是其频率为输入信号和本地振荡器信号的频率之间的差的信号。可以滤出和频，因此在以下式子中仅考虑差频。如果这两个信号都是纯正弦波，则理想地通过将两个信号相乘来进行频率变换：

，

其中ω_RF表示射频输入信号的频率，并且ω_LO表示本地振荡器信号的频率。

实际实现更愿意使用开关混频器（switching mixer），这意味着LO信号是方波而不是纯正弦波。具有50%占空比的方波的傅里叶级数是：

所希望的频率变换来自式子的部分I而不必要的谐波下变频来自部分II。

当混频射频输入信号与方波而不是纯正弦波时，开关混频器所生成的输出的表达会是：

我们愿意保留式子的部分I而最小化表示不必要的谐波下变频的部分II。

减小部分II的一种方式可以是调整方波的占空比。方波信号的占空比定义为当信号活动时（即不同于零）的周期时间份额。如下所示，这可以消去或减小一些谐波。图2图示具有周期时间T和占空比α的方波。通过改变方波的占空比有可能根据一般傅里叶展开来消去例如三阶或五阶谐波失真，其根据：

，

其中n是谐波的阶数，并且a_n是对应幅度。

图3中示出改变占空比α来操纵谐波音调的幅度的效果，其中绘制了系数a_n的值相对于方波的占空比。例如，可以看出等于周期时间的1/3或2/3的α将完全移除三阶谐波音调，以及六阶和九阶谐波等。对应地，1/5、2/5、3/5、或4/5的α移除五阶和十阶谐波等。

可以看到，使用1/3的占空比未给出由于来自方波LO的三阶谐波的谐波下变频。也很明确可以调整占空比来移除傅里叶级数中的任何谐波。

这一思想主要旨在用于IF混频器。因此，过采样LO信号可以用于精确地生成具有所希望的占空比的波形。期望占空比中的精确性比使用基于分量和/或电压电平匹配的其它方法更好。能够使用开关混频器解决方案和需要匹配的分量的整数比是很大的优势。

然而，问题在于这一方式仅移除单个谐波（以及其倍数）而通常多于一个谐波引发问题。因此，如果例如通过使用1/3或2/3的占空比来移除三阶谐波，则将仍然存在五阶和七阶谐波。注意在真实实现中，由于差分结构，假设所有的偶次音调很小。

如下描述可以解决这一问题。思想是加上与占空比增强的方波（例如α=1/3）并联的第二波形，以便处理五阶和七阶谐波。这利用图4中的混频电路3来图示。射频输入信号馈送至两个乘法器4和5，其中射频输入信号分别与两个不同的本地振荡器信号LO1和LO2混频。LO1是上述具有α=1/3的方波，而LO2是将在下文描述的不同波形。

在图5中图示这样的波形的一个示例。这一波形是修改的方波，其中占空比分为具有负幅度的第一部分和具有正幅度的第二部分。再次，这一信号的占空比是当信号为活动时（即不同于零）的时间份额。总占空比是2/3，这确保在这一支路中也将如以上所描述地消去三阶谐波。下文将示出这一信号的五阶和七阶谐波相较于方波的对应谐波将具有相反的相位。因此当在如图4中所示的加法器7中将来自两个乘法器4、5的混频产物相加时，它们将彼此抵消。

对于这一波形的傅里叶展开是：

其中再次n是谐波阶数并且b_n是对应的幅度。然而，为了进行相位中的基频相加，波形必须相移-π/2，例如周期时间T的1/4，其在图6中图示。换句话说，方波（即LO1）相较于另一个波形LO2延迟了T/4，这意味着方波在时间t上的混频产物应加上另一个波形在时间t+T/4上的混频产物。如果LO2信号相较于LO1信号延迟了3T/4，则当然能够实现相同的结果。因此，对于这一波形的傅里叶展开改写为：

由于，所以我们得到：

对于奇次谐波，即n的奇数值，第一项将为零，因此表达简化为：

换句话说，LO2信号的奇次谐波的幅度可以写为：

因此对于具有α=2/3的LO2信号的一阶（基频）、三阶、五阶、和七阶谐波，幅度将为：

对应地，对于具有α=1/3的LO1信号的一阶（基频）、三阶、五阶、和七阶谐波，幅度将为：

从这些值可以看出，如果将来自两个乘法器4和5的混频产物加在一起，结果将是：

在相位中基频相加。这通过相移上述周期时间的

来确保。

由于占空比的选择分别为1/3和2/3，所以三阶谐波将不重要。这也是对于六阶和九阶等谐波的情况。

两个信号的五阶和七阶谐波具有相反的相位，因此，当在图4的加法器7中将混频产物加在一起时，它们将彼此抵消。另外可以看出，如果在混频产物相加之前，将来自乘法器4（即来自方波LO1）的混频产物乘以缩放因子，则将有可能完全消去五阶和七阶。这利用图4中的放大器6来完成。注意五阶和七阶谐波都经历对于相同的β值的总消去是很重要的。

应注意两个本地振荡器信号LO1和LO2不一定由单独的振荡器生成。有可能使用相同的振荡器来生成LO1和LO2。这可以例如通过使用过采样的LO以生成这些波形并且产生该相移来完成。

图6图示如何组合信号。图的左侧示出本地振荡器信号LO2和乘以β的本地振荡器信号LO1。在图的右侧示出的信号是彼此相加的这两个本地振荡器信号。然而，应注意由于此信号是相加的两个下变频信号（而不是两个本地振荡器信号），所以此信号不作为物理信号存在。代替地，此信号仅图示结果下变频信号将好像是它已经利用具有此形状的本地振荡器信号来下变频。应注意所生成的波形并未试图模仿通常由现有技术生成的正弦/余弦波形。

在图4中，提供缩放因子

的放大器6施加到来自乘法器4的混频输出。然而，由于其是两个混频输出之间的相对增益是重要的，所以通过施加缩放因子

到来自乘法器5的混频输出可以实现相同的效果。也要注意放大器也可以安排在到乘法器中的一个的输入信号处。

另一变形是将这两个本地振荡器信号反相，即将它们乘以-1。在该情况下，方波LO1将具有负幅度和仍然1/3的占空比，并且对于LO2信号，占空比的第一部分将为正并且第二部分将为负。

从以上式子可以看出：当占空比α=1/3或2/3，缩放因子

或

，并且相移是周期时间的

时，实现消去谐波的最佳效果。如上所述，三阶谐波的抑制由占空比支配，而五阶和七阶谐波的抑制由幅度调谐和两个波形之间的相位对准来支配。在实际实现中，它不可能准确地实现这些值，并且因此可以接受某些容差。然而，当然是利用尽可能接近规定值的值来实现最佳结果。这在图7中图示，图7在顶部分别示出依据增益调谐和相位对准的一阶、三阶、和五阶谐波的等级。可以看出一阶谐波在高等级上并且三阶谐波在很低的等级上（与增益以及相位对准无关），而当分别缩放因子为

并且相位对准为π/2时，抑制五阶谐波。也可以看出，增益因子上的例如±5%的容差仍然给予五阶谐波相对好的抑制。类似地，相位对准上的±2.5度的容差给予五阶谐波相对好的抑制。

图8示出图示上述过程的流程图100。在步骤101中，生成第一本地振荡器信号LO1作为具有占空比α=1/3的方波。备选地，如上所述，占空比可以是α=2/3。在步骤102中，生成第二本地振荡器信号LO2作为具有占空比α=2/3的修改的方波，其一个部分具有正幅度并且另一部分具有负幅度。在步骤103中，将第一本地振荡器信号LO1延迟周期时间的

来实现两个本地振荡器信号之间π/2的相移。在实际实现中，仅利用适当的相移即可生成两个本地振荡器信号。接着在步骤104中，使用LO1信号来在乘法器4中混频输入信号来获取第一下变频信号。在步骤105中，使用LO2信号来在乘法器5中混频输入信号来获取第二下变频信号。在步骤106中，接着将下变频信号中的一个乘以预先计算的因子（例如上述增益因子β）来确保消去五阶和七阶谐波。最后，在步骤107中，将两个下变频信号加在一起来实现所希望的输出信号。

在实际实现中，通过生成两个单独的方波（即一个对应于LO2信号的正部分和一个对应于负部分），并且接着在将混频结果和来自LO1的混频结果相加之前，将每一个与输入信号单独混频，可完成第二本地振荡器信号LO2的生成和此信号与输入信号的混频。这在图9中图示，图9对应于图6，除了LO2信号划分为两个单独的方波的情况以外。因此在此情况下，所有三个方波具有1/3的占空比。代替具有带负幅度的一个方波，也可能使用也用于此信号的正幅度并且接着从另一个减去其混频结果（而不是将它们相加），或一个可能反相至一个混频器的输入。使用差分设计来完成这个的自然方式是翻转输入并且在输入反相信号。在图10中示出对应的混频电路13。乘法器4和放大器6与图6中的相同，而乘法器8和9用于混频输入信号与替代组合LO2信号的两个单独的方波。在加法器10中将混频结果相加。

考虑上述思想的优势，应注意为了使用带开关混频器的IF接收器架构，有必要解决谐波下变频的问题。本公开提出一种方法，其易于实现，以通过抑制谐波下变频效应来解决该问题。从实现的视角，能够使用轨对轨（rail-to-rail）方波LO和开关混频器，而不是依赖正弦LO生成和模拟乘法器作为混频器，是很大的优势。通过使用所提出的方法，抑制高达并包含九阶的所有的奇次谐波。由所选的占空比抑制三阶和九阶，而使用图4中示出的方法来抑制五阶和七阶，其中两个混频器与增益级一起使用，其中在相位中基频含量相加并且由于180度相位差而消去五阶和七阶的含量。这一思想利用最小硬件来抑制来自基频的十以内的所有的奇次谐波。在实际实现中，匹配将确定可实现的谐波抑制。

尽管已经描述并示出本发明的各实施例，本发明并不限制于此，而是还可以由下列权利要求中定义的主题的范围内的其它方式来实施。

Claims (8)

1. 一种将具有第一频率的输入信号下变频为具有第二频率的输出信号的方法，包括步骤：

生成（101）第一本地振荡器信号作为具有对应于所述第一频率和所述第二频率的和或所述第一频率和所述第二频率之间的差的周期时间以及1/3或2/3的占空比的方波，所述第一本地振荡器信号在其为活动的所述周期时间的份额中具有相同的极性；

生成（102）第二本地振荡器信号作为具有与所述第一本地振荡器信号相同的所述周期时间和2/3的占空比的修改的方波，其所述周期时间的1/3具有正幅度并且所述周期时间的另一1/3具有负幅度，所述第一本地振荡器信号和所述第二本地振荡器信号生成为在其间具有π/2的相移（103），以便所述第一本地振荡器信号相较于所述第二本地振荡器信号具有所述周期时间的                                               

的延迟；

混频（104）所述输入信号与所述第一本地振荡器信号来实现第一下变频信号；

混频（105）所述输入信号与所述第二本地振荡器信号来实现第二下变频信号；

将所述下变频信号中的至少一个乘以（106）预先计算的因子；以及

将两个结果下变频信号相加（107）来实现所述输出信号。

2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述下变频信号中的至少一个乘以预先计算的因子的所述步骤包括将所述第一下变频信号乘以因子

。

3. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述下变频信号中的至少一个乘以预先计算的因子的所述步骤包括将所述第二下变频信号乘以因子

。

4. 如权利要求1至3中的任何一个所述的方法，其特征在于，生成所述第二本地振荡器信号并且混频所述输入信号与所述第二本地振荡器信号的步骤通过生成分别具有第一极性和第二极性的两个单独的方波信号并且混频所述输入信号与所述单独的方波信号中的每一个来进行。

5. 一种用于将具有第一频率的输入信号下变频为具有第二频率的输出信号的混频电路，包括：

振荡器，配置为生成第一本地振荡器信号（LO1）作为具有对应于所述第一频率和第二频率的和或所述第一频率和第二频率之间的差的周期时间以及1/3或2/3的占空比的方波，所述第一本地振荡器信号在其为活动的所述周期时间的份额中具有相同的极性；以及

第一混频器（4），配置为混频所述输入信号与所述第一本地振荡器信号来实现第一下变频信号，其特征在于所述电路还包括：

振荡器，配置为生成第二本地振荡器信号（LO2）作为具有与所述第一本地振荡器信号相同的所述周期时间和2/3的占空比的修改的方波，其所述周期时间的1/3具有正幅度并且所述周期时间的另一1/3具有负幅度，并且所述电路配置为所述第一本地振荡器信号和第二本地振荡器信号生成为在其间具有π/2的相移（103），以便所述第一本地振荡器信号相较于所述第二本地振荡器信号具有所述周期时间的的延迟；

第二混频器（5），配置为混频所述输入信号与所述第二本地振荡器信号来实现第二下变频信号；

放大器（6），配置为将所述下变频信号中的至少一个乘以预先计算的因子；以及

加法器（7），配置为将两个结果下变频信号相加来实现所述输出信号。

6. 如权利要求5所述的电路，其特征在于，所述放大器（6）配置为将所述第一下变频信号乘以因子

。

7. 如权利要求5所述的电路，其特征在于，所述放大器（6）配置为将所述第二下变频信号乘以因子

。

8. 如权利要求5至7中的任何一个所述的电路，其特征在于，用于生成所述第二本地振荡器信号（LO2）的所述振荡器和所述第二混频器（5；8、9）配置为生成分别具有第一极性和第二极性的两个单独的方波信号并且混频所述输入信号与所述单独的方波信号中的每一个。

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