CN105264780B - 接收机镜像校正方法、装置及基站 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例提供一种接收机镜像校正方法、装置及基站。本发明接收机镜像校正方法，包括：将从注入模块的业务信号端输入的业务信号和从注入模块的测试信号端输入的宽带测试信号通过注入模块输入接收机，对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号，对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号，对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。本发明实施例减少了测试时间，提高了测试接收机的全频带的镜像失真的效率，实现了对接收机的镜像失真及时有效的校正。
Description
技术领域
本发明实施例涉及通信技术，尤其涉及一种接收机镜像校正方法、装置及基站。
背景技术
由于接收机固有的电路特性，在接收机中必然存在I/Q通道幅相不平衡问题，I/Q通道幅相不平衡会导致I和Q两路信号的频谱出现镜像失真，从而影响到无线链路的通信质量。
现有技术中通常采用的镜像校正方法为将锁相环电路输出的单音信号送到正交解调接收机，正交解调接收机在接收机本振模块的作用下，解调出I和Q两路基带模拟信号，并由模数转换器将I和Q两路基带模拟信号转换为I和Q两路基带数字信号，对I和Q两路基带数字信号进行数字校正。然而，采用该方法对接收机的整个带宽范围内的镜像失真进行测试存在耗时长、效率低的问题，从而造成不能对接收机的镜像失真做及时有效的校正。
发明内容
本发明实施例提供一种接收机镜像校正方法、装置及基站，以解决现有技术中对接收机的整个带宽范围内的镜像失真进行测试存在耗时长、效率低的问题，从而实现对接收机的镜像失真及时有效的校正。
第一方面，本发明实施例提供一种接收机镜像校正装置，包括：注入模块、接收机、模数转换电路和数字校正电路；
所述注入模块，用于将从所述注入模块的业务信号端输入的业务信号和从所述注入模块的测试信号端输入的宽带测试信号通过注入模块输入接收机；
所述接收机，用于对输入的所述业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号；
所述模数转换电路，用于对所述I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号；
所述数字校正电路，用于对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真。
在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述宽带测试信号为采用开关调制电路在脉冲信号作用下对单音信号进行脉冲调制产生的。
根据第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述宽带测试信号的频谱为通过将所述脉冲信号的频谱从中心频率为0的位置分别搬移到中心频率为所述单音信号的负频率和正频率的位置上获得的。
根据第一方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中所述单音信号为锁相环电路或直接合成电路产生的，所述锁相环电路或直接合成电路的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
根据第一方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述单音信号为发射机本振模块产生的，所述发射机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
根据第一方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，
所述单音信号为接收机本振模块产生的，所述接收机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
根据第一方面的第一种至第五种可能的实现方式的任意一种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，所述脉冲信号产生电路的输出端与所述开关调制电路的第二输入端连接，所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
根据第一方面，在第一方面的第七种可能的实现方式中，所述宽带测试信号为脉冲信号产生电路产生的；
所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
根据第一方面、第一方面的第一种至第七种可能的实现方式的任意一种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式中，所述数字校正电路，具体用于对所述I和Q两路基带数字信号进行周期累加，以提升所述宽带测试信号的信噪比；根据提升了信噪比的宽带测试信号，计算镜像校正系数；根据所述镜像校正系数，对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真。
根据第一方面、第一方面的第一种至第八种可能的实现方式的任意一种，在第九种可能的实现方式中，所述注入模块包括开关、耦合器或电阻网络。
第二方面，本发明实施例提供一种基站，包括上述任一项所述的接收机镜像校正装置。
第三方面，本发明实施例提供一种接收机镜像校正方法，包括：
将从注入模块的业务信号端输入的业务信号和从所述注入模块的测试信号端输入的宽带测试信号通过所述注入模块输入接收机；
对输入的所述业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号；
对所述I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号；
对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真。
在第三方面的第一种可能的实现方式中，所述宽带测试信号为采用开关调制电路在脉冲信号作用下对单音信号进行脉冲调制产生的。
根据第三方面的第一种可能的实现方式，在第三方面的第二种可能的实现方式中，所述宽带测试信号的频谱为通过将所述脉冲信号的频谱从中心频率为0的位置分别搬移到中心频率为所述单音信号的负频率和正频率的位置上获得的。
根据第三方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第三方面的第三种可能的实现方式中，
所述单音信号为锁相环电路或直接合成电路产生的，所述锁相环电路或直接合成电路的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
根据第三方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第三方面的第四种可能的实现方式中，
所述单音信号为发射机本振模块产生的，所述发射机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
根据第三方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第三方面的第五种可能的实现方式中，
所述单音信号为接收机本振模块产生的，所述接收机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
根据第三方面的第一种至第五种可能的实现方式的任意一种可能的实现方式，在第三方面的第六种可能的实现方式中，所述脉冲信号产生电路的输出端与所述开关调制电路的第二输入端连接，所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
根据第三方面，在第三方面的第七种可能的实现方式中，所述宽带测试信号为脉冲信号产生电路产生的；
所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
根据第三方面、第三方面的第一种至第七种可能的实现方式的任意一种，在第三方面的第八种可能的实现方式中，所述对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，包括：
采用数字校正电路对所述I和Q两路基带数字信号进行周期累加，以提升所述宽带测试信号的信噪比；
根据提升了信噪比的宽带测试信号，采用所述数字校正电路计算镜像校正系数；
根据所述镜像校正系数，采用所述数字校正电路对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真。
根据第三方面、第三方面的第一种至第八种可能的实现方式的任意一种，在第三方面的第九种可能的实现方式中，所述注入模块包括开关、耦合器或电阻网络。
本发明实施例接收机镜像校正方法、装置及基站，通过将业务信号和宽带测试信号通过注入模块输入接收机，对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号，对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换获得I和Q两路基带数字信号，并对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。从而减少了测试时间，提高了测试接收机的全频带的镜像失真的效率，实现了对接收机的镜像失真及时有效的校正。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例一所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置100的电路图；
图2为本发明实施例二所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图；
图3为本发明实施例三所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图；
图4为本发明实施例四所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图；
图5为本发明实施例五所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图；
图6为本发明实施例六所提供的接收机镜像校正方法的流程图；
图7A为本发明实施例七所提供的接收机镜像校正方法的流程图；
图7B～7D分别为本发明实施例七所提供的单音信号、脉冲信号和宽带测试信号的时域波形图；
图7E～7G分别为本发明实施例七所提供的单音信号、脉冲信号和宽带测试信号的频谱的粗略图；
图7H为本发明实施例七所提供的以图7G中的frxlo为中心的宽带测试信号的频谱的细节图；
图7I为本发明实施例七所提供的以图7G中的frxlo为中心的宽带测试信号经过接收机5解调并输出的I和Q两路基带模拟信号的频谱图；
图7J为本发明实施例七所提供的对I和Q两路基带数字信号进行周期累加的示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1为本发明实施例一所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置100的电路图。本实施例的装置适用于对接收机的带宽范围内的镜像失真进行校正的情况。该装置通常以硬件和/或软件的方式来实现。参照图1，该装置包括：注入模块110、接收机120、模数转换电路130和数字校正电路140。
注入模块110用于将从注入模块110的业务信号端输入的业务信号和从注入模块110的测试信号端输入的宽带测试信号通过注入模块输入接收机；接收机120用于对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号；模数转换电路130用于对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号；数字校正电路140用于对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。
需要说明的是，注入模块的作用是将业务信号和宽带测试信号合路成一路信号输入接收机，注入模块可以集成在接收机里。
具体的，数字校正电路140具体用于对I和Q两路基带数字信号进行周期累加，以提升宽带测试信号的信噪比，根据提升了信噪比的宽带测试信号，计算镜像校正系数，根据镜像校正系数，对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。
进一步的，宽带测试信号为采用开关调制电路在脉冲信号作用下对单音信号进行脉冲调制产生的。
进一步的，宽带测试信号的频谱可以为通过将脉冲信号的频谱从中心频率为0的位置分别搬移到中心频率为单音信号的负频率和正频率的位置上获得的。
进一步的，单音信号可以为锁相环电路或直接合成电路产生的，锁相环电路或直接合成电路的输出端与开关调制电路的第一输入端连接，脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
需要说明的是，锁相环电路又分为模拟锁相环电路和数字锁相环电路，直接合成电路又分为直接模拟合成(Direct Analog Synthesizer，简称DAS)电路和直接数字合成(Direct Digital Synthesizer，简称DDS)电路。当前，数字锁相环和直接数字合成用的较多。
可选的，单音信号可以为发射机本振模块产生的，发射机本振模块的输出端与开关调制电路的第一输入端连接，脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
可选的，单音信号为接收机本振模块产生的，接收机本振模块的输出端与开关调制电路的第一输入端连接，脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
进一步的，脉冲信号产生电路的输出端与开关调制电路的第二输入端连接，开关调制电路的输出端与注入模块的测试信号端连接，注入模块的输出端与接收机的第一输入端连接，接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，接收机的输出端与模数转换电路的第一输入端连接，模数转换电路的输出端与数字校正电路的第一输入端连接，脉冲信号产生电路的输入端、模数转换电路的第二输入端和数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
可选的，宽带测试信号为脉冲信号产生电路产生的；
开关调制电路的输出端与注入模块的测试信号端连接，注入模块的输出端与接收机的第一输入端连接，接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，接收机的输出端与模数转换电路的第一输入端连接，模数转换电路的输出端与数字校正电路的第一输入端连接，脉冲信号产生电路的输入端、模数转换电路的第二输入端和数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
进一步的，注入模块可以为开关、耦合器或电阻网络。
本实施例提供的接收机镜像校正装置，采用将业务信号和宽带测试信号采用注入模块输入接收机，对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号，对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换获得I和Q两路基带数字信号，并对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。从而减少了测试时间，提高了测试接收机的全频带的镜像失真的效率，实现了对接收机的镜像失真及时有效的校正。
下面结合图2、图3、图4和图5分别介绍对接收机进行镜像校正的过程。图2为本发明实施例二所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图，参照图2，锁相环电路1的输出端与开关调制电路2的第一输入端连接，脉冲信号产生电路3的输出端与开关调制电路2的第二输入端连接，开关调制电路2的输出端与注入模块4的测试信号端连接，注入模块4的输出端与接收机5的第一输入端连接，接收机5的第二输入端与接收机本振模块6的输出端连接，接收机5的输出端与模数转换电路7的第一输入端连接，模数转换电路7的输出端与数字校正电路8的第一输入端连接，脉冲信号产生电路3的输入端、模数转换电路7的第二输入端和数字校正电路8的第二输入端分别与数字时钟电路9的输出端连接。如图2所示，脉冲信号产生电路3产生的脉冲信号输入开关调制电路2，锁相环电路1产生的单音信号也输入开关调制电路2，开关调制电路2用输入的脉冲信号对单音信号进行调制产生宽带测试信号输入注入模块4，而业务信号从注入模块4的业务信号端输入注入模块4，注入模块4则可以将输入的业务信号和宽带测试信号输入到接收机5，由于注入模块4输入到接收机5的宽带测试信号为开关调制电路2用脉冲信号产生电路3产生的脉冲信号对锁相环电路1产生的单音信号做调制后获得的宽带测试信号，可以覆盖接收机全频带，因而减少了对接收机的全频带的镜像失真进行测试的时间，提高了测试接收机的全频带的镜像失真的效率，从而实现对接收机的镜像失真及时有效的校正。接收机5在接收机本振模块6的作用下对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号到模数转换电路7，模数转换电路7对输入的I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，获得I和Q两路基带数字信号，模数转换电路7输出I和Q两路基带数字信号到数字校正电路8对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。
需要说明的是，锁相环电路1可以用直接合成电路替换，采用直接合成电路替换后的连接关系与图2相同，此处不再赘述。
图3为本发明实施例三所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图，参照图3，图3中示出的电路图与图2示出的电路图基本相同，因此未示出开关调制电路2、模数转换电路7和数字校正电路8与数字时钟电路9的连接关系。区别在于用发射机本振模块10代替图1中示出的锁相环电路1，发射机本振模块10的输出端与开关调制电路2的第一输入端连接。也即利用发射机本振模块10产生单音信号并将单音信号输入开关调制电路2，开关调制电路2用脉冲信号产生电路3输入的脉冲信号对发射机本振模块10输入的单音信号进行调制来产生宽带测试信号，由于不利用锁相环电路来产生单音信号，因此不但可以实现图2示出的电路图的功能，而且可以节省系统成本。需要说明的是，发射机本振模块10的另一输出端可以与发射机11的第二输入端连接，发射机11的第一输入端与数模转换电路12的输出端连接，从发射机11的输出端输出的信号发送到双工器13，双工器13将接收的下行业务信号经过天线19发射到空间，双工器13输出的上行业务信号与开关调制电路2输出的宽带测试信号送入注入模块4，注入模块4对上行业务信号和宽带测试信号进行选通或者混合，然后输出信号到接收机5中。
图4为本发明实施例四所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图，参照图4，图4中示出的电路图与图2示出的电路图基本相同，因此未示出开关调制电路2、模数转换电路7和数字校正电路8与数字时钟电路9的连接关系。区别在于用接收机本振模块14代替图2示出的锁相环电路1，接收机本振模块14的输出端与开关调制电路2的第一输入端连接。也即利用接收机本振模块14产生单音信号并将单音信号输入开关调制电路2，开关调制电路2用脉冲信号产生电路3输入的脉冲信号对接收机本振模块14输入的单音信号进行调制来产生宽带测试信号，由于不利用锁相环电路来产生单音信号，因此不但可以实现图2示出的电路图的功能，而且可以节省系统成本。发射机17的第一输入端与发射机本振模块21的输出端连接，发射机17的第二输入端与数模转换电路22的输出端连接，数模转换电路22的输入端与数字预失真电路23的输出端连接，数字预失真电路23的输入端与数字校正电路的输出端连接。并且由于发射机17输出的信号分为两路，一般不低于总功率的99％的信号被送到双工器18，然后通过天线20发送到空间。而只有一般不超过总功率的1％的信号经耦合器送到注入模块，把一般不超过总功率的1％的信号称为反馈信号，也即将反馈信号作为业务信号输入到注入模块4。注入模块4可以将反馈信号和开关调制电路2输出的宽带测试信号进行选通或者混合，然后输出信号到接收机5中。需要说明的是，接收机本振模块14的另一输出端可以与接收机15的第二输入端连接，接收机15的第一输入端接收双工器18输出的上行业务信号，接收机15的输出端与模数转换电路16的输入端连接，模数转换电路16的输出端输出上行业务信号。
图5为本发明实施例五所提供的实现对接收机进行镜像校正的镜像校正装置的电路图，参照图5，图5中示出的电路图与图2示出的电路图基本相同，区别在于用脉冲信号产生电路24产生的脉冲信号作为输入注入模块4的宽带测试信号，由于脉冲信号为宽带频谱，其高阶谐波会落入接收机5的射频频带，所以也可以作为输入注入模块4的信号。其余原理与技术效果与图2中相同，在此不再赘述。
图6为本发明实施例六所提供的接收机镜像校正方法的流程图。本实施例的方法适用于对接收机的带宽范围内的镜像失真进行校正的情况。该方法由接收机镜像校正装置执行，该装置通常以硬件和/或软件的方式来实现。本实施例的方法包括如下步骤：
610、将从注入模块的业务信号端输入的业务信号和从注入模块的测试信号端输入的宽带测试信号通过注入模块输入接收机。
现有技术中由于需要多次更换锁相环电路的频点，因此测试整个接收机的带宽范围内的镜像失真需要的时间长。110中由于输入接收机的是宽带测试信号，因而可以一次性测试接收机的整个带宽范围内的镜像失真，以对接收机输出的I和Q两路信号进行校正，从而消除接收机的镜像失真。
需要说明的是，注入模块的作用是将业务信号和宽带测试信号合路成一路信号输入接收机，注入模块可以集成在接收机里。
620、对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号。
630、对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号。
640、对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。
具体的，采用将业务信号和宽带测试信号通过注入模块输入接收机，对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号，并对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号，对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。
本实施例提供的接收机镜像校正方法，通过将业务信号和宽带测试信号通过注入模块输入接收机，对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号，对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换获得I和Q两路基带数字信号，并对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。从而减少了测试时间，提高了测试接收机的全频带的镜像失真的效率，实现了对接收机的镜像失真及时有效的校正。
本实施例以上述实施例六为基础，进一步进行了优化，图7A为本发明实施例七所提供的接收机镜像校正方法的流程图。参照图7A，本实施例的方法可以包括：
710、将从注入模块的业务信号端输入的业务信号和从注入模块的测试信号端输入的宽带测试信号通过注入模块输入接收机。
宽带测试信号的产生可以通过如下方式实现：
举例来说，宽带测试信号为采用开关调制电路在脉冲信号作用下对单音信号进行脉冲调制产生的。其中单音信号和脉冲信号可以通过以下三种方式来产生：一种方式为单音信号可以为锁相环电路或直接合成电路产生的，锁相环电路或直接合成电路的输出端与开关调制电路的第一输入端连接，脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。另一种方式为单音信号为发射机本振模块产生的，发射机本振模块的输出端与开关调制电路的第一输入端连接，脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。又一种方式为单音信号为接收机本振模块产生的，接收机本振模块的输出端与开关调制电路的第一输入端连接，脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
为方便理解本发明，在此仅结合图7B～7G介绍单音信号、脉冲信号和宽带测试信号的时域波形和频域波形，图7B～7D分别为本发明实施例七所提供的单音信号、脉冲信号和宽带测试信号的时域波形图，图7E～7G分别为本发明实施例七所提供的单音信号、脉冲信号和宽带测试信号的频谱的粗略图。参见图7E，在频域，单音信号为单根谱线，频率为ftpll；参见图7F，由于脉冲信号产生电路产生的脉冲信号在时域为周期信号，所以其频谱为离散的多根谱线，其中，频谱为0的那根谱线最强，我们称其为主谱线，谱线间隔为1/Tsw，Tsw为开关调制电路的开关调制周期，第1个频谱为0的频率位置为1/Tduty，第2个频谱为0的频率位置为2/Tduty，依次类推，Tduty为开关调制的有效期；参见图7G，宽带测试信号的频谱，等于是将脉冲信号的频谱，从中心频率为0的位置，同时搬移到了中心频率为-ftpll的位置，与中心频率为ftpll的位置上，我们称搬移到频率为-ftpll的位置的频谱为负边谱，搬移到频率为ftpll的位置的频谱为正边谱，频率为-ftpll、ftpll的主谱线分别称为负边谱主谱线和正边谱主谱线。
上述每一种单音信号和脉冲信号的实现方式中，脉冲信号产生电路的输出端与开关调制电路的第二输入端连接，开关调制电路的输出端与注入模块的测试信号端连接，注入模块的输出端与接收机的第一输入端连接，接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，接收机的输出端与模数转换电路的第一输入端连接，模数转换电路的输出端与数字校正电路的第一输入端连接，脉冲信号产生电路的输入端、模数转换电路的第二输入端和数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
宽带测试信号的产生也可以通过如下方式实现：
举例来说，宽带测试信号为脉冲信号产生电路产生的，开关调制电路的输出端与注入模块的测试信号端连接，注入模块的输出端与接收机的第一输入端连接，接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，接收机的输出端与模数转换电路的第一输入端连接，模数转换电路的输出端与数字校正电路的第一输入端连接，脉冲信号产生电路的输入端、模数转换电路的第二输入端和数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。其中，单音信号、脉冲信号和接收机本振模块的输出端输出的信号之间是锁相到相同的参考时钟源，该参考时钟源为数字时钟电路的输出端输出的参考时钟信号，从而使单音信号、脉冲信号和接收机本振模块的输出端输出的信号间保持严格的相对相位关系。
需要说明的是，本实施例中的注入模块可以为开关、耦合器或电阻网络。注入模块可以对业务信号与宽带测试信号进行选通或者混合，然后将选通或混合后的信号输入到接收机中，其中，接收机可以为接收基站上行业务信号的正交解调接收机或者为用于发射机预失真校正的正交解调反馈接收机。
720、对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号。
下面结合图7H介绍I和Q两路基带模拟信号的频谱，图7H为本发明实施例七所提供的以图7G中的frxlo为中心的宽带测试信号的频谱的细节图，图7H示出的细节图中示出了镜像频谱的混叠部分。而图7G中由于图太小，不方便，没有画出镜像频谱的混叠部分，参见图7H，图7H中的细线表示正边谱，粗线表示负边谱的拖尾。细线和粗线只是为了区分正边和负边频谱，并不表示频谱强弱。频谱强弱由谱线高度表示。
如果是将宽带测试信号的正边谱搬移到基带的，这样得到I和Q两路基带模拟信号的频谱如图7I所示，图7I为本发明实施例七所提供的以图7G中的frxlo为中心的宽带测试信号经过接收机5解调并输出的I和Q两路基带模拟信号的频谱图，图7I也包含了镜像频谱的混叠。图7I可以看成是将图7H从中心频率为frxlo的射频频率位置，搬移到了以0频为中心的基带频率位置。
730、采用模数转换电路对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号。
740、采用数字校正电路对I和Q两路基带数字信号进行周期累加，以提升宽带测试信号的信噪比。
由于输入接收机的宽带测试信号为周期信号，并且数字时钟电路、锁相环电路和接收机本振模块三者之间是相参的，因此可以使得每个周期的周期信号的相位完全相同，这样可以保证周期累加的时候，各周期信号的相位完全相同，以实现了对不同周期之间的周期信号进行同相相加。相参的意思是锁相到相同的参考时钟源上，从而使三种信号间保持严格的相对相位关系。
以下结合公式(1)～(5)介绍作为周期信号的宽带测试信号的关键技术参数：
这里所说的宽带测试信号的周期，不是指时间长度为Tsw的开关信号周期，而是指输入到图2数字校正电路8中的进行周期累加的基带信号的周期，也就是周期累加的周期，时间长度为Tacc，含Nacc个样点。从下面的公式可以看到Tsw与Tacc是不同的。
Tacc＝Nacc*Ts，Nacc为正整数 (1)
其中Ts为图2，即本发明基本框图中的ADC采样点间隔，采样频率为fs：
如果接收机5是将宽带测试信号的正边谱搬移到基带的，这样得到I和Q两路基带模拟信号的频谱如图7I所示。与图7I频谱有关的参数如下：
记
fbiac＝ftpll-frxlo (3)
fbias表示本振偏移。意思是单音信号的频率ftpll与接收机本振模块的输出端输出的信号的频率frxlo之间的频率差异。
fsw表示脉冲信号的频率，也即脉冲信号的谱线间隔。
I和Q两路基带模拟信号表现为I+jQ形式的复信号，I和Q两路基带模拟信号的频谱是为I+jQ形式的复信号做Fourier变换得到的。图7E中的频谱示意的表现了频谱的幅度，并没有表现频谱的相位。
射频频率为ftpll的那根谱线，即正边谱中的主谱线，在接收机输出端，成为频率等于fbias的谱线，也即等于ftpll-frxlo的谱线。而频率为frxlo的射频频率，即接收机本振频率，在接收机输出端成为0频率。
最好使fbias尽可能地小，以便使I和Q两路基带模拟信号的频谱的主谱线尽量靠近0频，使宽带测试信号的频域功率落在接收机的接收通道频带的中心位置，可以最有效地对接收机特性进行测量。
其中，(1)式中的正整数Nacc应该满足下式：
ζ为正整数， (5)
GCD为最大公约数。GCD(x1，x2，...，xN)定义为使 都成为整数的最大的正数。如果不存在这样的正数，则定义GCD(x1，x2，...，xN)为0。如GCD(12，18)＝6，GCD(12，15，18)＝3，GCD(12，15，-18)＝3，GCD(0.12，0.2)＝0.04，GCD(1/3，1/4，1/5)＝1/60，为0。
(5)的意思是Nacc应该为的整数倍。
由此可知，Tacc 是Tsw 的整数倍。这意味着Tacc一般比Tsw大。
只有满足(5)式，同时数字时钟电路、锁相环电路和接收机本振模块三者之间是相参的，才可以通过对数字基带信号的周期累加以实现宽带测试信号的SNR的有效提升。
以下结合图7J介绍采用数字校正电路对I和Q两路基带数字信号进行周期累加的过程。图7J为本发明实施例七所提供的对I和Q两路基带数字信号进行周期累加的示意图。假设宽带测试信号周期为M个样点，基带数字信号的序列长度为N个周期，即N*M个样点。N*M个样点的信号序列输入到周期累加器中，输出M个样点。详细的周期累加过程如下：
将信号序列的第1个样点+第M+1个样点+第2*M+1个样点+…+第(N-1)*M+1个样点，作为周期累加的第1个输出样点；将信号序列的第2个样点+第M+2个样点+第2*M+2个样点+…+第(N-1)*M+2个样点，作为周期累加的第2个输出样点；依次类推，将信号序列的第M个样点+第2*M个样点+第3*M个样点+…+第N*M个样点，作为周期累加的第M个输出样点。
现有技术中，由于在接收机的整个带宽范围内扫频时需要不断更换测试信号的频点，也就是产生测试信号的锁相环电路的频点，而锁相环电路每次更换频点都需要一个相位锁定过程，即相位锁定过程中有相位漂移的问题，无法在接收机中使用周期累加，所以只能用大幅度的宽带测试信号注入接收机来提升I和Q两路基带数字信号的信噪比。而本实施例中由于输入接收机的是宽带测试信号，由于不需更换频点，因而接收机输出的测试信号相位没有漂移问题，因此可以用小幅度的宽带测试信号注入接收机，继而采用周期累加来提升I和Q两路基带数字信号的信噪比。
具体结合图7E介绍周期累加的过程，图7E为本发明实施例七所提供的周期累加的示意图。参加图7E，由于输入接收机的是宽带测试信号为周期信号，并且数字时钟电路、锁相环电路和接收机本振模块三者之间是相参的，因此可以使得每个周期的周期信号的相位完全相同，这样可以保证周期累加的时候，各周期信号的相位完全相同，以实现不同周期之间的周期信号的同相相加，使得宽带测试信号的幅度增长倍数等于累加周期数，由于宽带测试信号的功率增长倍数为幅度增长倍数的平方，因此大幅度提高了宽带测试信号的功率。以10个周期的累加为例，进行周期累加后测试信号功率增长到原来的100倍。而业务信号和噪声为非周期信号，其功率增长倍数为功率相加，也即其功率增长倍数等于累加周期数，所以10个周期的累加之后，业务信号和噪声的功率仅增长为原来的10倍。因此累加之后，测试信号相对于业务信号和噪声的功率比，也就是测试信号的信噪比，提升为累加前的10倍。
750、根据提升了信噪比的宽带测试信号，采用数字校正电路计算镜像校正系数。
760、根据镜像校正系数，采用数字校正电路对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。
为了使宽带测试信号对于I和Q两路基带数字信号进行数字校正的校正算法友好，需要满足如下公式(6)和(7)。
其中，要使宽带测试信号的频谱满足下式
mod(2fbiasTsw，1)≠0 (6)
(6)式的意思是2fbiasTsw不能为整数。
要使宽带测试信号频谱满足下式
mod(2frxloTsw，1)≠0 (7)
(7)式的意思是2frxloTsw不能为整数。
只有满足(6)式和(7)式，宽带测试信号对于IQ镜像校正算法才是完全友好的。这个友好性不但表现为对于盲的IQ镜像校正算法友好，对于非盲的Q镜像校正算法也是友好的。其中满足(6)式更加关键。就是说如果不满足(6)式，宽带测试信号对于IQ镜像校正算法就显得非常不友好。如果满足(6)式，而不满足(7)式，宽带测试信号对于IQ镜像校正算法就比较友好了，但还不是完全友好。只有同时满足(6)式和(7)式，宽带测试信号对于IQ镜像校正算法才是完全友好的。
其中，Tsw的长度取为整数个采样点，也即Tsw满足如下公式(8)：
Tsw＝NswTs，Nsw为正整数 (8)
图7C和图7D中示出的Tduty的长度最好取为整数个采样点，以方便电路实现，即
Tduty＝NdutyTs，Nduty为正整数 (9)
而且，为了让图7D中的宽带测试信号的频谱主瓣足够宽，最好使Nduty尽可能小。一般可以取
Nduty＝1 (10)
这里的频谱主瓣指的是左右两个0频谱点之间的宽度，为2/Nduty。
这里说“最好”，就是说这不是本发明的一个强制要求。只是推荐要求。不满足这样的要求不会使系统无法工作，但是可能会损失性能。
I和Q两路基带模拟信号表现为I+jQ形式的复信号，I和Q两路基带模拟信号的频谱是为I+jQ形式的复信号做Fourier变换得到的。图7E中的频谱示意的表现了频谱的幅度，并没有表现频谱的相位。
射频频率为ftpll的那根谱线，即正边谱中的主谱线，在接收机输出端，成为频率等于fbias的谱线，也即等于ftpll-frxlo的谱线。而频率为frxlo的射频频率，即接收机本振频率，在接收机输出端成为0频率。
最好使fbias尽可能地小，以便使I和Q两路基带模拟信号的频谱的主谱线尽量靠近0频，使宽带测试信号的频域功率落在接收机的接收通道频带的中心位置，可以最有效地对接收机特性进行测量。
频谱主瓣宽度内，最好有充分多的谱线。一般不少于8根。其中正频率部分不少于4根，也就是说
下面介绍公式(6)和公式(7)是如何获得的。
首先，综合(2)，(4)，(8)，得到公式(12)：
业界公知，对于IQ镜像校正算法友好的宽带测试信号s(t)满足如下的关系
对于任意τ (13)
表示s(t)与s*(t)信号的互相关函数，函数的自变量为两个信号的相对延时τ。τ可正，可负，可0。E表示统计平均。对于s(t)与s*(t)信号的互相关函数具有各态历经性的信号，统计平均可以用时间平均代替，就是说
对于任意τ (14)
这里假设[-T/2，T/2]为s(τ)的时间跨度，也就是s(-τ)的时间跨度。由卷积的定义
表示s(τ)与s(-τ)的卷积，记s(t)的Fourier变换为S(f)，由Fourier变换的基本关系有
F{}表示Fourier变换。综合公式(13)～(16)，得到公式(17)
当s(t)为周期信号时，S(f)为离散的谱线。而基带注入信号为周期信号，所以其频谱S(f)为离散的谱线，简称谱线。(17)实际上也就是要求基带注入信号频谱关于0频率做对称变换之后，与原频谱的谱线不混叠。
记与基带等效信号S(f)对应的射频信号频谱为Srf(f)，也是离散的谱线，其中在正频带，即频率范围内的频谱记为在正频带上看，(17)式等价为
公式(18)式的意思是射频注入信号的频谱，包括正边谱和负边谱，关于接收机本振频率frxlo做对称变换之后，与原频谱的谱线不混叠。这个要求，在基带信号频谱上看，可以等价为同时成立的两个条件：
条件1：宽带测试信号的主谱线，即频率为fbias的那根宽带测试信号的谱线，与任意的正边谱的谱线，包含带测试信号的主谱线本身，关于0频率都不成对称关系。
从图7I中可以看到，宽带测试信号的主谱线的频率为fbias，而任意的正边谱的谱线，即图7I中的细谱线，可以表示为(k为任意的整数，可正、可负、可0)，所以这一条要求写成数学式就是
条件2：宽带测试信号的主谱线与任意的负边谱的谱线关于0频率都不对称。
从图7I可以看到，宽带测试信号的主谱线的频率为fbias，而任意的负边谱的谱线，即图7I中的粗谱线，可以表示为(m为任意的整数，可正、可负、可0)，所以这一条要求写成数学式就是
此处m为任意的整数，可正、可负、可0。
可以将(19)变形为
2fbiasTsw≠-k (21)
显然，公式(21)式即为公式(6)。
利用公式(3)，可以将公式(20)变形为
2frxloTsw≠m (22)
显然，公式(22)式即为公式(7)。
当(6)、(7)式同时被满足时，从上面的推导过程可以看到，(13)式这个最原始的要求也是被满足的。
就是说，(13)式为对IQ镜像校正算法友好的宽带测试信号的原始要求，而在周期信号下，(6)、(7)式是一个可以使(13)式得到满足的更明确的电路参数要求。
下面介绍公式(5)是如何获得的。
数字校正电路中周期累加单元的周期时间长度为NaccTs。
采用数字校正电路对I和Q两路基带数字信号进行周期累加时，为了实现宽带测试信号在周期间的同相累加，应该使得在每个周期的起始位置，宽带测试信号的相位相同。为此，应该使得图7D中宽带测试信号中的所有谱线成分对应的时域信号在累加周期Tacc，即NaccTs时间长度上，为整数个周期。对于正边谱就是：
对于任意整数k (23)
对于负边谱就是
对于任意整数m (24)
(23)、(24)式两个要求要同时得到满足。
利用公式(2)，将公式(23)变形为
对于任意整数k (25)
如果都是整数，(25)无疑是被满足的。也就是说，当
η为正整数 (26)
时，公式(25)无疑是被满足的。
同理，利用公式(2)，从公式(24)可以得到
ζ为正整数 (27)
综合公式(26)、(27)，得到公式(28)
ζ为正整数 (28)
其中
所以公式(28)成为
ζ为正整数 (30)
不难看到，公式(30)就是公式(5)。
本实施例提供的接收机镜像校正方法，采用将业务信号和宽带测试信号通过注入模块输入到接收机，以使接收机对输入的业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号，采用模数转换电路对I和Q两路基带模拟信号进行模数转换获得I和Q两路基带数字信号，并采用数字校正电路对I和Q两路基带数字信号进行周期累加，提升宽带测试信号的信噪比，根据提升了信噪比的宽带测试信号，采用数字校正电路计算镜像校正系数，根据镜像校正系数，采用数字校正电路对I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除接收机的镜像失真。从而减少了测试时间，提高了测试接收机的全频带的镜像失真的效率，实现了对接收机的镜像失真及时有效的校正。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
Claims (19)
1.一种接收机镜像校正装置，其特征在于，包括：注入模块、接收机、模数转换电路和数字校正电路；
所述注入模块，用于将从所述注入模块的业务信号端输入的业务信号和从所述注入模块的测试信号端输入的宽带测试信号通过注入模块输入接收机；
所述接收机，用于对输入的所述业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号；
所述模数转换电路，用于对所述I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号；
所述数字校正电路，用于对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真；
所述宽带测试信号为采用开关调制电路在脉冲信号作用下对单音信号进行脉冲调制产生的。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述宽带测试信号的频谱为通过将所述脉冲信号的频谱从中心频率为0的位置分别搬移到中心频率为所述单音信号的负频率和正频率的位置上获得的。
3.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述单音信号为锁相环电路或直接合成电路产生的，所述锁相环电路或直接合成电路的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
4.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述单音信号为发射机本振模块产生的，所述发射机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
5.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述单音信号为接收机本振模块产生的，所述接收机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
6.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述脉冲信号产生电路的输出端与所述开关调制电路的第二输入端连接，所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
7.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述宽带测试信号为脉冲信号产生电路产生的；
所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
8.根据权利要求1或2或7所述的装置，其特征在于，所述数字校正电路，具体用于对所述I和Q两路基带数字信号进行周期累加，以提升所述宽带测试信号的信噪比；根据提升了信噪比的宽带测试信号，计算镜像校正系数；根据所述镜像校正系数，对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真。
9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述注入模块包括开关、耦合器或电阻网络。
10.一种基站，其特征在于，包括：如权利要求1～9任一项所述的接收机镜像校正装置。
11.一种接收机镜像校正方法，其特征在于，包括：
将从注入模块的业务信号端输入的业务信号和从所述注入模块的测试信号端输入的宽带测试信号通过所述注入模块输入接收机；
对输入的所述业务信号和宽带测试信号进行解调并输出I和Q两路基带模拟信号；
对所述I和Q两路基带模拟信号进行模数转换，以获得I和Q两路基带数字信号；
对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真；
所述宽带测试信号为采用开关调制电路在脉冲信号作用下对单音信号进行脉冲调制产生的。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述宽带测试信号的频谱为通过将所述脉冲信号的频谱从中心频率为0的位置分别搬移到中心频率为所述单音信号的负频率和正频率的位置上获得的。
13.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，所述单音信号为锁相环电路或直接合成电路产生的，所述锁相环电路或直接合成电路的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
14.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，所述单音信号为发射机本振模块产生的，所述发射机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
15.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，所述单音信号为接收机本振模块产生的，所述接收机本振模块的输出端与所述开关调制电路的第一输入端连接，所述脉冲信号为脉冲信号产生电路产生的。
16.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，所述脉冲信号产生电路的输出端与所述开关调制电路的第二输入端连接，所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
17.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述宽带测试信号为脉冲信号产生电路产生的；
所述开关调制电路的输出端与所述注入模块的测试信号端连接，所述注入模块的输出端与所述接收机的第一输入端连接，所述接收机的第二输入端与接收机本振模块的输出端连接，所述接收机的输出端与所述模数转换电路的第一输入端连接，所述模数转换电路的输出端与所述数字校正电路的第一输入端连接，所述脉冲信号产生电路的输入端、所述模数转换电路的第二输入端和所述数字校正电路的第二输入端分别与数字时钟电路的输出端连接。
18.根据权利要求12或17所述的方法，其特征在于，所述对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，包括：
采用数字校正电路对所述I和Q两路基带数字信号进行周期累加，以提升所述宽带测试信号的信噪比；
根据提升了信噪比的宽带测试信号，采用所述数字校正电路计算镜像校正系数；
根据所述镜像校正系数，采用所述数字校正电路对所述I和Q两路基带数字信号进行数字校正，以消除所述接收机的镜像失真。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述注入模块包括开关、耦合器或电阻网络。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/CN2014/077300 WO2015172303A1 (zh) | 2014-05-12 | 2014-05-12 | 接收机镜像校正方法、装置及基站 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN105264780A CN105264780A (zh) | 2016-01-20 |
| CN105264780B true CN105264780B (zh) | 2018-06-19 |
Family
ID=54479129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201480012298.6A Active CN105264780B (zh) | 2014-05-12 | 2014-05-12 | 接收机镜像校正方法、装置及基站 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN105264780B (zh) |
| WO (1) | WO2015172303A1 (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6315040B2 (ja) * | 2016-08-29 | 2018-04-25 | Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 | 光伝送歪補償装置、光伝送歪補償方法及び通信装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6330290B1 (en) * | 1998-09-25 | 2001-12-11 | Lucent Technologies, Inc. | Digital I/Q imbalance compensation |
| CN102594381A (zh) * | 2012-02-03 | 2012-07-18 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 接收机及其镜像抑制方法 |
| CN102694560A (zh) * | 2011-03-25 | 2012-09-26 | 鼎桥通信技术有限公司 | 一种镜像消除方法 |
-
2014
- 2014-05-12 WO PCT/CN2014/077300 patent/WO2015172303A1/zh active Application Filing
- 2014-05-12 CN CN201480012298.6A patent/CN105264780B/zh active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6330290B1 (en) * | 1998-09-25 | 2001-12-11 | Lucent Technologies, Inc. | Digital I/Q imbalance compensation |
| CN102694560A (zh) * | 2011-03-25 | 2012-09-26 | 鼎桥通信技术有限公司 | 一种镜像消除方法 |
| CN102594381A (zh) * | 2012-02-03 | 2012-07-18 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 接收机及其镜像抑制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105264780A (zh) | 2016-01-20 |
| WO2015172303A1 (zh) | 2015-11-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |