Die
zweite Generation drahtloser Kommunikationsstandards, beispielsweise
Bluetooth, erlaubt eine Auswahl der Datenübertragungsrate. Dazu sind in
den Kommunikationsstandards zum Teil eine phasen- und amplitudensensitive
Modulationsart vorgesehen. Während
beispielsweise in einem Übertragungsmodus
mit einer niedrigen Übertragungsrate "Standard Data Rate" eine Frequenzumtastung (FSK)
als Modulationsart verwendet wird, benützt der Mobilfunkstandard Bluetooth
das Modulationsverfahren 8-DPSK (8-Differential Phase Shift Keying)
für eine
Datenübertragung
mit einer höherer
Datenrate "Medium
Data Rate".
Für die Hochfrequenzschaltkreise
innerhalb einer Sende- bzw. Empfangsanordnung für diese Standards dieser Art
ergeben sich höhere
Anforderungen an die Linearität
der einzelnen aktiven Schaltkreise in der Signalverarbeitungskette.
Verzerrungen, welche die Phase eines Signals verändern sollten vermieden werden,
um die Fehlerrate nicht zu erhöhen.
Moderne
Empfangsarchitekturen für
mobile Kommunikationssysteme sind häufig als Direktkonversions-Empfänger mit
einer niedrigen Zwischenfrequenzsignalverarbeitung ausgebildet.
Diese
wird im Englischen als "Low
IF Architecture" oder,
falls eine Frequenzumsetzung des empfangenen Signals direkt in das
Basisband zur weiteren Signalverarbeitung erfolgt, als "Zero IF-Architecture" bezeichnet.
Empfänger, beispielsweise
für den
Bluetooth Standard, verwenden eine solche "Low IF-Architecture", in der ein empfangenes Signal auf
eine Zwischenfrequenz umgesetzt wird. Aus zweckmäßigen Gründen wird dabei eine Zwischenfrequenz
von 1 MHz gewählt,
die der Kanalbandbreite eines Bluetooth Signals gemäß dem Standard
entspricht. Dies hat den Vorteil, einen Oszillator mit fest vorgegebenen
Frequenzen verwenden zu können.
Für einen Sendevorgang
gibt er das Signal auf der gewünschten
Frequenz ab, während
eines Empfangens ist er als Lokaloszillator verwendbar. Eine solche
Architektur mit einer Frequenzumsetzung auf 1 MHz ist beispielsweise
auch in der bislang noch nicht veröffentlichten deutschen Patentanmeldung
Nr. 103 18 188.1 enthalten.
Das
Dokument offenbart eine Empfangsanordnung, bei der ein eingangsseitig
anliegendes und über
eine Antenne empfangenes Signal mit Hilfe eines Mischers in seine
Inphasen- und seine Quadraturkomponente zerlegt und auf eine Zwischenfrequenz
von 1 MHz umgesetzt wird. Die beiden auch als I/Q-Signal bezeichneten
Komponenten werden einem Polyphasenfilter zur Filterung zugeführt und anschließend weiterverarbeitet.
Für Datenübertragungsraten,
die nicht phasensensitive Modulationsarten benützen, lässt es sich insbesondere das
Polyphasenfilter und ein eventuell nachgeschalteter Verstärker besonders einfach
ausführen.
Die
bislang verwendeten Filter besitzen jedoch den Nachteil, dass sie
eine relativ hohe untere Hochpasseckfrequenz aufweisen. Dies führt zu einer Veränderung
der Gruppenlaufzeit innerhalb des Empfangspfades. Bei den niedrigen
Datenübertragungsraten
mit nicht phasensensitiven Modulationsarten wirkt sich die Gruppenlaufzeit
nicht nachteilhaft aus. Für
phasensensitive Modulationsarten ist es jedoch erforderlich, ein
Filter vorzusehen, welches insbesondere auch in den Eckfrequenzen
nur eine geringe Gruppenlaufzeitverzögerung umfasst.
Beispielsweise
ist als mögliche
Modulationsart für
den Mobilfunkstandard Bluetooth eine 8-DPSK-Modulation (8-Differential
Phase Shift Keying) vorgesehen. Die nach dem Standard vorgeschriebene
Filterung mit einem Rolloff-Faktor von 0,4 ergibt nach einer Umsetzung
auf die Zwischenfrequenz von 1 MHz einen spektralen Nutzbereich
im Bereich von 300 kHz bis 1400 kHz.
Die
nach dem Polyphasenfilter notwendige Hochpassfilterung mit einer
unteren Eckfrequenz von beispielsweise 150 kHz erzeugt weiterhin
eine Gruppenlaufzeitverzögerung
und damit eine Phasenverzerrung, welche die Fehlerrate eines empfangenen Signals
deutlich erhöht. 5 zeigt die Frequenzantwort
im Empfangspfad für
die Amplitude und die Gruppenlaufzeitverzögerung in Abhängigkeit
der Frequenz für
das Kanalfilter C, das Hochpassfilter mit einer unteren Eckfrequenz
von 150 kHz und die Kombination aus dem Kanalfilter und dem Hochpassfilter. Teilfigur
A stellt den Amplitudengang dar, der im Durchlassbereich relativ
flach ist. Amplitudenverzerrung ist somit fast nicht vorhanden.
In Teilfigur B ist die Gruppenverzögerung zu sehen. Gerade im
Bereich von 150 kHz bis 300 kHz erzeugt das Filter F gemeinsam mit
dem Kanalfilter C eine Asymetrie, die zu einer starken Verzerrung
führt.
Um
die Gruppenlaufzeitverzögerung
zu reduzieren, ist es möglich,
eine kleinere Hochpasseckfrequenz beispielsweise kleiner als 30
kHz vorzusehen. Ein solches Filter mit einer sehr geringen Hochpasseckfrequenz
ist jedoch nur mit einem zusätzlichen
Flächenaufwand
zu erzeugen, der so die dafür benötigte Chipfläche erhöht.
Aufgabe
der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Signalverarbeitung vorzusehen,
welches mit einfachen Mitteln realisierbar und für verschiedene Datenübertragungsraten
einsetzbar ist. Darüber
hinaus ist es Aufgabe der Erfindung, eine Empfängeranordnung vorzusehen, die
mit geringem Aufwand eine Verarbeitung phasensensitiver Signale
ermöglicht.
Diese
Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche 1, 10,
13 und 24 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Das
Verfahren zur Signalverarbeitung umfasst die Schritte eines Empfangen
eines wertkontinuierlichen Signals, wobei eine Mittenfrequenz des Signals
in einem Frequenzkanal mit einer Kanalbandbreite liegt. Dann wird
das wertkontinuierliche Signal mit einem Lokaloszillatorsignal auf
ein Zwischenfrequenzsignal umgesetzt. So wird ein Zwischenfrequenzsignal
durch das Umsetzen des wertkontinuierlichen Signals mit einem Lokaloszillatorsignal
erzeugt. Anschließend
wird das Zwischenfrequenzsignal gefiltert und in ein wertdiskretes
Signal gewandelt. Erfindungsgemäß ist das
Verfahren dadurch gekennzeichnet, dass eine Differenz zwischen einer
Frequenz des Lokaloszillatorsignals und einer Mittenfrequenz des
Frequenzkanals ein nicht ganzzahliges Vielfaches der Kanalbandbreite
beträgt.
Bevorzugt weicht eine Frequenz des Lokaloszillator signals von einer
Mittenfrequenz des Frequenzkanals um das 1,5-fache der Kanalbandbreite
ab.
Mit
dem erfindungsgemäßen Verfahren
zur Signalverarbeitung wird erreicht, dass eine anschließende Hochpassfilterung
des gefilterten Signals nicht zu einer Phasendrehung aufgrund einer
Gruppenlaufzeitverzögerung
führt,
da die Eckfrequenz des umgesetzten Signals nun deutlich höher liegt. Insbesondere
ist es möglich,
das erfindungsgemäße Verfahren
bereits in bekannten Empfängeranordnungen
für den
Mobilfunk zu verwenden, um nicht mehr einzelne Bauelemente und insbesondere
die Filter neu entwickeln zu müssen.
Die
bevorzugte Lösung
setzt so das wertkontinuierliche Signal auf ein Zwischenfrequenzsignal um,
dessen Mittenfrequenz ungleich der Kanalbandbreite und bevorzugt
größer als
die Kanalbandbreite ist. In einer Ausgestaltung der Erfindung wird
ein Lokaloszillatorsignal mit einer Frequenz erzeugt, die von einer
Mittenfrequenz des Frequenzkanals um das 1,5-fache oder das 1,25-fache
der Kanalbandbreite abweicht. Dabei beträgt die Kanalbandbreite in einer
Ausgestaltung 1 MHz.
In
einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung umfasst der Schritt des
Umsetzens ein Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals mit einer ersten
Phase und einer Frequenz sowie eines Lokaloszillatorsignals mit
einer um 90° zur
ersten Phase versetzten zweiten Phase. Bevorzugt werden zwei Teillokaloszillatorsignale
erzeugt. Dann wird das Signal mit den beiden Teillokaloszillatorsignalen
abwärts
gemischt und daraus eine Inphasenkomponente sowie eine Quadraturkomponente
mit der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals erzeugt. Eine solche
Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz mit einer Inphasenkomponente
und einer Quadraturkomponente wird als I/Q-Demodulierung oder als
IQ-Frequenzumsetzung bezeichnet. In einer Ausgestaltung der Erfindung
weist das Lokaloszillatorsignal eine um das 1,5-fache der Kanalbandbreite
höhere
oder niedrigere Frequenz als eine Frequenz des umzusetzenden Signals
auf.
Weiterhin
umfasst der Schritt des komplexen Filterns das Filtern der Inphasenkomponente
in Abhängigkeit
der Quadraturkomponente und das Filtern der Quadraturkomponente
in Abhängigkeit
der Inphasenkomponente. Folglich werden die Inphasen- und die Quadraturkomponente
des Zwischenfrequenzsignals phasensensitiv gefiltert, und eine mögliche vorhandene
Spiegelfrequenz unterdrückt.
In einer anderen Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens umfasst der
Schritt des komplexen Filterns ein Vorsehen eines Polyphasenfilters
mit einem ersten Eingang für
die Inphasenkomponente und mit einem zweiten Eingang für die Quadraturkomponente.
Sodann wird die Inphasenkomponente an den ersten Eingang zugeführt und
die Quadraturkomponente an den zweiten Eingang.
In
einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Verfahren
die Schritte eines Zuführens
des die Inphasenkomponente darstellenden Signals an den zweiten
Eingang des Polyphasenfilters und eines Zuführens des die Quadraturkomponente darstellenden
Signals an den ersten Eingang des Polyphasenfilters. Sodann wird
eine Leistung des wertdiskreten Signals ermittelt. In dieser Ausgestaltung des
erfindungsgemäßen Verfahrens
wird eine Leistungsmessung eines Frequenzkanals durchgeführt, der
von dem Nutzerfrequenzkanal um zwei Kanalbandbreiten beabstandet
ist.
Es
wird also ein Signal, bevorzugt das Nutzsignal auf eine Zwischenfrequenz
umgesetzt, komplex gefiltert und eine Leistung ermittelt. In einem zweiten
Schritt wird zu einem späte ren
Zeitpunkt das umgesetzte Signal in seinen Komponenten I und Q vertauscht
und erneut komplex gefiltert. Durch die komplexe Filterung wird
jeweils der Spiegelfrequenzkanal unterdrückt. Aufgrund des Vertauschens
des auf die Zwischenfrequenz umgesetzten Signals kann nun die Leistung
des Spiegelfrequenzkanals ermittelt werden, da nun der Nutzkanal
unterdrückt
wird. Das erfindungsgemäße Verfahren
ist so für
die schnelle RSSI-Messung in einem um zwei Kanalbandbreiten beabstandeten
Frequenzkanal verwendbar.
Das
erfindungsgemäße Verfahren
kann bevorzugt in einer Empfängeranordnung
für einen
Empfang von Signalen nach dem Bluetooth Standard verwendet werden.
Nach dem Standard ist eine Kanalbandbreite von 1 MHz mit 79 fest
vorgegebenen Frequenzkanäle
vorgesehen. In einer Weiterbildung der Erfindung ist das Verfahren
für eine
schnelle Messung einer Nachbarkanalleistung verwendbar.
Eine
Empfängeranordnung
zur Signalverarbeitung mit einer Antenne, einem spannungsgesteuerten
Oszillator zur Abgabe eines Lokaloszillatorsignals, einer Frequenzumsetzeinrichtung
und einem der Frequenzumsetzungseinrichtung nachgeschaltetem Polyphasenfilter
ist dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Frequenz des zugeführten Lokaloszillatorsignals
von einer Mittenfrequenz des Frequenzkanals um einen Betrag von
einem nicht ganzzahligen Vielfachen der Kanalbandbreite verschieden
ist. Die Frequenzen unterscheiden sich also um ein nicht ganzzahliges
Vielfaches voneinander. Der spannungsgesteuerte Oszillator ist so
zu einer Abgabe eines Lokaloszillatorsignals ausgebildet, dessen Frequenz
von einer Mittenfrequenz eines in der Empfängeranordnung empfangenen Signals
um einen Betrag von einem nicht ganzzahligen Vielfachen der Kanalbandbreite
abweicht. Bevorzugt ist die zweite Frequenz von der Mittenfrequenz
um das 1,5-fache oder das 1,25-fache der Kanalbandbreite verschieden.
Die Empfängeranordnung
ist daher zum Empfang eines Signals und zur Umsetzung eines Signals auf
eine Zwischenfrequenz ausgebildet, wobei die Zwischenfrequenz höher als
die Kanalbandbreite des empfangenen Signals ist. Dadurch lässt sich
das Polyphasenfilter mit einfachen Mitteln ausbilden. Insbesondere
kann eine untere Eckfrequenz eines dem Polyphasenfilter nachgeschalteten
Filters erhöht werden,
wodurch sich die Ausbildung von Filtern vereinfacht. Der Platzverbrauch
der gesamten Empfängeranordnung
wird reduziert.
In
einer Weiterbildung der Erfindung umfasst die Frequenzumsetzeinrichtung
einen Phasenschieber mit einem ersten und einem zweiten Ausgang, der
eingangsseitig den Lokaloszillatoreingang bildet. Der Phasenschieber
ist zur Abgabe eines ersten Teillokaloszillatorsignals mit einer
Frequenz und einer ersten Phase am ersten Ausgang und eines zweiten
Teillokaloszillatorsignals mit der Frequenz und einer um 90° der ersten
Phase versetzten zweiten Phase am zweiten Ausgang ausgebildet. Die
Frequenzumsetzeinrichtung ist so zur Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz
und zur Zerlegung in eine Inphasenkomponente und eine Quadraturkomponente
ausgebildet. Sie wird auch als I/Q-Demodulator bezeichnet.
In
eine Weiterbildung dieser Erfindung umfasst der Phasenschieber einen
Steuereingang, dem ein Steuersignal zuführbar ist. In einem ersten
Betriebszustand ist der Phasenschieber zur Abgabe des ersten Teillokaloszillatorsignals
am ersten Ausgang und des zweiten Teillokaloszillatorsignals am zweiten
Ausgang ausgebildet. In einem zweiten Betriebszustand ist der Phasenschieber
zur Abgabe des ersten Teillokaloszillatorsignals am zweiten Ausgang
und des zweiten Teillokaloszillator signals am ersten Ausgang ausgebildet.
Erster und zweiter Betriebszustand sind von dem Steuersignal abhängig.
In
einer anderen Weiterbildung der Erfindung ist zwischen die Frequenzumsetzeinrichtung
und den Polyphasenfilter eine Schaltvorrichtung geschaltet. Die
Schaltvorrichtung weist einen Steuereingang zur Durchführung eines
Steuersignals sowie einen ersten und zweiten Betriebszustand auf.
In dem ersten Betriebszustand ist ein erster Eingang der Schaltvorrichtung
mit einem ersten Ausgang gekoppelt, und ein zweiter Eingang mit
einem zweiten Ausgang. In einem zweiten Betriebszustand ist der
erste Eingang der Schaltvorrichtung mit dem zweiten Ausgang und der
zweite Eingang der Schaltvorrichtung mit dem ersten Ausgang gekoppelt.
Die Schaltvorrichtung ist zum Einnehmen des ersten oder des zweiten
Schaltzustandes in Abhängigkeit
eines zugeführten
Steuersignals am Steuereingang ausgebildet.
Durch
die Möglichkeit
eines Vertauschens der Signalpfade vor den Eingängen des Polyphasenfilters
ergibt sich in einfacher Weise eine Verwendung mit der erfindungsgemäßen Empfängeranordnung für eine Leistungsmessung
in einem Frequenzintervall sowie dem zugeordneten Spiegelfrequenzintervall.
In einer bevorzugten Ausgestaltung, in dem das Lokaloszillatorsignal
um das 1,5-fache einer Kanalbandbreite von einer Mittenfrequenz
eines empfangenen Signals abweicht, ist so eine Messung in einem
Spiegelfrequenzintervall möglich.
Dieses Spiegelfrequenzintervall ist von dem Frequenzintervall des
Signals um zwei Kanalbandbreiten beabstandet.
In
einer anderen Weiterbildung der Erfindung sind die Ausgänge des
Polyphasenfilters mit jeweils einem programmierbaren Verstärker gekoppelt.
Dieser umfasst zumindest eine in seiner Verstärkung einstellbare Verstärkerstufe.
Den Eingängen
dieser Verstärkerstufe
ist eine AC-Kopplung vorgeschaltet. In einer Weiterbildung der Erfindung
ist diese AC-Kopplung als ein Hochpassfilter mit einem Kondensator
und einem dazu in Reihe geschalteten Widerstand gebildet. Bevorzugt
weist die AC-Kopplung eine Hochpassübertragungscharakteristik mit
einer Hochpasseckfrequenz im Bereich von 300 kHz auf.
Die
Hochpasseckfrequenz im Bereich von 300 kHz lässt sich platzsparend in einem
Halbleiterkörper
ausbilden.
Im
Folgenden wird die Erfindung unter Zuhilfenahme der Zeichnungen
im Detail erläutert.
Es zeigen:
1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
2 ein
zweites Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
3 einen
Ausschnitt einer Ausführungsform
eines Verstärkers
mit AC-Kopplung,
4 ein Spektrum eines Signals und das dazu
umgesetzte Zwischenfrequenzsignal,
5 zwei
Diagramme mit einer Filterübertragungscharakteristik.
1 zeigt
eine erfindungsgemäße Empfängeranordnung.
Diese ist bis auf die Antenne 2 in einem Halbleiterkörper 1 als
integrierte Schaltung realisiert. Die Antenne 2 ist an
einen Eingangsverstärker 3 angeschlossen,
der ein besonders gutes lineares Verhalten sowie ein geringes Rauschen
aufweist. Der Eingangsverstärker 3 ist
mit seinem Ausgang an einen Eingang 45 eines I/Q-Demodulator 4 angeschlossen.
Dieser enthält
zwei Mischer 41 und 42 mit jeweils einem Signaleingang,
der mit dem Eingang 45 verbunden ist. Ein Ausgang der beiden
Mischer 41 beziehungsweise 42 ist mit dem Ausgang 44 beziehungsweise 46 des
I/Q-Demodulators verbunden. Jeder Mischer umfasst darüber hinaus
einen Lokaloszillatoreingang 411 und 421 zur Zuführung eines Lokaloszillatorsignals.
Dieses wird von einem Phasenschieber 44 bereitgestellt,
der Teil des I/Q-Demodulators
ist. Der Phasenschieber 44 umfasst zwei Ausgänge 442 und 441,
wobei der Ausgang 442 mit dem Lokaloszillatoreingang 421 und
der Ausgang 441 des Phasenschiebers 44 mit dem
Lokaloszillatoreingang 411 verbunden ist.
Weiterhin
enthält
der Phasenschieber 44 einen Steuersignaleingang zur Zuführung eines
Steuersignals PS sowie einen Lokaloszillatoreingang 443. Dieser
ist mit einem spannungsgesteuerten Oszillator und einer Phasenriegelschleife 43 verbunden
ist. Der Phasenschieber 44 erzeugt aus einem anliegenden
Lokaloszillatorsignal 2 Teillokaloszillatorsignale, welche
an den Ausgängen 441 oder 442 abgegeben werden.
Beide Teillokaloszillatorsignale weisen jeweils die gleiche Frequenz
auf, wie das dem Lokaloszillatoreingang 443 zugeführte Signal,
besitzen jedoch gegenüber
einander eine um 90° versetzte Phase.
Die
Ausgänge
des I/Q-Demodulators 44 und 46 sind mit einem
Polyphasenfilter 5 verbunden. Das Polyphasenfilter 5 umfasst
für jeden
seiner zwei Pfade einen programmierbaren Verstärker 55, die mit den
Eingängen
des Polyphasenfilters verbunden sind. Ihre Verstärkung ist über einen Steuereingang 551 einstellbar.
Die Verstärker 55 sind
direkt an das eigentliche Polyphasenfilter 54 angeschlossen.
Das Polyphasenfilter 54 besitzt eine Bandpasscharakteristik.
Die Ausgänge
des Poly phasenfilters 52 und 53 sind an die Eingänge programmierbarer
Verstärker 6 beziehungsweise 8 angeschlossen.
An den Steuereingängen 61 und 81 der
beiden Verstärker 6 und 8 sind
Steuersignale zur Verstärkungseinstellung
zuführbar.
Die Ausgänge
der programmierbaren Verstärker 6 und 8 sind
an Analog/Digital-Konverter 7 und 9 angeschlossen,
die die gefilterten Signale in diskrete Signale wandeln und an ihren
Ausgängen
für eine
weitere Signalverarbeitung abgeben.
Im
Betrieb wird über
die Antenne 2 ein Signal empfangen, in der rauscharmen
Verstärkerschaltung 3 verstärkt und
dann dem I/Q-Demodulator 4 zugeführt. In 4 ist
das Frequenzspektrum eines solchen an der Antenne 2 empfangenen
Signals dargestellt. Die Frequenzachse f ist dabei in einzelne Frequenzkanäle N, N+1,
N–1, N+2,
N–3 unterteilt.
Diese Frequenzkanäle
sind jeweils voneinander fest beabstandet. Ihre Kanalbandbreite
und ihre Mittenfrequenz ist nach einem Mobilfunkstandard definiert.
Als
Beispiel sei hier der Mobilfunkstandard Bluetooth aufgeführt. In
diesem Fall sind in einem größeren Frequenzintervall
im Bereich von 2,4 GHz insgesamt 79 verschiedene Frequenzkanäle vorgesehen.
Jeder einzelne Frequenzkanal, von denen in der Figur nur eine Auswahl
gezeigt ist, weist eine Kanalbandbreite von 1 MHz auf. Die Mittenfrequenzen der
Frequenzkanäle
N–4, N–3, ...
N+2 sind somit jeweils um 1 MHz beabstandet. Als Mittenfrequenz
ist diejenige Frequenz bezeichnet, die in der Mitte des Frequenzkanals
liegt. Ein Bluetooth Nutzsignal FS wird beispielsweise in dem Frequenzkanal
N mit seiner Mittenfrequenz N mit einem bestimmten Dateninhalt gesendet
und über
die Antenne 2 empfangen. Wie in dem rechten Teil der Teilfigur 4A zu
erkennen, befindet sich während
der Sendezeit des Nutzsignals FS in einem Abstand von 3 Kanalbandbreiten,
das heißt
beim Frequenzkanal N–3
ein Störsignal
FSS. Das Spektrum ist in seiner Amplitude deutlich größer als
das Spektrum des eigentlichen Nutzsignals FS.
Das über die
Antenne 2 empfangene Gesamtsignal wird in dem Verstärker 3 verstärkt und
im Eingang 45 des I/Q-Demodulators zugeführt. Somit liegt
am Eingang 45 sowohl der eigentliche Nutzsignalanteil FS
wie auch der Störsignalanteil
FSS an. Beide Teilsignale werden den Mischern 41 und 42 zugeführt und
mit Hilfe des Lokaloszillatorsignals LO auf eine Zwischenfrequenz
umgesetzt. Erfindungsgemäß ist die
Frequenz des Lokaloszillatorsignals LO um das 1,5-fache einer Kanalbandbreite
niedriger als die Mittenfrequenz N des Nutzersignals FS. Somit liegt
das Lokaloszillatorsignal LO genau zwischen den Mittenfrequenzen
des Frequenzkanals N–1
und N–2.
Absolut gesehen ist es um 1,5 MHz kleiner als die Mittenfrequenz
des Frequenzkanals N, in dem der Nutzsignalanteil FS empfangen wird.
Die
verwendeten Mischer 41 und 42 sind als Abwärtsmischer
ausgebildet. Dadurch wird der Nutzsignalanteil FS mit seiner Mittenfrequenz
auf 1,5 MHz umgesetzt. Der Störsignalanteil
FSS liegt nun im Spiegelfrequenzband bei einer Mittenfrequenz von –1,5 MHz.
Gleichzeitig
wird das empfangene Gesamtsignal in seine Inphasen und seine Quadraturkomponente
zerlegt. Für
die einzelnen Komponenten gelten die gleichen Bedingungen der Teilfigur 4A.
Dann wird das auf den Zwischenfrequenz umgesetzte und in seine Komponenten
I und Q zerlegte Signal dem Polyphasenfilter 5 zugeführt. Dieser
unterdrückt
die Spiegelfrequenz bei –1,5
MHz, so dass nur der auf die Zwischenfrequenz umgesetzte Nutzsignalanteil NS
in seinen Komponenten Y und Q an den Aus gängen 52 und 53 abgegriffen
werden kann. Die Filtercharakteristik FI ist in der Teilfigur 4A angedeutet. Lediglich
der Nutzsignalanteil NS liegt im Durchlassbereich des Filters FI,
der frequenzumgesetzte Störsignalanteil
NFS wird unterdrückt.
Der gefilterte Nutzsignalanteil NS wird in den programmierbaren
Verstärkern 6 und 8,
die mit dem Polyphasenfilter über eine
AC-Kopplung verbunden sind, verstärkt und dann in den Analog/Digitalkonverter 7 beziehungsweise 9 in
diskrete Werte gewandelt.
Die
Frequenzumsetzung mit einem Lokaloszillatorsignal, das um im Beispiel
1,5 MHz von der Mittenfrequenz des gewünschten Nutzsignalanteils FS
entfernt ist, hat den Vorteil, breitere Filter mit geringerer Steilheit
verwenden zu können.
Weiterhin kann für
die AC-Kopplung eine höhere
Eckfrequenz verwendet werden. Dies ergibt sich aus dem Diagramm
der Gruppenlaufzeitverzögerung
der 5, in der zu berücksichtigen ist, dass die Mittenfrequenz des
Kanalfilters C um 500 MHz auf 1,5 MHz zu höheren Frequenzen verschoben
ist. Daraus ergibt sich bei einer gleichbleibenden Hochpasseckfrequenz von
150 kHz, dass nun die Kopplung zwischen der Übertragungsfunktion des Kanalfilters
und des Hochpassfilters deutlich geringer wird. Dadurch reduziert sich
auch die Gruppenlaufzeit.
Die
höhere
Hochpasseckfrequenz ermöglicht
eine platzsparendere Ausbildung einer AC-Kopplung durch die Verwendung
von Kondensatoren geringerer Kapazität. In praktischer Ausführung wählt man
beispielsweise für
den Bluetooth Standard mit mittlerer Übertragungsrate (medium data
rate) eine Filterbandbreite von 800 kHz. Auch größere Werte abhängig von
der Implementierung, beispielsweise 1200 MHz sind denkbar. Als untere
Hochpasseckfrequenz für
das nachgeschaltete Filter FI bietet sich 300 Khz an, falle eine
Umsetzung auf eine Zwischen frequenz von 1,5 MHz erfolgt. Ein Filter
mit einer solchen Eckfrequenz ist deutlich einfacher zu implementieren
als ein Filter mit einer Eckfrequenz von ca. 25 kHz, wie sie bei
einer Zwischenfrequenzumsetzung auf 1 MHz notwendig sind. Für die niedrige
Datenrate nach dem Bluetooth Standard ist eine Filterbandbreite
des Polyphasenfilters von 575 kHz ausreichen. In einer Ausgestaltung
lässt sich
das Polyphasenfilter so zwischen zwei verschiedenen Filterbandbreiten
umschalten.
Durch
die Ausbildung des I/Q-Demodulators mit einem Lokaloszillatorsignal,
welches um das 1,5-fache der Kanalbandbreite von einer Mittenfrequenz
des Nutzsignalanteils abweicht, ist der I/Q-Demodulator in der erfindungsgemäßen Empfangsanordnung
auch für
eine schnelle Leistungsmessung verwendbar. Dies ermöglicht in 1 der
Phasenschieber 44, dem das Steuersignal PS zuführbar ist. Abhängig von
dem Steuersignal PS vertauscht der Phasenschieber 44 die
Teillokaloszillatorsignale an den Ausgängen 441 und 442.
Dadurch ergibt sich auch an den Ausgängen 44 und 46 des
I/Q-Demodulators 4 eine Phasendrehung der abgegebenen Signale
um 90°.
Das Polyphasenfilter unterdrückt
nun den umgesetzten Nutzsignalanteil NS und der ursprüngliche
Störsignalanteil
NFS liegt im Durchlassbereich FI des Filters. In der spektralen
Darstellung der 4A wäre dies gleichbedeutend mit
einem Vertauschen der beiden Signalanteile NS und NFS. Folglich
werden das Nutzsignalband und das Nutzsignal NS unterdrückt und
das Störsignal
NFS gelangt an den Eingang der Verstärker 6 und 8.
Somit
ist eine Leistungsmessung in einem benachbarten Kanal möglich. Die
Leistungsmessung wird als RSST-Messung (Radio Signal Strength Indicator)-Messung
bezeichnet. Dabei wird immer der Frequenzkanal in seiner Leistung
vermessen, der von dem eigentlichen Nutzersignal um zwei Kanalbandbreiten beabstandet
ist. In einem Beispiel, in dem die Kanäle des Bluetooth Standard in
ihrer Leistung vermessen werden, bedeutet dies, dass so die Leistung
von zwei um 3 MHz beabstandete Frequenzkanäle ermittelbar ist, also beispielsweise
der Frequenzkanäle
N und N–3.
Durch
schnelles Umschalten der Signalpfade vor dem Polyphasenfilter kann
die Leistung von Nachbarkanälen
ermittelt werden ohne den spannungsgesteuerten Oszillator des Regelkreises 43 auf eine
neue Lokaloszillatorfrequenz einschwingen lassen zu müssen. Die
Verwendung eines Lokaloszillatorsignals, welches somit um das 1,5-fache
der Kanalbandbreite beabstandet ist, besitzt also zwei Vorteile.
Einerseits ist eine schnelle RSSI-Messung durchführbar, und andererseits reduzieren
sich die Anforderungen an die Filtersteilheit und die untere Eckfrequenz
eines Hochpassfilters aufgrund des höheren Frequenzabstandes von
einem eventuell vorhandenen Störsignal.
Teilfigur 4A zeigt
ein ähnliches
Spektrum, bei der die Frequenz des Lokaloszillatorsignals LO nun
um das 1,25-fache einer Kanalbandbreite niedriger ist als die Mittenfrequenz
des Nutzsignals FS. In diesem Ausführungsbeispiel wird das Nutzersignal
FS ebenfalls in dem Frequenzkanal N empfangen. Gleichzeitig existieren
zwei Störer
FSS1 und FSS2 mit unterschiedlichen Amplituden auf den Frequenzbändern N–2 und N–3.
Durch
die Frequenzumsetzung auf ein Zwischensignal von 1,25 MHz und der
nachschließenden
Kanalfilterung in dem Polyphasenfilter lassen sich die beiden Störer in den
benachbarten Kanälen effektiv
unterdrücken.
Auch hier können
die Filterdurchlasskurve FI des Kanalfilters und die Eckfrequenz
einer AC-Kopplung mit Hochpasscharakteristik entsprechend vergrößert und
gleichzeitig die im Standard geforderte Nachbarka nalunterdrückung eingehalten
werden. Als Beispiel sei hier eine untere Hochpasseckfrequenz von
200 kHz genannt.
Ein
Umschalten der Pfade der Inphasen und der Quadraturkomponente führt hier
jedoch zu einer Messung einer Leistung zwischen den Kanälen N–2 und N–3 und so
zu einer gemeinsamen Messung der Störsignalanteile FSS1, FSS2.
Ein
weiteres Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Empfangsanordnung,
die ebenso eine RSSI-Messung erlaubt, zeigt 2. Wirkungsgleiche
Bauelemente tragen dabei gleiche Bezugszeichen. Die Empfangsanordnung
gemäß 2 ist für eine Gegentaktsignalverarbeitung
ausgebildet. Der Ausgang des ersten rauscharmen Verstärkers 3, dessen
Verstärkung über ein
Stellsignal S an einem Stelleingang 31 einstellbar ist,
gibt ein Gegentaktsignal an die beiden Mischer 41 und 42 ab.
Die beiden Mischer 41 und 42 weisen einen Lokaloszillatoreingang 411 beziehungsweise 421 auf,
dem jeweils ein Lokaloszillatorsignal zugeführt wird. Das dem Mischer 42 zugeführte Lokaloszillatorsignal
ist gegenüber
dem Lokaloszillatorsignal am Mischer 41 um 90° phasenversetzt.
Bei den Abgriffen des Mischers 41 ist das Inphasengegentaktsignal
I, Ix abgreifbar. Die Ausgänge
des Mischers 42 führen
das Quadratursignal Q, Qx.
Die
Inphasenkomponente und die Quadraturkomponente werden einer Schalteinrichtung 100 zugeführt. Die
Schalteinrichtung 100 enthält weiterhin einen Schalteingang 101 und
zwei Schalter 102 und 103, die an den Schalteingang 101 angeschlossen
sind. Jeder dieser beiden Schalter 102 und 103 umfasst
zwei Eingangsanschlusspaare und ein Ausgangsabgriffpaar. Jedes Eingangsanschlusspaar
ist an den Eingang der Schaltvorrichtung 100 angeschlossen.
Die Schalter 102 und 103 schalten ab hängig von
einem Steuersignal am Schalteingang 101 eines ihrer beiden
Eingangsanschlusspaare auf ihren Ausgangabgriff. Somit ist der Signalpfad
der Inphasenkomponente und der Quadraturkomponente durch das Steuersignal
am Steuereingang 101 vertauschbar. Die Ausgänge des
Schalters 100 sind mit den Eingängen des Polyphasenfilters 54 verbunden. Das
Filter enthält
jeweils einen Differenzverstärker 541 und 542,
die mit den beiden Eingängen
und den Ausgängen
des Polyphasenfilters gekoppelt ist.
Die
Differenzverstärker 541 und 542 sind
zur Gegentaktsignalverarbeitung ausgebildet. Weiterhin sind die
Eingänge
des ersten Differenzverstärkers 541 mit
den Ausgängen
des zweiten Differenzverstärkers über jeweils
einen Widerstand gekoppelt. Darüber
hinaus sind die Ausgänge
des ersten Differenzverstärkers 541 mit
den Eingängen
des zweiten Differenzverstärkers 542 über jeweils
einen Widerstand gekoppelt. Die Kopplung ist jedoch, wie in der 2 dargestellt,
als Kreuzkopplung ausgebildet.
Die
Frequenz des Lokaloszillatorsignals LO, welches den beiden Mischern 41 und 42 zugeführt wird,
ist auch hier um ein nicht ganzzahliges Vielfaches einer Kanalbandbreite
von einer Mittenfrequenz eines empfangenen Nutzsignals beabstandet.
Bevorzugt beträgt
der Abstand das 1,25-fache oder das 1,5-fache von der Kanalbandbreite.
Jedoch ist auch ein anderer Abstand, beispielsweise das 2,5-, 3,5-fache
oder ein anderer nicht ganzzahliger Wert möglich.
3 zeigt
einen Ausschnitt eines der beiden Signalpfade des Ausführungsbeispiels
der 2. Es enthält
einen programmierbaren Verstärker 68,
der beispielsweise den programmierbaren Verstärker 6 beziehungsweise 8 gemäß 2 dar stellt.
Dieser ist mit seinen Eingangsanschlüssen an die Ausgangsabgriffe
eines Signalpfades des Polyphasenfilters 54 angeschlossen.
Der programmierbare Verstärker 68 enthält zwei
hintereinandergeschaltete Differenzverstärkerstufen 681, und 682. Der
nicht invertierende Eingang einer jeden Differenzverstärkerstufe
ist mit dem invertierenden Ausgang einer der jeweiligen Differenzverstärkerstufe gekoppelt.
Der invertierende Eingang ist mit dem jeweilig nicht invertierenden
Eingang gekoppelt. Die Kopplung erfolgt über jeweils einen einstellbaren
Widerstand 683. Die Einstellung des Widerstandes 683 ergibt
den Verstärkungsfaktor
für den
programmierbaren Verstärker 68.
Zusätzlich ist
eine AC-Kopplung zwischen den beiden Verstärkerstufen und zwischen der
ersten Verstärkerstufe 681 und
dem Ausgang des Polyphasenfilters vorgesehen. Die AC-Kopplung ist
durch einen Kondensator CH sowie einen dazu
in Reihe geschalteten Widerstand R1 gebildet.
Diese Reihenschaltung stellt gleichzeitig ein Hochpassfilter mit
einer Hochpassübertragungscharakteristik
dar. Die Grenzfrequenz des Hochpassfilters ergibt sich aus dem Kehrwert
des Produktes aus der Kapazität
des Kondensators CH und dem Wert des Widerstandes R1. Die AC-Kopplung ist für die Strombegrenzung notwendig.
Sie erzeugt auch das Kopplungsübertragungsverhalten,
welches zu der Gruppenlaufzeitverzögerung in der 5 führt. Bei
einer Frequenzumsetzung auf das 1,5-fache einer Kanalbandbreite kann
die untere Eckfrequenz des Hochpassfilters aus dem Kondensator CH und dem Widerstand R1 entsprechend größer gewählt werden.
Beispielsweise
ist für
den Bluetooth Standard eine Grenzfrequenz der AC-Kopplung im Bereich
von 300 kHz zweckmäßig. Die
höhere
Grenzfrequenz erlaubt es, den Flächenbedarf
der Kon densatoren CH und der Widerstände R1 zu reduzieren und damit den gesamten Flächenverbrauch
der Empfängeranordnung
zu verringern.
Das
dargestellte Ausführungsbeispiel
ist nicht auf den Mobilfunkstandard Bluetooth beschränkt. Prinzipiell
lässt sich
die erfindungsgemäße Empfängeranordnung
sowie das Verfahren für
jeden Mobilfunkstandard verwenden, der fest vorgeschriebene Frequenzkanäle umfasst
und für
den eine Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz zweckmäßig ist. Gleichzeitig
erlaubt das Vorsehen einer Frequenz eines Lokaloszillatorsignals,
welches um das 1,5-fache, 2,5-fache, 3,5-fache etc. von einer Kanalbandbreite
abweicht, eine schnelle Leistungs- oder RSSI-Messung durch einfaches Umschalten der
Signalpfade der Inphasen und der Quadraturkomponente vor dem Polyphasenfilter.
Eine Umschaltung kann neben einem Vertauschen der Signalpfade vor
dem Zuführen
in den Polyphasenfilter auch durch Vertauschen der Teillokaloszillatorsignale
oder durch Vertauschen der Phasen der Lokaloszillatorsignale erfolgen.
In den hier dargestellten Ausführungsbeispielen ist
die Frequenz des Lokaloszillatorsignals niedriger als die Frequenz
des Nutzsignals. Natürlich
kann auch eine andere Frequenz des Lokaloszillators, insbesondere
eine höhere
Frequenz verwendet werden.