WO2005109660A1 - Signalaufbereitungsschaltung, insbesondere für eine empfängeranordnung für den mobilfunk - Google Patents

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WO2005109660A1
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input
filter
amplifier
amplifier circuit
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PCT/DE2005/000844
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Andre Hanke
Giuseppe Li Puma
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Infineon Technologies Ag
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Publication date
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    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
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Definitions

  • Signal conditioning circuit in particular for a receiver arrangement for mobile radio
  • the invention relates to a signal conditioning circuit, in particular for a receiver arrangement for the mobile phone 1 and a method for operating such a processing circuit signal conditioning ⁇ .
  • a channel bandwidth of 1 MHz is provided for the Bluetooth mobile radio standard according to the specification, while a bandwidth of 20 MHz is used for the WLAN mobile radio standard.
  • the receiver should therefore have a suitable input filter for each of the different signals.
  • some input filters have a phase transfer function that already show a strong phase distortion in the area of their cut-off frequency. Since, in modern communication standards, coding is carried out, among other things, in the phase of the signal, this changes information. Demodulation errors and thus bit errors are the result. For this reason, the filter bandwidth for communication standards that use phase-sensitive modulation types is selected to be slightly larger than that prescribed by the standard, in order to minimize phase distortion as far as possible. A compromise is found between sufficient suppression of adjacent channels and low phase distortion.
  • a mobile radio standard Bluetooth version 2.0 This includes three different data transfer rates of 1 Mbit / s, 2 Mbit / s and 3 Mbit / s.
  • a GFSK modulation is used for the transmission, which encodes data via a frequency jump, that is to say is insensitive to amplitude changes.
  • Such a signal is also referred to as an envelope.
  • a 7T / 4-DQPSK or an 8-DPSK modulation is used for the other two transmission rates.
  • the object of the invention is to provide a signal conditioning circuit, in particular for a receiving arrangement, in which a phase error of a received signal is minimized.
  • a signal conditioning circuit comprises a vector demodulator with an input and a first and a second output.
  • the vector demodulator is used to break down a signal present on the input side into a first component. nente and formed in a second component and to deliver the first component and the second component.
  • at least one first amplifier circuit with a first and a second input is provided, which are coupled to the outputs of the vector demodulator.
  • the at least one amplifier circuit is designed to amplify signals present on the input side with an adjustable gain factor.
  • a first analog / digital converter is connected to a first output of the at least one amplifier circuit and a second analog / digital converter to a second output of the at least one first amplifier circuit.
  • the first and the second analog / digital converter are each designed to output a digital value derived from an applied signal at their outputs.
  • the coupling between the inputs of the at least one first amplifier circuit and the outputs of the vector demodulator takes place via a polyphase filter which is adjustable in its filter bandwidth.
  • the polyphase filter contains a control input for supplying a control signal for setting the filter bandwidth.
  • the signal processing circuit according to the invention is expediently embodied in a receiver arrangement. It preferably forms part of a receiver arrangement.
  • a second amplifier circuit is connected in parallel with the first amplifier circuit and its first and second inputs are connected to the outputs of the polyphase filter.
  • a first and a second output of the second amplifier circuit connected in parallel are followed by a third and a fourth analog / digital converter.
  • the second amplifier circuit is designed as an amplifier. Kerscnies formed with a limiting gain behavior.
  • the first amplifier circuit forms a first amplifier path, the gain behavior of which can be adjusted accordingly, and the second amplifier circuit connected in parallel forms a second amplifier path with a fixed, limiting gain behavior.
  • the polyphase filter with an adjustable filter bandwidth allows a significant reduction in space in the signal conditioning circuit, since training with several switchable polyphase filters, each with a different filter bandwidth, is no longer necessary.
  • the filter bandwidth depends on the type of modulation used. In a suitable manner, a filter bandwidth is set in the polyphase filter which ensures adequate suppression of adjacent channels and at the same time contains only a small phase distortion.
  • the signal processing circuit according to the invention can preferably be used in a receiver arrangement for different mobile radio standards.
  • a switching device which is designed as a function of specified parameters, preferably a selected mobile radio standard, for generating an actuating signal for setting a filter bandwidth of the polyphase filter and for activating or deactivating the first or the second amplifier circuit.
  • the first and / or the second amplifier circuit have a signal input for activating or deactivating the corresponding amplifier circuit.
  • the vector modulator is designed as an I / Q demodulator. In a development of the invention, the vector modulator is designed as
  • I / Q modulator in such a way that an input signal can be converted into an in-phase component and a quadrature component at the center frequency 0 Hertz. This enables particularly simple subsequent digital signal processing and particularly simple polyphase filters to be implemented.
  • the polyphase filter which is adjustable in terms of its filter bandwidth, is designed as an active RC filter with operational amplifiers.
  • the polyphase filter can be designed as a g m C filter or comprise one.
  • the polyphase filter preferably contains at least two charge stores which can be changed in their capacity.
  • the charge accumulators which can be changed in their capacity, are each connected to the control input of the polyphase filter for changing the capacity.
  • the filter bandwidth of the polyphase filter can thus be changed by changing the capacitance.
  • the polyphase filter in a further embodiment contains at least two resistors that can be changed in their resistance values. The resistance value can be set using the control signal.
  • the polyphase filter is designed as a higher-order polyphase filter.
  • the polyphase filter preferably has a filter characteristic according to Tschebyscheff or a filter characteristic according to Butterworth. Both filter characteristics are characterized by a particularly strong attenuation at the cut-off frequency, with an almost constant transfer function within the bandwidth. Of course, other filter transfer functions can also be used.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 2 shows a second exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 3 shows a receiver with a third embodiment of the invention
  • FIG. 4 shows an embodiment of a polyphase filter using active RC filter technology
  • FIG. 5 shows an embodiment of a polyphase filter in g m C filter technology
  • FIG. 6 shows an embodiment of a charge store with an adjustable capacity
  • Figure 7 shows a schematic structure of a data packet according to the Bluetooth standard version 2.0.
  • FIG. 1 shows a signal processing circuit according to the invention, which is implemented in a semiconductor body 1.
  • the signal processing circuit is part of a receiver for mobile radio signals according to the Bluetooth standard version 2.0. However, with a suitable design, signals from other mobile radio standards can also be processed.
  • the semiconductor body 1 has a plurality of different connection contacts on its surface for supplying input signals and for providing corresponding output signals after signal processing by the signal processing circuit according to the invention.
  • the semiconductor body 1 thus contains a connection which forms an input 11 for a received signal.
  • the signal input 11 is connected to a low-noise amplifier 12, which amplifies the received signal with an adjustable gain factor. High demands are placed on the input amplifier 12 with regard to linearity of the amplifier and a noise figure.
  • the output of the linear low-noise amplifier 12 is connected to an input 131 of an I / Q demodulator 13.
  • the I / Q demodulator also contains a local oscillator input 132, to which a local oscillator signal LO is supplied. With the help of the local oscillator signal, the I / Q demodulator 13 breaks down a signal present at its signal input 131 and generates an in-phase component I and a quadrature component Q therefrom. These are provided at an output 133. With the help of the I / Q demodulator, a frequency conversion to an intermediate frequency of, for example, 0 Hz is also carried out. This process is also referred to as a direct conversion and results in a complex baseband signal consisting of the in-phase component I and the quadrature component Q. Through a suitable choice of the frequency of a local oscillator signal LO, signals of the most varied mobile radio standards applied to the input side can be converted into their complex signal components I and Q and to a suitable one Baseband signal implemented.
  • the outputs of the I / Q demodulator 13 are each connected to an input 141 or 142 of a polyphase filter 14.
  • the polyphase filter also has a control input 143.
  • a signal for setting a filter bandwidth of the polyphase filter 14 can be fed to this control input.
  • the polyphase filter 14 suppresses the image frequency component within the in-phase component I and the quadrature component Q and outputs the non-suppressed components to its output.
  • the transmission characteristic of the polyphase filter 14 is changed by setting the filter bandwidth.
  • the filter bandwidth of the polyphase filter 14 can thus be matched to the bandwidth of the signals I and Q present on the input side.
  • the filter bandwidth of the polyphase filter 14 can be set in a suitable manner so that a phase distortion due to the transfer function of the filter is avoided at the limit frequency of the filter bandwidth.
  • the outputs of the polyphase filter 14 are connected to the inputs 151 and 154 or 161 and 164 of a first amplifier train 16 and a second amplifier train 15.
  • the amplifier circuit 16 comprises two individual amplifier stages 16a and 16b, the amplification of which can be adjusted in discrete steps. They are therefore called PGC amplifiers (programmable gain control amplifiers). With the aid of an adjustable amplification, a received signal can be amplified with a linear amplification behavior. This reduces or even completely eliminates distortions in the amplitude and in the phase.
  • the second amplifier arrangement 15 comprises two limiting amplifier stages 15a and 15b. Each of the two amplifier stages is connected to one of the two inputs 151 and 154.
  • the limiting amplifier stages do not linearly amplify a signal present on the input side, but instead emit a limited maximum signal at their outputs 152 and 153, which is independent of an amplitude of the input signal.
  • This amplifier path is not suitable for converted and filtered receive signals that contain information in their amplitude or phase. Consequently, the amplifier circuit 16 is primarily used for signals that are amplitude-sensitive or phase-sensitive, while the amplifier circuit 15 is used for signals that are not amplitude-sensitive.
  • the outputs 162 and 163 are each connected to an analog / digital converter 18 and 18A. This converts signals present on the input side with the aid of a clock signal CLK2 of 8 MHz and generates a digital value consisting of m bits.
  • the digital value which can be tapped at the output of the analog / digital converter 18A corresponds to the quadrature component Q of the signal converted by the I / Q demodulator.
  • the bit value that can be tapped at the output of the analog / digital converter 18 corresponds to the in-phase component I.
  • Analog / digital converters 17 and 17a are also connected to the outputs 152 and 153 of the second amplifier circuit 15. These also have a clock signal input for supplying a first clock signal CLK1.
  • the analog / digital converters 17 and 17a are designed as 1-bit converters with simple comparators. They are operated at a clock rate of the clock signal CLK1 of 104 MHz.
  • the signal present on the input side and limited by the second amplifier circuit 15 is sampled at the clock rate of 104 MHz and a corresponding sequence of single-valued bits is output at the outputs. Thanks to the high oversampling rate, even broadband signals with high data transfer rates can be processed without errors.
  • the outputs of the respective analog / digital converters 17, 17a, 18 and 18A lead to corresponding connections on the surface of the semiconductor body 1.
  • the signals which can be picked up there can be digitally processed in further integrated circuits.
  • FIG. 2 shows a second embodiment of the invention, which is realized with discrete components.
  • the signal conditioning circuit according to the invention is part of a receiver path in a transceiver, not shown here for reasons of clarity.
  • the transceiver is designed to receive signals from various mobile radio standards. Since some of them place different demands on the signal quality, it is necessary to choose a flexible concept.
  • the reception path shown here also includes one
  • Antenna 2 which is connected to the input of the low-noise amplifier 12.
  • a vector demodulator 13 sets this with the aid of a local oscillator signal LO at the local oscillator input 132
  • Signal coming from the amplifier 12 to an intermediate frequency and at the same time breaks it down into the complex components I and Q.
  • These components are fed to the polyphase filter 14.
  • the filter bandwidth of the polyphase filter can be adjusted over a wide range. Depending on the signal received, an optimal bandwidth can be selected.
  • the filter bandwidth is set via a signal at the control input 143.
  • the outputs of the polyphase filter are connected to the inputs 163 and 164 of the amplifier circuit 16.
  • the polyphase filter is in turn equipped with an adjustable filter bandwidth. The setting takes place very quickly, so that it is also possible to switch between useful data transmission during a data transmission.
  • the amplifier circuit 16 also contains a control input 168, which in turn is connected to the individual amplifier stages 16a and 16b.
  • a signal at the control input 168 enables an exact gain setting of the individual amplifier stages 16a and 16b within the amplifier circuit 16.
  • the outputs of the amplifier stages 16a and 16b are connected to the inputs of the analog converters 18 and 18A.
  • the outputs of the analog converters 18 and 18A lead to two inputs 31 and 32 of a demodulation arrangement 3.
  • the demodulation arrangement 3 demodulates the digital signals present on the input side and generates a bit sequence therefrom which represents the data content of the received signal. This is processed further.
  • the demodulation device 3 generates a plurality of parameter signals at an output 33, which it transmits to a control device 4.
  • the control device 4 forms various control signals therefrom. On the one hand, these are used to set a filter bandwidth of the polyphase filter 14 and a change in the gain of the two amplifier stages 16a and 16b of the amplifier circuit 16 in the 'transferred by the demodulation parameter 3 to the controller 4, depending on the quality of the input side signal. If the filter block of the polyphase filter is set incorrectly, the error rate of the demodulation increases. If the filter bandwidth is chosen too small, for example, phase errors of the digitized signal accumulate. Linea- rticiansCloud arise 'at a set too strong gain of the two amplifier stages 16a and 16b. Suitable measures ⁇ the various error inial- the demodulation 3 are identifiable and. the corresponding parameters can be transferred to the control device 4.
  • a further possibility for setting a suitable filter bandwidth of the polyphase filter 14 is possible if the data content of the received and demodulated signal allows conclusions to be drawn about the coming type of modulation and the coming bandwidth of a received signal. This is the case, for example, with the Bluetooth mobile radio standard.
  • Received or to be sent signals according to the Bluetooth standard are packet-oriented.
  • a structure of such a packet-oriented Bluetooth signal can be seen in FIG. 7.
  • the data packet is divided into five parts, which are sent one after the other.
  • the first part includes one
  • Access code AC with a length of 72 ⁇ s, with which the data rate is fixed and the modulation type GFSK is used.
  • the data content of the access code AC allows the To carry out a mobile radio station identification as to whether the following data are intended for the mobile radio station, ie whether the mobile radio station is in the same piconet.
  • Piconet designates the number of Bluetooth mobile stations that have the same identification.
  • the second part HI of the entire data packet takes 52 ⁇ s and contains the header information. This includes the type of modulation. as well as the length of the following user data packet ND.
  • the third part GS, - which is a total of 16 ⁇ s long, consists of a 'waiting period of 5 ' ⁇ s and a synchronization sequence of a total of 11 ⁇ s.
  • the waiting period allows the channel bandwidth of the polyphase filter 14 and the gain setting of the amplifier circuit 16 to be made appropriately.
  • the channel bandwidth for the polyphase filter and the gain setting for the amplifiers is dependent on the type of modulation used for the transmission of the useful data ND. Version 2.0 of the mobile radio standard Bluetooth has a total of three types of modulation available.
  • the user data are encoded and transmitted using GFSK modulation.
  • This modulation ⁇ contains no information in the amplitude or phase of the signal.
  • the average data rates of 2 Mbit / s and 3 Mbit / s use the amplitude and phase sensitive modulation types 7T / 4-DQPSK and 8-DPSK.
  • the demodulation arrangement 3 after demodulating the packet information, transmits the corresponding parameters to the control device 4, which then adjusts the channel bandwidth of the polyphase filter and makes a suitable gain setting.
  • the filter bandwidth of the polyphase filter 14 is set to 800 kHz.
  • the filter bandwidth thus becomes somewhat wider than the bandwidth of 650 kHz used for GFSK modulation. This reduces phase distortion due to the transfer function of the polyphase filter 14 at the cutoff frequency of the filter transfer function, and the bit error rate in the subsequent demodulation of the useful data is reduced.
  • a suitable gain setting is made for amplifiers 16a and 16b.
  • the amplification of the amplifiers 16a and 16b is set in such a way that they operate in a amplification range that is as linear as possible and so do not distort or only slightly distort the signal present at the input. As a result, the amplitudes and phase information are retained at the medium and high data transmission rates.
  • the polyphase filter 14 is set to a filter bandwidth of 650 kHz.
  • the controllable amplifiers 16a and 16b are placed in a limiting amplification range.
  • FIG. 3 shows a signal recording according to the invention Preparation circuit in a semiconductor body 1 whose outputs are connected to inputs 51 and 52 of a second semiconductor body 5.
  • the second semiconductor body 5 contains integrated circuits for further signal processing and represents a possible exemplary embodiment of a demodulation arrangement 3 of the receiver.
  • the input 11 for the received signal is connected to a linear amplifier 12, which in turn is coupled to an I / Q demodulator 13.
  • the output of the I / Q demodulator is followed by a second amplifier circuit 12a, the output of which is connected to the input of the polyphase filter 14.
  • the semiconductor body 1 also contains the control circuit 4, which in turn is connected to the control input of the polyphase filter 14 and the control input of the first amplifier circuit 16.
  • the second, limiting amplifier circuit 15 is also connected to a device 6 which is designed for a power measurement, a so-called radio signal strength indicator or RSSI measurement. The results obtained from this RSSI measurement are further processed both in the tax • erscnies 4 as well as a not shown signal processor.
  • the device 6 for RSSI measurement can also be connected to the amplifier 16. This embodiment has the advantage that, during an ongoing RSSI measurement, the device 6 in the amplifier path with the circuit 16 can simultaneously amplify and further process a signal in the first amplifier path with the amplifier circuit 15. This reduces the effects of the RSSI measurement during data reception.
  • the two outputs of the first semiconductor body 1 for the digital signals are connected to the inputs 51 and 52.
  • the input 51 is connected to a decimator 55 via a further digital mixer with a local oscillator input.
  • the digital and decimated signal is fed to a demodulator 57 via a second filter 56. This generates a binary data stream with a data rate of 1 Mbit / s.
  • the demodulator 57 is preferably a delay demodulator.
  • the second digital input 52 is also connected to a mixer 54a.
  • the output of the digital mixer 54a is connected via a filter 56a and a delay demodulator 58 to a circuit which extracts the corresponding bit sequence from the digital signal in accordance with the I / Q diagrams shown here. Behind the demodulators 56 and 58 there is again a real signal as a sequence of bits.
  • the output of circuit 59 is connected to a multiplexer 70.
  • the output of the demodulator 57 is also connected to a second input of the multiplexer 70 via a further low-pass filter 56b.
  • the multiplexer 70 contains a control input 701, which is connected to the control circuit 4.
  • the output of multiplexer 70 leads to a circuit 71 which is designed to determine the exact synchronization times T.
  • a correlator in circuit 71 is used to determine the optimal sampling phase.
  • the oversampled samples of the demodulated signal are fed to the correlator as input values.
  • the correlator compares these with the expected values of a fixed data sequence, for example a fixed and known access code (AC).
  • the optimal sampling phase is when the correlation is at a maximum.
  • the synchronization times are required for error-free demodulation of the data.
  • FIG. 4 shows an exemplary embodiment of a polyphase filter in a signal processing circuit according to the invention.
  • the polyphase filter is designed as a third-order active RC polyphase filter for differential signal processing.
  • the connections I and IX form the input 141, the connections Q and QX the input 142 of the polyphase filter 14.
  • the input connections I, IX and Q, QX are connected to the inputs of a first amplifier AI via first resistors R1.
  • the outputs of the first amplifiers AI in each of the two phases I, IX and Q, QX are in turn connected to the inputs of a second amplifier A2 via resistors R1.
  • the outputs of every second amplifier A2 are connected to inputs of a third amplifier A3.
  • Changeable capacitors Ci and resistors Ri are connected in parallel to the inputs and outputs of the respective amplifiers AI, A2 and A3 for the individual signal paths I, IX and Q, QX.
  • the capacitors Ci as well as the resistors Ri form the frequency-determining elements for the frequency bandwidth of the polyphase filter 14. These are each connected to one here by the dashed line Line indicated setting input 143 connected. Depending on the control signals at this input, the value of the resistors Ri or the capacitance of the capacitors Ci can be set.
  • connections I and IX are crossed after the first resistor Rl before the input of the first amplifier AI via the resistors Rq to the output connections of the first amplifier A2 for the signal paths Q and QX.
  • the output of the first amplifier AI for the signal path I or IX is connected via the resistors Rq to the input connections of the first amplifier for the differential signal Q and QX.
  • the non-inverting input of each amplifier is for the in-phase component with the inverting output of the respective amplifier for
  • the inverting input of each amplifier for the in-phase component is coupled to the non-inverting output of the respective amplifier for the quadrature component via resistors Rq.
  • the non-inverting output of each amplifier for the in-phase component is coupled to the non-inverting input of the respective amplifier for the quadrature component, and the inverting output of each amplifier for the in-phase component is coupled to the inverting input of the respective amplifier for the quadrature component via resistors Rq ,
  • This connection forms a first-order polyphase filter and serves to suppress the respective image frequency component in the complex signals I and Q.
  • further resistances Rq are provided for the formation of the second and third pole positions in the polyphase filter 14. These resistors Rq connect the input connections of the two ' ⁇ ' • ' . 19 th amplifier in the signal paths for the differential signals I, IX and Q, QX.
  • the '' polyphase filter is formed as a GMC third-order filter for a push-pull signal processing.
  • the inputs for the in-phase component and the quadrature component are each formed by a transconductance amplifier A4.
  • ⁇ These .form voltage-current converters, which convert an input voltage into a current proportional to it using their voltage.
  • the indicated coupling gc between the in-phase component I and the quadrature component Q for each filter order is formed by a gyrator.
  • the signal is converted back into a voltage signal with a load resistance to ground.
  • a change in the filter transmission characteristic of the polyphase filter can be achieved via the steepness of each transconductance amplifier in the gyrators and through the change in capacitance of the adjustable capacitors CI, C2 and C3.
  • FIG. 6 An embodiment of the adjustable capacitances for the polyphase filter 14 is shown in FIG. 6.
  • a first fixed capacitance TCl is connected between the input connection and the output connection.
  • Further partial capacitors TC2, TC3 to TC5 are connected in parallel to the first fixed partial capacitor TCl. assigns.
  • the capacitance values of the partial capacitors TC2, TC3 to TC5 are chosen to be the same size.
  • a parallel connection to the first fixed partial capacitor TCl takes place via switches S1, S2 to S4, which are each formed from P-MOS field effect transistors. The switch is closed by a control with a corresponding potential on the control Er effet, which forms the control input 143 of the polyphase filter.
  • A4 Transconductance amplifier
  • Ri, Ri, R g resistors si, S2, S3, S4: switches

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

Es ist eine Signalaufbereitungsschaltung mit einem Vektordemodulator (13) zur Zerlegung eines eingangsseitig anliegenden Signals in eine erste Komponente (I) und eine zweite Komponente (Q) angegeben. An die Ausgänge des Vektordemodulators (13) ist zumindest eine erste Verstärkerschaltung (16) mit einem ersten und einem zweiten Eingang angeschlossen, die zur Verstärkung eingangsseitig anliegender Signale mit einem einstellbaren Verstärkungsfaktor ausgebildet ist. Die Ausgänge der zumindest einen ersten Verstärkerschaltung (16) sind mit einem ersten Analog/Digital-Wandler (16a, 16b) verbunden. Ein Polyphasenfilter (14) ist zwischen Ausgängen des Vektordemodulators (13) und Eingang der ersten Verstärkerschaltung (16) geschaltet. Das Polyphasenfilter (14) ist in seiner Filterbandbreite einstellbar.

Description

Beschreibung
Signalaufbereitungsschaltung, insbesondere für eine Empfängeranordnung für den Mobilfunk
Die Erfindung betrifft eine Signalaufbereitungsschaltung, insbesondere für eine Empfängeranordnung für1 den Mobilfunk und ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Signalaufberei- ■ tungsschaltung.
In modernen Kommunikationsgeräten kann es erforderlich sein, dass der Empfänger mehrere mit verschiedenen Kommunikations- standards codierte Signale empfangen muss. Unterschiedliche Kommunikationsstandards weisen jedoch bei der Übertragung meist verschiedene Bandbreiten für die Datenkommunikation sowie unterschiedliche Modulationsarten auf. So ist beispielsweise für den Mobilfunkstandard Bluetooth nach der Spezifikation eine Kanalbandbreite von 1 MHz vorgesehen, während für den Mobilfunkstandard WLAN eine Bandbreite von 20 MHz verwen- det wird.
Für die Unterdrückung von unerwünschten Signalen aus Nachbarkanälen sollte daher der Empfänger für die verschiedenen Signale je einen geeigneten Eingangsfilter aufweisen. Dabei ist jedoch zu berücksichtigen, dass einige Eingangsfilter eine Phasenübertragungsfunktion besitzen, die im Bereich ihrer Grenzfrequenz bereits eine starke Phasenverzerrung aufweisen. Da bei modernen Kommunikationsstandards unter anderem in der Phase des Signals codiert ist, wird dadurch Information ver- ändert. Demodula ionsfehler und damit Bitfehler sind die Folge. Aus diesem Grund wählt man die Filterbandbreite bei Kommunikationsstandards, die phasensensitive Modulationsarten benutzen, etwas größer als vom Standard vorgeschrieben, um so eine Phasenverzerrung möglichst zu minimieren. Dabei wird ein Kom- promiss zwischen einer ausreichenden Nachbarkanalunterdrückung und einer geringen Phasenverzerrung gefunden.
Neben verschiedenen Mobilfunkstandards mit unterschiedlicher Bandbreite existieren auch Mobilfunkstandards, die für ihre Datenübertragung unterschiedliche Modulationsarten benutzen. Ein Beispiel hierfür ist der Mobilfunkstandard Bluetooth Version 2.0. Dieser umfasst drei verschiedene Datenübertragungsraten von 1 Mbit/s, 2 Mbit/s bzw. 3 Mbit/s. Bei der niedrigsten Datenrate wird für die Übertragung eine GFSK-Modulation benutzt, die Daten über einen Frequenzsprung codiert, also unsensitiv bezüglich Amplitudenänderung ist. Ein solches Signal wird auch als Einhüllende bezeichnet. Für die beiden anderen Übertragungsraten wird eine 7T/4-DQPSK- oder eine 8- DPSK-Modulation verwende . Diese beiden Modulationsarten co- dieren die zu übertragenden Informationen in der Amplitude und der Phase des Signals.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Signalaufbereitungsschaltung, insbesondere für eine Empfangsanordnung vorzusehen, bei der ein Phasenfehler eines empfangenen Signals minimiert ist.
Diese Aufgabe wird mit dem Gegenstand des vorliegenden Patentanspruchs 1 gelöst .
Dabei umfasst eine Signalaufbereitungsschaltung einen Vektor- demodulator mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang. Der Vektordemodulator ist zur Zerlegung eines eingangsseitig anliegenden Signals in eine erste Kompo- nente sowie in eine zweite Komponente und zur Abgabe der ersten Komponente und der zweiten Komponente ausgebildet. Weiterhin ist zumindest eine erste Verstärkerschaltung mit einem ersten und einem zweiten Eingang vorgesehen, welche mit den Ausgängen des Vektordemodulators gekoppelt sind. Die zumindest eine Verstärkerschaltung ist dabei zu einer Verstärkung eingangsseitig anliegender Signale mit einem einstellbaren Verstärkungsfaktor ausgebildet . An einen ersten Ausgang der zumindest einen Verstärkerschaltung ist ein erster Ana- log/Digital-Wandler angeschlossen und an einen zweiten Ausgang der zumindest einen ersten Verstärkerschaltung ein zweiter Analog/Digital-Wandler. Der erste und der zweite Analog/Digital-Wandler sind jeweils zur Abgabe eines aus einem anliegenden Signal abgeleiteten digitalen Wertes an ihren, Ausgängen ausgebildet . Die Kopplung zwischen den Eingängen der zumindest einen ersten Verstärkerschaltung und den Ausgängen des Vektordemodulators erfolgt über ein in seiner Filterbandbreite einstellbares Polyphasenfilter. Das Polyphasenfilter enthält einen Stelleingang zur Zuführung eines Stell- signals für eine Einstellung der Filterbandbreite.
Zweckmäßigerweise ist die erfindungsgemäße Signalaufbereitungsschaltung in einer Empfängeranordnung ausgebildet. Bevorzugt bildet sie einen Teil einer Empfängeranordnung. In einer weiteren Ausgestaltung ist zu der ersten Verstärkerschaltung eine zweite Verst rkerschaltung parallel geschaltet und mit ihrem ersten und zweiten Eingang an die Ausgänge des Polyphasenfilters angeschlossen. Einem ersten und zweiten Ausgang der parallel geschalteten zweiten Verstärkerschaltung ist jeweils ein dritter und ein vierte Analog/Digital-Wandler nachgeschaltet. Die zweite Verstärkerschaltung ist dabei im Gegensatz zu der ersten Verstärkerschaltung als eine Verstär- kerschaltung mit einem limitierenden Verstärkungsverhalten ausgebildet .
Folglich bildet die erste Verstärkerschaltung einen ersten Verstärkerpfad, dessen Verstärkungsverhalten entsprechend einstellbar ist und die zweite parallel geschaltete Verstärkerschaltung einen zweiten Verstärkerpfad mit einem festen, limitierenden Verstärkungsverhalten.
Durch das Polyphasenfilter mit einstellbarer Filterbandbreite lässt sich in der Signalaufbereitungsschaltung eine deutliche Platzreduzierung erreichen, da eine Ausbildung mit mehreren schaltbaren Polyphasenfiltern mit jeweils unterschiedlicher Filterbandbreite nicht mehr notwendig ist. Die Filterband- breite ist dabei abhängig von dem verwendeten Modulationstyp. In geeigneter Weise wird so eine Filterbandbreite im Polyphasenfilter eingestellt, die eine ausreichende Unterdrückung von Nachbarkanälen gewährleistet und gleichzeitig nur eine geringe Phasenverzerrung enthält .
Bei einem eingangsseitig anliegenden Signal, in dem Information in der Phase codiert ist, wird so die Fehlerrate verringert. Gleichzeitig kann die erfindungsgemäße Signalaufbereitungsschaltung bevorzugt in einer Empfängeranordnung für ver- schiedene Mobilfunkstandards verwendet werden.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist eine Schalteinrichtung vorgesehen, die abhängig von spezifizierten Parametern, bevorzugt einem ausgewählten Mobilfunkstandard zur Erzeugung eines Stellsignals für eine Einstellung einer Filterbandbreite des Polyphasenfilters sowie einer Aktivierung bzw. Deaktivierung der ersten oder der zweiten Verstärkerschaltung ausgebildet ist. In dieser Ausgestaltungsform weisen die erste und/oder die zweite Verstärkerschaltung einen Signaleingang zur Aktivierung bzw. Deaktivierung der entsprechenden Verstärkerschaltung auf. Dadurch kann in geeigneter Weise die für die Modulationsart nicht benötigte Verstär- kerschaltung abgeschaltet und so der Stromverbrauch der erfindungsgemäßen Empfangsanordnung reduziert werden.
In bevorzugter Ausführungsform ist der Vektormodulator als ein I/Q-Demodulator ausgebildet. In einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt die Ausbildung des Vektormodulators als
I/Q-Modulator dergestalt, dass ein eingangsseitig anliegendes Signal in eine Inphasenkomponente und eine Quadraturkomponente auf der Mittenfrequenz 0 Hertz umsetzbar ist. Dadurch lässt sich eine besonders einfache spätere digitale Signalbe- arbeitung und besonders einfach ausgestaltete Polyphasenfilter implementieren.
In einer anderen Weiterbildung der Erfindung ist das in seiner Filterbandbreite einstellbare Polyphasenfilter als ein aktives RC-Filter mit Operationsverstärkern ausgebildet. Alternativ kann das Polyphasenfilter als ein gmC-Filter ausgebildet sein oder ein solches umfassen. Bevorzugt enthält das Polyphasenfilter zur Einstellung der Filterbandbreite zumindest zwei in ihrer Kapazität veränderbare Ladungsspeicher. Die in ihrer Kapazität veränderbaren Ladungsspeieher sind jeweils mit dem Stelleingang des Polyphasenfilters zur Veränderung der Kapazität verbunden. Durch die Änderung der Kapazität ist so die Filterbandbreite des Polyphasenfilters veränderbar. Alternativ zu dieser Ausgestaltungsform sowie diese Ausgestaltungsform ergänzend enthält das Polyphasenfilter in einer weiteren Ausbildung zumindest zwei in ihren Widerstandswerten veränderbare Widerstände . Der Widerstandswert ist dabei durch das Stellsignal einstellbar. In einer Weiterbildung der Erfindung ist das Polyphasenfilter als ein Polyphasenfilter höherer Ordnung ausgebildet. Bevorzugt weist das Polyphasenfilter eine Filtercharakteristik nach Tschebyscheff oder eine Filtercharakteristik nach But- terworth auf. Beide Filtercharakteristiken zeichnen sich durch einen besonders starke Dämpfung an der Grenzfrequenz aus, bei gleichzeitig annähernd konstanter Übertragungsfunktion innerhalb der Bandbreite. Natürlich sind auch andere Filterübertragungsfunktionen einsetzbar.
Weitere Ausgestaltungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausfuhrungsbei- spielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Detail erläutert. Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 3 einen Empfänger mit einer dritten Ausgestaltungs- form der Erfindung,
Figur 4 eine Ausgestaltungsform eines Polyphasenfilters in aktiver RC-Filtertechnik,
Figur 5 eine Ausgestaltungsform eines Polyphasenfilters in gmC-Filtertechnik,
Figur 6 eine Ausgestaltungsform eines in seiner Kapazität einstellbaren LadungsSpeichers, Figur 7 einen schematischen Aufbau eines Datenpaketes nach dem Bluetooth Standard Version 2.0.
Figur 1 zeigt eine erfindungsgemäße Signalaufbereitungsschaltung, die in einem Halbleiterkörper 1 implementiert ist. Die Signalaufbereitungsschaltung ist Teil eines Empfängers für Mobilfunksignale nach dem Bluetooth Standard Version 2.0. Jedoch lassen sich bei geeigneter Ausgestaltung auch Signale anderer Mobilfunkstandards verarbeiten.
Der Halbleiterkörper 1 besitzt auf seiner Oberfläche mehrere verschiedene Anschlusskontakte zur Zuführung von Eingangssignalen und zur Bereitstellung entsprechender Ausgangssignale nach einer Signalverarbeitung durch die erfindungsgemäße Signalaufbereitungsschaltung. So enthält der Halbleiterkörper 1 einen Anschluss, der einen Eingang 11 für ein empfangenes Signal bildet. Der Signaleingang 11 ist an einen rauscharmen Verstärker 12 angeschlossen, der das Empfangssignal mit einem einstellbaren Verstärkungsfaktor verstärkt. An den Eingangsverstärker 12 werden hohe Anforderungen hinsichtlich einer Linearität des Verstärkers sowie einer Rauschzahl gestellt.
Der Ausgang des linearen rauscharmen Verstärkers 12 ist an einen Eingang 131 eines I/Q-Demodulators 13 angeschlossen.
Der I/Q-Demodulator enthält weiterhin einen Lokaloszillatoreingang 132, dem ein Lokaloszillatorsignal LO zugeführt wird. Mit Hilfe des Lokaloszillatorsignals zerlegt der I/Q- Demodulator 13 ein an seinem Signaleingang 131 anliegendes Signal und erzeugt daraus eine Inphasenkomponente I und eine Quadraturkomponente Q. Diese werden an einem Ausgang 133 bereitgestellt . Mit Hilfe des I/Q-Demodulators wird zudem eine Frequenzumsetzung auf eine Zwischenfrequenz von beispielsweise 0 Hz durchgeführt. Dieser Vorgang wird auch als eine Direktumsetzung bezeichnet und ergibt ein komplexes Basisbandsignal aus der Inphasenkomponente I und der Quadraturkomponente Q. Durch eine geeignete Wahl der Frequenz eines Lokaloszillatorsignals LO können so eingangsseitig anliegende Signale der verschiedensten Mobilfunkstandards in ihre komplexen Signalanteile I und Q und auf ein geeignetes Basisbandsignal umgesetzt er- den.
Die Ausgänge des I/Q-Demodulators 13 sind jeweils mit einem Eingang 141 bzw. 142 eines Polyphasenfilters 14 verbunden. Das Polyphasenfilter weist zudem einen Stelleingang 143 auf. Diesem Stelleingang ist ein Signal zur Einstellung einer Filterbandbreite des Polyphasenfilters 14 zuführbar. Das Poly- phasenfilter 14 unterdrückt den Spiegelfrequenzanteil innerhalb der Inphasenkomponente I und der Quadraturkomponente Q und gibt die nicht unterdrückten Komponenten an seinen Aus- gang ab. Durch die Einstellung der Filterbandbreite wird die Übertragungscharakteristik des Polyphasen ilters 14 verändert. Somit kann die Filterbandbreite des Polyphasenfilters 14 auf die Bandbreite des eingangsseitig anliegenden Signals I und Q abgestimmt werden. Weiterhin lässt sich die Filter- bandbreite des Polyphasenfilters 14 in geeigneter Weise so einstellen, dass eine Phasenverzerrung durch die Übertragungsfunktion des Filters bei der Grenzf equenz der Filterbandbreite vermieden wird.
Die Ausgänge des Polyphasenfilters 14 sind mit den Eingängen 151 und 154 bzw. 161 und 164 eines ersten Verstärkerzuges 16 und eines zweiten Verstärkerzuges 15 verbunden. Die Verstärkerschaltung 16 umfasst zwei einzelne Verstärkerstufen 16a und 16b, die in ihrer Verstärkung in diskreten Schritten einstellbar sind. Sie werden daher als PGC-Verstärker (program- mable-gain-control Verstärker) bezeichnet. Mit Hilfe einer einstellbaren Verstärkung kann ein empfangenes Signal mit ei- nem linearen Verstärkungsverhalten verstärkt werden. Verzerrungen in der Amplitude und auch in der Phase werden dadurch reduziert oder sogar ganz vermieden.
Die zweite Verstärkeranordnung 15 umfasst zwei limitierende Verstärkerstufen 15a und 15b. Jede der beiden Verstärkerstufen ist mit einem der beiden Eingänge 151 und 154 verbunden. Die limitierenden Verstärkerstufen verstärken ein eingangsseitig anliegendes Signal nicht linear, sondern geben ein limitiertes maximales Signal an ihren Ausgängen 152 und 153 ab, das unabhängig von einer Amplitude des EingangsSignals ist. Für umgesetzte und gefilterte EmpfangsSignale, welche Information in ihrer Amplitude oder ihrer Phase enthalten, ist dieser Verstärkerpfad nicht geeignet. Folglich wird die Verstärkerschaltung 16 vor allem für Signale verwendet, die amp- lituden- bzw. phasensensitiv sind, während die Verstärkerschaltung 15 für nicht amplitudensensitive Signale verwendet wird.
Die Ausgänge 162 und 163 sind jeweils mit einem Ana- log/Digital-Wandler 18 und 18A verbunden. Dieser wandelt eingangsseitig anliegende Signale mit Hilfe eines Taktsignals CLK2 von 8 MHz und erzeugt daraus einen aus m Bit bestehenden digitalen Wert. Der am Ausgang des Analog/Digital-Wandlers 18A abgreifbare digitale Wert entspricht der Quadraturkompo- nente Q des vom I/Q-Demodulator umgesetzten Signals. Der Bitwert, der am Ausgang des Analog/Digital-Wandlers 18 abgreifbar ist, entspricht der Inphasenkomponente I. An die Ausgänge 152 und 153 der zweiten Verst rkerschaltung 15 sind ebenfalls Analog/Digital-Wandler 17 und 17a angeschlossen. Diese weisen ebenso einen Taktsignaleingang zur Zuführung eines ersten Taktsignals CLK1 auf. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Analog/Digital-Wandler 17 und 17a als 1 Bit-Wandler mit einfachen Ko paratoren ausgebildet. Sie werden mit einer Taktrate des Taktsignals CLK1 von 104 MHz betrieben. Das eingangsseitig anliegende, von der zweiten Verstärkerschaltung 15 limitiert verstärkte Signal wird mit der Taktrate von 104 MHz abgetastet und es wird eine entsprechende Folge von einwertigen Bits an den Ausgängen abgegeben. Durch die hohe Überabtastrate lassen sich auch breitbandige Signale mit hohen Datenübertragungsraten fehlerfrei verarbeiten. Die Ausgänge der jeweiligen Analog/Digital-Wandler 17, 17a, 18 und 18A führen zu entsprechenden Anschlüssen auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers 1. Die dort abgreifbaren Signale können in weiteren integrierten Schaltkreisen digital weiterverarbeitet werden.
Figur 2 zeigt eine zweite Ausgestaltungsform der Erfindung, welche mit diskreten Bauelementen realisiert ist. In dieser Form ist die erfindungsgemäße Signalaufbereitungsschaltung Teil eines Empfängerpfades in einem hier aus Übersichtsgründen nicht dargestellten Transceiver. Der Transceiver ist zum Empfangen von Signalen verschiedener Mobilfunkstandards ausgebildet. Da diese zum Teil unterschiedliche Anforderungen an die Signalqualität stellen, ist es erforderlich, ein flexibles Konzept zu wählen.
Der hier dargestellte Empfangspfad umfasst zusätzlich eine
Antenne 2 , die mit dem Eingang des rauscharmen Verstärkers 12 verbunden ist. Ein Vektordemodulator 13 setzt mit Hilfe eines Lokaloszillatorsignals LO am Lokaloszillatoreingang 132 das vom Verstärker 12 kommende Signal auf eine Zwischenfrequenz um und zerlegt diese gleichzeitig in die komplexen Bestandteile I und Q. Diese Bestandteile werden dem Polyphasenfilter 14 zugeführt . Der Polyphasenfilter ist in seiner Filterband- breite über einen weiten Bereich einstellbar. So kann je nach empfangenem Signal eine optimale Bandbreite ausgewählt werden. Die Einstellung der Filterbandbreite erfolgt über ein Signal an dem Steuereingang 143. Die Ausgänge des Polyphasenfilters sind mit den Eingängen 163 und 164 der Verstärker- schaltung 16 verbunden. Das Polyphasenfilter ist wiederum mit einer einstellbaren Filterbandbreite ausgerüstet. Die Einstellung erfolgt sehr schnell, so dass auch während einer Datenübertragung zwischen einer Nutzdatenübertragung umgeschaltet werden kann. Die Verstärkerschaltung 16 enthält zudem ei- nen Stelleingang 168, der seinerseits mit den einzelnen Verstärkerstufen 16a und 16b verbunden ist.
Durch ein Signal am Stelleingang 168 ist eine exakte Verstärkungseinstellung der einzelnen Verstärkerstufen 16a und 16b innerhalb der Verstärkerschaltung 16 möglich. Die Ausgänge der Verstärkerstufen 16a und 16b sind an die Eingänge der A- nalogwandler 18 und 18A angeschlossen. Die Ausgänge der Analogwandler 18 und 18A führen zu zwei Eingängen 31 und 32 einer Demodulationsanordnung 3. Die Demodulationsanordnung 3 demoduliert die digitalen eingangsseitig anliegenden Signale und erzeugt daraus eine Bitfolge, die den Dateninhalt des empfangenen Signals repräsentiert. Dieser wird weiterverarbeitet. Gleichzeitig erzeugt die Demodulationseinrichtung 3 an einem Ausgang 33 mehrere Parametersignale, die sie einer Steuereinrichtung 4 übergibt.
Die Steuereinrichtung 4 bildet daraus verschiedene Steuersignale. Diese dienen zum einen zur Einstellung einer Filter- bandbreite des Polyphasenfilters 14 und zu einer Veränderung der Verstärkung der beiden Verstärkerstufen 16a und 16b in der Verstärkerschaltung 16. Die' von der Demodulationsanordnung 3 übergebenen Parameter an die Steuereinrichtung 4 sind abhängig von der Qualität des eingangsseitig anliegenden Signals. Wird die Filterba dbrelte des Polyphasenfilters falsch eingestellt so erhöht sich die- Fehlerrate der Demodulation. Ist die Filterbandbreite beispielsweise zu klein gewählt, häufen sich Phasenfehler des digitalisierten Signals. Linea- ritätsfehler ergeben sich' bei einer zu stark eingestellten Verstärkung der beiden Verstärkerstufen 16a und 16b. Durch geeignete Maßnahmen ■ sind die verschiedenen Fehler innerhalb- der Demodulationsanordnung 3 identifizierbar und. es können die entsprechenden Parameter an die Steuereinrichtung 4 über- geben werden.
Eine weitere Möglichkeit zur Einstellung einer geeigneten Filterbandbreite des Polyphasenfilter 14- ist dann möglich, wenn der Dateninhalt des empfangenen und demodulierten Sig- nals Rückschlüsse auf die kommende Modulationsart und die kommende Bandbreite eines empfangenen Signals erlaubt. Dies ist beispielsweise bei dem Mobilfunkstandard Bluetooth der Fall.
Empfangene bzw. zu sendende Signale nach dem Bluetooth- Standard- sind paketorientiert. Ein Aufbau eines solchen paketorientierten Bluetooth-Signals ist in Figur 7 zu sehen.
Das Datenpaket ist dabei in fünf Teile unterteilt, die nach- einander gesendet werden. Der erste Teil umfasst einen
Zugriffscode AC mit einer Länge von 72 μs , bei dem die Datenrate fest vorgegeben ist und der Modulationstyp GFSK verwendet wird. Der Dateninhalt des Zugriffscodes AC erlaubt der Mobilfunkstation eine Identifikation vorzunehmen, ob die folgenden Daten für die Mobilfunkstation bestimmt sind, d. h. ob sich die Mobilfunkstation im- gleichen Piconet befindet. Pico- net bezeichnet dabei die Anzahl an Bluetooth-Mobilstationen, welche die gleiche Identifikation aufweisen.
Der zweite Teil HI des gesamten Datenpakets dauert 52 μs und beinhaltet die KopfInformationen. Darin ist unter anderem die Modulationsart . sowie die Länge des folgenden Nutzdatenpakets ND enthalten. Der dritte Teil GS,- welcher insgesamt 16 μs lang ist, besteht aus einer ' Warteperiode von 5' μs sowie einer Synchronisationssequehz von insgesamt 11 μs. Die Warteperiode erlaubt es, die Kanalbandbreite des Polyphasenfilters 14 sowie die Verstärkungseinstellüng der Verstärkerschaltung 16 geeignet vorzunehmen. Die Kanalbandbreite für das Polyphasenfilter sowie die Verstärkungseinstellung für die Verstärker ist dabei abhängig von der Modulationsart, die, für die Übertragung der Nutzdaten ND verwendet wird. Der Mobilfunkstandard Bluetooth hat in seiner Version 2.0 insgesamt drei Modulationsarten zur Verfügung. Bei einer Datenübertragungsrate von 1 Mbit/s werden die Nutzdaten mit einer GFSK-Modulation codiert und übertragen. Diese Modulation ■ enthält keine Information in der Amplitude oder Phase des Signals. Die mittleren Datenraten von 2 Mbit/s bzw. 3 Mbit/s verwenden die amplituden- und phasensensitiven Modulationsarten 7T/4-DQPSK und 8-DPSK. Im Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Empfangsanordnung nach Figur 2 übermittelt die Demodulationsanordnung 3 nach der Demodulierung der Paketin- formationen die entsprechenden Parameter an die Steuereinrichtung 4, die daraufhin die Kanalbandbreite des Polyphasenfilters einstellt sowie eine geeignete Verstärkungseinstellung vornimmt . Wenn sich beispielsweise aus den Paketinformationen eine mittlere Datenübertragungsrate von 2Mbit/s mit einer π/4- DQPSK Modulation für die Nutzdaten ND ergibt, wird die Fil- terbandbreite des Polyphasenfilters 14 auf 800 kHz eingestellt. Die Filterbandbreite wird somit etwas breiter als die für die GFSK-Modulation verwendete Bandbreite von 650 kHz. Dadurch wird eine Phasenverzerrung aufgrund der Übertragungs- funktion des Polyphasenfilters 14 an der Grenzfrequenz der Filterübertragungsfunktion verringert, und die Bitfehlerrate in der nachfolgenden Demodulation der Nutzdaten reduziert sich. Gleichzeitig wird eine geeignete Verstärkungseinstellung für die Verstärker 16a und 16b vorgenommen.
Diese ist abhängig von einer Signalstärke des Zugriffscodes AC und der Paketinformationen HI im zweiten Teil des Bluetooth-Paketes. Die Verstärkung der Verstärker 16a und 16b wird so eingestellt, dass diese in einem möglichst linearen Verstärkungsbereich arbeiten und so das eingangsseitig anlie- gende Signal nicht oder nur geringfügig verzerren. Dadurch bleiben bei der mittleren und der hohen Datenübertragungsrate die Amplituden und Phaseninformation erhalten.
Ergibt hingegen die Auswertung der PaketInformationen, dass eine niedrige Datenübertragungsrate für die Nutzdaten vorgesehen ist, wird der Polyphasenfilter 14 auf eine Filterbandbreite von 650 kHz eingestellt. Gleichzeitig werden die regelbaren Verstärker 16a und 16b in einen limitierenden Verstärkungsbereich gestellt.
Eine weitere Ausbildung der Erfindung zeigt Figur 3. Bauelemente mit gleicher Funktionsweise tragen auch hier gleiche Bezugszeichen. Figur 3 zeigt eine erfindungsgemäße Signalauf- bereitungsschaltung in einem Halbleiterkörper 1 deren Ausgänge mit Eingängen 51 und 52 eines zweiten Halbleiterkörpers 5 verbunden sind. Der zweite Halbleiterkörper 5 beinhaltet integrierte Schaltkreise zur weiteren SignalVerarbeitung und stellt ein mögliches Ausführungsbeispiel' einer Demodulationsanordnung 3 des Empfängers dar.
Der Eingang 11 für das empfangene Signal ist an einen linearen Verstärker 12 angeschlossen, welcher wiederum an einen I/Q-Demodulator 13 gekoppelt ist. Dem Ausgang des I/Q- Demodulators ist eine zweite Verstärkerschaltung 12a nachgeschaltet, deren Ausgang mit dem Eingang des Polyphasenfilters 14 verbunden ist . , Der- Halbleiterkόrper 1 enthält weiterhin die Steuerschaltung 4, die ihrerseits mit dem Stelleingang des Polyphasenfilters 14 sowie dem Steuereingang der ersten Verstärkerschaltung 16 verbunden ist. Die zweite, limitierende Verstärkerschaltung 15 ist zudem an eine Einrichtung 6 angeschlossen, die für ei- ne Leistungsmessung, eine so genannte Radio-Signal-Strength Indikator oder RSSI-Messung, ausgebildet ist. Die ermittelten Resultate aus dieser RSSI-Messung werden sowohl in der Steu- • erschaltung 4 wie auch in einem hier nicht dargestellten Signalprozessor weiterverarbeitet. Dieser übergibt die geeigne- ten Parameter an die Steuerschaltung 4 zur Einstellung der Verstärkerschaltung 16 bzw. 15. Insbesondere kann durch die ' Steuerschaltung 4 eine der beiden Verstärkerpfade mit den darin befindlichen Verstärkerschaltungen und Analog/Digital- Wandlern in einen inaktiven Betriebszustand gesetzt und somit deaktiviert werden. Dadurch lässt sich Strom sparen, da immer nur die Verstärkerschaltung aktiv ist, die für eine geeignete Verstärkung benötigt wird. Natürlich kann die Einrichtung 6 zur RSSI-Messung auch an dem Verstärker 16 angeschlossen seine. Diese Ausführung hat den Vorteil, dass während einer laufenden RSSI-Messung durch die Einrichtung 6 im Verstärkerpfad mit der Schaltung 16 gleich- zeitig ein Signal im ersten Verstärkerpfad mit der Verstärkerschaltung 15 verstärkt und weiterverarbeitet werden kann. Auswirkungen aufgrund der RSSI-Messung während eines Datenempfangs werden so verringert .
Die beiden Ausgänge des ersten Halbleiterkörpers 1 für die digitalen Signale sind an die Eingänge 51 und 52 angeschlossen. Der Eingang 51 ist über einen weiteren digitalen Mischer mit einem Lokaloszillatoreingang an einen Dezimator 55 angeschlossen. Das digitale und dezimierte Signal wird über einen zweiten Filter 56 einem Demodulator 57 zugeführt. Dieser erzeugt daraus einen binären Datenstrom mit einer Datenrate von 1 Mbit/s. Der Demodulator 57 ist vorzugsweise ein Verzδge- rungsdemodulator.
Der zweite digitale Eingang 52 ist ebenfalls mit einem Mischer 54a verbunden. Der Ausgang des digitalen Mischers 54a ist über ein Filter 56a sowie einen Verzögerungsdemodulator 58 mit einer Schaltung verbunden, die aus dem digitalen Signal die entsprechende Bitfolge gemäß den hier dargestellten l/Q-Diagrammen extrahiert. Hinter den Demodulatoren 56 und 58 liegt somit wieder ein reelles Signal als eine Folge von Bits vor. Der Ausgang der Schaltung 59 ist an einen Multiplexer 70 angeschlossen. Weiterhin ist auch der Ausgang des Demodula- tors 57 über einen weiteren Tiefpassfilter 56b an einen zwei- ten Eingang des Multiplexers 70 angeschlossen. Der Multiplexer 70 enthält einen Stelleingang 701, welcher mit der Steuerschaltung 4 verbunden ist. Der Ausgang des Multiplexers 70 führt zu einer Schaltung 71, die zur Ermittlung der genauen Synchronisationszeitpunkte T ausgebildet ist.
Zur Ermittlung der optimalen Abtastphase wird ein Korrelator in der Schaltung 71 verwendet. Dem Korrelator werden die ü- berabgetasteten Samples des demodulierten Signals als Eingangswerte zugeführt. Der Korrelator vergleicht diese mit den zu erwartenden Werten einer festen Datenfolge, beispielsweise eines festen und bekannten Access Codes (AC) . Die optimale Abtastphase liegt dann vor, wenn die Korrelation maximal ist. Die SynchronisationsZeitpunkte werden für eine fehlerfreie Demodulation der Daten benötigt.
Ein Ausführungsbeispiel eines Polyphasenfilters in einer er- findungsgemäßen Signalaufbereitungsschaltung zeigt Figur 4.
Das Polyphasenfilter ist dabei für eine Differenzsignalverarbeitung als ein aktives RC-Polyphasenfilter dritter Ordnung ausgebildet. Die Anschlüsse I und IX bilden den Eingang 141, die Anschlüsse Q und QX den Eingang 142 des Polyphasenfilters 14. Die Eingangsanschlüsse I, IX und Q, QX sind über erste Widerstände Rl an die Eingänge jeweils eines ersten Verstärkers AI angeschlossen. Die Ausgänge der jeweils ersten Verstärker AI in den beiden Phasen I, IX und Q, QX sind wiederum über Widerstände Rl mit den Eingängen eines zweiten Verstär- kers A2 verbunden. Schließlich sind die Ausgänge eines jeden zweiten Verstärkers A2 an Eingänge jeweils eines dritten Verstärkers A3 angeschlossen. Parallel zu den Eingängen und Ausgängen der jeweiligen Verstärker AI, A2 und A3 für die einzelnen Signalpfade I, IX und Q, QX sind veränderbare Konden- satoren Ci und Widerstände Ri geschaltet. Die Kondensatoren Ci wie auch die Widerstände Ri bilden die frequenzbestimmenden Elemente für die Frequenzbandbreite des Polyphasenfilters 14. Diese sind jeweils an einen hier durch die gestrichelte Linie angedeuteten Einstelleingang 143 angeschlossen. Abhängig von Steuersignalen an diesem Eingang lässt sich der Wert der Widerstände Ri oder die Kapazität der Kondensatoren Ci einstellen.
Weiterhin sind die Anschlüsse I und IX nach dem ersten Widerstand Rl vor dem Eingang des ersten Verstärkers AI über die Widerstände Rq gekreuzt mit den Ausgangsanschlüssen des ersten Verstärkers A2 für den Signalpfad Q und QX verbunden. Der Ausgang des ersten Verstärkers AI für den Signalpfad I bzw. IX ist über die Widerstände Rq an die Eingangsanschlüsse des ersten Verstärkers für das Differenzsignal Q und QX angeschlossen. Im einzelnen ist der nicht invertierende Eingang eines jeden Verstärkers für die Inphasenkomponente mit dem invertierenden Ausgang des jeweiligen Verstärkers für die
Quadraturkomponente, der invertierende Eingang des eines jeden Verstärkers für die Inphasenkomponente mit dem nicht invertierenden Ausgang des jeweiligen Verstärkers für die Quadraturkomponente über Widerstände Rq gekoppelt . Der nicht in- vertierende Ausgang eines jeden Verstärkers für die Inphasenkomponente ist mit dem nicht invertierenden Eingang des jeweiligen Verstärkers für die Quadraturkomponente, und der invertierende Ausgang eines jeden Verstärkers für die Inphasenkomponente ist mit dem invertierenden Eingang des jeweiligen Verstärkers für die Quadraturkomponente über Widerstände Rq gekoppelt .
Diese Verschaltung bildet ein Polyphasenfilter erster Ordnung und dient zur Unterdrückung des jeweiligen Spiegelfrequenzan- teils im komplexen Signal I und Q. In gleicher Weise sind weitere Widerstände Rq für die Bildung der zweiten und dritten Polstelle im Polyphasenfilter 14 vorgesehen. Diese Widerstände Rq verbinden die Eingangsanschlüsse der jeweils zwei- ' ■ ' • ' . 19 , ten Verstärker in den Signalpfaden für die Differenzsignale I, IX bzw. Q, QX.
Eine, andere Ausgestaltungsform des Polyphasenfilters 14 mit einstellbarer Kanalbandbreite zeigt Figur 5. Darin ist das ' ' Polyphasenfilter als ein gmC-Filter dritter Ordnung für eine Gegentaktsignalverarbeitung ausgebildet. Die Eingänge für die Inphasenkomponente und die Quadraturkomponente werden jeweils, -durch einen Transkonduktanzverstärker A4 gebildet .■ Diese .bil- den Spannung—Strom-Wandler, die eine EingangsSpannung mit Hilfe ihrer Spannung in einen dazu proportionalen Strom wandeln. Die angedeutete Kopplung gc zwischen der Inphasenkomponente I und der Quadraturkomponente Q für jede Filterordnung ist durch einen Gyrator gebildet . Am Ausgang wird das Signal mit einem Lastwiderstand gegen Masse wieder in ein Spannungssignal gewandelt. Über die Steilheit eines jeden Transkonduk- tanzverstärkers in den Gyratoren und durch die Kapazitätsver- ' änderung der einstellbaren Kondensatoren CI, C2 und C3 ist eine Änderung der Filterübertragungscharakteristik des Poly- phasenfilters erreichbar.
Eine Ausgestaltung der einstellbaren Kapazitäten für die Polyphasenfilter 14 zeigt Figur 6. Darin ist zwischen Eingangs- anschluss und Ausgangsanschluss eine erste feste Kapazität TCl geschaltet. Weitere Teilkondensatoren TC2, TC3 bis TC5 sind parallel zu dem ersten festen Teilkondensator TCl ange- . ordnet. Die Kapazitätswerte der Teilkondensatoren TC2 , TC3 bis TC5 sind gleich groß gewählt. Eine Parallelschaltung zu dem ersten festen Teilkondensator TCl erfolgt über die Schal- ter Sl, S2 bis S4 , die aus jeweils P-MOS-Feldeffekttransis- toren gebildet sind. Der Schalter wird geschlossen durch eine Ansteuerung mit einem entsprechenden Potenzial auf der Steu- erleitung, welche den Stelleingang 143 des Polyphasenfilters bildet.
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Bezugs zeichenliste
1: Halbleiterkorper
2: Antenne
3: • Demodulator
4: KontrollSchaltung
6: RSSI -Messschaltung ■
12, 15A, 15B, 16A, 16B: Verstärkerstufe
13: IQ-Verstärker
14: Polyphasenfilter
15, 16: Verstärker , .
17, 18: A/D-Wandler
54, 54A: digitale Mischer
56, 56A, 56B: digitale Filter
57, 58': Verzogerungsdemodulator
59: Demodulator ,
70: Multiplexer
71: Korrelator
143 : Steuereingang
151 , 154, 161, 164: . Signaleingänge
A4: Transkonduktanzverstärker
Qι, C2 C3 , Ci : Kondensatoren
Ri, Ri, Rg: Widerstände si, S2, S3, S4: Schalter
TCl . Teilkondensatoren

Claims

. ' ' ■ ■ . ' ' 22, Patentansprüche .
1. Signalaufbereitungsschaltung, insbesondere für eine Empfängeranordnung für den Mobilfunk, umfassend: - - einen Vektordemodulator (13) mit einem Eingang (131) und einem ersten und einem zweiten Ausgang/ der zur Zerlegung ■ eines eingangsseitig anliegenden Signals in eine erste ■ Komponente (I) und eine zweite Komponente (Q) und zur Abgabe der ersten Komponente (I) an den ersten Ausgang und .- der zweiten Komponente (Q) an den zweiten Ausgang' ausgebildet ist; ein in seiner Filterbandbreite einstellbares Polyphasenfilter (14), das mit einem ersten und einem zweiten Ein-' gang an den , ersten und zweiten Ausgang des Vektordemodula- tors (13) angeschlossen ist, wobei das Polyphasenfilter (14) einen Stelleingang . (143)- zur Zuführung eines Stell- Signals für eine Einstellung der Filterbandbreite aufweist; eine erste Verstärkerschaltung (16) , die mit einem ersten , ', Eingang (161) an einen ersten Ausgang und mit einem zweiten Eingang (164) an einen zweiten Ausgang des Polyphasenfilters (14) angeschlossen ist und zur Verstärkung eingangsseitig anliegender Signale mit einem einstellbaren Verstärkungsfaktor ausgebildet ist; - einen ersten Analog/Digital-Wandler (18) ,' der mit einem ersten Ausgang (162) der Verstärkerschaltung (16) verbun- , den ist und einen zweiten Analog/Digital-Wandler (18A) , der mit einem zweiten Ausgang der Verstärkerschaltung (16) verbunden ist, wobei der erste und der zweite Ana- log/Digital-Wandler (18, 18A) zur Abgabe eines aus einem anliegenden Signal abgeleiteten digitalen Wertes ausgebildet sind; - eine zu der ersten Verstärkerschaltung (16) parallel angeordnete zweite Verstärkerschaltung (15) , deren erstem und zweitem Ausgang (153, 152) ein dritter und vierter Analog/Digital-Wandler (17, 17A) nachgeschaltet ist.
2. Signalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Verst rkerschaltung (15) als eine Verstärkerschaltung mit einem limitierenden Verstärkungsverhalten ausgebil- det ist.
3. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Verstärkerschaltung (16) und/oder die zweite Verstärkerschaltung (15) jeweils zumindest zwei Verstärker (16a, 16b, 15a, 15b) umfassen, wobei ein erster Verstärker (16a, 15a) der zumindest zwei Verstärker (16a, 16b, 15a, 15b) zur Verstärkung und Abgabe eines am ersten Eingang (161, 151) an- liegenden Signals und ein zweiter Verstärker (16b, 15b) der zumindest zwei Verstärker (16a, 16b, 15a, 15b) zur Verstärkung und Abgabe eines am zweiten Eingang (164, 154) anliegenden Signals ausgebildet ist.
4. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Verstärkerschaltung (16) als eine programmierbare Verstärkerschaltung mit einem Einstelleingang (168) ausgebil- det ist, dem ein Stellsignal zur Einstellung Verstärkungsfaktors zuführbar ist .
5-. ' Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,' dadurch gekennzeichnet, dass • . der Vektordemodulator (13) als ein I/Q-Demodulator mit einem 5 Signaleingang (131) , einem Lokaloszillatoreingang (132) und einem Ausgang (133) zur Umsetzung eines eingangsseitig anliegenden Signals mit einem Lokaloszillatorsignal am Lokaloszillatoreingang (132) und zur Bereitstellung eines Ausgangssignals ausgebildet ist, wobei das bereitgestellte Ausgangssig- 10 nal eine Inphasekomponente ,(I) und eine Quadraturkomponente (Q) -umfasst.
6. Signalaufbereitungsschaltung' nach einem der Ansprüche 1 bis 5, . 15 dadurch gekennzeichnet, dass das in seiner Filterbandbreite veränderbare Polyphasenfilter (14) als ein aktives RC-Filter mit Operationsverstärkern (AI, A2, A3) ausgebildet ist.
L20,
7. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das in seiner Filterbandbreite veränderbare Polyphasenfilter (14) als ein gmC-Filter mit Transkonductanzverstärkern (A4) 25 ausgebildet ist.
8. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass 30 das Polyphasenfilter (14) zur Einstellung der Filterbandbreite zumindest zwei ein in ihrer Kapazität veränderbare Ladungsspeicher (Ci, CI, C2, C3) umfasst, wobei die in ihrer Kapazität veränderbare Ladungsspeicher (Ci, CI, C2, C3) je ■ 25' . ' ■ einen mit dem Stelleingang (143) des Polyphasenfilters (14) verbundenen • Einstelleingang zur .Veränderung der Kapazität aufweisen.
' S . Signalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 8, - dadurch gekennzeichnet, dass der in seiner Kapazität veränderbare Ladungsspeicher (Ci, CI, C2 , C3) einen ersten Teilladungsspeicher (TCl) und zumindest einen zu dem ersten Teilladungsspeicher (TCl) parallel ange- ordneten zweiten Teilladungsspeicher (TC2) aufweist, der über einen Schalter ,(S1, S2, S3) mit dem' ersten Teilladungsspeicher , (TCl) koppelbar ausgebildet- ist, wobei der Schalter (Sl, S2 , S3)' einen Schalteingang aufweist ,'. der mit dem Einstell- eingang (143) des■ Polyphasenfilters (14) - gekoppelt ist.
10. Signalaufbereitungsschaltung nach einem- der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ■' das Polyphasenfilter (14) zur Einstellung der ;Filterbandbrei- te zumindest einen' in seinem Widerstandswert veränderbaren Widerstand (Ri, Rq) umfasst, wobei der Widerstandswert des ■ zumindest einen veränderbaren Widerstands (Ri, Rq) durch ein Stellsignal einstellbar ist.
11.- Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Polyphasenfilter (14) eine Filtercharakteristik nach Tschebyscheff oder eine Filtercharakteristik nach Butterworth aufweist.
12. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis.11, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Verstärkerschaltung (16) und/oder die zweite Verstärkerschaltung (15) einen ersten und einen zweiten einnehmbaren Betriebszustand aufweisen, der über ein Steuersignal einstellbar ist, wobei die erste und/oder die zweite Verstärkerschaltung (16, 15) in dem ersten Betriebszustand für eine Verstärkung ausgebildet und in dem zweiten Betriebszustand abgeschaltet ist.
13. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und zweite Analog/Digital-Wandler (18, 18A) einen
Taktsignaleingang zur Zuführung eines ersten Taktsignals (CLK2) aufweist und zur Abgabe eines mehrere Bits umfassenden
Wertes (m) ausgebildet ist.
14. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte und vierte Analog/Digital-Wandler (17, 17A) einen Taktsignaleingang zur Zuführung eines zweiten Taktsignals (CLK1) aufweist und zur Abgabe eines ein Bit repräsentierenden Wertes ausgebildet ist.
15. Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalaufbereitungsschaltung als eine integrierte Schal- tung in einem Halbleiterkörper ausgebildet ist.
16. Verfahren zum Betreiben einer Signalaufbereitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 15 für einen Empfang von Signalen, deren Dateninhalt mit verschiedenen Modulationsarten kodiert ist, umfassend die Schritte: , - Bereitstellen der Signalaufbereitungsschaltung; - Einstellen einer ersten Filterbandbreite eines Polyphasen- filters der Signalaufbereitungsschaltung; -' Zuführen eines Signals; ' .- - ' . - Verarbeiten, des zugeführten Signals; - ' Demodulieren der ersten und zweiten Komponente zur Erzeugung einer- Folge von' Bits,-., - ' - Ermitteln einer zweiten Filterbandbreite für das Polyphasenfilter aus der Folge von Bits; : - ' Erzeugen eines Steuersignals; - .Verändern einer die Filterbandbreite bestimmenden Bauelements in Abhängigkeit des Steuersignals zur Einstellung ' der zweiten Filterbandbreite.
-17,. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Verarbeitens eines Signal die Schritte um- - fasst: - Umsetzen und Zerlegen des Signals in eine erste und eine .zweite Komponente; - Filtern der ersten und zweiten Komponenten .in dem Polyphasenfilter; ' - Verstärken der ersten und zweiten Komponente; Wandeln der ersten Komponente und der zweiten Komponente in einen digitalen Wert.
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