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HINTERGRÜNDE DER
ERFINDUNG
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BEREICH DER
ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung betrifft
einen Direktumwandlungs-Empfänger,
und insbesondere einen als zwischenfrequenzloser (ZF-loser) Empfänger bekannten
Direktumwandlungs-Empfänger
zur Verwendung in einem tragbaren Telefon oder anderen Funk-Endgeräten.
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BESCHREIBUNG
DES ZUGEHÖRIGEN
STANDES DER TECHNIK
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In letzter Zeit sind die Anforderungen
an Verkleinerung, Reduzierung des Energieverbrauchs und Verringerung
der Kosten einer Funkvorrichtung aufgrund der weiten Verbreitung
von tragbaren Telefonen und anderen tragbaren Funk-Endgeräten gestiegen.
Als ein Funk-Empfangsverfahren zur Verwirklichung derartiger Anforderungen
ist eine Direktumwandlung ein attraktiver Ansatz bei der Konstruktion von
Funkvorrichtungen.
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9 zeigt
ein Blockdiagramm des typischen Direktumwandlungs-Empfängers dieser
Art. Mit Bezug auf 9 werden
Funkfrequenzsignale über
eine Antenne 71 und einen Funkfrequenzverstärker 72 jeweils
an die Quadraturmischer 73a und 73b geleitet.
Eines wird mit einer lokalen Oszillationsfrequenz eines lokalen
Oszillators 74 im Mischer 73a multipliziert, und
das andere wird mit der Quadraturkomponente der lokalen Oszillationsfrequenz
im Mischer 73b multipliziert, um dann als I-Komponente und
Q-Komponente weitergeleitet zu werden. Die Quadraturkomponente der
lokalen Oszillationsfrequenz des lokalen Oszillators 74 wird
durch einen 90°-Phasenschieber 75 erzeugt.
Die jeweiligen Ausgangssignale der Mischer 73a und 73b bestehen
aus der Summenkomponente aus Eingangsträgerfrequenz und lokaler Oszillationsfrequenz
und der Differenzkomponente relativ zur Nullfrequenz (bei ± Darstellung
des Spektrums). Die Tiefpassfilter (TPFs) 76a und 76b extrahieren
nur die Differenzkomponente mit der als Referenz festgelegten Nullfrequenz
(im Folgenden als eine Nullfrequenzkomponente bezeichnet). Die extrahierte
Nullfrequenzkomponente wird durch jeweilige Basisbandverstärker 77a und 77b weiter
verarbeitet und demoduliert.
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Das oben erwähnte Direktumwandlungsverfahren
wandelt die Eingangsfrequenz direkt in die Basisbandfrequenz um.
Dies entspricht dem Fall, in dem die Zwischenfrequenz im Überlagerungsverfahren
Null ist. Da keine Spiegelfrequenzkomponente existiert, ist kein
Funkfrequenzfilter nötig.
Das Basisbandsignal hat eine derartige Form, dass es bei Nullfrequenz
umkehrt, und der Tiefpassfilter kann als ein Kanalfilter verwendet
werden. Dies vereinfacht die Herstellung integrierter Schaltkreise
im Vergleich zu einem Kanalfilter vom Bandpassfilter-Typ (BPF-Typ) zur
Verwendung im Überlagerungsverfahren.
Das Direktumwandlungsverfahren wird seit Kurzem als geeigneter Schaltkreis
für 1-Chip-Empfänger anerkannt,
da wenige externe Teile benötigt
werden und die LSI-Herstellung im Vergleich zum Überlagerungsverfahren vereinfacht
wird.
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Um jedoch einen Direktumwandlungs-Empfänger in
einem Funksystem wie einem tragbaren Telefon zu verwenden, muss
die Gleichstrom-Offsetspannung,
die in einem Mischer im Allgemeinen in der Größenordnung von mehreren mV
bis zu mehreren 10 mV vorhanden ist, beseitigt werden, was in der Praxis
ein ernstes Problem darstellt. Um im PDC (Personal Digital Cellular-phone,
Persönliches
Digitales Mobiltelefon)-System und im PHS (Personal Handy-phone
System, Persönliches
Handy-Telefonsystem) eine gute Sensibilität zu erreichen, muss der Verstärkungsgrad
der Basisbandverstärker 77a und 77b auf
einen extrem hohen Wert eingestellt werden, beispielsweise auf mehrere
10 dB. Die Basisbandverstärker
sind jedoch mit der wie oben erwähnt
im Mischer auftretenden Offset-Gleichspannung
gesättigt
und funktionieren niemals als Empfänger.
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Um obiges Problem to lösen, kann
in Betracht gezogen werden, die Gleichstromblockierkondensatoren 78a und 78b wie
in 10 dargestellt hinter
den Mischern 73a und 73b zu platzieren. Bei dieser
Vorgehensweise wird jedoch auch die Nullfrequenzkomponente blockiert,
und somit kann dieses Verfahren nur mit FSK (Frequency Shift Keying,
Frequenzumtastungs)-Modulation, beispielsweise zur Verwendung in
einem Pager-System, eingesetzt werden. Selbst in diesem Fall wird
im Allgemeinen ein weiterer zusätzlicher
Schaltkreis zur Verkürzung
der Ladungs-/Entladungszeit eines Kondensators benötigt, wodurch
der Schaltkreis unvorteilhaft vergrößert wird, da ein Pager mit
einer intermittierenden Empfangsfunktion im Allgemeinen so aufgebaut
ist, dass die Lebensdauer einer Batterie verlängert wird.
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Eine weitere konventionelle Technik
zur Ausschaltung der Offset-Gleichspannung
wird beispielsweise in der Japanischen Offenlegungsschrift (Kokai) Heisei
3-220823, "Direct
Conversion Receiver" offengelegt.
Die selbe Veröffentlichung
beschreibt ein Verfahren zur Ausschaltung von Offset-Gleichspannung mit
Hilfe einer negativen Rückkopplungsschleife
unter Verwendung von Analog-Digital- und Digital-Analog-Wandlern
wie in 11 dargestellt.
In dem Blockdiagramm in 11 und
im Blockdiagramm in
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9 sind
gleiche Bauteile jeweils mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
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In einem Direktumwandlungs-Empfänger, wie
er in 11 gezeigt ist,
wird Offset-Gleichspannung unter Verwendung der Analog-Digital-Wandler 81a und 81b aus
den Ausgangssignalen der Basisbandverstärker 77a und 77b extrahiert,
und gemäß dem extrahierten
Ergebnis wird die Offset-Gleichspannung unter Verwendung eines Datenverarbeitungs-Stromkreises 82 und
der Digital-Analog-Wandler 83a und 83b als
Regeleinrichtungen unterdrückt.
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Dieses Verfahren ist für die π/4-QPSK-Modulation
(Quarternary Phase Shifted Keying, Quarternäres Phasenverschobenes Umtastverfahren)
zur Verwendung in PDC und PHS anwendbar, da keine Nullfrequenzkomponente
in Signalinformationen abgeblockt wird. Jedoch ist dieses Verfahren
durch die Verwendung einer geschlossenen Regelschleife aufgrund
der Beschränkung
der Schleifenkonvergenzzeit bei der Umwandlung von Offsetspannung
zum früheren
Zeitpunkt nicht wirksam. Insbesondere können bei Steuerung des Durchschnittswerts
der Offsetspannung, um beispielsweise während einer langen Periode
einer Sekunde Null zu betragen, bis zu einem Ausmaß einige
Auswirkungen erwartet werden. Jedoch ist es nicht wirksam bei der
Offsetspannung wie sie mit einer Geschwindigkeit eines Zeitschlitzes
des digitalen tragbaren Telefonsystems (z. B. 0,625 msec im PHS)
variieren würde.
Darüber
hinaus ist es fehlerhaft bei der Vergrößerung des Schaltkreises aufgrund
der Verwendung von Analog-Digital- und Digital-Analog-Wandlern.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung
ist es, einen Direktumwandlungs-Empfänger mit einem Offsetspannungs-Beseitigungsschaltkreis
bereitzustellen, der in der Lage ist, feinste Offsetspannungen mit
hoher Geschwindigkeit zu beseitigen.
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Eine weitere Aufgabe der vorliegenden
Erfindung besteht zusätzlich
zu der obigen Aufgabe darin, einen Direktumwandlungs-Empfänger bereitzustellen,
der in der Lage ist, eine Vergrößerung des Schaltkreises
zu verhindern, und der für
ein tragbares Telefon oder das andere tragbare Funkendgerät geeignet
ist.
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Gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist
ein Direktumwandlungs-Empfänger
Folgendes auf:
eine Frequenzmischvorrichtung yum Mischen eines empfangenen
Funkfrequenzsignals mit einem lokalen Schwingungssignal in Frequenz,
eine
Signalumwandlungsvorrichtung zum Umwandeln des Ausgangssignals der
Frequenzmischvorrichtung in ein Basisbandsignal,
eine Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung
zum Erfassen einer Offsetspannung des Ausgangssignals der Signalumwandlungsvorrichtung,
eine
Offset-Beseitigungsvorrichtung zum Liefern einer Offset-Beseitigungsspannung
zum Beseitigen der Offsetspannung in dem Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung
entsprechend der von der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung erfassten Offsetspannung,
und
eine Schaltvorrichtung zum Liefern des Ausgangssignals
von der Frequenzmischvorrichtung an die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung
während
einer vorgegebenen Zeitdauer basierend auf einer vorgegebenen Norm,
und zum Liefern der von der Offset-Beseitigungsvorrichtung weitergeleiteten
Offset-Beseitigungsspannung an die Ausgabeseite der Frequenzmischvorrichtung
während
einer von der vorgegebenen Zeitdauer abweichenden Zeitdauer.
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In der bevorzugten Bauweise, bei
Anwendung in einem Übertragungssystem
mit dem Time Division Multiplex Access-Verfahren (Zeitvielfachzugriffsverfahren),
schaltet die Schaltvorrichtung eine Verbindung, so dass das Ausgangssignal
der Frequenzmischvorrichtung während
einer von einem zugeordneten Zeitschlitz des vorliegenden Empfängers abweichenden
Zeitdauer an die Offsetspannungs-Erfassungseinrichtung geleitet
wird, oder so, dass die Offset-Beseitigungsspannung, welche von
der Offset-Beseitigungsvorrichtung geliefert wird, während einer
Zeitdauer des zugeordneten Zeitschlitzes des vorliegenden Empfängers an
die Ausgangsseite der Frequenzmischvorrichtung geleitet wird.
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In der bevorzugten Bauweise, bei
Anwendung in einem Übertragungssystem
mit dem Frequency Division Multiplex Access-Verfahren (Frequenzvielfachzugriffsverfahren),
schaltet die Schaltvorrichtung eine Verbindung, so dass das Ausgangssignal
der Frequenzmischvorrichtung während
einer Zeitdauer, die einem Pilotsignalabschnitt eines empfangenen
Rahmens entspricht, an die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung
geleitet wird, oder so dass die Offset-Beseitigungsspannung, welche
von der Offset-Beseitigungsvorrichtung
geliefert wird, während
der anderen Zeitdauer an die Ausgangsseite der Frequenzmischvorrichtung
geleitet wird.
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In der bevorzugten Bauweise weist
die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung eine Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung,
welche das Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung zur Delta-Sigma-Modulation empfängt, und
eine Mittelwertbildungs-Vorrichtung zum Bilden eines Mittelwerts des
von der Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung Delta-Sigma-modulierten
Ausgangssignals auf.
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In der bevorzugten Bauweise weist
die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung eine Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung,
welche das Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung zur Delta-Sigma-Modulation empfängt, und
eine Mittelwertbildungs-Vorrichtung zum Bilden eines Mittelwerts des
von der Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung Delta-Sigma-modulierten
Ausgangssignals auf, wobei die Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung
ein Delta-Sigma-Modulator
erster Ordnung oder höherer Ordnung
ist.
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In der bevorzugten Bauweise weist
die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung eine Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung,
welche das Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung zur Delta-Sigma-Modulation empfängt, und
eine Mittelwertbildungs-Vorrichtung zum Bilden eines Mittelwerts des
von der Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung Delta-Sigma-modulierten
Ausgangssignals auf, wobei die Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung
ein Delta-Sigma-Modulator
vom MASH-Typ ist.
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In einer weiteren bevorzugten Bauweise
invertiert die Offset-Beseitigungsvorrichtung
die von der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung erfasste Offsetspannung,
um eine Offset-Beseitigungsspannung zu erhalten, und hält die erhaltene
Offset-Beseitigungsspannung.
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In einer weiteren bevorzugten Bauweise weist
die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung eine Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung,
welche das Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung zur Delta-Sigma-Modulation
empfängt,
und eine Mittelwertbildungs-Vorrichtung
zum Bilden eines Mittelwerts des von der Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung
Delta-Sigma-modulierten Ausgangssignals auf, und die Offset-Beseitigungsvorrichtung
invertiert die von der Mittelwertbildungs-Vorrichtung gelieferte Spannung,
um eine Offset-Beseitigungsspannung
zu erhalten, und hält
die erhaltene Offset-Beseitigungsspannung.
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In einer weiteren bevorzugten Bauweise
sind ein oder mehrere Stufen-Basisbandverstärker zwischen der Frequenzmischvorrichtung
und der Signalumwandlungsvorrichtung angeordnet, die Ausgabeseite
eines jeden Basisbandverstärkers
vor dem letzten Basisbandverstärker
ist so angeordnet, dass sie zum Extrahieren des Ausgangssignals,
das an die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung geliefert werden
soll, und zum Liefern der Offset-Beseitigungsspannung an die Schaltvorrichtung
angeschlossen ist.
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Gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung weist
ein Direktumwandlungs-Empfänger
Folgendes auf:
eine Frequenzumwandlungsvorrichtung zum Mischen
eines empfangenen Funkfrequenzsignals mit einem lokalen Schwingungssignal
in Frequenz und Umwandeln desselben in ein Basisbandsignal,
eine
Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung zum Erfassen einer Offsetspannung
des Ausgangssignals der Frequenzumwandlungsvorrichtung während einer
vorgegebenen Zeitdauer basierend auf einer vorgegebenen Norm, und
eine
Offset-Beseitigungsvorrichtung zum Beseitigen der Offsetspannung
in dem Ausgangssignal der Frequenzumwandlungsvorrichtung während einer
von der vorgegebenen Zeitdauer abweichenden Zeitdauer, entsprechend
der von der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung erfassten Offsetspannung.
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In der bevorzugten Bauweise, bei
Anwendung in einem Übertragungssystem
mit dem Time Division Multiplex Access-Verfahren (Zeitvielfachzugriffsverfahren),
erfasst die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung
Offsetspannung während
einer von einem zugeteilten Zeitschlitz des vorliegenden Empfängers abweichenden
Zeitdauer, und die Offset-Beseitigungsvorrichtung leitet die Offset-Beseitigungsspannung
während
einer Zeitdauer des zugeteilten Zeitschlitzes des vorliegenden Empfängers an
die Ausgangsseite der Frequenzumwandlungsvorrichtung.
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In der bevorzugten Bauweise, bei
Anwendung in einem Übertragungssystem
mit dem Frequency Division Multiplex Access-Verfahren (Frequenzvielfachzugriffsverfahren),
erfasst die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung eine Offsetspannung
während
einer Zeitdauer, die einem Piltosignalabschnitt eines empfangenen
Rahmens entspricht, die Offset-Beseitigungsvorrichtung leitet die
von der Offset-Beseitigungsvorrichtung
gelieferte Offset-Beseitigungsspannung während der anderen Zeitdauer an
die Ausgangsseite der Frequenzumwandlungsvorrichtung.
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In einer weiteren bevorzugten Bauweise
ruft die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung
das Ausgangssignal der Frequenzumwandlungsvorrichtung durch einen
oder mehrere Stufen-Basisbandverstärker ab und erfasst eine Offsetspannung
des erhaltenen Ausgangssignals.
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Gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung weist
ein Direktumwandlungs-Empfänger
Folgendes auf:
eine Frequenzmischvorrichtung zum Mischen eines empfangenen
Funkfrequenzsignals mit einem lokalen Schwingungssignal in Frequenz,
eine
Signalumwandlungsvorrichtung zum Umwandeln des Ausgangssignals der
Frequenzmischvorrichtung in ein Basisbandsignal,
eine Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung
zum Erfassen einer Offsetspannung des Ausgangssignals der Frequenzumwandlungsvorrichtung,
eine
Offset-Beseitigungsvorrichtung zum Liefern einer Offset-Beseitigungsspannung
zum Beseitigen einer Offsetspannung im Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung,
entsprechend der von der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung erfassten Offsetspan nung,
so dass das Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung überlagert
wird, und
eine Schaltvorrichtung zum Blockieren der Weiterleitung
des Ausgangssignals der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung an
die Offset-Beseitigungsvorrichtung während einer vorgegebenen Zeitdauer
basierend auf einer zuvor festgelegten Norm, und zum Liefern des
Ausgangssignals der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung an die
Offset-Beseitigungsvorrichtung während
einer von der vorgegebenen Zeitdauer abweichenden Zeitdauer.
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In der bevorzugten Ausführungsform,
bei Anwendung in einem Übertragungssystem
mit einem Time Division Multiplex Access-Verfahren (Zeitvielfachzugriffsverfahren),
blockiert die Schaltvorrichtung die Weiterleitung des Ausgangssignals
der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung an die Offset-Beseitigungsvorrichtung
während
einer von einem zugeteilten Zeitschlitz des vorliegenden Empfängers abweichenden
Zeitdauer und leitet das Ausgangssignal der Offsetspannungs-Erfassungseinrichtung
während
einer Zeitdauer des zugeteilten Zeitschlitzes des vorliegenden Empfängers an
die Offset-Beseitigungsvorrichtung weiter.
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In der bevorzugten Bauweise, bei
Anwendung in einem Übertragungssystem
mit einem Frequency Division Multiplex Access-Verfahren (Frequenzvielfachzugriffsverfahren),
blockiert die Schaltvorrichtung die Weiterleitung des Ausgangssignals der
Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung an die Offset-Beseitigungsvorrichtung
während
einer Zeitdauer, die einem Pilotsignalabschnitt eines empfangenen
Rahmens entspricht und leitet das Ausgangssignal der Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung während der
anderen Zeitdauer an die Offset-Beseitigungsvorrichtung weiter.
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In einer weiteren bevorzugten Bauweise weist
die Offsetspannungs-Erfassungsvorrichtung eine Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung,
welche das Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung zur Delta-Sigma-Modulation
empfängt,
und eine Mittelwertbildungs- Vorrichtung
zum Bilden eines Mittelwerts des von der Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung
Delta-Sigma-modulierten Ausgangssignals auf, wobei die Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung
ein Delta-Sigma-Modulator
erster Ordnung oder höherer Ordnung
ist.
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In einer weiteren bevorzugten Bauweise weist
die Offsetspannungs-Erfassungvorrichtung eine Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung,
welche das Ausgangssignal der Frequenzmischvorrichtung zur Delta-Sigma-Modulation
empfängt,
und eine Mittelwertbildungs-Vorrichtung
zum Bilden eines Mittelwerts des von der Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung
Delta-Sigma-modulierten Ausgangssignals auf, wobei die Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung
ein Delta-Sigma-Modulator
vom MASH-Typ ist.
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Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der
vorliegenden Erfindung werden aus der unten folgenden ausführlichen
Beschreibung ersichtlich.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die vorliegende Erfindung wird durch
die unten folgende ausführliche
Beschreibung und durch die anliegenden Zeichnungen der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung besser verständlich,
welche jedoch nicht als die Erfindung einschränkend verstanden werden sollten,
sondern lediglich zur Erläuterung
und zum Verständnis
dienen.
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Es zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm, das eine Zusammensetzung eines Direktumwandlungs-Empfängers gemäß einer
erfindungsgemäßen Ausführungsform zeigt.
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2 eine
Ansicht, die eine beispielhafte Zusammensetzung eines Rahmens im
TDMA-Verfahren zeigt.
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3 eine
Ansicht, die eine beispielhafte Zusammensetzung eines Rahmens im
FDMA-Verfahren zeigt.
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4 ein
Blockdiagramm, das eine beispielhafte Zusammensetzung eines zweiten
Delta-Sigma-Modulators zeigt.
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5 ein
Blockdiagramm, das eine beispielhafte Zusammensetzung eines dreistufigen
Delta-Sigma-Modulators vom MASH-Typ zeigt.
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6 ein
Blockdiagramm, das eine Zusammensetzung eines Direktumwandlungs-Empfängers gemäß einer
weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform
zeigt.
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7 ein
Blockdiagramm, das eine Zusammensetzung eines Direktumwandlungs-Empfängers gemäß noch einer
weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform
zeigt.
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8 eine
beispielhafte Zusammensetzung eines Rahmens im TDMA-Verfahren zur Verwendung bei
der Beschreibung der Betriebsweise der Ausführungsform aus 7.
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9 ein
Blockdiagramm, das eine Zusammensetzung des herkömmlichen Direktumwandlungs-Empfängers zeigt.
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10 ein
Blockdiagramm, das eine weitere Zusammensetzung des herkömmlichen
Direktumwandlungs-Empfängers
zeigt.
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11 ein
Blockdiagramm, das noch eine weitere Zusammensetzung des herkömmlichen
Direktumandlungs-Empfängers
zeigt.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Die bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird im Folgenden detailliert mit Bezug
auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben. In der nun folgenden
Beschreibung werden zahlreiche spezifische Details vorgebracht,
um für ein
vollständiges
Verständnis
der vorliegenden Erfindung zu sorgen. Für Fachleute auf dem Gebiet
wird jedoch offensichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung
ohne diese spezifischen Details praktizierbar ist. Anderseits sind
bekannte Strukturen nicht im Detail gezeigt, um die vorliegende
Erfindung unnötig
zu verkomplizieren.
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1 ist
ein Blockdiagramm, das eine Zusammensetzung eines Direktumwandlungs-Empfängers gemäß einer
erfindungsgemäßen Ausführungsform
zeigt. Die folgende Beschreibung erfolgt beispielhaft für den Fall
des Time Division Multiplex Access (TDMA)-Verfahrens (Zeitvielfachzugriffsverfahren)
zur Verwendung in PHS, PDC oder Ähnlichem. Mit
Bezug auf 1 werden durch
eine Antenne 11 empfangene, durch einen Hochfrequenzverstärker 12 geleitete
Funkfrequenzsignale im Direktumwandlungs-Empfänger in der Ausführungsform
durch die Mischer 13a und 13b jeweils quadratur-umgewandelt.
Hierfür
sind darin ein lokaler Oszillator 14 und ein 90°-Phasenschieber 15 vorgesehen,
und ihre lokale Oszillationsfrequenz und Quadraturkomponente werden
jeweils an die Mischer 13a und 13b geleitet. Die
Ausgangssignale der Mischer 13a und 13b werden
jeweils an die Offsetspannungs-Beseitigungsschaltkreise 100a und 100b geleitet,
um in diesem verarbeitet zu werden. 1 zeigt
das konkrete Beispiel des Offsetspannungs-Beseitigungsschaltkreises 100a nur
für die
vom Mischer 13a gelieferte I-Komponente, während die
Beschreibung und die Darstellung des Offsetspannungs-Beseitigungsschaltkreises 100b für die Q-Komponente
dort weggelassen wurden, da er die selbe Zusammensetzung und Funktion
hat wie der Offsetspannungs-Beseitigungsschaltkreis 100a. 1 zeigt nur die charakteristischen Bauteile
dieser Ausführungsform,
während die
Beschreibung anderer allgemeiner Bauteile dort weggelassen wurde.
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Das Ausgangssignal des Mischers 13a wird in
zwei geteilt; eines wird von einer Signalverarbeitungseinheit 18 über einen
Tiefpassfilter 16 und einen Basisbandverstärker 17 empfangen,
wo es der Basisbandsignalverarbeitung unterzogen wird, und das andere
Signal wird von einem Offset-Beseitigungsspannungserzeuger 200 durch
den Kontakt "n" eines Schalters 20 empfangen.
Der Offset- Beseitigungsspannungserzeuger 200 weist
einen Delta-Sigma-Modulator 210 zum Erfassen von Offsetspannung,
einen Inverter 230 zum Invertieren des von dem Delta-Sigma-Modulator 210 modulierten
Ausgangssignals, einen Mittelwertbildungs-Schaltkreis 240 zum
Bilden eines Mittelwerts des Ausgangssignals des Inverters 230,
und einen Haltestromkreis 220 zum Halten des Ausgangssignals
des Mittelwertbildungs-Schaltkreises 240 auf. Das Ausgangssignal des
Haltestromkreises 220 wird durch den Kontakt "m" des Schalters 20 an den Mischer 13a geleitet. Der
Schalter 20 wird durch eine Schaltersteuerung 19 gesteuert.
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Das von dem Delta-Sigma-Modulator 210 empfangene
geteilte Ausgangssignal des Mischers 13a wird an den positiven
Phaseneingang des Subtrahierers 211 angelegt, und das subtrahierte
Ausgangssignal des Subtrahierers 211 wird über einen Integrator 212 an
einen Einbit-Quantisierer 213 geleitet. Das Ausgangssignal
des Einbit-Quantisierers 213 wird über eine Ein-Abtastwert-Verzögerungseinheit 214 an
den negativen Phaseneingang des Subtrahierers 211 angelegt.
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Die Schaltsteuerung des Schalters 20 durch die
Schaltersteuerung 19 wird wie folgt durchgeführt. Da
die Ausführungsform
wie oben erwähnt
das TDMA-Verfahren anwendet, wenn beispielsweise, mit Bezug auf
ein Beispiel einer Schlitzstruktur des TDMA, wie in 2 gezeigt, der Fall eines Anschlusses Nr.
2 (dargestellt als R2) betrachtet wird,
wird der Funkfrequenzverstärker 12 in
einer Zeitdauer eines Empfangsschlitzes 21 in einen Datenempfangszustand
aktiviert, und der Schalter 20 wird mit dem Kontakt "m" verbunden. Der Funkfrequenzverstärker 12 ist
während
der Zeitdauer 23 nach dem Ende des Empfangsschlitzes 21 vor
dem Beginn des Empfangsschlitzes 22 des nächsten Rahmens
in einem nicht aktivierten Ruhezustand, und der Schalter 20 ist mit
dem Kontakt "n" verbunden.
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Die Zeitdauern 21 und 22 in 2 stellen Offsetspannungs-Beseitigungsperioden
dar, und die Zeitdauer 23 stellt eine Offsetspannungs-Erfassungsperiode
dar. Der Delta-Sigma-Modulator 210 wird zum Erfassen der
Offsetspannung in der Offsetspannungs-Erfassungsperiode verwendet. Die Funktionsweise
wird ausführlich
beispielsweise in "The Transactions
of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers", pp. 1422 bis 1429,
Nr. 12, Bd. 72, veröffentlicht
im Dezember 1989, beschrieben. Gemäß eben diesem Artikel moduliert
der Delta-Sigma-Modulator 210 das Eingangssignal in eine
Signalfolge von Einbit-Überabtastfrequenz
mit einem Wert "+a"- oder "–a" (wobei "a" eine
Konstante ist). Nach Durchlaufen des Delta-Sigma-Modulators 210 wird
die während
der Zeitdauer 23 im Mischerausgangssignal auftretende Offsetspannung
in ein Einbit-Digitalsignal wie "±a" mit einem positiven
oder negativen Wert umgewandelt. Das Digitalsignal wird weiterhin
durch den Inverter 230 im Zeichen umgekehrt, und durch
den Mittelwertbildungs-Schaltkreis 240 wird sein Mittelwert
gebildet. Somit kann der invertierte Wert des Direktoffsetspannungs-Vorzeichens
des Mischers 13a während der
Zeitdauer 23 erhalten werden. Dieser Wert wird durch den
Haltestromkreis 220, der aus einem Puffer 221 und
einem Kondensator 222 besteht, gehalten. Als Nächstes wird
in der Zeitdauer 22 die Direktoffsetspannung des Mischers 13a gemäß dem invertierten
Wert des Haltestromkreises 220 durch den Schalter 20 beseitigt.
Daher wird die Offsetspannung beim Empfang der Daten beseitigt.
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Wie aus obiger Beschreibung hervorgeht, bilden
im Offsetspannungs-Beseitigungsschaltkreis 100 der Ausführungsform
der Offset-Beseitigungsspannungserzeuger 200 und der Schalter 20 eine Steuerkette,
und daher läuft
der Beseitigungsvorgang in der Steuerkette verglichen mit dem Regelkreis
schnell ab. Beispiels weise kann der Offsetbeseitigungsvorgang in
unmittelbarer Nähe
des Empfangsschlitzes, wie dem in 2 eingezeichneten Punkt "A", durchgeführt werden. Daher kann selbst bei
einer Schwankung der Offsetspannung in der Größenordnung eines Zeitschlitzes
der Beseitigungsvorgang präzise
durchgeführt
und dadurch die Verschlechterung der Empfangsmerkmale auf ein Minimum
unterdrückt
werden.
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Zwar erfolgte die obige Beschreibung
für den Fall,
in dem die Offsetspannung komstant ist, doch bei einer zeitlichen
Schwankung der Offsetspannung kann das invertierte Ausgangssignal
des Mittelwertes der schwankenden Spannung am Kontakt "m" des Schalters 20 erhalten
werden.
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Die Beschreibung erfolgte mit Bezug
auf 2 für den Fall
des TDMA-Verfahrens. Im Falle eines Direktumwandlungs-Empfängers mit
FDMA (Frequency Division Multiplex Access, Frequenzvielfachzugriffs)-Verfahren,
der ein Signal sequentiell empfängt,
kann der selbe Effekt wie in dem oben genannten TDMA-Verfahren realisiert
werden, indem der Nicht-Empfangszustand auf ein Minimum eingestellt
wird, das zur Erfassung von Offsetspannung zum Zweck der Offsetbeseitigung
nötig ist.
Der Nicht-Empfangszustand kann beispielsweise durch Abschalten des
Funkfrequenzverstärkers 12 erzielt werden. 3 zeigt ein Beispiel eines
Funkrahmens im FDMA-Verfahren. In 3 kann
der Zeitpunkt des Abschaltens des Funkfrequenzverstärkers 12 durch Auswahl
einer vorher festgelegten Zeitdauer des Pilotsignals (Pilot) des
in 3 als "B" gezeigten Empfangsrahmens entschieden
werden. Der Schalter 20 wird nämlich nur während der ausgewählten Zeitdauer
auf die Seite des Kontakts "n" zu gesteuert, und
in der anderen Zeitdauer wird er auf die Seite des Kontakts "m" zu gesteuert, um Offsetspannungsbeseitigung
auszuführen.
Der Zeitpunkt des Abschaltens des Funkfrequenzverstärkers 12 wird
nicht immer in allen Pilotsignalen gewählt, doch dessen Zeitpunkt kann
durch seine intermittierende Ausdünnung gewählt werden.
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Im Allgemeinen wird, wenn die Vollaussteuerung
eines Analog-Digital-Wandlers
beispielsweise als 1 V angenommen wird, der Analog-Digital-Wandler
mit 10-Bits-Auflösung
(60 dB) oder mehr benötigt, um
eine Spannung von mehreren mV, die der Offsetspannung eines Mischers
entspricht, zu erfassen. Im Beispiel aus 1 wäre,
wenn der Wert "a" in der Modulationsverarbeitung
durch den Delta-Sigma-Modulator 210 beispielsweise auf
100 mV festgelegt würde,
ein Analog-Digital-Wandler mit 40 dB oder 7-Bits-Auflösung genung. Das Verhältnis von
Signal zu Rauschen (S/N) des ersten Delta-Sigma-Modulators kann
ausgedrückt
werden als S/N = (9π/2)*{fs/(2π*fb)}3,wobei fs die Abtastfrequenz und fb das
Signalband sind. Daher kann die Auflösung von S/N = 40 dB leicht
durch Verwendung des in 1 gezeigten
ersten Delta-Sigma-Modulators erzielt werden.
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Der in 1 gezeigte
Offset-Beseitigungsspannungserzeuger 200 verwendet den
ersten Delta-Sigma-Modulator 210. Andernfalls, bei Verwendung
eines Delta-Sigma-Modulators zweiter oder höherer Ordnung oder eines Delta-Sigma-Modulators vom
MASH (Multi Stage Noise Shaping, Mehrstufen-Rauschformungs)-Typ
könnten
eine kleinere Offsetspannungsbeseitigung und ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb
erwartet werden, obwohl der Schaltkreis kompliziert wird.
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4 ist
ein Schaltkreis eines Delta-Sigma-Modulators zweiter Ordnung. Die
Schaltung des in 4 gezeigten
Delta-Sigma-Modulators wird in oben erwähntem "The Transactions of the Institute of Electronics,
Information and Communiction Engineers" beschrieben. Mit Bezug auf 4 weist der Delta-Sigma-Modulator
zweiter Ordnung die Subtrahierer 41 und 43, die
Integratoren 42 und 44, den Einbit-Quantisierer 45 und
eine Ein-Abtastwert-Verzögerungseinheit 46 auf.
Das Eingangssignal wird an den positiven Phaseneingang des Subtrahierers 41 angelegt,
das Ausgangs signal des Subtrahierers 41, das den Integrator 42 passiert,
wird an den positiven Phaseneingang des Subtrahierers 43 angelegt,
und das Ausgangssignal des Subtrahierers 43, das den Integrator 44 passiert,
wird zu dem Einbit-Quantisierer 45 geleitet. Das Ausgangssignal
des Einbit-Quantisierers 45 wird, nachdem es von der Ein-Abtastwert-Verzögerungseinheit 46 verzögert wurde,
an den negativen Phaseneingang der Subtrahierer 41 und 43 angelegt.
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5 ist
ein Schaltkreis eines dreistufigen Delta-Sigma-Modulators vom MASH-Typ.
Die Schaltung des in 5 gezeigten
Delta-Sigma-Modulators wird in oben erwähntem "The Transactions of the Institute of
Electronics, Information and Communication Engineers" beschrieben. Mit
Bezug auf 5 weist der
Analog-Digital-Wandler
vom MASH-Typ die Subtrahierer 51, 54, 55, 59 und 60,
die Integratoren 52, 56 und 61, die Einbit-Quantisierer 53, 57 und 62, die
Differentiatoren 58, 63 und 64 sowie
einen Addierer 65 auf. Das Eingangssignal wird an den positiven Phaseneingang
des Subtrahierers 51 angelegt, wobei es den Integrator 52 passiert
und in den Einbit-Quantisierer 53 eintritt. Das Ausgangssignal
des Integrators 52 wird an den positiven Phaseneingang des
Subtrahierers 54 angelegt. Das Ausgangssignals des Einbit-Quantisierers 53 wird
an die negativen Phaseneingänge
der Subtrahierer 51 und 54 angelegt und zum Addierer 65 geleitet.
Das Ausgangssignal des Subtrahierers 54 wird an den positiven
Phaseneingang des Subtrahierers 55 angelegt, und indem
es den Integrator 56 passiert, wird es zum Einbit-Quantisierer 57 geleitet.
Das Ausgangssignal des Integrators 56 wird an den positiven
Phaseneingang des Subtrahierers 59 angelegt. Das Ausgangssignals des
Einbit-Quantisierers 57 wird an die negativen Phaseneingänge der
Subtrahierer 55 und 59 angelegt und durch den
Integrator 58 zum Addierer 65 geleitet. Das Ausgangssignal
des Subtrahierers 59 wird an den positiven Phaseneingang
des Subtrahierers 60 angelegt und zum Einbit-Quantisierer 62 geleitet, wobei
es den Integrator 61 passiert. Das Ausgangssignal des Einbit-Quantisierers 62 wird
an den negativen Phaseneingang des Subtrahierers 60 angelegt und
zum Addierer 65 geleitet, nachdem es die in Reihe vorgesehenen
Differentiatoren 63 und 64 passiert hat.
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6 ist
ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Direktumwandlungs-Empfängers gemäß einer
weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform
zeigt. Mit Bezug auf 6 ist
der Direktumwandlungs-Empfänger
der Ausführungsform
genau so aufgebaut wie der der in 1 gezeigten
ersten Ausführungsform,
mit der Ausnahme dass diese Ausführungsform
mit zwei Prozessstufen zum Empfangens eines Ausgangssignals des
Mischers 13a oder 13b, um es zu verarbeiten, und
zur Weiterleitung des Signals zur Signalverarbeitungseinheit 18 ausgestattet
ist. In 6 bezeichnen
gleiche Bezugszeichen jeweils die gleichen Bauteile wie die in 1 gezeigten. 6 zeigt nur die charakteristischen
Bauteile dieser Ausführungsform,
und die Beschreibung anderer, allgemeiner Bauteile wurde weggelassen.
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Diese Ausführungsform führt die
Offseterfassung nicht direkt vom Ausgangssignal des Mischers 13a oder 13b durch,
sondern führt
die Offseterfassung vom Ausgangssignal des Basisbandverstärkers 22 nach
einmaligem Passieren der Verarbeitung durch den Tiefpassfilter 21 und
den Basisbandverstärker 22 durch.
Daher sind ein Tiefpassfilter 23 und ein Basisbandverstärker 24 für eine zweite
Stufe vorgesehen, um das Ausgangssignal des Basisbandverstärkers 21 zu
verarbeiten, und das Ausgangssignal des Basisbandverstärkers 21 ist
mit dem Schalter 20 verbunden. Weiterhin können drei
oder mehr Stufen der Kombination aus Tiefpassfilter und Basisbandverstärker vorgesehen
sein, und Offsetspannungserfassung und -beseitigung können in
jeder beliebigen Stufe durchgeführt
werden.
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7 ist
ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Direktumwandlungs-Empfängers gemäß noch einer
weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform
zeigt. Mit Bezug auf 7 wird
das Ausgangssignal des Mischers 13a im Direktumwandlungs-Empfänger der
Ausführungsform
in zwei geteilt; eines wird so wie es ist zu einem Addierer 400 geleitet,
das andere wird zu einem Offset-Beseitigungsspannungserzeuger 200 geleitet.
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Der Offset-Beseitigungsspannungserzeuger 200 weist
einen Delta-Sigma-Modulator 210 zum
Erfassen von Offsetspannung, einen Inverter 230 zum Invertieren
des modulierten Ausgangssignals durch den Delta-Sigma-Modulator 210,
einen Mittelwertbildungs-Schaltkreis 240 zum
Bilden des Mittelwerts des Ausgangssignals des Inverters 230,
einen Haltestromkreis 220 zum Halten des Ausgangssignals
des Mittelwertbildungs-Schaltkreises 240 und einen Transferschalter 250 zum
Steuern der Übermittlung des
Ausgangssignals des Inverters 230 an den Mittelwertbildungs-Schaltkreis 240 auf.
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Der Transferschalter 250 wird
durch eine Transfersteuerung 300 so gesteuert, dass er
die Übermittlung
des Ausgangssignals des Inverters 230 erlaubt oder blockiert.
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Die Transfersteuerung 300 steuert
den Transferschalter 250 wie folgt. In der Zeitdauer des
in 2 gezeigten Empfangsschlitzes 21 wird
der Funkfrequenzverstärker 12 nämlich in
einen Datenempfangsstatus aktiviert, und der Transferschalter 250 bricht
die Verbindung zwischen dem Inverter 230 und dem Mittelwertbildungs-Schaltkreis 240 ab (AUS).
In der Zeitdauer 23 nach dem Ende des Empfangsschlitzes 21 vor
dem Beginn des Empfangsschlitzes 22 des nächsten Rahmens
schaltet der Transferschalter 250 die Verbindung zwischen
dem Inverter 230 und dem Mittelwertbildungs-Schaltkreis 240 ein
(EIN). Die oben genannte Beziehung wird in 8 gezeigt.
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In 8 stellen
die Zeitdauern 21 und 22 Offsetspannungs-Beseitigungsperioden
und die Zeitdauer 23 eine Offsetspannungs-Erfassungsperiode dar.
Die Erfassung der Offsetspannung während der Offsetspannungs-Erfassungsperiode
wird in der gleichen Weise durchgeführt wie im Fall der in 1 gezeigten ersten Ausführungsform.
Daher wird während
der Zeitdauern 21 und 22 die Offset-Beseitigungsspannung
von gegensätzlicher
Polarität
zur Offsetspannung des Mischers 13a oder 13b zum
Haltestromkreis 220 geleitet. Da der Transferschalter 250 im
Empfangsschlitz während
der Zeitdauern 21 und 22 wie oben erwähnt AUS-schaltet,
wird die unmittelbar vor dem Empfangsschlitz erfasste Offset-Beseitigungsspannung
an den Addierer 400 angelegt. Daher wird im Ausgangssignal
des Addierers 400 die Offsetspannung beseitigt und nur
das Basisbandsignal erhalten.
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Wie aus obiger Beschreibung hervorgeht, bildet
der in 3 gezeigte Offsetspannungs-Beseitigungsschaltkreis 100a ebenfalls
eine Steuerkette.
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Zwar erfolgte die obige Beschreibung
für den Fall
des TDMA-Verfahrens, doch sie kann, ähnlich wie die anderen Ausführungsformen,
auf das FDMA-Verfahren angewendet werden. Weiterhin kann der Delta-Sigma-Modulator 300 je
nach Erfordernis eine Konfiguration eines mehrstufigen Delta-Sigma-Modulators
haben wie in 4 gezeigt
oder eines Delta-Sigma-Modulators vom MASH-Typ wie in 5 gezeigt.
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Wie oben bereits erwähnt, ist
der erfindungsgemäße Direktumwandlungs-Empfänger dadurch, dass
er eine offene Transferkette zur Beseitigung der Offsetspannung
eines Mischers bildet, wirksam bei der Beschleunigung des Beseitigungsvorgangs
verglichen mit der Regelkreis-Konfiguration in der herkömmlichen
Technik.
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Weiterhin kann er erfindungsgemäß, da die Erfassung
einer kleinen Offsetspannung durch einen einfachen Aufbau möglich sein
kann, die Verkleinerung und Kostenverringerung eines Direktumwandlungs-Empfängers erreichen,
was für
ein tragbares Telefon oder ein anderes tragbares Funk-Endgerät bevorzugt
ist.
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Obwohl die Erfindung mit Bezug auf
eine beispielhafte Ausführungsform
dargestellt und beschrieben wurde, sollte Fachleuten auf dem Gebiet
klar sein, dass die oben aufgeführten
und verschiedene andere Abänderungen,
Weglassungen und Hinzufügungen
darin und daran vorgenommen werden können, ohne vom Geist und vom
Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die vorliegende Erfindung
sollte daher nicht als auf die oben dargelegte spezifische Auführungsform
beschränkt
verstanden werden, sondern einschließlich aller möglichen
Ausführungsformen,
die innerhalb eines angestrebten Schutzumfangs ausgeführs werden
können sowie
deren Entsprechungen mit Bezug auf das in den beigefügten Ansprüchen dargelegte
Merkmal.