DE60319935T2

DE60319935T2 - Sigma-Delta Analog-Digital-Wandleranordnung mit einem direkt abtastenden Mischer

Info

Publication number: DE60319935T2
Application number: DE60319935T
Authority: DE
Inventors: Robert B. Staszewski; Feng Chen; Khurram Muhammad; Dirk Leipold
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2002-10-17
Filing date: 2003-10-17
Publication date: 2009-04-02
Anticipated expiration: 2023-10-18
Also published as: EP1411639A3; EP1724929A1; US7057540B2; EP1411639A2; DE60319935D1; JP2004289793A; EP1411639B1; US20030080888A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf drahtlose Kommunikationssysteme und insbesondere auf die Realisierung einer überabtastenden Sigma-Delta-ADC-Struktur innerhalb eines Empfängers, der einen direkten Abtastmischer beinhaltet.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Analog/Digital-Umsetzer (ADCs) werden dazu verwendet, analoge Signale in eine digitale Darstellung des gleichen Signals umzusetzen. ADCs werden in einer breiten Vielfalt von Anwendungen eingesetzt, die von der Medizin und der Unterhaltung bis zur Kommunikation (sowohl mit Sprache als auch mit Daten) reichen. Es gibt zwei Haupttypen von ADCs, pulscode-modulierte (PCM-)ADCs und Sigma-Delta-ADCs. PCM-ADCs arbeiten mittels periodischer Abtastung des umzusetzenden Signals und anschließender Quantisierung jedes der Abtastwerte zu einer digitalen Darstellung. Daher wird das umzusetzende Signal anfangs ein zeitdiskreter Abtastwertstrom und danach ein digitaler Bitstrom. Andererseits verwenden Sigma-Delta-ADCs üblicherweise Ein-Bit-Quantisierer (obwohl es Mehr-Bit-Sigma-Delta-ADCs gibt), um eine Fehlerfunktion in einen digitalen Bitstrom umzusetzen, anstatt dass das Signal umgesetzt wird. Die Fehlerfunktion ist so definiert, dass sie die Differenz zwischen dem umzusetzenden Signal und einer analogen Version des quantisierten Ausgangs ist.
Sigma-Delta-ADCs werden im Allgemeinen bei Anwendungen genutzt, bei denen eine hohe Auflösung mit geringen bis mäßigen Umsetzungsraten gefordert wird. Ein Vorteil von Sigma-Delta-ADCs gegenüber PCM-ADCs besteht darin, dass die Sigma-Delta-ADCs gewöhnlich Ein-Bit- oder Mehr-Bit-Quantisierer mit wenigen (zwei, drei oder vier) Bits nutzen, wobei die Genauigkeitsanforderungen des Sigma-Delta-ADC weitaus geringer sind als die der PCM-ADCs, die gewöhnlich Quantisierer mit einer hohen Anzahl von Bits (acht oder mehr) verwenden. Ein zusätzlicher Vorteil von Sigma-Delta-ADCs besteht darin, dass sie bei Frequenzen arbeiten können, die üblicherweise weitaus höher als die Bandbreite des Signals sind, das sie umsetzen. Ein Betrieb bei einer Frequenz, die höher als die erforderliche Frequenz ist, wird im Allgemeinen als Überabtastung bezeichnet, und ein ADC, der bei einer Frequenz arbeitet, die K-mal größer als die erforderliche Frequenz ist, wird als ADC mit K-facher Überabtastung bezeichnet.
Eine Schwierigkeit, die sich bei der Verwendung einer typischen Implementierung eines Sigma-Delta-ADC ergibt, der mit einer hohen Überabtastrate arbeitet, besteht in der Abtastung des gewöhnlich als analoges Signal bezeichneten umzusetzenden Signals, so dass ein zeitdiskreter Abtastwertstrom mit einer hohen Überabtastrate dem eigentlichen Sigma-Delta-ADC für eine tatsächliche Analog/Digital-Umsetzung bereitgestellt werden kann. Ein Takt-Jitter (oder eine Veränderung gegenüber der erwarteten Taktfrequenz) ist ein bei einer Abtastschaltungsanordnung häufiges Problem. Ein zeitdiskreter Abtastwertstrom mit einem erheblichen Ausmaß an Takt-Jitter besitzt, wenn er in einen digitalen Datenstrom umgesetzt wird, eine erhebliches Ausmaß an Rauschen, was zu einer geringeren Leistungsfähigkeit des gesamten Systems führt. Außerdem neigt eine typische Abtast-Halte-Schaltung (eine Schaltung, die gewöhnlich verwendet wird, um Abtastwerte bereitzustellen) dazu, nicht ideale Eigenschaften aufzuweisen, die schwere Beeinträchtigungen der Qualität des Abtastwertstroms, den sie bereitstellt, mit sich bringen. Die typische Abtast-Halte-Schaltung kann Probleme mit Verstärkungsfehlanpassung und Offset sowie eine Zeitgebungsfehlanpassung mit sich bringen.
Daher ergab sich ein Bedarf an einem Sigma-Delta-ADC mit einer direkten Abtastschaltung oder -struktur (oder einfacher, einem Sigma-Delta-Mischer), die in der Lage ist, mit einer sehr hohen Abtastrate gute Abtastwerte des analogen Signals bereitzustellen.
Das US-Patent Nr. 6.064.871 beschreibt einen passiven SIGMA-DELTA-Umsetzer geringer Leistungsaufnahme für Grundbandanwendungen und mit einem eingebauten Mischer für eine direkte Umsetzung. Für eine direkte Umsetzung wird ein geringer Energieverbrauch durch Übernehmen eines Passivschleifenfilters für den SIGMA-DELTA-Umsetzer zusammen mit einer Vereinigung der Abtast- und der Mischungsfunktionen unter Verwendung eines speziell entworfenen Mischers erzielt. Das US-Patent Nr. 6.040.793 beschreibt Schaltkondensator-Sigma-Delta-ADCs, die einen Eingangsspannungs-Überlastungsschutz aufweisen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Sigma-Delta-Mischer geschaffen, wie er in den beigefügten Ansprüchen dargelegt ist.
Die vorliegende Erfindung bietet eine Anzahl von Vorteilen. Beispielsweise stellt die Verwendung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Abtastungsstruktur bereit, die in der Lage ist, einen hochwertigen Abtastwertstrom zu liefern, ohne dass komplexe Verstärker oder andere aktive Schaltungen verwendet werden. Die vorliegende Erfindung nutzt einfache bis komplizierte Kondensatoren und Schalter sowie eine Zeitgebungs-Schaltungsanordnung.
Außerdem erzielt die Verwendung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen hochwertigen Abtastwertstrom bei einer hohen Abtastrate und nur einem minimalen Ausmaß an Rauschen im Abtastwertstrom. Die geringen Rauschpegel unterstützen das Erhöhen der gesamten Leistungsfähigkeit des Sigma-Delta-Mischers sowie irgendwelcher digitaler Schaltungen, die mit dem Sigma-Delta-Mischer verbunden sind.
Weiterhin schafft die Verwendung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Zuführen eines sehr stark überabgetasteten und abwärts-umgesetzten Signalstroms zu einer herkömmlichen Sigma-Delta-ADC-Struktur.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die oben erwähnten Merkmale der vorliegenden Erfindung werden durch Betrachtung der nachfolgenden Beschreibungen im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen besser verstanden, in der:
1 einen Sigma-Delta-Analog/Digital-Umsetzer (ADC) erster Ordnung veranschaulicht;
2 einen allgemeinen Blockschaltplan eines Sigma-Delta-Mischers mit einer Schaltkondensator-Abtastschaltung veranschaulicht, die eine Mischung in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung durchführt;
3a–3c eine detaillierte Ansicht eines Abschnitts eines Sigma-Delta-Mischers erster Ordnung mit einer Schaltkondensator-Abtastschaltung, eine detaillierte Ansicht einer Schaltkondensator-Abtastschaltung und eine Übersichtsdarstellung eines Sigma-Delta-Mischers mit mehreren Signalwegen in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulichen;
4 eine zeitdiskrete analoge Signalverarbeitungseinheit in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
5 eine alternative Realisierung eines Sigma-Delta-Mischers mit einer Schaltkondensator-Abtastschaltung in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
6a und 6b eine detaillierte Ansicht eines Abschnitts eines Sigma-Delta-Mischers erster Ordnung mit einer Schaltkondensator-Abtastschaltung und eine Übersichtsdarstellung eines Sigma-Delta-Mischers mit mehreren Signalwegen, wie in 5 dargestellt, in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulichen;
7 einen Sigma-Delta-Mischer erster Ordnung mit einem Ladungseinspeisungs-Rückkopplungsmechanismus in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
8 einen Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung veranschaulicht; und
9 einen Sigma-Delta-Mischer zweiter Ordnung mit einer Schaltkondensator-Abtastschaltung und Rückkopplungsmechanismen in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BESTIMMTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Herstellung und die Verwendung der verschiedenen Ausführungsformen werden weiter unten ausführlich besprochen. Jedoch ist es klar, dass die vorliegende Erfindung zahlreiche anwendbare Erfindungsgedanken vorsieht, die in einer breiten Vielfalt bestimmter Zusammenhänge verkörpert werden können. Die besprochenen bestimmten Ausführungsformen dienen lediglich zur Veranschaulichung bestimmter Verfahren, die Erfindung herzustellen und zu verwenden, und schränken den Umfang der Erfindung nicht ein.
Die nachstehende Besprechung konzentriert sich auf einen bestimmten Typ eines Funkempfänger-Mischers und seiner Schaltungsanordnung, die in einem 2,4-Gigahertz-Frequenzband arbeiten und die technischen Bluetooth-Standards einhalten. Der technische Bluetooth-Standard spezifiziert ein drahtloses Nahbereichs-Kommunikationsnetz, dessen vorgesehener Zweck ein wenig Leistung aufnehmender, kostengünstiger Ersatz für eine physikalische Verkabelung ist. Der technische Bluetooth-Standard ist in einem Dokument mit dem Titel "Specification of the Bluetooth System, Version 1.1" vom 22. Februar 2001 spezifiziert. Obwohl sich die Besprechung auf Bluetooth-Funkübertragungen konzentriert, ist die vorliegende Erfindung in anderen Frequenzbändern und mit anderen technischen Standards betreibbar; daher darf die Besprechung nicht als die vorliegende Erfindung auf Bluetooth-Sender-Empfänger einschränkend ausgelegt werden, die bei 2,4 Gigahertz arbeiten. Beispielsweise findet die vorliegende Erfindung auch bei globalen Positionierungssystemen (GPS), bei Kommunikationssystemen, die auf einem Satellitensystem mit niedriger Erdumlaufbahn beruhen, und bei zellenbasierten Kommunikationssystemen Anwendung. Die zellenbasierten Systeme können digitale Telephonsysteme von erster, zweiter und dritter (und höherer) Generation, Zeitmultiplex-Mehrfachzugriffs-(TDMA-)-, Codemultiplex-Vielfachzugriffs-(CDMA-)Systeme, eine Technologie eines globalen Systems für die Mobilkommunikation (GSM) umfassen, zusammen mit anderen digitalen Kommunikationstechnologien, die mit verschiedenen Trägerfrequenzen arbeiten. Außerdem findet der Empfängermischer der vorliegenden Erfindung auch in kabelgebundenen Empfängern Anwendung.
Wie nun in 1 gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen Sigma-Delta-ADC erster Ordnung 100. Es ist zu beachten, dass 1 einen Sigma-Delta-ADC 100 mit einer Abtastschaltung 105 darstellt. Die Abtastschaltung 105 wird üblicherweise nicht als Teil eines Sigma-Delta-ADC 100 angesehen. Die Abtastschaltung 105 liefert einen zeitdiskreten Abtastwertstrom x[n] aus einem zeitkontinuierlichen (analogen) Signal x(t). Eine gewöhnlich angewendete Abtasttechnik ist eine Abtast-Halte-Schaltung, die den Wert ihres Eingangssignals für eine vorgeschriebene Zeitspanne hält. Nachdem die Zeitspanne abgelaufen ist, hält die Nachführ-Halte-Schaltung den Stromwert ihres Eingangssignals für eine zusätzliche Zeitspanne. Außerdem ist zu beachten, dass 1 die Namen der Signale in den Verbindungen zwischen funktionellen Blöcken des Sigma-Delta-ADC 100 angibt. Beispielsweise stellt das Signal x[n] einen zeitdiskreten Abtastwertstrom des analogen Signals x(t) dar.
In einer ersten anfänglichen Iteration wird der zeitdiskrete Abtastwertstrom x[n] durch einen zeitdiskreten Integrierer 110 integriert (summiert). In sämtlichen nachfolgenden Iterationen integriert (summiert) der zeitdiskrete Integrierer 110 einen Fehlerabtastwertstrom u[n]. Dies erfolgt, da bei der anfänglichen Iteration der Differenzabtastwertstrom y_a[n] gleich null ist. Der zeitdiskrete Integrierer 110 ist als ein Verzögerungsblock 115 (dargestellt als eine Verzögerung z^–1 im z-Bereich) und ein Summierungspunkt 117 realisiert. Der Ausgang des zeitdiskreten Integrierers 110 wird ein Eingang für einen Quantisierer 120. Der Quantisierer 120 ist gewöhnlich ein Ein-Bit-Quantisierer, aber es ist möglich, einen Mehr-Bit-Quantisierer zu verwenden. Der Quantisierer 120 nimmt den Ausgang des zeitdiskreten Integrierers 110 auf und setzt ihn in einen digitalen Bitwert um. Der Ausgang y[n] des Quantisierers 120 ist auch der Ausgang des Sigma-Delta-ADC 100.
Der Ausgang des Quantisierers 120 ist nicht nur der Ausgang des Sigma-Delta-ADC 100, sondern ist auch über einen Digital/Analog-Umsetzer (DAC) 130 in den Summierungsknoten 140 rückgekoppelt. Der DAC 130 setzt den digitalen Wert y[n] wieder in einen analogen Wert y_a[n] um, der vom zeitdiskreten Abtastwertstrom x[n] subtrahiert wird. Die Subtraktion wird an einem Summierungspunkt 140 ausgeführt. Der Betrieb eines Sigma-Delta-ADC erster Ordnung wird als vom Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet der vorliegenden Erfindung gut verstanden angesehen und wird nicht weiter besprochen.
Wie nun in 2 gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen allgemeinen Blockschaltplan eines Sigma-Delta-Mischers 200 mit einer Schaltkondensator-Abtastschaltung, wobei der Sigma-Delta-Mischer 200 in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Verwendung von Schaltkondensatoren konstruiert ist. Es ist zu beachten, dass die Begriffe "Sigma-Delta-ADC mit einem Mischer" und "Sigma-Delta-Mischer" austauschbar verwendet werden können. Eine Abtastschaltung 210 wird verwendet, um ein zeitkontinuierliches analoges Signal x(t) in einen zeitdiskreten Abtastwertstrom x[n] umzusetzen. Der zeitdiskrete Abtastwertstrom x[n] wird dann einer zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit 220 zugeführt, deren Funktion eine Verstärkungssteuerung und/oder eine Filterung umfassen kann. Es ist zu beachten, dass die Ordnung des Sigma-Delta-Mischers 200 abhängig von der in der zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit 220 durchgeführten Filterung variieren kann. Wenn die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit 220 eine Integration erster Ordnung durchführt, dann verhält sich der Sigma-Delta-Mischer 200 ähnlich wie ein Sigma-Delta-ADC erster Ordnung. Der zeitdiskrete Abtastwertstrom wird, nachdem er gefiltert (und ggf. verstärkungsgesteuert) wurde, zu einem Quantisierer 230 weitergeleitet.
Der Quantisierer 230 kann ein Ein-Bit- oder ein Mehr-Bit-Quantisierer sein. Ein Ein-Bit-Quantisierer setzt einfach einen Abtastwert in einen von zwei Werten um, und zwar üblicherweise entweder +1 oder –1, abhängig vom Wert des Abtastwerts. Der Ausgang des Quantisierers 230 ist ein digitaler Datenstrom y[n] und ist außerdem der Ausgang des Sigma-Delta-Mischers 200. Der Ausgang des Sigma-Delta-Mischers 230 ist nicht nur der Ausgang des Quantisierers 200, sondern ist auch, zur Verwendung beim Erzeugen nachfolgender Ausgänge des Sigma-Delta-Mischers 200, in die Abtastschaltung 210 rückgekoppelt.
Der digitale Datenstrom y[n] ist durch eine Rückkopplungsschleife in den Sigma-Delta-Mischer 200 rückgekoppelt. In der Rückkopplungsschleife befindet sich ein Digital/Analog-Umsetzer (DAC) 240. Der DAC 240 setzt den digitalen Datenstrom y[n] in einen zeitdiskreten Abtastwertstrom y_a[n] um. Der zeitdiskrete Abtastwertstrom wird dann einem Rückkopplungsmechanismus 250 zugeführt, der dazu verwendet wird, den zeitdiskreten Abtastwertstrom y_a[n] mit dem zeitdiskreten Abtastwertstrom x[n] des Eingangssignals zu kombinieren. Da die Abtastschaltung 210 Schaltkondensatoren nutzt, wird die Kombination der zwei zeitdiskreten Abtastwertströme y_a[n] und x[n] nicht einfach durch Addieren (oder Subtrahieren) der zwei zeitdiskreten Abtastwertströme durchgeführt.
Wie nun in 3a gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen Abschnitt eines Sigma-Delta-Mischers erster Ordnung 300 mit Schaltkondensator-Abtast- und Rückkopplungs-Schaltungen, wobei die Mischer-/Abtast-Schaltung sich in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung außerhalb der Rückkopplungsschleife befindet. 3a stellt einen einzelnen Signalweg durch einen Sigma-Delta-Mischer dar, der eine Schaltkondensator-Abtastschaltung und eine Schaltkondensator-Rückkopplungsschaltung nutzt, wobei die Abtastschaltung kein Teil der Rückkopplungsschleife ist. Bei vielen Anwendungen ist es üblich, eine Differenzsignalisierung zu verwenden. Bei der Differenzsignalisierung wird das aktuelle Signal in zwei unterschiedlichen Signalen (und Signalleitungen) befördert, wobei das eine als positives Signal bezeichnet wird und das andere ein negatives Signal ist. Daher ist, um den Sigma-Delta-Mischer, wie er in 3a dargestellt ist, mit Differenzsignalisierung zu verwenden, ein zweiter Signalweg hinzugefügt. Der zweite Signalweg ist im Wesentlichen identisch mit dem Signalweg, wie er dargestellt ist, und der Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet der vorliegenden Erfindung kann leicht erkennen, wie der Sigma-Delta-Mischer von 3a zu einem Sigma-Delta-Mischer zu erweitern ist, der eine Differenzsignalisierung verwendet.
Der Sigma-Delta-Mischer 300 umfasst einen Vorwärtssteilheitsverstärker (TA) 305, der einen Hochfrequenz-(RF-)Strom liefert. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt der RF-Strom das Signal dar, das in eine digitale Form umzusetzen ist. Der RF-Strom kann dem TA 305 durch eine (nicht gezeigte) Antenne oder irgendeine andere (ebenfalls nicht gezeigte) RF-Quelle zugeführt werden. Der RF-Strom wird danach zu einer Abtastschaltung 310 weitergeleitet. Die Abtastschaltung 310 ist unter Verwendung von Schaltkondensatoren realisiert. Die Verwendung von Schaltkondensatoren in einer Abtastschaltung wird in einer gleichzeitig anhängigen, nicht vorläufigen Patentanmeldung mit dem Titel "Sampling Mixer with Asynchronous Clock and Signal Domains" ausführlicher untersucht, die am 12.04.2002 eingereicht wurde.
Der RF-Strom wird durch einen Historien-Kondensator C_H 307 integriert, d. h., auf dem Historien-Kondensator 307 wird eine Ladung akkumuliert. Der Fluss des RF-Stroms zum Historien-Kondensator 307 wird durch einen Schalter 312 gesteuert. Der Schalter 312 ist vorzugsweise mit einem Signal gekoppelt, das von einem lokalen Oszillator (LO) erzeugt wird, und schließt immer dann, wenn das vom LO erzeugte Signal positiv ist. Das Signal wird als LO+ bezeichnet. Alternativ wird der Schalter 312 durch ein Signal gesteuert, das von einer digitalen Steuereinheit (DCU) 317 erzeugt wird. Zusätzlich zum Historien-Kondensator 307 liegen mehrere Drehkondensatoren 308 und 309 vor, die ebenfalls dazu verwendet werden, den RF-Strom zu integrieren. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist jeder der in 3a dargestellten Drehkondensatoren 308 und 309 tatsächlich eine Bank von M (vorzugsweise vier) Drehkondensatoren. 3a stellt den Kapazitätswert der zwei Drehkondensatoren 308 und 309 als M·C_R dar, wobei C_R die Kapazität eines einzelnen Drehkondensators ist. Zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt integriert jedoch nur einer der Drehkondensatoren zusammen mit dem Historien-Kondensator 307 den RF-Strom. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das Verhältnis der Kapazität C_H zur Kapazität C_R größer als oder gleich 50.
Die Steuerung und die Auswahl des bestimmten Drehkondensators, der zum Integrieren des RF-Stroms verwendet wird, werden von der DCU 317 durchgeführt. Die DCU 317 steuert und wählt die Drehkondensatoren unter Verwendung von Schaltern 314 und 315. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung deaktiviert die DCU 317, wenn sie einen bestimmten Drehkondensator auswählt, sämtliche anderen Drehkondensatoren und aktiviert nur die ausgewählten Drehkondensatoren. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung integriert der Historien-Kondensator 307 den RF-Strom einmal in jedem RF-Zyklus, anstatt den RF-Strom kontinuierlich zu integrieren. Die DCU 317 steuert außerdem unter Verwendung des RF-Schalters 312 den Historien-Kondensator 307.
Nachdem der Historien-Kondensator 307 und die Drehkondensatoren 308 und 309 den RF-Strom für eine vorgeschriebene Zeitspanne integriert haben, wird die auf den Drehkondensatoren akkumulierte Ladung ausgelesen. Die ausgelesene Ladung liefert einen einzelnen zeitdiskreten Abtastwert des RF-Stroms. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Drehkondensatoren, nachdem die Ladung aus den Drehkondensatoren ausgelesen wurde, zurückgesetzt, und an den Drehkondensatoren wird eine Vorspannung voreingestellt. Die Verwendung der Drehkondensatoren sowie die Ladungsrücksetzung und die Spannungsvoreinstellung werden in einer weiteren nicht vorläufigen Patentanmeldung mit dem Titel "Efficient Charge Transfer Using a Switched Capacitor Resistor" sehr ausführlich untersucht, die am 16.05.2002 eingereicht wurde.
Durch periodisches Auslesen der durch die Drehkondensatoren akkumulierten Ladung erzeugt die Abtastschaltung 310 einen zeitdiskreten Abtastwertstrom u[n] (die Differenz des diskretisierten Eingangssignals x[n] und des Rückkopplungsignals y_a[n] (das in 1 funktionell dargestellt ist)). Jeder zeitdiskrete Abtastwert wird, nachdem er erzeugt wurde, einer zeitdiskreten analogen Signalverarbeitungseinheit (DTASP) 320 zugeführt. Die DTASP 320 kann verwendet werden, um neben anderen Vorgängen eine Verstärkungssteuerung und eine Filterung durchzuführen. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die DTASP 320 unter Verwendung von Schaltkondensatoren und Puffern realisiert. Aufgrund ihrer Realisierung mit Schaltkondensatoren und Puffern arbeitet die DTASP 320 mittels einer gemeinsamen Nutzung der Ladung auf eine ähnliche Weise wie die Abtastschaltung 310.
Wie nun in 4 gezeigt ist, veranschaulicht ein Schaltplan die Verwendung eines aktiven Puffers 405 in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, um in einer DTASP 320 eine Filterungsstufe 400 mit unendlicher Impulsantwort (IIR) zu realisieren. Der Puffer 405 spielt beim IIR-Filterungsvorgang keine aktive Rolle. Stattdessen wird er verwendet, um eine Spannung aus einem Pufferkondensator 410, C_B, zu erfassen und sie dem Ausgang mit einer geringen Treiberimpedanz bereitzustellen. Ein RF-Schalter 415 koppelt während der Phase des Ladungs-Auslesens die Drehkondensatoren 420 (die hier als ein einzelner Kondensator mit dem Wert M·C_R dargestellt sind) mit dem Pufferkondensator 410. Wie zuvor besprochen, ist M die Anzahl von Drehkondensatoren in einer einzelnen Kondensatorbank und ist in diesem Beispiel M = 4. Am Ende der Phase des Ladungs-Auslesens, d. h. der Erzeugung des einzelnen zeitdiskreten Abtastwerts, öffnet der Schalter 415, wodurch die Drehkondensatoren 420 vom Kondensator 410 getrennt werden. Nach ihrer Abtrennung wird die Ladung der Drehkondensatoren 420 zurückgesetzt. Diese Rücksetzung der in den Drehkondensatoren gespeicherten Ladung ist es, die den IIR-Filterungsvorgang veranlasst. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der IIR-Filterungsvorgang von erster Ordnung. Wenn eine Verstärkungssteuerung erwünscht ist, kann eine Verstärkung entweder durch aktive oder durch passive Mittel am Ausgangspuffer 405 erreicht werden.
Wie wiederum in 3a gezeigt ist, wird der Ausgang der DTASP 320 danach einem Quantisierer 330 zugeführt. Der Quantisierer 330 wird verwendet, um einen analogen Wert (in diesem Fall einen analogen Abtastwert) in einen digitalen Wert umzusetzen. Wenn beispielsweise der Quantisierer 330 ein Ein-Bit-Quantisierer ist, dann vergleicht er den analogen Wert mit einen Schwellenwert. Wenn der analoge Wert unter dem Schwellenwert liegt, gibt der Quantisierer 330 einen vorgeschriebenen Bitwert aus, und wenn der analoge Wert größer als der oder gleich dem Schwellenwert ist, gibt der Quantisierer den anderen Bitwert aus. Mehr-Bit-Quantisierer arbeiten auf eine ähnliche Weise, vergleichen jedoch den analogen Wert mit 2^N – 1 Schwellenwerten, wobei N die Anzahl von Bits in dem Mehr-Bit-Quantisierer ist, und erzeugen als Ausgang einen von 2^N möglichen Bitwerten.
Als Alternative zur Verwendung der DTASP 320 kann ein eher herkömmlicher Sigma-Delta-ADC-Integrierer verwendet werden. Die DTASP 320 verwendet Schaltkondensatoren und einen Ausgangspuffer, um eine Filterung und ggf. eine Verstärkungssteuerung bereitzustellen. Der eher herkömmliche Sigma-Delta-ADC-Integrierer klinkt sich unmittelbar hinter den Historien-Kondensatoren 308 und 309 und den Schaltern 314 und 315 sowie vor dem Quantisierer 330 ein. Der Quantisierer 330 kann auch demjenigen ähneln, der bei einem herkömmlichen Sigma-Delta-ADC verwendbar ist. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unterliegt der Quantisierer 330 keinen besonderen Anforderungen oder Beschränkungen, d. h. es kann ein gewöhnlicher Quantisierer verwendet werden.
Der Ausgang y[n] des Quantisierers 330 ist der Ausgang des Sigma-Delta-Mischers 300. Wie zuvor beschrieben wurde, ist der Ausgang des Quantisierers 330 auch in die Abtastschaltung 310 rückgekoppelt, damit er bei der Erzeugung einer Differenzfunktion zwischen ihm und dem Eingangssignal verwendet wird. Der Ausgang y[n] des Quantisierers 330 ist ein digitaler Wert und muss wieder in einen analogen Wert umgesetzt werden. Dies wird mithilfe eines Digital/Analog-Umsetzers (DAC) 340 erreicht. Ein Stromfluss-DAC ist ein Beispiel für einen DAC, der als der DAC 340 verwendbar ist. Ein Stromfluss-DAC erzeugt abhängig von dem digitalen Wert, den er als Eingang aufnimmt, einen bestimmten Strombetrag. Im Fall eines Ein-Bit-Stromfluss-DAC arbeitet der Stromfluss-DAC als schaltbare Stromquelle. Wenn ein Mehr-Bit-Quantisierer verwendet wird, kann der DAC 340 so konfiguriert sein, dass er Ströme mit unterschiedlichen Beträgen erzeugt, anstatt den Strom einfach ein- und auszuschalten. Wird beispielsweise anstatt eines Ein-Bit-Quantisierers ein k-Bit-Quantisierer verwendet, so erzeugt der DAC 340 einen von 2^k unterschiedlichen Ausgangswerten.
Der vom DAC 340 erzeugte Strom wird von einem Rückkopplungsmechanismus 350 verwendet, um den Ausgang y[n] des Quantisierers 330 vom zeitdiskreten Abtastwertstrom x[n] zu subtrahieren. Da die Abtastschaltung Schaltkondensatoren verwendet, kann y[n] nicht einfach von x[n] subtrahiert werden. Der vom DAC 340 erzeugte Strom wird durch einen Vor-Rückkopplungskondensator 351, C_X, integriert. Die Integration des Stroms führt zur Akkumulation einer Ladung auf dem Vor-Rückkopplungskondensator 351. Nachdem der Vor-Rückkopplungskondensator 351 den Strom für eine vorgeschriebene Zeitperiode integriert hat, wird ein Paar von Schaltern (353 oder 355) durch Steuersignale geschlossen, die von der DCU 317 bereitgestellt werden. Wenn das Paar von Schaltern geschlossen ist, wird die auf dem Pufferkondensator 351 akkumulierte Ladung mit einem von zwei Rückkopplungskondensatoren (C_F) 352 oder 354 gemeinsam genutzt, abhängig von dem geschlossenen Paar von Schaltern. Die mit einem der Rückkopplungskondensatoren C_F gemeinsam genutzte Ladung wird anschließend mit einem der zwei Drehkondensatoren 308 oder 309 gemeinsam genutzt (wiederum abhängig davon, welches Paar von Schaltern geschlossen ist). Durch diese mit den Drehkondensatoren gemeinsam genutzte Ladung wird der Ausgang y[n] des Quantisierers vom zeitdiskreten Abtastwertstrom x[n] subtrahiert.
Die Abtastungsstruktur von 3a tastet, wie sie dargestellt ist, den RF-Strom nur dann ab, wenn das Signal LO+ aktiv ist. Daher geht vom RF-Strom, wenn er sich selbst überlassen wird, etwa die Hälfte verloren. Eine ähnliche (nicht gezeigte) Abtastungsstruktur, die als inverse Struktur bezeichnet wird und einen Schalter besitzt, der durch ein Inverses (LO–) des Signals LO+ gesteuert wird, wird zum Abtasten des RF-Stroms verwendet, wenn die Struktur, wie sie in 3a dargestellt ist, inaktiv ist. In Kombination stellt der Ausgang der zwei Abtastungsstrukturen einen zeitdiskreten Abtastwertstrom des vollständigen RF-Stroms bereit. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Ausgang der inversen Abtastungsstruktur auch der DTASP 320 zugeführt. Die DTASP 320 kombiniert dann die zwei zeitdiskreten Abtastwertströme zu einem und verwendet ihn bei der weiteren Verarbeitung.
Wie nun in 3b gezeigt ist, veranschaulicht ein Schaltplan detaillierter eine Abtastschaltung 310 in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Abtastschaltung 310, wie sie in 3a dargestellt ist, besitzt einen einzelnen eingefügten Abtastkondensator mit einer Kapazität M·C_R, wobei C_R als die Kapazität eines einzelnen Drehkondensators definiert ist und M die Anzahl von Drehkondensatoren in einer einzelnen Drehkondensatorbank ist. Die Darstellung des Abtastkondensators als einzelnem eingefügten Kondensator hat den Zweck, den Schaltplan zu vereinfachen. Tatsächlich ist es bevorzugt, dass der einzelne Abtastkondensator durch mehrere Drehkondensatoren ersetzt ist. 3b zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Abtastschaltung.
3b zeigt nur einen Abschnitt des in 3a dargestellten Sigma-Delta-Mischers 300. Der Abschnitt des Sigma-Delta-Mischers 300 umfasst den Vorwärtssteilheitsverstärker 305 und die Abtastschaltung 310. Die Abtastschaltung 310 umfasst den Schalter 312, der durch das Signal angesteuert wird, das von dem lokalen Oszillator und dem Historien-Kondensator 307 erzeugt wird. Die Abtastkondensatoren 308 und 309 sind jeweils durch eine Drehkondensatorbank ersetzt. Jede Drehkondensatorbank besitzt mehrere Drehkondensatoren, wobei in diesem Fall in jeder Drehkondensatorbank vier Drehkondensatoren vorliegen.
Der Abtastkondensator 308 ist nun eine Bank aus vier Drehkondensatoren, beispielsweise Drehkondensatoren 316. Die Schalter 314, die durch die DCU 317 angesteuert werden, sind durch einen einzelnen Schalter 318 ersetzt. Der Schalter 318 wird auch durch die DCU 317 angesteuert und wird verwendet, um den Drehkondensator 316 zu aktivieren oder zu deaktivieren. Ein weiterer Schalter 319 wird verwendet, um die auf dem Drehkondensator akkumulierte Ladung auszulesen. Während die in 3b dargestellte Abtastschaltung eine bevorzugte Ausführungsform ist, führt eine Verwendung der in 3a dargestellten Abtastschaltung zu einem vollständig funktionellen Sigma-Delta-Mischer.
In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das Vorhandensein des Pufferkondensators 351 für einen ordnungsgemäßen Betrieb der vorliegenden Erfindung nicht notwendig. Wenn der Pufferkondensator 351 nicht vorhanden ist, kann der durch den DAC 340 gelieferte Strom durch einen der zwei Rückkopplungskondensatoren 352 oder 354 direkt integriert werden. Wie in 3a dargestellt, kann die bereitgestellte Rückkopplung eine Zwei-Pegel-Rückkopplung (+/–1) sein. Dies ist die Realisierung eines Signalbit-Quantisierers. Die Zwei-Pegel-Rückkopplung kann modifiziert werden, um durch Hinzufügen zusätzlicher DAC-340-Ausgänge eine Mehr-Pegel-Rückkopplung bereitzustellen.
Wie nun in 3c gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen Sigma-Delta-Mischer 360 mit Schaltkondensatorabtast- und Rückkopplungsschaltungen, wobei sich die Abtastschaltung in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung strukturell außerhalb der Rückkopplungsschleife befindet. Während 3a einen Abschnitt eines Sigma-Delta-Mischers darstellt, zeigt 3c einen vollständigen Sigma-Delta-Mischer, wenn eine Quadraturphasen- und differentielle Betriebsart verwendet wird. Der Sigma-Delta-Mischer 360 ist im Wesentlichen der gleiche wie der Sigma-Delta-Mischer 300, wobei der Signalweg drei zusätzliche Male repliziert ist.
Es ist zu beachten, dass die in 3a und 3b dargestellten Sigma-Delta-Mischer so konfiguriert sind, dass sich die Abtastschaltung strukturell außerhalb der Rückkopplungsschleife befindet. Alternativ kann die Abtastschaltung strukturell in die Rückkopplungsschleife eingebracht sein.
Wie nun in 5 gezeigt ist, veranschaulicht ein Schaltplan eine Übersichtsansicht eines Sigma-Delta-Mischers 500 mit Schaltkondensatorabtast- und Rückkopplungsschaltungen, wobei sich die Abtastschaltung in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung strukturell innerhalb der Rückkopplungsschleife befindet. Der Sigma-Delta-Mischer 500 ähnelt in seinem Entwurf – abgesehen von der Position der Rückkopplungsschleife – dem in 2 dargestellten Sigma-Delta-Mischer. Anstatt dass die Rückkopplung strukturell hinter der Abtastschaltung, wie etwa der Abtastschaltung 210 (2) eingefügt ist, ist die Rückkopplung strukturell vor einer Abtastschaltung, wie etwa der Abtastschaltung 510, eingefügt. Andere funktionelle Blöcke sind im Wesentlichen die gleichen.
Wie nun in 6a gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen Abschnitt eines Sigma-Delta-Mischers erster Ordnung 600 mit Schaltkondensatorabtast- und Rückkopplungsschaltungen, wobei sich eine Abtastschaltung 610 in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung strukturell innerhalb der Rückkopplungsschleife befindet. Wie zuvor im Zusammenhang mit 3a besprochen wurde, zeigt der Sigma-Delta-Mischer 600 einen von mehreren Signalwegen an, die für einen Sigma-Delta-Mischer 600 erforderlich sind, der mit Differenzsignalisierung arbeitet.
Der Sigma-Delta-Mischer 600 umfasst einen Vorwärtssteilheitsverstärker (TA) 605, der einen RF-Strom liefert. Der RF-Strom wird zu der Abtastschaltung 610 weitergeleitet, die für die Abtastung des RF-Stroms und für das Erzeugen einer Darstellung des zeitdiskreten Abtastwertstroms des RF-Stroms verantwortlich ist. Der Fluss des RF-Stroms wird durch einen Schalter 611 gesteuert. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Schalter 611 durch ein Signal angesteuert, das von einem lokalen Oszillator (LO) erzeugt wird. Alternativ kann der Schalter 611 durch ein Signal angesteuert werden, das von einer digitalen Steuereinheit (DCU) 609 erzeugt wird. Die Abtastschaltung 610 wird unter Verwendung von Schaltkondensatoren erzeugt, und eine ausführliche Erläuterung des Betriebs wurde weiter oben gegeben. Der zeitdiskrete Abtastwertstrom wird einer zeitdiskreten analogen Signalverarbeitungseinheit (DTASP) 615 zugeführt. Die DTASP 615 wird verwendet, um eine Verstärkungssteuerung und eine Filterung bereitzustellen. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die DTASP 615 konfiguriert, um einen Filterungsvorgang erster Ordnung bereitzustellen, wodurch die Filterung bereitgestellt wird, die für einen Sigma-Delta-ADC erster Ordnung erforderlich ist.
Der Ausgang der DTASP 615 wird dann durch einen Quantisierer 617 in einen digitalen Datenstrom umgesetzt. Vorzugsweise ist der Quantisierer 617 ein Ein-Bit-Quantisierer. Der Ausgang des Quantisierers 617 wird einer digitalen Signalverarbeitungseinheit (DSP) 619 zugeführt. Die DSP 619 wird verwendet, um eine zusätzliche Filterung des Ausgangs des Quantisierers bereitzustellen. Der Ausgang der DSP 619 ist der Ausgang des Sigma-Delta-Mischers 600. Der Ausgang des Quantisierers 617 wird außerdem verwendet, um eine Rückkopplung zu einem Punkt bereitzustellen, der sich strukturell vor der Abtastschaltung 610 befindet. Der Ausgang des Quantisierers 617 wird vom Eingangssignal subtrahiert, um eine Differenzfunktion zu erzeugen, die anschließend in einen digitalen Bitstrom umgesetzt wird.
Der Ausgang des Quantisierers 617 wird durch einen Digital/Analog-Umsetzer (DAC) 622 wieder in ein analoges Signal umgesetzt. Das analoge Signal wird dann einem Rückkopplungsmechanismus 620 zugeführt. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet die Abtastschaltung 610 Schaltkondensatoren, weswegen die vom DAC 622 bereitgestellten analogen Signale nicht einfach vom Eingangssignal subtrahiert werden können. Stattdessen erzeugt der DAC 622 einen Strom, der dem Ausgang des Quantisierers 617 entspricht, und der Strom wird durch einen Vor-Rückkopplungskondensator 623, C_X, integriert. Nachdem der Vor-Rückkopplungskondensator 623 den Strom für eine vorgeschriebene Zeitperiode integriert hat, wird ein Paar von Schaltern (626 oder 627) durch Steuersignale geschlossen, die von der DCU 609 bereitgestellt werden. Wenn das Paar von Schaltern geschlossen ist, wird die auf dem Vor-Rückkopplungskondensator 623 akkumulierte Ladung mit einem von zwei Rückkopplungskondensatoren (C_F) 624 oder 625 gemeinsam genutzt, abhängig von dem geschlossenen Paar von Schaltern. Die mit einem der Rückkopplungskondensatoren C_F gemeinsam genutzte Ladung wird anschließend mit dem Historien-Kondensator 606, C_H, gemeinsam genutzt. Durch diese mit dem Historien-Kondensator gemeinsam genutzte Ladung wird der Ausgang y[n] des Quantisierers vom zeitdiskreten Abtastwertstrom x[n] subtrahiert.
In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das Vorhandensein des Vor-Rückkopplungskondensators 623 für einen ordnungsgemäßen Betrieb der vorliegenden Erfindung nicht notwendig. Wenn der Vor-Rückkopplungskondensator 623 nicht vorhanden ist, kann der von dem DAC 622 bereitgestellte Strom durch einen der zwei Rückkopplungskondensatoren 624 oder 625 direkt integriert werden. Wie in 6a dargestellt ist, kann die bereitgestellte Rückkopplung eine Zwei-Pegel-Rückkopplung (+/–1) sein. Dies ist die Realisierung eines Signalbit-Quantisierers. Die Zwei-Pegel-Rückkopplung kann modifiziert sein, um durch Hinzufügen zusätzlicher DAC-622-Ausgänge eine Mehr-Pegel-Rückkopplung bereitzustellen.
Wie nun in 6b gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen Sigma-Delta-Mischer 650 mit Schaltkondensatorabtast- und Rückkopplungsschaltungen, wobei sich die Abtastschaltung in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung strukturell innerhalb der Rückkopplungsschleife befindet. Während 6a einen Abschnitt eines Sigma-Delta-ADC darstellt, zeigt 6b einen vollständigen Sigma-Delta-Mischer, wenn eine Quadraturphasen- und Differenzsignalisierung verwendet wird. Der Sigma-Delta-Mischer 650 ist im Wesentlichen der gleiche wie der Sigma-Delta-Mischer 600, wobei der Signalweg drei zusätzliche Male repliziert ist.
3a–b und 6a–b zeigen Sigma-Delta-Mischer, die eine gemeinsame Nutzung der Ladung verwenden, um die Rückkopplungsschleife zu vervollständigen. Eine gemeinsame Nutzung der Ladung ist eine effiziente Weise, um den Ausgang y[n] des Quantisierers zur Abtastschaltung rückzukoppeln, so dass y[n] vom Eingang subtrahiert werden kann, um die Differenzfunktion zu erzeugen, die dann integriert wird. Jedoch ist eine gemeinsame Nutzung der Ladung nicht die einzige Methode, um den Rückkopplungsmechanismus auszuführen. Die Rückkopplungsschleife kann auch unter Verwendung einer Ladungseinspeisung ausgeführt werden.
Wie nun in 7 gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen Abschnitt eines Sigma-Delta-Mischers 700, der in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Ladungseinspeisung verwendet, um Rückkopplungsinformationen bereitzustellen. Der Sigma-Delta-Mischer 700 umfasst einen Vorwärtssteilheitsverstärker (TA) 705, der mit einem Historien-Kondensator 710 und mit Abtastkondensatoren 716 gekoppelt ist. Zuvor wurden die Abtastkondensatoren 716 als Drehkondensatoren bezeichnet, und üblicherweise sind mehrere Drehkondensatoren in Kondensatorbänken angeordnet. Die Abtastkondensatoren 716 können mehrere Bänke von Drehkondensatoren sein. Die Aufgabe, die Abtastkondensatoren zu steuern, wird von einer digitalen Steuereinheit (DCU) 715 ausgeführt. Der Historien-Kondensator 710 und die Abtastkondensatoren 716 bilden eine Abtastschaltung und werden verwendet, um einen von dem TA 705 gelieferten RF-Strom in einen zeitdiskreten Abtastwertstrom umzusetzen. Der Fluss des RF-Stroms wird durch einen Schalter 712 reguliert, der durch ein von einem lokalen Oszillator (LO) erzeugtes Signal LO+ gesteuert wird.
Der zeitdiskrete Abtastwertstrom wird dann einer zeitdiskreten analogen Signalverarbeitungseinheit (DTASP) 720 zugeführt, wobei der zeitdiskrete Abtastwertstrom verstärkungsgesteuert und gefiltert werden kann. Der Ausgang der DTASP 720 wird einem Quantisierer 725 zugeführt, der den zeitdiskreten Abtastwertstrom in einen digitalen Bitstrom umsetzt. Der Ausgang des Quantisierers 725 ist der Ausgang des Sigma-Delta-Mischers 700. Zusätzlich wird der Ausgang des Quantisierers 725 verwendet, um der Abtastschaltung Rückkopplungsinformationen bereitzustellen.
Der Rückkopplungsmechanismus, wie er zuvor beschrieben wurde, verwendet eine gemeinsame Nutzung der Ladung, um den Ausgang des Quantisierers 725 mit dem Eingangssignal zu kombinieren (von ihm zu subtrahieren). Der Sigma-Delta-Mischer 700 verwendet eine Ladungseinspeisung, um ein ähnliches Ergebnis zu erzielen. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Ausgang des Quantisierers 725 einer Stromsteuerung DAC 730 zugeführt. Der DAC 730 setzt den Ausgang des Quantisierers 725 in einen Strom mit vorgeschriebenem Betrag um. Vorzugsweise ist der von dem DAC 730 erzeugte Strom gleich gm·v_FB, wobei gm eine Vorwärtssteilheitsverstärkung und v_FB eine Spannung ist, die vom Ausgang des Quantisierers 725 bereitgestellt wird.
Der vom DAC 730 erzeugte Strom wird durch einen Schalter 742 auf den Historien-Kondensator 710 gerichtet. Der Schalter 742 wird, auf eine ähnliche Weise wie beim Schalter 712, durch ein Inverses LO– des vom LO erzeugten Signals gesteuert. Wenn das Signal LO- auf Hochpegel liegt, schließt der Schalter 742, und der vom DAC 730 erzeugte Strom wird durch den Historien-Kondensator 710 und die Abtastkondensatoren 716 integriert. Der vom DAC 730 erzeugte Strom wird durch einen weiteren Schalter 744 außerdem auf einen Scheinkondensator 740 gerichtet. Der Schalter 744 wird vorzugsweise durch das vom LO erzeugte Signal LO+ angesteuert. Die Signale LO+ und LO– sind zueinander invers, d. h. wenn das Signal LO+ aktiv ist, ist das Signal LO– inaktiv und umgekehrt. Daher wird der vom DAC 730 erzeugte Strom entweder auf den Historien-Kondensator 710 oder auf den Scheinkondensator 740 gerichtet. Wie in 7 dargestellt ist, verwirft der Sigma-Delta-Mischer 700 den Ausgang des Quantisierers 725 (durch Integrieren des vom DAC 730 erzeugten Stroms mit dem Scheinkondensator 740), wenn LO+ aktiv ist.
Obwohl der Ausgang des Quantisierers 725 verworfen wird, wenn das Signal LO+ aktiv ist, gehen die im Strom beförderten Informationen, wenn das Signal LO+ aktiv ist, nicht verloren, da vorzugsweise eine ähnliche Struktur wie die in 7 gezeigte vorliegt, die den Ausgang des Quantisierers 725 verwirft, wenn LO– aktiv ist. In Kombination stellen die zwei Strukturen (in Form einer Rückkopplung) den gesamten vom Quantisierer 725 erzeugten Ausgang bereit.
Wie zuvor besprochen, stellt ein Sigma-Delta-ADC erster Ordnung eine Filterung erster Ordnung des Signals, das er umsetzt, bereit, und ein Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung stellt eine Filterung zweiter Ordnung des Signals, das er umsetzt, bereit. Jedoch kann ein Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung (und ein solcher höherer Ordnung, was das betrifft) nicht durch einfache Kaskadierung von Sigma-Delta-ADCs erster Ordnung erzeugt werden.
Wie nun in 8 gezeigt ist, veranschaulicht ein Blockschaltplan einen Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung 800. Die Ordnung eines Sigma-Delta-ADC bezieht sich auf die Ordnung der Filterung, die vom Sigma-Delta-ADC durchgeführt wird. Beispielsweise hat der in 1 veranschaulichte Sigma-Delta-ADC erster Ordnung 100 effektiv ein Filter erster Ordnung, das im zeitdiskreten Integrierer erzeugt wird. Daher zeigt ein Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung, wie etwa ein in 8 dargestellter, ein Verhalten, das dem eines Filters zweiter Ordnung entspricht. Wie der zeitdiskrete Integrierer 110 des Sigma-Delta-ADC erster Ordnung 100 besitzt der Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung 800 einen ersten zeitdiskreten Integrierer 815, der ein Filter erster Ordnung bereitstellt. Zusätzlich zum ersten zeitdiskreten Integrierer 815 besitzt der Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung 800 einen zweiten zeitdiskreten Integrierer 810. Dieser zweite zeitdiskrete Integrierer 810 stellt in Verbindung mit dem ersten zeitdiskreten Integrierer 815 ein zweites Filter erster Ordnung bereit. Bei einer Kaskadierung werden die zwei Filter erster Ordnung zu einem Filter zweiter Ordnung. Durch Kaskadierung zusätzlicher Filterabschnitte können Sigma-Delta-ADCs von höherer Ordnung als zwei erzeugt werden.
Wie nun in 9 gezeigt ist, veranschaulicht ein Schaltplan einen Sigma-Delta-Mischer zweiter Ordnung 900 mit einer Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 ähnelt der zuvor besprochenen Schaltkondensator-Abtastschaltung für den Sigma-Delta-Mischer erster Ordnung. Die Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 umfasst einen Abtastkondensator 910, der durch ein Paar von Schaltern 915 und 922 gesteuert wird. Der erste Schalter 915 reguliert den Fluss des Signalstroms zum Abtastkondensator 910 und wird durch ein Signal gesteuert, das von einem lokalen Oszillator (LO) erzeugt und als LO+ bezeichnet wird. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Schalter 915 immer dann aktiv, wenn LO+ aktiv ist.
Immer dann, wenn der Schalter 915 aktiv ist, fließt das von einem Vorwärtssteilheitsverstärker 905 bereitgestellte Signal und wird durch den Abtastkondensator 910 integriert. Der zweite Schalter 922 wird durch eine digitale Steuereinheit (DCU) 920 gesteuert. Die DCU 920 steuert den Betrieb des Abtastkondensators 910. Beispielsweise steuert die DCU 920, wann die auf dem Abtastkondensator 910 akkumulierte Ladung ausgelesen wird, wodurch ein zeitdiskreter Abtastwert erzeugt wird. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 durch eine der zuvor besprochenen Schaltkondensator-Abtastschaltungen ersetzt sein, wobei der einzelne Abtastkondensator 910 durch einen Historien-Kondensator und mehrere Bänke von Drehkondensatoren ersetzt ist.
Wenn die Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 als eine Kombination eines Historien-Kondensators und mehrerer Bänke von Drehkondensatoren konfiguriert ist, führt der Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 an dem vom Vorwärtssteilheitsverstärker 905 gelieferten Signal einen Filterungsvorgang durch. Dieser Filterungsvorgang ist ein Vorgang erster Ordnung und stellt einen der zwei Filterungsvorgänge erster Ordnung bereit, die in einem Sigma-Delta-Mischer zweiter Ordnung erforderlich sind.
Der von der Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 erzeugte zeitdiskrete Abtastwertstrom wird einer ersten zeitdiskreten analogen Signalverarbeitungsschaltung (DTASP) 925 zugeführt. Die DTASP 925 ähnelt der DTASP, die zuvor im Zusammenhang mit Sigma-Delta-Mischern erster Ordnung besprochen wurde. Wie zuvor besprochen, kann die DTASP 925 konfiguriert sein, um eine Verstärkungssteuerung und eine Filterung bereitzustellen. Der Betrieb der DTASP 925 wird durch Signale gesteuert, die von der DCU 920 bereitgestellt werden.
Wie bei 8 besprochen, besitzt ein Sigma-Delta-ADC zweiter Ordnung zwei Integrierer. Die DTASP 925 stellt einen der zwei Integrierer bereit. Jedoch kann wegen der für die DTASP verwendeten Schaltkondensator- und Pufferkonfiguration sowie wegen der Notwendigkeit, Rückkopplungsinformationen bereitzustellen, ein zweiter Integrierer (eine weitere DTASP) nicht einfach am Ausgang der ersten DTASP 925 angebracht werden. Stattdessen wird zwischen der ersten DTASP 925 und einer zweiten DTASP 930 ein zweiter Abtastkondensator 929 eingefügt. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der zweite Abtastkondensator 929 verwendet, um den von der ersten DTASP 925 gelieferten Strom zu integrieren, der ein zeitdiskreter Abtastwertstrom ist. Die auf dem zweiten Abtastkondensator akkumulierte Ladung wird ausgelesen und der zweiten DTASP 930 zugeführt. Zusätzlich zum Ausgang der ersten DTASP 925 akkumuliert der zweite Abtastkondensator 929 auch Rückkopplungsinformationen. Die Rückkopplungsinformationen und die Art und Weise, wie sie dem zweiten Abtastkondensator zugeführt werden, werden weiter unten besprochen.
Wie beim Fall der ersten DTASP 925 kann die zweite DTASP 930 konfiguriert sein, um eine Verstärkungssteuerung und/oder eine Filterung bereitzustellen. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die zweite DTASP 930 konfiguriert, um als ein Filter erster Ordnung zu arbeiten. Daher wird bei Kombination mit der Filterung erster Ordnung, die von der Schaltkondensator-Abtastschaltung 902 bereitgestellt wird, die notwendige Filterung zweiter Ordnung bereitgestellt. Der Ausgang der zweiten DTASP 930 wird einem Quantisierer 935 zugeführt. Der Ausgang des Quantisierers 935 ist der Ausgang des Sigma-Delta-Mischers zweiter Ordnung 900. Der Betrieb der zweiten DTASP 930 wird auch durch die DCU 920 gesteuert.
Der Ausgang des Quantisierers 935 wird außerdem verwendet, um Rückkopplungsinformationen bereitzustellen. Wie in 8 gezeigt ist, liegen in einem Sigma-Delta-Mischer zweiter Ordnung zwei Rückkopplungsschleifen vor, jeweils eine für jeden Integrierer. Da die zwei (zuvor als DTASPs bezeichneten) Integrierer Schaltkondensatoren verwenden, können die Rückkopplungsinformationen nicht einfach mit den Eingängen der Integrierer kombiniert werden. Die Rückkopplungsinformationen müssen mit den Eingängen der Integrierer mittels eines Mechanismus zur gemeinsamen Nutzung der Ladung (oder zur Ladungseinspeisung) kombiniert werden, wie zuvor besprochen wurde. Ein Digital/Analog-Umsetzer (DAC) 940 wird verwendet, um den Ausgang des Quantisierers 935 in einen Strom umzusetzen, der durch die Abtastkondensatoren an den Eingängen der Integrierer integriert wird. Der Ausgang des DAC 940 wird durch Schalter 942 und 944 gesteuert. Der erste Schalter 942 steuert den Ausgang der DAC 940, der mit dem ersten Abtastkondensator 910 gekoppelt ist. Der Schalter 942 wird seinerseits durch das Inverse des Signals gesteuert, das den Schalter 915 steuert. Das Signal LO– ermöglicht es, dass der vom DAC 940 gelieferte Strom durch den Abtastkondensator 910 integriert wird, wenn der Schalter 915 verhindert, dass das vom Vorwärtssteilheitsverstärker 905 gelieferte Signal fließt. Ein zweiter, durch die DCU 920 gesteuerter Schalter 944 steuert den Fluss des vom DAC 940 erzeugten Stroms zum zweiten Abtastkondensator 929.
Die obige Diskussion konzentriert sich auf einen Sigma-Delta-Mischer zweiter Ordnung. Jedoch ist es für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet der vorliegenden Erfindung ersichtlich, dass Sigma-Delta-Mischer dritter und höherer Ordnung durch Hinzufügen zusätzlicher Filterungsvorgänge, zusammen mit begleitenden Rückkopplungsschleifen, geschaffen werden können.

Claims

Sigma-Delta-Mischer (200, 300, 500), mit: einem Signaleingang; einer Abtastschaltung (210, 310, 510), die in einem zeitdiskreten Ladungsbereich arbeitet und mit dem Signaleingang gekoppelt ist, wobei die Abtastschaltung eine Schaltungsanordnung enthält, um ein durch den Signaleingang bereitgestelltes Signal (x(t)) in einen zeitdiskreten Abtastwertstrom DTSS umzusetzen; einer zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit (220, 320, 520), die mit der Abtastschaltung (210, 310) gekoppelt ist, wobei die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit eine Schaltungsanordnung enthält, um den zeitdiskreten Abtastwertstrom zu filtern; und einer Rückkopplungssignalleitung, die mit der zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit (220, 320, 520) und mit der Abtastschaltung (210, 310, 510) gekoppelt ist, wobei die Rückkopplungssignalleitung Informationen, die von der zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit (220, 320, 520) ausgegeben werden, zu der Abtastschaltung (210, 310) transportiert, und dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastschaltung (210, 310, 510) umfasst: einen ersten Schalter (312), um den Fluss des Signals (x(t)) zu regulieren, wobei der erste Schalter durch ein Steuersignal (LO+) gesteuert wird; einen Historien-Kondensator (307), der mit dem Schalter (312) gekoppelt ist, wobei der Historien-Kondensator (307) das Signal (x(t)) integriert, wenn der erste Schalter (312) den Fluss des Signals zulässt; und wenigstens zwei rotierende Kondensatoren (308, 309), die mit dem ersten Schalter (312) gekoppelt und zu dem Historien-Kondensator (307) parallelgeschaltet sind, wobei die rotierenden Kondensatoren das Signal integrieren, wobei das in den rotierenden Kondensatoren (308, 309) akkumulierte Signal ausgelesen wird, um einen Abtastwert zu erzeugen, und wobei jeder rotierende Kondensator (308, 309) mit einem entsprechenden Schalter (314, 315) gekoppelt ist, der den Fluss des Signals zu dem entsprechenden rotierenden Kondensator (308, 309) reguliert, wobei der den jeweiligen rotierenden Kondensator (308, 309) regulierende Schalter durch ein unterschiedliches Steuersignal gesteuert wird.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 1, wobei die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit mit einem Quantisierer (230, 330) gekoppelt ist, der eine Schaltungsanordnung enthält, um den gefilterten zeitdiskreten Abtastwertstrom zu digitalisieren.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit (220, 320, 520) außerdem eine Schaltungsanordnung enthält, um die Verstärkungssteuerung des zeitdiskreten Abtastwertstroms auszuführen.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 1, 2 oder 3, der ferner einen Digital/Analog-Umsetzer (240, 340, 540) enthält, der einen Eingang besitzt, der mit der zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit (220, 320, 520) gekoppelt ist, und einen Ausgang besitzt, der mit der Rückkopplungssignalleitung gekoppelt ist, wobei der Digital/Analog-Umsetzer ein digitales Signal in ein analoges Signal umsetzt.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, wobei: die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit DTSP (220, 320, 520) umfasst: eine zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit DTASP (615), die mit der Abtastschaltung (610) gekoppelt ist, wobei die DTASP eine Schaltungsanordnung enthält, um den DTSS zu filtern; einen Quantisierer (617), der mit der DTASP gekoppelt ist, wobei der Quantisierer einen durch die DTASP erzeugten Ausgang in einen digitalen Wert umsetzt; und der Sigma-Delta-Mischer ferner umfasst: einen Digital/Analog-Umsetzer DAC (622), der mit dem Ausgang des Quantisierers (617) gekoppelt ist, wobei der DAC einen Ausgang des Quantisierers in ein analoges Signal umsetzt; und einen Rückkopplungsmechanismus (620), der mit dem DAC (622) gekoppelt ist und einen Ausgang besitzt, der mit der Rückkopplungssignalleitung gekoppelt ist, wobei der Rückkopplungsmechanismus eine Schaltungsanordnung enthält, um das durch den DAC erzeugte analoge Signal in ein Rückkopplungssignal umzusetzen, das mit dem Eingangssignal kombiniert wird.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 2 oder 5, wobei das Signal von Spannung in Strom umgesetzt wird.
Sigma-Delta-Mischer nach einem der Ansprüche 2, 5 oder 6, wobei die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit analoge Signale verarbeitet.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 7, wobei der Quantisierer einen durch die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit erzeugten Ausgang in einen digitalen Wert umsetzt.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 5, wobei das Rückkopplungssignal mit dem Eingangssignal kombiniert wird, wobei das Eingangssignal ein zeitkontinuierliches Signal ist.
Sigma-Delta-Mischer nach Anspruch 5, wobei das Rückkopplungssignal mit dem Eingangssignal kombiniert wird, nachdem es in einen zeitdiskreten Abtastwertstrom DTSS umgesetzt worden ist.
Sigma-Delta-Mischer nach einem der Ansprüche 5, 9 oder 10, wobei das durch den DAC (622) erzeugte analoge Signal ein Strom ist.
Sigma-Delta-Mischer nach einem der Ansprüche 5, 9, 10 oder 11, wobei der Quantisierer (617) ein k-Bit-Quantisierer ist, wobei k eine ganze Zahl ist.
Sigma-Delta-Mischer nach einem der Ansprüche 5, 9, 10, 11 oder 12, wobei die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit (320) umfasst: einen Schalter (415), der mit dem Ausgang der Abtastschaltung gekoppelt ist, wobei der Schalter dazu dient, den Fluss des Ausgangs der Abtastschaltung (310) zu regulieren; einen Pufferkondensator (410), der mit dem Schalter gekoppelt ist, wobei der Pufferkondensator dazu dient, den Ausgang der Abtastschaltung zu integrieren; und einen Eingangssignalpuffer (405), der einen mit dem Pufferkondensator (410) gekoppelten positiven Eingang besitzt, wobei der Puffer dazu dient, das Eingangssignal zu halten.
Sigma-Delta-Mischer nach einem der Ansprüche 5, 9, 10, 11, 12 oder 13, wobei in der Abtastschaltung wenigstens zwei Abtastkondensatoren vorhanden sind, wobei der Rückkopplungsmechanismus (620) umfasst: einen Vor-Rückkopplungskondensator (623), der mit dem DAC (622) gekoppelt ist, wobei der Vor-Rückkopplungskondensator dazu dient, den durch den DAC erzeugten Strom zu integrieren und eine Ladung zu akkumulieren; und wenigstens zwei Rückkopplungskondensatoren (624, 625), einen für jeden Abtastkondensator, wobei jeder Rückkopplungskondensator mit einem Schalter (626, 627) gekoppelt ist, der seinerseits mit dem Vor-Rückkopplungskondensator (623) gekoppelt ist, wobei die jeweiligen Rückkopplungskondensatoren die Ladung auf dem Vor-Rückkopplungskondensator gemeinsam nutzen, wenn der Schalter geschlossen ist.
Sigma-Delta-Mischer nach einem der Ansprüche 5 und 9 bis 14, wobei die zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit ferner eine Schaltungsanordnung enthält, um eine Verstärkungssteuerung für den zeitdiskreten Abtastwertstrom DTSS zu schaffen.
Sigma-Delta-Mischer nach einem der Ansprüche 5 und 9 bis 15, der ferner umfasst: eine zweite zeitdiskrete Signalverarbeitungseinheit (930), die einen Eingang besitzt, der mit der Abtastschaltung (902) gekoppelt ist, wobei die zweite zeitdiskrete Signalverarbeitungsschaltung (930) eine Schaltungsanordnung enthält, um den zeitdiskreten Abtastwertstrom DTSS zu filtern; einen zweiten Historien-Kondensator (910), der mit einem Ausgang der zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit (930) und mit einem Eingang der ersten zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit (929) gekoppelt ist, wobei der zweite Historien-Kondensator (910) dazu dient, den Ausgang der zweiten zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit zu integrieren; und einen zweiten Rückkopplungsmechanismus, der einen Eingang besitzt, der mit dem DAC (940) gekoppelt ist, und einen Ausgang besitzt, der mit dem zweiten Historien-Kondensator (910) gekoppelt ist; wobei der zweite Rückkopplungsmechanismus dazu dient, den durch den DAC (940) erzeugten Strom in ein Rückkopplungssignal umzusetzen, das mit dem Ausgang der zweiten zeitdiskreten Signalverarbeitungseinheit (930) kombiniert wird.