DE4200729C2 - Verzerrungsarme Ausgangsstufe für einen Digital/Analog-Wandler - Google Patents
Verzerrungsarme Ausgangsstufe für einen Digital/Analog-WandlerInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Digital/Analog-Wandler
mit einem Digitalteil, der einen Digitalmodulator (10) enthält,
und mit einem Analogteil, der ein mit geschalteten Kondensatoren
aufgebautes Tiefpaßfilter, einen Schaltkondensator/Zeitkontinu
itäts-Puffer, einen Puffer (16) mit Verstärkungsfaktor Eins und
ein aktives RC-Tiefpaßfilter enthält, dessen Ausgangsstufe den
Analogausgang des gesamten DA-Wandlers darstellt.
Bei herkömmlichen Digital/Analog-Konvertern folgt auf eine erste
Konvertierstufe eine mehrstufige Tiefpaßfilterung zur Ausfilte
rung unerwünschter Störsignale. Bei einem Typ eines Digital/Ana
log-Wandlers kommt ein digitaler Delta-Sigma-Modulator zum Ein
satz. Der Delta-Sigma-Modulator empfängt ein digitales Eingangs
signal und wandelt es in ein digitales 1-Bit-Ausgangssignal um.
Dieses Ausgangssignal wird dann typischerweise durch einen
1-Bit-DA-Wandler geleitet und anschließend auf ein aktives
RC-Tiefpaßfilter gegeben. Das aktive RC-Tiefpaßfilter benutzt eine
Reihe von Widerständen und verschiedenen aktiven Bauelementen
zwecks Realisierung der gewünschten Filterfunktion. Der Nachteil
bei dieser Art von Filtern besteht in deren Empfindlichkeit ge
genüber Streuungen bei den Einzelkomponenten. Es wird deshalb
oft ein beträchtlicher Wert an Trimmung benötigt.
Bei einem anderen Typ von Filteraufbau wurde ein aus geschalte
ten Kondensatoren aufgebautes Filter optimiert. Allerdings konn
te das Rauschverhalten bei diesem Filtertyp deshalb nicht auf
bestmögliche Werte optimiert werden, weil Filter mit geschalte
ten Kondensatoren in DA-Wandlern, welche Delta-Sigma-Modulatoren
verwenden, durch in Kaskade geschaltete Filter mit 2×4 (bi-quad)
geschalteten Kondensatoren realisiert wurden. Der Nachteil hier
bei ist, daß die mehrfachen 2×4-Stufen der Überalles-Filterfunk
tion eine signifikante Störkomponente hinzufügen, was uner
wünscht ist.
Das Buch "Oversampling Delta-Sigma Data Converters", herausgege
ben von James C. Candy und Gabor C. Temes, IEEE 1992 (ISBN
0-87942-285-8), befaßt sich mit DA-Konvertern der vorstehend be
schriebenen Art. Ein mit Oversampling arbeitender Digital/Ana
log-Wandler auf der Basis der Sigma-Delta-Modulation ist ferner
aus dem Aufsatz von Matsuya et al. in IEEE Proceedings of Solid-
State Circuits, 1989, Nr. 4 (August), S. 969-975 bekannt.
Ein Problem, das bei herkömmlichen Digital/Analog-Wandlern unter
Verwendung von Filtern mit geschalteten Kondensatoren jedweden
Typs auftritt, ist das Erfordernis der Umwandlung aus dem Be
reich des abgetasteten Datenstroms am Ausgang des Filters mit
geschalteten Kondensatoren in einen zeitkontinuierlichen Be
reich. Früher wurde ein aktives Filter dazu benutzt, um das aus
abgetasteten Daten bestehende Ausgangssignal durch den geschal
teten Kondensator in ein zeitkontinuierliches Ausgangssignal um
zuwandeln. Jedoch führt eine derartige Konvertierung typischer
weise zu einem hohen Anteil von dem Nutzsignal hinzugefügten
Verzerrungen. Jedwede Verzerrung, insbesondere in DA-Wandlern
mit Niedrigpegel, ist jedoch schädlich für die Gesamt-Leistungs
fähigkeit des Konverters.
Das diese Erfindung zugrundeliegende technische Problem besteht
somit in der Schaffung eines verbesserten Digital/Analog-Wand
lers mit besonders verzerrungsarmer Ausgangsstufe.
Bei der Lösung dieser Aufgabe wird ausgegangen von einem
DA-Wandler der eingangs beschriebenen Art, der ein aktives RC-Tief
paßfilter im Analogteil enthält. Gelöst wird die Aufgabe durch
die besondere Ausbildung der Ausgangsstufe des RC-Tiefpaßfilters
gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des ersten Patentanspruchs.
Der erfindungsgemäße DA-Wandler zeichnet sich durch besonders
geringe Verzerrungen aus.
Vorteilhafte und zweckmäßige Weiterbildungen des erfindungsgemä
ßen DA-Wandlers sind in den Unteransprüchen 2 bis 7 enthalten.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend unter Be
zugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im Detail erläutert.
Es zeigen
Fig. 1 ein mit geschalteten Kondensatoren aufgebau
tes, zeitkontinuierliches Filter mit hoher
Rauschfreiheit und niedriger Verzerrung, in
einem schematischen Blockschaltbild;
Fig. 2 ein Logik-Blockschaltbild des Filters mit
geschalteten Kondensatoren;
Fig. 3 ein mehr ins Detail gehendes Blockschaltbild
des Filters von Fig. 2;
Fig. 4 ein detailliertes Logik-Diagramm der Eingangs
stufe des Filters von Fig. 2;
Fig. 5 ein Zeitsteuer-Diagramm für den in die Ein
gangsstufe des Filters integrierten 1-Bit-DA-Wandler;
Fig. 6 ein Blockschaltbild des Schaltkondensatoren/
Zeitkontinuitäts-Puffers;
Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Konvertie
rungsfunktion;
Fig. 8 ein Schaubild zur Erläuterung der durch den
Puffer von Fig. 7 bewirkten Glättung;
Fig. 9 eine aus dem Stand der Technik bekannte Puf
ferschaltung, die an ihrem Eingang Datenwerte
vom Ausgang eines Filters mit geschalteten
Kondensatoren empfängt und diese in ein ana
loges zeitkontinuierliches Eingangssignal für
einaktives Filter umwandelt;
Fig. 10 ein Logik-Schaltbild der Pufferschaltung für
den DA-Wandler;
Fig. 11 ein Schaltschema eines herkömmlichen Puffers
mit Verstärkungsfaktor 1;
Fig. 12 ein vereinfachtes Schaltschema des Puffers
mit Verstärkungsfaktor 1;
Fig. 13 ein detailliertes Schaltbild des Puffers mit
Verstärkungsfaktor 1;
Fig. 14 ein Schaltbild des Anlauf-Schaltkreises für
den Puffer mit Verstärkungsfaktor 1;
Fig. 15 ein Schaltschema einer herkömmlichen Aus
gangsstufe für einen DA-Wandler;
Fig. 16 ein vereinfachtes Schaltschema der Ausgangs
stufe des DA-Wandlers;
Fig. 17 ein detailliertes Schaltbild der Ausgangs
stufe des DA-Wandlers;
Fig. 18 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform
des Bias-Schaltkreises zur Erzeugung des
AB-Bias für die Ausgangsstufe; und
Fig. 19 eine zweite Ausführungsform der Schaltung zur
Erzeugung des AB-Bias.
In Fig. 1 ist der Digital/Analog-Wandler (DAC) in einem Über
sichts-Blockschaltbild dargestellt. In diesem kommt ein Zeit
kontinuitäts-Filter mit geschalteten Kondensatoren zum Ein
satz, das sich durch hohen Rauschabstand (low noise) sowie
niedrige Verzerrungen auszeichnet.
Am Eingang eines Interpolationsfilters 11 wird ein digitales
n-Bit-Eingangssignal empfangen. Das Ausgangssignal des Inter
polationsfilters 11 wird auf einen Digitalmodulator 10 gege
ben, welcher das n-Bit-Eingangssignal in ein digitales m-Bit-Aus
gangssignal umwandelt, wobei m kleiner ist als n. Bevor
zugt umfaßt der Digitalmodulator 10 einen mit oversampling
arbeitenden und rauschunterdrückend ausgelegten Schaltkreis
mit einem digital arbeitenden Delta-Sigma-Modulator, der das
n-Bit-Digitalwort effektiv in ein digitales m-Bit-Ausgangs
signal umwandelt. Bevorzugt beträgt der Wert von m "Eins".
Jedoch kann selbstverständlich auch ein Digitalmodulator mit
Multi-Bit-Ausgang verwendet werden.
Obwohl hier ein Delta-Sigma-Modulator vorgesehen ist, kann
selbstverständlich auch jeder andere Typ eines 1-Bit-Digital
modulators oder ein äquivalenter Schaltkreis verwendet wer
den, um die Umwandlung des n-Bit-Digitalworts in einen digi
talen 1-Bit-Datenstrom durchzuführen. Der Delta-Sigma-Modu
lator wird hier deshalb verwendet, da er sich durch ein gutes
Betriebsverhalten bei Niedrigspannung sowie differentielle
Nichtlinearität auszeichnet. Die Arbeitsweise des Digitalmodu
lators 10 ist an sich bekannt.
Der vom Digitalmodulator 10 abgegebene, digitale 1-Bit-Daten
strom wird auf den Eingang eines mit geschalteten Kondensato
ren aufgebauten Tiefpaßfilters 12 vierter Ordnung gegeben.
Das Filter 12 ist als Butterworth-Filter ausgebildet und hat
in seinem Eingang einen 1-Bit-DA-Wandler integriert, was spä
ter noch beschrieben wird. Das Ausgangssignal des Filters 12
wird auf den Eingang eines Schaltkondensator/Zeitkontinui
täts-Puffers 14 gegeben, welcher das mittels geschalteter
Kondensatoren erzeugte Ausgangssignal des Filters 12 in ein
zeitkontinuierliches Signal mit relativ niedriger Verzerrung
umwandelt. Letzteres wird dann einem Puffer 16 mit Verstär
kungsfaktor Eins eingegeben, welcher sich durch hohe Impedanz
und geringen Klirrfaktor auszeichnet; dessen Ausgangssignal
wird dann weiter an ein aktives RC-Tiefpaßfilter 18 geleitet.
Der Ausgang des aktiven RC-Tiefpaßfilters 18 stellt den nie
derimpedanten analogen Ausgang des gesamten Digital/Analog-Wand
lers gemäß Fig. 1 dar.
In Fig. 2 ist das Tiefpaßfilter 12 mit geschalteten Konden
satoren in einem schematischen Blockschaltbild dargestellt.
Das digitale 1-Bit-Ausgangssignal des Delta-Sigma-Modula
tors 10 wird auf einen 1-Bit-DA-Wandler 20 gegeben. Das Aus
gangssignal des 1-Bit-DA-Wandlers 20 ist gleichzeitig Ein
gangssignal für den positiven Eingang einer Summierstelle 22,
deren Ausgang mit einer ersten Integrierstufe 24 verbunden
ist. Der negative Eingang der Summierstelle 22 ist mit dem
Ausgangspunkt 26 des gesamten Tiefpaßfilters 12 verbunden.
Das Ausgangssignal der ersten Integrierstufe 24 ist gleichzei
tig Eingangssignal am positiven Eingang einer Summierstel
le 28, deren negativer Eingang mit dem Ausgangspunkt 26 ver
bunden ist. Der Ausgang der Summierstelle 28 ist gleichzeitig
Eingang einer zweiten Integrierstufe 30. Das Ausgangssignal
der zweiten Integrierstufe 30 wird auf den positiven Eingang
einer Summierstelle 32 gegeben. Der negative Eingang der Sum
mierstelle 32 ist mit dem Ausgangspunkt 26 verbunden. Der Aus
gang der Summierstelle 32 ist mit dem Eingang einer dritten
Integrierstufe 34 verbunden. Das Ausgangssignal der dritten
Integrierstufe 34 ist gleichzeitig Eingangssignal für den
positiven Eingang einer weiteren Summierstelle 36. Der nega
tive Eingang der Summierstelle 36 ist mit dem Ausgangs
punkt 26 verbunden. Das Ausgangssignal der Summierstelle 36
ist Eingangssignal für eine vierte Integrierstufe 38, deren
Ausgang ebenfalls zum Ausgangspunkt 26 geschaltet ist.
In bevorzugter Ausführung haben die Summierstellen 22, 28 und
32 positive Eingänge, wobei die Integrierstufe 34 als inver
tierend konfiguriert ist. Dies führt zu einem invertierten
Ausgangssignal an der Integrierstufe 38. Somit ergibt sich
ein Äquivalent zu der in Fig. 2 dargestellten Struktur.
Das Filter gemäß Fig. 2 stellt ein Butterworth-Filter vier
ter Ordnung dar; es ist in der Topologie mit geschalteten
Kondensatoren (switched capacitor topology) ausgeführt. Durch
die Verwendung dieser Topologie mit geschalteten Kondensato
ren wird die Herstellung des Filters unter den derzeit gege
benen Fertigungsverhältnissen auf einfache Weise ermöglicht.
Die Verwendung eines Filters hoher Ordnung mit einem Rückkopp
lungspfad von seiner Ausgangsstufe zurück zur Eingangsstufe
führt zu einem relativ rauschfreien Betrieb. Die Übertragungs
funktion des Filters gemäß Fig. 2 lautet:
Anhand des in Fig. 3 dargestellten, mehr ins Detail gehenden
Blockschaltbilds des Filters gemäß Fig. 2 soll nun die be
nutzte Topologie mit geschalteten Kondensatoren erläutert
werden.
Das digitale 1-Bit-Eingangssignal wird auf einen DA-Wandler-Block
40 mit geschalteten Kondensatoren gegeben, dessen Aus
gang gleichzeitig Eingang einer Summierstelle 42 ist. Die
Summierstelle 42 korrespondiert mit der Summierstelle 22. Das
Ausgangssignal der Summierstelle 42 wird als Eingangssignal
auf den negativen Eingang eines Verstärkers 44 gegeben, des
sen positiver Eingang mit Masse verbunden ist. Ein Kondensa
tor 46 ist zwischen den negativen Eingang des Verstärkers 44
und dessen Ausgang geschaltet. Das vom Verstärker 44 abgege
bene Ausgangssignal ist gleichzeitig Eingangssignal für einen
Block 48 von geschalteten Kondensatoren, wobei dessen Ausgang
mit einer Summierstelle 50 verbunden ist. Die Summierstel
le 50 korrespondiert mit der Summierstelle 28 und ist Eingang
für den negativen Eingang des Verstärkers 52. Der positive
Eingang des Verstärkers 42 ist mit Masse verbunden. Ein Kon
densator 54 ist zwischen den negativen Eingang des Verstär
kers 52 und dessen Ausgang geschaltet. Der Verstärker 52 und
der Kondensator 54 entsprechen der zweiten Integrierstufe 30.
Der Ausgang des Verstärkers 52 ist gleichzeitig Eingang für
einen Block 56 mit geschalteten Kondensatoren, wobei dessen
Ausgang mit einer Summierstelle 58 verbunden ist. Die Sum
mierstelle 58 entspricht der Summierstelle 32. Die Sum
mierstelle 58 ist gleichzeitig Eingang für den negativen
Eingang des Verstärkers 60, dessen positiver Eingang mit
Masse verbunden ist. Ein Kondensator 62 ist mit dem negativen
Eingang des Verstärkers 60 sowie mit dessen Ausgang verbun
den. Verstärker 60 und Kondensator 62 entsprechen der dritten
Integrierstufe 34. Der Ausgang des Verstärkers 60 ist gleich
zeitig Eingang zu einem Block 64 von geschalteten Kondensa
toren, wobei dessen Ausgang mit einer der Summierstelle 36
entsprechenden Summierstelle 66 verbunden ist. Die Summier
stelle 66 ist Eingang für den negativen Eingang eines Verstär
kers 68, dessen positiver Eingang mit Masse verbunden ist.
Ein Kondensator 70 ist zwischen den negativen Eingang des
Verstärkers 68 und dessen Ausgang geschaltet. Verstärker 68
und Kondensator 70 entsprechen der vierten Integrierstufe 38.
Der Ausgang des Verstärkers 38 ist mit dem Ausgangspunkt 26
verbunden.
Der Ausgangspunkt 68 ist über Blöcke 72, 74, 76 und 78 mit
geschalteten Kondensatoren zu den Summierstellen 42, 50, 58
und 66 rückgekoppelt. Durch die Rückkopplung des Ausgangs
signals der letzten Integrierstufe vom Ausgangspunkt 26 zu
rück zum Eingang des Verstärkers 44 kann die Eingangs-Inte
grierstufe 24 nunmehr das Ausgangsrauschen der letzten In
tegrierstufe 38 beeinflussen. Auf diese Weise reduziert der
Verstärkungsfaktor der ersten, dem Verstärker 44 und dem Kon
densator 46 entsprechenden Integrierstufe 24 das auf den
Eingang bezogene Rauschen aller nachfolgenden Stufen, ein
schließlich der Ausgangs-Integrierstufe 38. Hierdurch ergibt
sich ein mit geschalteten Kondensatoren aufgebautes Filter,
das sich durch einen sehr geringen Rauschpegel auszeichnet.
Das Filter arbeitet bei einer Abtastrate von 3.072 MHz mit
einer -3 dB Bandbreite von 25 Khz, und die auf eine 1/2 π
-3 dB Bandbreite normierte Übertragungsfunktion lautet:
Den Kapazitätswerten der in den Blöcken 40, 48, 56, 64, 72,
74, 76, 78 verwendeten Kondensatoren sowie für die Kondensa
toren 46, 54, 62 und 70 sind den Kondensator-Bezugszeichen
C1-C12 zugeordnet. Dabei entspricht C1 dem Block 40, C2 dem
Block 72, C3 dem Block 46, C4 dem Block 48, C5 dem Block 74,
C6 dem Kondensator 54, C7 dem Kondensator 56, C8 dem Kondensa
tor 76, C9 dem Kondensator 62, C10 dem Kondensator 64, C11
dem Kondensator 78 und C12 dem Kondensator 70. Die Werte für
die Kapazitäten C1 bis C12 lauten folgendermaßen:
Kapazität | |
Größe (pf) | |
C1 | |
2.0 | |
C2 | 2.0 |
C3 | 118.048 |
C4 | 3.39 |
C5 | 3.0 |
C6 | 76.689 |
C7 | 2.0 |
C8 | 2.0 |
C9 | 29.37 |
C10 | 1.0 |
C11 | 1.0 |
C12 | 6.996 |
Fig. 4 enthält ein detailliertes Logik-Schaltbild des ge
schaltete Kondensatoren enthaltenden DA-Wandlerblocks 40, des
Blocks 72 mit geschalteten Kondensatoren sowie des Verstär
kers 44. Eine Referenzspannung ist an den Knotenpunkt 80 an
gelegt, wobei dieser Knotenpunkt 80 über einen Schalter 82
mit einem Knotenpunkt 84 verbunden ist. Der Knotenpunkt 84
ist mit einer Seite eines Kondensators 86 und gleichzeitig
über einen Schalter 88 mit Masse verbunden. Die andere Seite
des Kondensators 86 steht mit einem Knotenpunkt 90 in Ver
bindung; der Knotenpunkt 90 ist über einen Schalter 92 mit
einer Summierstelle 42 verbunden. Der Knotenpunkt 90 ist
gleichzeitig über einen Schalter 94 mit Masse verbunden, und
er ist über einen weiteren Schalter 96 nochmals mit Masse
verbunden.
Der Schalter 82 wird durch einen Taktimpuls Φ1 angesteuert,
ebenso der Schalter 94. Der Schalter 88 ist durch einen Takt
impuls Φ2 angesteuert. Der Schalter 96 wird gesteuert durch
die logische AND-Funktion des Taktimpulses Φ2 und des inver
tierten digitalen Einzelbit-Signals "1 Bit". Der Schalter 92
wird durch die AND-Funktion des Taktimpulses Φ2 und des Ein
gangssignals "1 Bit" gesteuert.
Die Referenzspannung am Knotenpunkt 18 liegt auch über einen
Schalter 98 an einem Knotenpunkt 100 an. Der Knotenpunkt 100
ist mit der einen Seite eines Kondensators 102 verbunden und
gleichzeitig über einen Schalter 104 mit Masse. Die andere
Seite des Kondensators 102 ist mit einem Knotenpunkt 106
verbunden. Der Knotenpunkt 106 ist über einen Schalter 108
mit der Summierstelle 42 verbunden und gleichzeitig über
einen Schalter 110 sowie einen Schalter 112 jeweils mit
Masse.
Die Schalter 104 und 110 werden durch den Taktimpuls Φ1 und
der Schalter 98 durch den Taktimpuls Φ2 angesteuert. Der
Schalter 112 ist durch die AND-Funktion des Taktsignals Φ2
und des Eingangssignals "1 Bit" gesteuert. Der Schalter 108
ist durch die AND-Funktion des Taktimpulses Φ2 und des in
vertierten Eingangssignals "1 Bit" gesteuert. Als Ergebnis
dieses Schaltschemas ist der dem Kondensator 86 zugeordnete
Pfad nichtinvertierend und der dem Kondensator 102 zugeord
nete Pfad invertierend.
Das am Ausgangspunkt 26 anstehende Ausgangssignal wird über
einen Schalter 116 auf einen Knotenpunkt 118 gegeben. Der
Knotenpunkt 118 ist mit einer Seite eines Kondensators 120
sowie über einen Schalter 122 mit Masse verbunden. Die andere
Seite des Kondensators 120 ist mit einem Knotenpunkt 124 ver
bunden. Der Knotenpunkt 124 ist über einen Schalter 126 mit
der Summierstelle 42 und gleichzeitig über einen Schalter 128
mit Masse verbunden. Die Schalter 116, 122, 126 und 128 sowie
der Kondensator 120 bilden den Block 72 mit geschalteten
Kondensatoren. Die Schalter 116 und 128 werden durch den
Taktimpuls Φ1 und die Schalter 122 und 126 durch den Takt
impuls Φ2 getaktet, was, wie hier beschrieben, eine nicht
invertierende Topologie ergibt. Ferner sind die Bauteile,
welche den Block 72 mit geschalteten Kondensatoren konfi
gurieren, ähnlich denjenigen, welche die Schaltkondensatoren-Blöcke
48, 56, 64, 74, 76 und 78 bilden, wobei die Werte der
darin enthaltenen Kapazitäten abweichen und die Blöcke 64 und
78 als invertierend konfiguriert sind. Es handelt sich hier
bei um einen herkömmlichen Schaltungsaufbau mit geschalteten
Kondensatoren.
Das Zeitdiagramm von Fig. 5 erläutert die Wirkungsweise der
Taktimpulse Φ1 und Φ2 sowie des Einzelbit-Eingangs. Ist Φ1
"hoch", so sind die Schalter 82 und 94 geschlossen, wodurch
sich die mit dem Knotenpunkt 84 verbundene Elektrode des Kon
densators 86 auf die Referenzspannung aufladen kann. Wenn nun
Φ2 den Wert "hoch" annimmt, so wird der Knotenpunkt 84 auf
Massepotential gezogen und der Knotenpunkt 86 wird mit der
Summierstelle 42 nur dann verbunden, wenn der digitale Einzel
bit-Eingang auf logisch "1" liegt, wodurch der Schalter 92
schließt. Ist dies nicht der Fall, bleibt der Schalter 92
offen, und der Schalter 96 verbindet den Knotenpunkt 90 mit
Masse, wobei sich der Kondensator 86 entlädt. Die Schalter
108 und 112 funktionieren in entgegengesetzter Weise so, daß
bei entgegengesetztem logischen Zustand von "1 Bit" als lo
gisch "1" der Kondensator C2 dazu benutzt wird, die Spannung
an der Summierstelle 42 zu bestimmen. Zur gleichen Zeit wie
Ladung vom Kondensator 86 bzw. 102 zur Summierstelle 42
transportiert wird, wird selbstverständlich auch Ladung vom
Kondensator 120 zur Summierstelle 42 transportiert. Dies ist
der Rückkopplungspfad, der dazu benutzt wird, daß die erste
Integrierstufe das Rauschen an der Ausgangsstufe herabsetzt.
Dies ergibt in der Gesamttopologie ein Butterworth-Filter
vierter Ordnung unter Verwendung eines in den Eingang zur
ersten Stufe des Filters integrierten 1-Bit-DA-Wandlers.
Das in Fig. 6 enthaltene Blockschaltbild des Digital/Analog-Wandlers
dient zur Erläuterung der Funktionsweise des Puf
fers 14 zwischen geschalteten Kondensatoren und zeitkonti
nuierlichem Bereich. Im allgemeinen sind die digitalen Delta-
Sigma-Modulatoren 10 in einem analogen Signalwandler 130, der
ein Digitalsignal in Abtastwerte umsetzt, enthalten. Das Aus
gangssignal dieses Blocks 130 entspricht dem analogen Wert
des digitalen Eingangssignals im Bereich der abgetasteten
Datenwerte. Dieses ist dann Eingangssignal für den Puffer 14
zwischen geschalteten Kondensatoren und Zeitkontinuität und
wird in ein zeitkontinuierliches analoges Signal umgewandelt,
wobei durch den Puffer 14 im wesentlichen keine Verzerrung
hinzugefügt wird. Der Verstärker 16 mit Verstärkungsfaktor 1
sorgt für eine hohe Impedanz für die Wirkungsweise des Puf
fers 14. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 wird an
schließend auf das aktive Tiefpaßfilter 18 gegeben, welches
einen Ausgang von relativ niedriger Impedanz in der Größen
ordnung von 600 Ohm treiben kann.
Das Diagramm von Fig. 7 erläutert die Arbeitsweise des Puf
fers 14. Im Bereich der Abtastwerte ist jeder Abtastwert
durch eine diskrete Stufe dargestellt. Zum Zwecke dieser
Darstellung wurde eine Sinuswelle ausgewählt. Die einzige
wichtige Stelle im Bereich der Abtastzeit ist das Ende der
Abtastwerte, wobei dies die Stelle ist, an welcher die Abtast
werte gültig sind. Es ist notwendig, diese abgetasteten Daten
werte in eine gleichmäßige analoge Signalform umzuwandeln,
welche das Ausgangssignal des Puffers 14 darstellt. Aller
dings sollte diese Umwandlung möglichst verzerrungsfrei er
folgen, was mit Schwierigkeiten verbunden sein kann, wenn die
Abtastwerte infolge eines nicht ganz idealen Schaltkondensa
tor-Filters mit etwas Verschiebung erzeugt werden. Dies ist
typischerweise die Signalart, wie sie vorliegt. Wird eine her
kömmliche Pufferschaltung verwendet, so kann dies zu einer
weiteren Verschiebung im Bereich der Abtastwerte führen,
woraus sich zusätzliche Verzerrungen bei der Umwandlung in
den zeitkontinuierlichen Bereich ergeben.
Das Schaubild in Fig. 8 erläutert den Signalverlauf der Ab
tastwerte. Die abgetasteten Datenwerte werden durch eine
Vielzahl diskreter Stufen 132 dargestellt. Am Ende einer
jeden dieser Stufen 132 findet sich der Wert für das gültige
analoge Datum. Diese Punkte müssen in einer solchen Weise
miteinander verbunden werden, daß keine Verzerrung auftritt.
In Fig. 9 ist ein herkömmliches, Parasit-unempfindliches,
nicht invertierendes Tiefpaßfilter erster Ordnung mit ge
schalteten Kondensatoren dargestellt. Ein Verstärker 134 ist
vorgesehen, dessen positiver Eingang an Masse liegt. Eine
durch geschaltete Kondensatoren erzeugte (abgetastete) Ein
gangsspannung wird auf die eine Seite eines Schalters 136
gegeben, wobei dessen andere Seite mit der einen Seite eines
Kondensators 138 verbunden ist. Die andere Seite des Konden
sators 138 ist mit der einen Seite eines Schalters 142 ver
bunden, dessen andere Seite mit dem negativen Eingang des
Verstärkers 134 in Verbindung steht. Die andere Seite des
Kondensators 138 ist über einen Schalter 144 ebenso mit Masse
verbunden. Die Schalter 136 und 144 sind von dem Taktimpuls
Φ1, die Schalter 140 und 142 durch den Taktimpuls Φ2 ge
steuert.
Es ist eine Rückkopplungs-Schaltung vorgesehen, bei der ein
Rückkopplungs-Kondensator 146 zwischen den negativen Eingang
des Verstärkers 134 und dessen Ausgang geschaltet ist. Der
negative Eingang des Verstärkers 134 ist zudem mit der einen
Seite eines Kondensators 148 verbunden, dessen andere Seite
mit der einen Seite eines weiteren Kondensators 150 verbunden
ist. Die andere Seite des Kondensators 150 liegt gleichzeitig
über einen Schalter 152 an Masse. Die andere Seite des Konden
sators 150 ist über einen Schalter 154 mit Masse verbunden
und gleichzeitig mit der einen Seite eines Schalters 156. Die
andere Seite des Schalters 156 ist mit dem Ausgang des Ver
stärkers 134 verbunden. Die Schalter 152 und 154 werden durch
den Taktimpuls Φ1, die Schalter 148 und 156 durch den Takt
impuls Φ2 gesteuert.
Vorausgesetzt, daß das in Fig. 9 dargestellte Filter für tie
fe Frequenzen einen Verstärkungsfaktor von 1 aufweist (z. B.
die Werte des eingangsseitig vorgesehenen Abtast-Kondensa
tors 138 und des geschalteten Rückkopplungs-Kondensators 150
gleich sind), so lautet die Übertragungsfunktion im Z-Bereich
wie folgt:
Nachdem das Filter einen stabilen Zustand bezüglich des
Gleichspannungs-Eingangs erreicht hat, wird sein Ausgang den
Wert des Gleichspannungs-Eingangs annehmen, kurz bevor ein
Abtastereignis auftritt. Mit geschalteten Kondensatoren von
gleichem Wert, und wenn die Ausgangsspannung gleich der Ein
gangsspannung ist, welche der Gleichspannung entspricht, so
wird dieses Abtastereignis die Ladung auf dem nicht geschal
teten Rückkopplungs-Kondensator 146 nicht stören. Dieses wird
jedoch den Verstärker 134 dazu veranlassen, eine Ausgangsspan
nung abzugeben, welche die durch den Polaritätswechsel der
Spannung an der in Serie geschalteten Kapazität der Kondensa
toren 138 und 150 verlangte Ladung erzeugt, wobei der Konden
sator 150 betragsmäßig im wesentlichen gleich dem Kondensa
tor 138 ist. Diese Ladungsanforderung kann zeitweise den Ver
stärker 134 in einen nichtlinearen Betriebszustand treiben,
welcher dann als Verzerrung zwischen aufeinanderfolgenden
Zeitkontinuitäts-Blöcken zu beobachten ist.
Fig. 10 enthält nun ein schematisches Schaltbild des erfin
dungsgemäßen Puffers zwischen dem Bereich der geschalteten
Kondensatoren und dem zeitkontinuierlichen Bereich. Es ist
ein Verstärker 160 vorgesehen, dessen positiver Eingang an
Masse liegt. Sein negativer Eingang ist mit einem Eingangs-Kno
tenpunkt 162 verbunden. Eine mittels geschalteter Konden
satoren erzeugte (abgetastete) Eingangsspannung wird an der
einen Seite eines Schalters 164 empfangen, dessen andere
Seite mit der einen Seite des Kondensators 166 verbunden ist.
Die eine Seite des Kondensators 166 ist gleichzeitig über
einen Schalter 168 mit dem Ausgang des Verstärkers 160 ver
bunden. Die andere Seite des Kondensators 166 ist über einen
Schalter 170 mit Masse verbunden und gleichzeitig über einen
Schalter 172 mit dem Eingangsknotenpunkt 164. Ein Rückkopp
lungs-Kondensator 174 ist zwischen den Eingangs-Knotenpunkt
162 und den Ausgang des Verstärkers 160 geschaltet.
Im Betrieb vermeidet der Puffer von Fig. 10 den vorstehend
anhand von Fig. 9 beschriebenen Mechanismus der Spannungs
verzerrung durch Entlastung des Verstärkers 160 von einer
Ladungsanforderung während des stabilen Betriebs im Bereich
niedriger Frequenzen. Ein einzelner Eingangs-Kondensator, näm
lich der Kondensator 166, ist direkt zwischen den Eingang und
den Ausgang geschaltet, so daß dann, wenn die Ausgangsspan
nung der Eingangsspannung entspricht, und wenn die Eingangs
spannung gleich einer niederfrequenten Spannung, wie Gleich
spannung, ist, keine Änderung der Netzspannung an einem der
Kondensatoren auftritt. Aus diesem Grunde wird der Ausgang
des Verstärkers 160 nicht mit einer Spannungsanforderung be
aufschlagt. Hieraus folgt eine relativ niedrige Verzerrung.
Dies wird durch die Tatsache gewährleistet, daß er eine
hochimpedante Last in Form des Puffers 16 mit Verstärkungs
faktor 1 treibt.
Das Schaltdiagramm von Fig. 11 zeigt einen vorbekannten
Puffer mit Verstärkungsfaktor 1. Es sind zwei Differenz-Ein
gangstransistoren 170 und 172 vorgesehen, deren Source-Elek
troden mit einem gemeinsamen Knotenpunkt 174 verbunden
sind. Der Knotenpunkt 174 ist über einen Source-Drain-Pfad
eines N-Kanal-Transistors 176 an eine Versorgungsspannung
VSSA angeschlossen. Dessen Gate-Elektrode ist mit einer
Bias-Spannung beaufschlagt, wobei der Transistor 176 als Wechsel
spannungsquelle wirkt. Die Drain-Elektrode des Transi
stors 170 ist mit der einen Seite des Source-Drain-Pfads
eines P-Kanal-Transistors 178 verbunden, dessen andere Seite
mit einer positiven Versorgungsspannung VDDA an einem Kno
tenpunkt 180 verbunden ist. Die Gate-Elektrode und die Drain-Elek
trode des Transistors 178 sind zusammengeschaltet. In
gleicher Weise ist die Drain-Elektrode des Transistors 172
mit der einen Seite des Source-Drain-Pfads eines Transi
stors 182 verbunden, während dessen andere Seite mit dem
Knotenpunkt 180 in Verbindung steht. Die Gate-Elektrode des
Transistors 182 ist mit der Gate-Elektrode des Transi
stors 178 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors 170
bildet den negativen Eingang, und die Gate-Elektrode des
Transistors 172 bildet den positiven Eingang, wobei die
Drain-Elektrode des Transistors 172 gleichzeitig den Ausgang
des Differentialverstärkers darstellt, der mit der Gate-Elek
trode eines Ausgangs-Treibertransistors 184 verbunden
ist, welcher ein P-Kanaltranistor ist, dessen eine Seite sei
nes Sources-Drain-Pfads mit dem Knotenpunkt 180 und dessen
andere Seite mit dem Ausgangsknotenpunkt 186 verbunden ist.
Der Ausgangsknotenpunkt 186 ist rückgeführt auf die Gate-Elek
trode des Transistors 170, der den Eingang des Verstär
kers darstellt. Es ist ferner ein eine Wechselspannungsquelle
darstellender Transistor 188 vorgesehen, dessen Source-Drain-Pfad
zwischen den Knotenpunkt 186 und die Spannung VSSA ge
schaltet ist. Die Gate-Elektrode des Transistors 188 liegt an
einer Bias-Spannung.
Wird der aus dem Paar von Transistoren 170 und 172 gebildete
Differenzeingang des vorbekannten Verstärkers gemäß Fig. 11
mit einem großen Signal üblicher Schwingungsart beaufschlagt,
so werden hierdurch zwei Verzerrungsmechanismen ausgelöst.
Der erste hat seine Ursache in der großen, signalbedingten
Schwankung der Spannung zwischen Drain- und Source-Elektrode
(VDS) der paarweisen Differenzelemente 170, 172. Liegt dabei
eine Fehlanpassung zwischen ID und VDS oder den Ausgangskon
duktanz-Charakteristiken dieser Bauelemente vor, so muß eine
Differenz bezüglich der Spannung VGS zwischen Gate- und
Source-Elektroden dieser Elemente eingeführt werden, um glei
che Drain-Ströme (ID) aufrechtzuerhalten. Diese VDS-Differenz
kann sich selbst als Verzerrung in der Eingangs/Ausgangs-Charak
teristik des Puffers manifestieren. Der zweite, bei
diesem herkömmlichen Verstärker-Puffer unter den Bedingungen
eines großen Gleichtaktsignals am Eingang auftretende Verzer
rungsmechanismus hat seine Ursache in der signalbedingten
Schwankung der Spannung zwischen Drain- und Source-Elektrode
des als Wechselspannungsquelle dienenden Transistors 176.
Infolge der endlichen Ausgangsimpedanz des Transistors 176
führt die Schwankung von VDS beim Transistor 176 zu einer
Schwankung des Wechselspannungs-Bias am Differenzpaar mit dem
Eingangssignal. Liegt eine Fehlanpassung zwischen ID und VDS
oder der Transkonduktanz-Charakteristiken des Paares von Dif
ferenzelementen vor, so muß wiederum eine Differenz betref
fend die Spannung zwischen Gate- und Source-Elektrode dieser
Elemente eingeführt werden, um eine ausgewogene Wechselspan
nungs-Bilanz aufrechtzuerhalten. Es ist wichtig hervorzu
heben, daß kein Leerlaufverstärkungs-Faktor diese negativen
Effekte während des Betriebs mit geschlossener Regelschleife
reduzieren kann, da beide erwähnte Verzerrungsmechanismen an
der Differenz-Eingangsstufe des Verstärkers auftreten.
Das vereinfachte Schaltbild von Fig. 12 erläutert die Puffer
schaltung mit Verstärkungsfaktor 1 für den DA-Wandler. Es
sind zwei Differenzeingangsglieder 190 und 200 vorgesehen,
beides N-Kanal-Glieder, deren Source-Elektroden mit einem
gemeinsamen Knotenpunkt 202 verbunden sind. Die Gate-Elek
trode des Transistors 190 stellt einen positiven Eingang des
Puffers dar; die Gate-Elektrode des Transistors 200 dient als
negativer Eingang. Eine Stromquelle 204 ist mit der Drain-Elektrode
des Transistors 190 verbunden und liefert einen
Strom I′; in gleicher Weise ist eine Stromquelle 206 mit der
Drain-Elektrode des Transistors 200 verbunden und liefert
einen gleich großen Strom I′; eine Stromquelle 208 ist zwi
schen den gemeinsamen Knotenpunkt 202 und die Versorgungs
spannung VSSA geschaltet und stellt eine Stromsenke von 2I
dar. Eine weitere Stromquelle, nämlich die Stromquelle 210,
ist direkt an den Knotenpunkt 202 angeschlossen und liefert
einen Strom ΔI. Die Stromquelle 220 wird durch zwei Steuer
glieder 212 gesteuert, welche jeweils zwischen den Drain-Elek
troden der Transistoren 190 und 200 sowie den zugehörigen
Stromquellen 204 und 206 angeordnet sind, um die dort
fließenden Ströme zu erfassen. Die Steuerglieder 212 steuern
die Stromquelle 210 im Sinne einer Einstellung des Wertes von
ΔI so, daß der Strom durch die Transistoren 190 und 200 unab
hängig von Stromschwankungen in der Stromquelle 208 auf einen
konstanten Strom ID gehalten wird. Somit wird das Paar von
Differenzeingangs-Transistoren 190 und 200 mit konstantem ID
betrieben, selbst bei Auftreten eines großen Gleichtaktsig
nals am Eingang. Die Stromquellen 204 und 206 halten im Be
trieb gleiche Drain-Ströme in den zwei Transistoren 190
und 200 aufrecht, während die Stromquelle 210 die am gemein
samen Knotenpunkt 202 auftretende Stromdifferenz absorbiert.
Es wird nun auf Fig. 13 Bezug genommen, welche ein detail
lierteres Schaltschema des Puffers mit Verstärkungsfaktor 1
für den DA-Wandler enthält. Der gemeinsame Source-Knoten
punkt 202 ist mit der einen Seite des Source-Drain-Pfads
eines Transistors 214 verbunden, während dessen andere Seite
mit VSSA verbunden ist. Der Transistor 214 entspricht der
Stromquelle 208 (vergleiche Fig. 12). Dessen Gate-Elektrode
liegt an einer Vorspannung. Die Drain-Elektrode des Transi
stors 190 ist über den Source/Drain-Pfad eines Kaskaden-N-Ka
nal-Transistors 216 mit einem Knotenpunkt 218 verbunden.
Die Gate-Elektrode des Transistors 216 ist mit einem Knoten
punkt 220 verbunden, an dem ein dynamischer Bias anliegt. Der
Knotenpunkt 218 ist mit der einen Seite des Source/Drain-Pfads
eines P-Kanal-Transistors 222 verbunden; dessen andere
Seite ist mit einem an VDDA angeschlossenen Versorgungs-Kno
tenpunkt 224 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transi
stors 222 liegt an einer Versorgungsspannung und funktioniert
als Stromquelle 204. In gleicher Weise ist die Drain-Elektro
de des Transistors 200 über den Source-Drain-Pfad eines
N-Kanal-Kaskadentransistors 226 an einen Knotenpunkt 228 ge
schaltet. Die Gate-Elektrode dieses Transistors 226 ist mit
dem Knotenpunkt 220 verbunden. Der Knotenpunkt 228 ist an die
eine Seite des Source/Drain-Pfads eines P-Kanal-Transi
stors 230 angeschlossen, dessen andere Seite mit dem Knoten
punkt 224 verbunden ist. Die Gate-Elektrode des Transi
stors 230 liegt an einer Vorspannung, so daß der Transi
stor 230 als Stromquelle 206 (vergleiche Fig. 12) funktio
niert.
Ein P-Kanal-Rückkopplungs-Transistor 232 ist mit seiner einen
Seite über seinen Source/Drain-Pfad mit dem Knotenpunkt 224
und mit seiner anderen Seite mit dem Knotenpunkt 220 verbun
den. Die Gate-Elektrode des Transistors 232 ist mit dem Kno
tenpunkt 218 verbunden. In gleicher Weise ist ein P-Kanal-
Rückkopplungs-Transistor 234 mit seiner einen Seite über
seinen Source/Drain-Pfad mit dem Knotenpunkt 224 und mit
seiner anderen Seite mit dem Knotenpunkt 220 verbunden. Die
Gate-Elektrode des Transistors 234 ist mit dem Knoten
punkt 228 verbunden. Es ist ferner ein N-Kanal-Transistor 236
vorgesehen, dessen Drain- und Gate-Elektroden miteinander so
wie mit dem Knotenpunkt 220 verbunden sind, und dessen
Source-Elektrode mit dem Knotenpunkt 202 verbunden ist, so
daß der Strom ΔI an den Knotenpunkt 202 gelegt wird und auch
die dynamische Gate-Vorspannung für die Transistoren 216
und 226 bereitgestellt wird.
Der Knotenpunkt 228 ist mit der Gate-Elektrode des P-Kanal-Tran
sistors 237 verbunden, dessen Source/Drain-Pfad zwischen
den Knotenpunkt 224 und einen Ausgangsknotenpunkt 238 ge
schaltet ist. In gleicher Weise ist der Knotenpunkt 238 mit
der einen Seite des Source/Drain-Pfads eines N-Kanal-Transi
stors 240 und mit seiner anderen Seite mit VSSA verbunden.
Die Gate-Elektrode des Transistors 240 ist mit der Gate-Elektrode
eines zweiten N-Kanal-Transistors 242 verbunden,
während dessen Gate-Elektrode und Drain-Elektrode miteinander
verbunden sind und die Source-Elektrode an VSSA angeschlossen
ist, um als Strom-Spiegel zu funktionieren. Die Gate- bzw.
Drain-Elektrode des Transistors 242 ist mit einer Seite des
Source/Drain-Pfads eines P-Kanal-Transistors 244 verbunden,
dessen andere Seite ist mit dem Knotenpunkt 224 verbunden.
Die Gate-Elektrode des Transistors 244 ist mit dem Knoten
punkt 218 verbunden. Die Transistoren 237, 240, 242 und 244
bilden von der Funktion her die zweite Verstärkerstufe und
stellen eine allgemeine Umdreh-Ausgangsstufe dar. Die
Transistoren 240 und 242 wirken lediglich als Strom-Spiegel,
wohingegen die Transistoren 237 und 244 die eigentliche Aus
gangsstufe darstellen; bei dieser Struktur handelt es sich um
einen zweistufigen Verstärker. Der Ausgangsknotenpunkt 238
ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 190 verbunden,
welcher den Eingang des Verstärkers bildet.
Im Betrieb wird der Strom ΔI gesteuert durch die Transi
storen 232 und 234, welche Rückkopplungs-Funktion haben. Die
Transistoren 216 und 226 sind Kaskaden-Bauelemente, wobei der
Transistor 236 ein Vorspannungs-Bauelement darstellt. Die
Transistoren 216 und 226 gewährleisten ein konstantes Dif
ferenz-Paar VDS bei Betrieb mit großem Gleichtaktsignal am
Eingang. Die Shunt-Rückkopplungs-Transistoren 232 und 234
absorbieren im Betrieb die Stromdifferenz am gemeinsamen
Quellen-Knotenpunkt 202. Da der Bias-Strom im Transistor 214
infolge der endlichen Ausgangsimpedanz schwankt, wird sich
auch die Spannung zwischen Gate- und Source-Elektroden der
Rückkopplungs-Transistoren 232 und 234 ändern, um diese Strom
schwankung auszugleichen; jedoch wird die Schwankung von VGS
in den Transistoren 232 und 234 um einen Faktor (gm/go) » 1
niedriger sein (gm = Transkonduktanz der Shunt-Rückkopplungs-Bau
elemente 232 und 234; go = Ausgangs-Konduktanz des Strom
quellen-Transistors 214). Als Folge hiervon erfahren die
Stromquellen-Bauelemente, die tatsächlich den paarweisen
Bias-Eingangsstrom der Transistoren 190 und 200 bestimmen,
eine Schwankung von VDS, welche wesentlich kleiner ist als
das übliche Eingangssignal.
In Fig. 14 ist nun der Start-up-Schaltkreis des Puffers von
Fig. 13 dargestellt. In Fig. 13 ist der Knotenpunkt 218 ge
kennzeichnet mit "B", der Knotenpunkt 220 ist gekennzeichnet
mit "A", und der Knotenpunkt 228 ist gekennzeichnet mit "C".
Ein P-Kanal-Transistor 246 ist mit seinem Source/Drain-Pfad
zwischen den Knotenpunkt 224 und einem Knotenpunkt 248 ge
schaltet. Die Gate-Elektrode des Transistors 246 ist an den
Verbindungspunkt "C" beim Knotenpunkt 220 angeschlossen. Ein
P-Kanal-Transistor 250 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwi
schen den Knotenpunkt 224 und den Knotenpunkt 248 geschaltet;
dessen Gate-Elektrode ist mit dem Verbindungspunkt "B" beim
Knotenpunkt 218 verbunden. Ein P-Kanal-Transistor 252 ist mit
seinem Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 124 und den
Verbindungspunkt "A" beim Knotenpunkt 228 geschaltet; dessen
Gate-Elektrode ist mit dem Knotenpunkt 248 verbunden. Ein
Transistor 254 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den
Knotenpunkt 248 und VSSA geschaltet; dessen Gate-Elektrode
ist an einen Bias-Strom gelegt. Der Schaltkreis von Fig. 14
gibt auf eine Initialisierung hin einen Start-up-Strom auf
den Knotenpunkt "A".
In Fig. 15 ist ein Schaltschema der Ausgangsstufe eines
Operationsverstärkers dargestellt, welcher in einem herkömm
lichen aktiven Filter für Digital/Analog-Wandler Verwendung
findet. Ein N-Kanal-Source-Folgetransistor 258 ist mit seinem
Source/Drain-Pfad mit der Spannung VDDA sowie einem Knoten
punkt 160 verbunden. Der Knotenpunkt 260 ist an eine Nieder
spannungs-Referenz mit einer Stromquelle 262 angeschlossen.
Der Knotenpunkt 260 bildet den Ausgangsanschluß, der über
einen Widerstand 264, welcher der Ladewiderstand ist, an
Masse liegt. Durch den Widerstand 264 fließt der Strom IL,
und der durch den Transistor 248 fließende Strom ergibt sich
als Summe des Drain-Stroms ID und des Ladestroms IL.
Bei der herkömmlichen Schaltung gemäß Fig. 15 verursacht der
signalabhängige Laststrom IL eine Schwankung des Stroms im
Source-Folgetransistor 258. Dies führt zu einer quadratischer
Kennlinie unterworfenen Änderung von VGS dieses Bauelements,
welche sich in eine Verzerrung der Vout/Vin-Übertragungs
charakteristik umsetzt. Überdies arbeitet der Standard-
Source-Folgetransistor im Klasse-A-Betrieb, was bedeutet, daß
die Gleichspannungs-Stromquelle ID mindestens so groß sein
muß wie der maximal erwartete Laststrom.
In Fig. 16 ist ein vereinfachtes Schaltbild der Ausgangs
stufe des aktiven RC-Tiefpaßfilters 18 für den DA-Wandler
dargestellt. Ein mit N-leitendem Kanal versehener Source-Fol
getransistor 266 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen
einen Knotenpunkt 268 und dem Knotenpunkt 260 geschaltet;
dessen Source-Elektrode ist mit dem Knotenpunkt 260 verbun
den. Die Gate-Elektrode des Transistors 266 nimmt die Ein
gangsspannung der Ausgangsstufe auf. Eine Konstantstrom-Quelle
270 ist zwischen den Knotenpunkt 260 und die Spannung
VSSA geschaltet, und die Konstantstrom-Quelle 272 ist zwi
schen den Knotenpunkt 268 und die positive Spannung VDDA
geschaltet. Der Strom durch die Stromquellen 270 und 272 ist
gleich dem Drain-Strom ID durch den Transistor 266; letzterer
wird konstant und unabhängig von dem Laststrom IL gehalten.
Eine veränderliche Stromquelle 274 ist zwischen VDDA und den
Knotenpunkt 260 geschaltet, und eine veränderliche Strom
quelle 276 ist auch zwischen den Knotenpunkt 260 und die
Spannung VSSA geschaltet. Die Stromquelle 274 liefert Strom
an den Lastwiderstand 264 für Schwingungen am Knotenpunkt 260
im Hochspannungsbereich, und die Stromquelle 276 wirkt als
Senke für den Strom vom Ladewiderstand 264 für negative Sig
nalschwingungen im Niederspannungsbereich. Die Stromquel
len 274 und 276 werden durch einen Rückkopplungs-Schalt
kreis 278 gesteuert, welcher eine durch die Spannung am
Knotenpunkt 268 gesteuerte Klasse-AB-Rückkopplung erzeugt.
Auf diese Weise wird Laststrom durch die Stromquellen 274
und 276 bereitgestellt, wobei die Stromquellen 274 und 276 im
Betrieb mehr Laststrom IL abgeben bzw. aufnehmen als die
Bias-Ströme im Betrieb.
Während des Betrieb wird der Source-Folgetransistor 266 mit
konstantem Strom betrieben. Der Drain-Strom wird von der
Stromquelle 272 dazu gezwungen, lastunabhängig zu sein. Da
der Drain-Strom des N-Kanal-Transistors 266 konstant ist, ist
die Gate/Source-Spannung lastunabhängig, und eine verzerrungs
freie Spannung wird an die Lastwiderstände 264 abgegeben. Der
von den Lastwiderständen 264 bezogene Strom IL wird von den
Stromquellen 274 und 276 geliefert. Von dem AB-Rückkopplungs
netzwerk 278, das durch die Spannung am Knotenpunkt 178 ge
steuert wird, wird somit ein Klasse-AB-Betrieb ausgeführt.
In Fig. 17 ist ein mehr ins Detail gehendes Schaltschema der
Ausgangsstufe gemäß Fig. 16 dargestellt. Die Stromquelle 272
ist mittels eines P-Kanal-Transistors 280 realisiert, dessen
Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt VDDA und den Kno
tenpunkt 268 geschaltet ist. In gleicher Weise ist die Strom
quelle 270 mittels eines N-Kanal-Transistors 282 realisiert,
dessen Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 260 und die
Spannung VSSA geschaltet ist. Die Gate-Elektroden der Transi
storen 280 und 282 sind jeweils separat an Vorspannungen BIAS
gelegt.
Die Stromquelle 274 ist mittels eines P-Kanal-Transistors 284
realisiert, dessen Source-Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt
VDDA und den Knotenpunkt 260 geschaltet ist; die Gate-Elek
trode des Transistors 284 ist mit dem Knotenpunkt 268 verbun
den. Die Stromquelle 276 ist mittels eines N-Kanal-Transi
stors 286 realisiert, dessen Source/Drain-Pfad zwischen den
Knotenpunkt 260 und die Spannung VSSA geschaltet ist. Der
Transistor 286 wird durch eine Stromspiegelungs-Funktion
gesteuert.
Das Rückkopplungs-Netzwerk ist gebildet durch einen P-Kanal-Tran
sistor 288, der mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den
Emitter eines bipolaren NPN-Transistors 290 und die Drain-Elek
trode eines N-Kanal-Transistors 292 geschaltet ist. Der
Transistor 292 hat seine Gate-Elektrode und seine Drain-Elek
trode miteinander verbunden, und die Gate-Elektrode des
Transistors 286 sowie seine Source-Elektrode sind mit VSSA
verbunden, um die andere Seite des Stromspiegels darzustel
len. Die Gate-Elektrode des Transistors 288 ist an ein ex
ternes AB-Bias-Signal geschaltet. Die Basis des Transi
stors 290 ist mit dem Knotenpunkt 268 verbunden, und an des
sen Kollektor liegt VDDA an.
Im Betrieb arbeiten der Transistor 288 und der Bipolar-Transi
stor 290 im Klasse-AB-Betrieb, wobei der Transistor 290 eine
Niederimpedanz-Steuerung der Source-Elektrode des Transi
stors 288 ausführt. Der Bipolar-Transistor wird hier anstelle
eines N-Kanal-Transistors verwendet wegen der größeren Trans
konduktanz, wobei keine back-gate-Probleme auftreten. Der
Bias-Strom in den Transistoren 284 und 286 wird gesteuert
durch das AB-Bias-Signal, das die Gate-Vorspannung für den
Transistor 288 liefert. Die Signalverarbeitung basiert auf
der Rückkopplungs-Steuerung des Gate-Potentials am Transi
stor 284 durch die Spannung am Knotenpunkt 268. Sobald das
Gate-Potential am Transistor 284 absinkt, wächst der Strom
durch den Transistor 284 an und versorgt den Lastwider
stand 264 mit Strom. Gleichzeitig sinkt die Spannung VGS des
Transistors 288, welche den Strom in den gespiegelten Transi
storen 286 und 292 herabsetzt. Wenn nun das Gate-Potential
des Transistors 284 am Knotenpunkt 268 steigt, vermindert
sich der Strom im Transistor 284, während der Strom durch den
Transistor 288 und die gespiegelten Transistoren 286 und 292
steigen, damit der Laststrom abfällt. Dabei ist zu beachten,
daß Klasse-AB-Betrieb herrscht, da die Transistoren 284
und 286 mehr Laststrom IL abgeben bzw. aufnehmen können als
deren Arbeits-Bias-Strom.
Fig. 18 enthält das Schaltschema einer ersten Ausführung des
Schaltkreises zur Erzeugung des AB-Bias-Signals. Ein P-Kanal-Tran
sistor 294 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den
Knotenpunkt VDDA und eine Seite einer Stromquelle 296 ge
schaltet. Die andere Seite der Stromquelle 296 ist mit dem
Knotenpunkt VSSA verbunden, wobei durch die Stromquelle 296
ein Strom IB fließt. Ein bipolarer Transistor 298 ist mit sei
nem Kollektor mit VDDA verbunden, während sein Emitter mit
der Source-Elektrode eines P-Kanal-Transistors verbunden ist.
Die Basis des Transistors 298 ist mit der Gate-Elektrode und
der Drain-Elektrode des Transistors 294 verbunden. Die Gate-Elek
trode und die Drain-Elektrode des Transistors 300 sind
miteinander und mit der einen Seite einer Stromquelle 302
verbunden, deren andere Seite mit dem Knotenpunkt, an welchem
VSSA anliegt, verbunden ist. Die Stromquelle 302 bringt den
Strom IB auf. Der in Fig. 18 dargestellte Schaltkreis er
zeugt einen Leerlaufstrom im Signalpfad der Transistoren 284
und 286, welcher proportional dem Storm IB ist, wobei folgen
de Beziehung gilt:
In Fig. 19 ist eine alternative Ausführung des Bias-Schalt
kreises zur Erzeugung des AB-Bias dargestellt. Ein P-Kanal-Tran
sistor 304 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den
Knoten, an dem VDDA anliegt, und einen Knotenpunkt 306 ge
schaltet. Der Knotenpunkt 306 ist über den Source-Drain-Pfad
eines N-Kanal-Transistors 308 mit dem Knotenpunkt, an dem
VSSA anliegt, verbunden. Die Gate-Elektrode des Transi
stors 308 ist in einer Stromspiegelungs-Konfiguration mit der
Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode eines N-Kanal-Transi
stors 310 verbunden, dessen Source-Elektrode mit dem Knoten
punkt, an dem VSSA anliegt, verbunden ist. Die Drain-Elek
trode des Transistors 310 ist mit der Drain-Elektrode eines
P-Kanal-Transistors 312 verbunden, dessen Source-Elektrode
mit dem Emitter eines bipolaren Transistors 314 verbunden
ist, dessen Basis mit der Gate-Elektrode des Transistors 304
in Verbindung steht. Der Kollektor des Transistors 314 ist an
VDDA angeschlossen. Die Gate-Elektrode des Transistors 312
ist mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 316 verbun
den. Der negative Eingang des Verstärkers 316 ist mit dem
Knotenpunkt 306 verbunden; dessen positiver Eingang liegt an
Masse. Ein P-Kanal-Transistor 318 ist mit seinem Source-Drain-Pfad
zwischen den Knoten, an dem VDDA anliegt, und
einem Knotenpunkt 320 geschaltet. Die Gate-Elektrode des
Transistors 318 ist mit dem Ausgang eines Operationsver
stärkers 322 verbunden, dessen positiver Eingang mit dem
Knotenpunkt 320 und dessen negativer Eingang mit Masse ver
bunden ist. Der Knotenpunkt 320 ist über eine Stromquel
le 324, durch welche ein Strom IB fließt, mit einer Spannung
VSSA verbunden. Bei diesem Schaltkreis werden alle ins Ver
hältnis gesetzten Bias-Ströme in Bauelementen eingerichtet,
welche mit den gleichen Spannungen VGS und VDS wie die ent
sprechenden Bauelemente im Signalpfad arbeiten.
Zusammengefaßt wurde hier eine verzerrungsfreie Ausgangsstufe
für ein RC-Tiefpaßfilter in dem Eingangsabschnitt eines Digi
tal/Analog-Wandlers vorgeschlagen. In dieser Ausgangsstufe
kommt ein Source-Folgetransistor zum Einsatz, um eine nieder
impedante Last zu treiben. Ausgangsseitig sind zwei Strom
quellen vorgesehen; die eine als Quelle für einen durch den
Ladewiderstand für Halbwellen im positiven Bereich fließenden
Strom, und die andere als Stromsenke für von dem Lastwider
stand bei Halbwellen mit negativer Spannung abfließenden
Strom. Die Stromquellen werden gesteuert von einem Rück
kopplungs-Netzwerk, das die Spannung an der Drain-Elektrode
des Source-Folgetransistors erfaßt und die beiden Stromquel
len so steuert, daß im Klasse-AB-Betrieb gearbeitet wird, um
mehr Laststrom abzugeben bzw. aufzunehmen als deren
Betriebs-Bias-Strom.
Claims (8)
1. Digital/Analog-Wandler, mit
- - einem Digitalteil, der einen Digitalmodulator (10) enthält;
- - einem Analogteil, der ein mit geschalteten Kondensatoren aufgebautes Tiefpaßfilter, einen Schaltkondensator/Zeit kontinuitäts-Puffer, einen Puffer (16) mit Verstärkungs faktor Eins und ein aktives RC-Tiefpaßfilter enthält, dessen Ausgangsstufe den Analogausgang des gesamten DA-Wandlers darstellt;
dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangs
stufe des aktiven RC-Tiefpaßfilters (18) folgende Merkmale
aufweist:
- - einen Source-Folgetransistor (266) mit einem Source/Drain-Pfad und einer Gate-Elektrode, wobei an der Gate-Elektrode eine Eingangsspannung anliegt und dessen Source-Elektrode mit der einen Seite der Last (264) verbunden ist;
- - eine erste Konstantstrom-Quelle (272), die an der einen Seite des Source/Drain-Pfads des Source-Folgetransi stors (266) angeordnet ist;
- - eine zweite Konstantstrom-Quelle (270), die an der gegen überliegenden Seite des Source/Drain-Pfads des Source-Fol getransistors (266) angeordnet ist, wobei die erste (272) und zweite (270) Konstantstrom-Quelle einen im wesentlichen konstanten Drain-Strom durch den Source/Drain-Pfad des Sour ce-Folgetransistors (266) liefern;
- - eine erste veränderliche Stromquelle (274), die einen Strom an die Last liefert, wenn die an der Last anliegende Span nung das Liefern eines Stroms zu ihr fordert;
- - eine zweite veränderliche Stromquelle (276), die ein Abfal len des Stroms an der Last bewirkt, wenn die an der Last an liegende Spannung ein Abfließen des Stroms von ihr fordert; und
- - ein Rückkopplungs-Netzwerk zum Erfassen des Stroms durch den Source-Folgetransistor (266) und Steuern der er sten (274) und zweiten (276) veränderlichen Stromquelle im Sinne eines entsprechenden Ansteigens oder Absenkens des an die Last gelieferten Stroms, um eine Stromabnahme bei dem Source-Folgetransistor (266) im wesentlichen zu beseitigen und dadurch einen Strom durch den Source-Folgetransi stor (266) aufrechtzuerhalten, der gleich ist dem Strom durch die erste (272) und zweite (270) Konstantstrom-Quelle.
2. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der Source-Folgetran
sistor (266) ein N-Kanal-Transistor ist.
3. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß
- - die erste Konstantstrom-Quelle (272) einen P-Kanal-Strom quellen-Transistor (280) umfaßt, welcher mit seiner Source-Elek trode an eine positive Spannung und mit seiner Drain-Elek trode an den N-Kanal-Source-Folgetransistor (266) ge schaltet ist, wobei die Gate-Elektrode des P-Kanal-Tran sistors an eine externe Bias-Spannung gelegt ist, um den Strom durch den Source/Drain-Pfad des P-Kanal-Stromquellen-Tran sistors (280) auf einen im wesentlichen konstanten Strom zu bringen; und
- - die zweite Konstantstrom-Quelle (270) einen N-Kanal-Strom quellen-Transistor (282) umfaßt, welcher mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen die Source-Elektrode des N-Kanal-Source-Fol getransistors (266) und eine negative Versor gungsspannung geschaltet ist, und wobei eine Vorspannung an die Gate-Elektrode des N-Kanal-Stromquellen-Transi stors (282) angelegt ist, um den hindurchfließenden Strom auf einem im wesentlichen konstanten Wert zu halten, der im wesentlichen gleich ist dem Strom durch den P-Kanal-Strom quellen-Transistor (280).
4. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß
- - die erste veränderliche Stromquelle (274) einen P-Kanal-Strom quellen-Transistor (284) umfaßt, dessen Source/Drain-Pfad zwischen eine positive Spannung und den Lastwider stand (264) geschaltet ist, und dessen Gate-Elektrode an das Rückkopplungs-Netzwerk angeschlossen ist; und
- - die zweite veränderliche Stromquelle (276) einen N-Kanal-Strom quellen-Transistor (286) umfaßt, dessen Source/Drain-Pfad zwischen den Lastwiderstand (264) und eine negative Versorgungsspannung geschaltet ist, und dessen Gate-Elek trode an das Rückkopplungs-Netzwerk angeschlossen ist.
5. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß das Rückkopplungs-Netzwerk
umfaßt
- - eine Verbindung zwischen der Drain-Elektrode des Source-Folge transistors (266) und dem P-Kanal-Stromquellen-Tran sistor (284), so daß eine Verminderung der Spannung an der Drain-Elektrode des Source-Folgetransistors (266) den Strom durch den P-Kanal-Stromquellen-Transistor (284) ansteigen läßt und eine Erhöhung der Spannung an dem Source-Folge transister (266) zu einer Verminderung des Stroms durch den P-Kanal-Stromquellen-Transistor (284) führt; und
- - eine Steuerschaltung zum Erfassen der Spannung an der Drain-Elektrode des Source-Folgetransistors (266) und Steu ern des Stroms im N-Kanal-Stromquellen-Transistors (286) so, daß der hierdurch fließende Strom bei einem Absinken der Spannung, wenn der Strom an der Last (264) sinkt, an steigt, und bei einer Zunahme der Spannung an der Drain- Elektrode des Source-Folgetransistors (266), wenn der Strom an der Last (264) sinkt, der hierdurch fließende Strom ab nimmt.
6. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung umfaßt:
- - eine aktive Vorrichtung mit einem Signalpfad mit einem Transistor, der mit seiner einen Seite an eine postive Ver sorgungsspannung angeschlossen ist, und mit einer hierzu gehörigen Transkonduktanz, wobei diese aktive Vorrichtung einen Steueranschluß hat, welcher mit der Drain-Elektrode des Source-Folgetransistors (266) verbunden ist und im Be trieb diese Transkonduktanz verändert, um bei einer Erhö hung der Spannung an der Drain-Elektrode des Source-Folge transistors (266) zunehmenden Stromfluß zu gestatten;
- - einen P-Kanal-Steuertransistor (288), der mit seiner Source-Elektrode an die andere Seite des Signalpfads der aktiven Vorrichtung angeschlossen ist, und der mit seiner Gate-Elektrode an einen externen Steuer-Bias-Schaltkreis angeschlossen ist; und
- - eine aktive Last für eine Verbindung mit der Drain-Elek trode des P-Kanal-Steuertransistors (288), wobei der durch diese aktive Last fließende Strom zu dem N-Kanal-Strom quellen-Transistor (282) in solcher Weise gespiegelt wird, daß der hindurchfließende Strom den durch den N-Kanal-Strom quellen-Transistor (282) fließenden Strom steuert.
7. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die aktive Vorrichtung einen
NPN-Transistor (290) umfaßt, dessen Kollektor an die positive
Spannung angeschlossen ist, dessen Emitter an die Source-Elek
trode des P-Kanal-Steuertransistors (288) angeschlossen
ist, und dessen Steuerelektrode mit der Drain-Elektrode des
Source-Folgetransistors (266) verbunden ist.
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